JP5085224B2 - Signal extraction circuit and system interconnection inverter device including the same - Google Patents
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Description
本願発明は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路、及びそれを含む系統連系インバータ装置に関する。 The present invention relates to a signal extraction circuit for extracting a fundamental frequency from a three-phase AC signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency, and a grid interconnection inverter device including the signal extraction circuit.
従来、直流電源と電力系統との間に設けられ、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して当該交流電力を電力系統に供給するための系統連系インバータ装置が提案されている(例えば特許文献1参照)。 2. Description of the Related Art Conventionally, there has been proposed a grid-connected inverter device that is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power, and supplies the AC power to the power system. (For example, refer to Patent Document 1).
図8は、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータ装置50は、太陽電池である系統電源51と電力系統52との間に接続され、インバータ部53、LCフィルタ部54、電流センサ55、トランス部56及びインバータ制御部57によって構成されている。この系統連系インバータ装置50は、系統電源51から供給される直流電力を交流電力に変換して電力系統52に供給するものである。
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a grid interconnection inverter system to which the grid interconnection inverter device is applied. This grid-connected
インバータ部53、LCフィルタ部54及びトランス部56は、直列に接続され、電流センサ55は、LCフィルタ部54とトランス部56との間に設けられている。インバータ制御部57は、インバータ部53に接続されている。
The
インバータ部53から出力される交流電圧vは、LCフィルタ部54によってスイッチングのノイズ成分が取り除かれる。スイッチングのノイズ成分が取り除かれた交流電流iは、電流センサ55によって検出され、インバータ制御部57に入力される。
The switching noise component is removed from the AC voltage v output from the
この系統連系インバータ装置50では、インバータ制御部57によってフィードバック制御系が構成される。すなわち、インバータ制御部57は、電流センサ55によって検出された交流電流iと予め定める目標値との偏差を演算し、その偏差に基づいてインバータ部53を制御する。これにより、インバータ部53は、電力系統52に供給する交流電圧及び交流電流が所定の規格を満足するように制御される。
In the grid-connected
この場合、フィードバック制御系であるインバータ制御部57では、三相交流信号に対して電流制御が行われるが、この電流制御における電流量の取扱いを容易にするために、三相交流信号に対してdq変換が行われる。
In this case, the
インバータ制御部57は、図8に示すように、dq変換部58と、d軸フィルタ部59と、q軸フィルタ部60と、d軸演算部61と、q軸演算部62と、d軸PI制御部63と、q軸PI制御部64と、dq逆変換部65と、PWM信号生成部66とによって構成されている。
As shown in FIG. 8, the
dq変換部58は、電流センサ55によって検出された三相の交流電流iU,iV,iWを当該交流電流iU,iV,iW と同一の回転速度で同一方向に回転する直交座標系(以下、「回転座標系」という。)(d軸、q軸)の信号id,iqに変換する。
例えば数式1は、基本波(系統周波数の成分)の正相分の三相交流電流iU,iV,iWをiU=Asin(ωt+θ)、iV=Asin(ωt+θ−2π/3)、iU=Asin(ωt+θ+2π/3)としたときのdq変換に用いられる変換式である。そして、数式1により算出される二相信号id,iqは、数式2のようになる。すなわち、基本波の正相分は、直流信号に変換されて出力される。なお、Aは基本波の正相分の振幅、ωは基本波の角周波数、θは三相交流電圧との位相差である。
For example, the
一方、三相交流電流iU,iV,iWには、一般に基本波のn次(n≧2の整数)高調波や基本波と周波数は同一であるが三相交流の回転方向が逆方向の周波数(以下、「基本波の逆相分」という。)が重畳されており、dq変換部58からはこれらのn次高調波や基本波の逆相分を上記の数式1でdq変換した二相信号id,iqも出力される。
On the other hand, the three-phase AC currents i U , i V , and i W generally have the same fundamental and n-order (n ≧ 2 integer) harmonics and fundamental waves but have the same frequency but the reverse rotation direction of the three-phase AC. The frequency in the direction (hereinafter referred to as “reverse phase component of the fundamental wave”) is superimposed, and the
基本波の逆相分は、iU=A’sin(ωt+θ’)、iV=A’sin(ωt+θ’+2π/3)、iU=A’sin(ωt+θ’−2π/3)で表されるから、これらのiU,iV,iWを上記の数式1に代入すると、dq変換された二相信号id(-1),iq(-1)は、数式3のようになる。すなわち、基本波の逆相分は、2倍波の交流信号に変換されて出力される。なお、添え字の(−1)は、基本波の逆相分であることを示している。また、A’は基本波の逆相分の振幅を示す。θ’は基本波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。
The reverse phase component of the fundamental wave is expressed by i U = A′sin (ωt + θ ′), i V = A′sin (ωt + θ ′ + 2π / 3), i U = A′sin (ωt + θ′−2π / 3). Therefore, when these i U , i V , and i W are substituted into the
また、n次高調波の正相分を、iUn=Ansin(nωt+θn)、iVn=Ansin(nωt+θn−2π/3)、iUn=Ansin(nωt+θn+2π/3)で表し、これらのiUn,iVn,iWnを上記の数式1に代入すると、dq変換された二相信号id(+n),iq(+n)は、数式4のようになる。すなわち、n次高調波の正相分は、(n−1)次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、Anはn次高調波の正相分の振幅、θnはn次高調波の正相分の三相交流電圧との位相差である。また、添え字の(+n)は、n次高調波の正相分であることを示している。
Further, the positive phase component of the n-th harmonic is expressed as follows: i Un = An sin (nωt + θ n ), i Vn = An sin (nωt + θ n −2π / 3), i Un = An sin (nωt + θ n + 2π / 3) ), And substituting these i Un , i Vn , and i Wn into
また、n次高調波の逆相分は、iUn=An’sin(nωt+θn’)、iVn=An’sin(nωt+θn’)+2π/3)、iUn=An’sin(nωt+θn’)−2π/3)で表されるから、これらのiUn,iVn,iWnを上記の数式1に代入すると、dq変換された二相信号id(-n),iq(-n)は、数式5のようになる。すなわち、n次高調波の逆相分は、(n+1)次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、An’はn次高調波の逆相分の振幅、θn’はn次高調波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。添え字の(−n)は、n次高調波の逆相分であることを示している。
Further, the antiphase component of the n-th harmonic is i Un = A n 'sin (nωt + θ n '), i Vn = A n 'sin (nωt + θ n ') + 2π / 3), i Un = A n 'sin ( nωt + θ n ′) −2π / 3), and when these i Un , i Vn , and i Wn are substituted into the
dq変換部58によって変換された信号id,iqには、上記のように直流成分と交流成分が含まれ、交流成分はフィードバック制御には不要であるので、d軸フィルタ部59及びq軸フィルタ部60によって除去される。
Since the signals id and iq converted by the
d軸演算部61では、d軸フィルタ部59によって交流成分が除去されたd軸出力値idと予め定めるd軸目標値Idとの偏差が算出される。また、q軸演算部62では、q軸フィルタ部60によって交流成分が除去されたq軸出力値iqと予め定めるq軸目標値Iqとの偏差が算出される。d軸演算部61及びq軸演算部62の出力は、d軸PI制御部63及びq軸PI制御部64にそれぞれ入力される。
The d-
d軸PI制御部63及びq軸PI制御部64では、d軸演算部61及びq軸演算部62で算出された偏差に基づいて比例制御(Proportional制御)処理及び積分制御(Integral制御)処理がそれぞれ行われる。その後、dq逆変換部65においてPI制御が施されたd軸出力値id,q軸出力値iqは、三相交流の制御信号に逆変換される。
In the d-axis
そして、PWM信号生成部66において、dq逆変換部65から出力される三相交流の制御信号に基づいて、インバータ部53内の三相ブリッジ回路の複数のスイッチング素子を制御するためのPWM制御信号が生成される。
Then, in the PWM
ところで、上述したd軸フィルタ部59及びq軸フィルタ部60は、dq変換部58の出力から交流成分を除去し、基本波成分のみを直流として抽出するためのものであるが、d軸フィルタ部59及びq軸フィルタ部60は、例えば移動平均フィルタ、FIR(Infinite Impulse Response)フィルタ又はIIR(Infinite Impulse Response)フィルタ等のディジタルフィルタによって構成されている。
Incidentally, the d-
移動平均フィルタは、除去したい周波数のデータを少なくとも1周期分サンプリングし、それらのサンプリングデータの移動平均を算出することによって当該周波数を除去する構成である。このため、フィードバック制御系として基本波成分の検出が遅れ、PWM信号生成部66におけるPWM制御信号の生成を更新する期間が長くなるという問題点がある。
The moving average filter is configured to sample data of a frequency to be removed for at least one period, and to remove the frequency by calculating a moving average of the sampling data. For this reason, the detection of the fundamental wave component is delayed as a feedback control system, and there is a problem that the period for updating the generation of the PWM control signal in the PWM
例えば、dq変換された信号id,iqに含まれる交流成分には基本波と同一の周波数(系統周波数に相当)の成分が含まれる可能性があるから、基本波と同一の周波数以上の交流成分を除去しようとすると、1周期を基本波の周期に設定する必要がある。例えば、系統周波数を50Hzとすると、d軸フィルタ部59及びq軸フィルタ部60の時定数を少なくとも20msecに設定する必要がある。
For example, the AC component included in the dq-converted signals id and iq may include a component having the same frequency as the fundamental wave (corresponding to the system frequency). If it is going to remove, it is necessary to set 1 period to the period of a fundamental wave. For example, when the system frequency is 50 Hz, the time constants of the d-
フィードバック制御系によりインバータ部53の出力交流電流iを安定して目標値に制御するには、PWM制御信号を可及的に高速で生成し、応答遅れを可及的に小さくすることが望ましいが、従来の系統連系インバータシステムでは、移動平均フィルタからなるd軸フィルタ部59及びq軸フィルタ部60を用いているので、それらの出力に一定時間以上の遅れが必ず生じ、PWM制御信号の生成の高速化に限界が生じていた。
In order to stably control the output AC current i of the
本願発明は、電流検出の応答性を向上させることのできる信号抽出回路を提供することを、その課題とする。 This invention makes it the subject to provide the signal extraction circuit which can improve the responsiveness of an electric current detection.
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.
本願発明の第1の側面によって提供される信号抽出回路は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路であって、前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第1の回転座標系の第1の二相信号に変換する第1の信号変換手段と、前記第1の信号変換手段によって変換された前記第1の二相信号に対して前記基本周波数の周期の略1/2の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第1の二相信号に含まれる交流成分を除去する第1のフィルタ手段と、前記三相交流信号を前記基本周波数の2倍の周波数を有する角周波数で回転する第2の回転座標系の第2の二相信号に変換する第2の信号変換手段と、前記第2の信号変換手段によって変換された前記第2の二相信号に含まれる交流成分を除去する第2のフィルタ手段と、前記第2のフィルタ手段から出力される第2の二相信号を前記第1の回転座標系の信号に変換する第3の信号変換手段と、前記第1のフィルタ手段から出力される前記第1の二相信号から前記第3の信号変換手段から出力される前記第2の二相信号を減算して前記第1の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、を備えたことを特徴としている(請求項1)。 The signal extraction circuit provided by the first aspect of the present invention is a signal extraction circuit for extracting a fundamental frequency from a three-phase alternating current signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency. a first signal converting means for converting phase alternating current signal to the first two-phase signal of the first rotating coordinate system that rotates at the angular frequency having the same frequency as the fundamental frequency, by the first signal conversion means A constant-time integration process is performed on the converted first two-phase signal over a period of approximately half of the period of the fundamental frequency, thereby removing an AC component included in the first two-phase signal. First filter means and second signal conversion means for converting the three-phase AC signal into a second two-phase signal of a second rotating coordinate system that rotates at an angular frequency having a frequency twice the fundamental frequency. And the second signal converter The second filter means for removing the AC component contained in the second two-phase signal converted by the first and second second-phase signals output from the second filter means are converted into the first rotational coordinate system. And a third signal converting means for converting the first two-phase signal output from the first filter means to the second two-phase signal output from the third signal converting means. And a second harmonic removal means for subtracting and removing the second harmonic contained in the first two-phase signal (Claim 1).
この発明によれば、三相交流信号を基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第1の回転座標系の第1の二相信号に変換した後、変換された第1の二相信号に含まれる高調波成分を除去する第1のフィルタ手段によるフィルタリング処理が行われる。このフィルタリング処理において、変換された第1の二相信号に対して基本周波数の周期の1/2の時間にわたって定時間積分処理が行われるので、dq変換後の第1の二相信号から奇数次の高調波をdq変換した交流成分が除去される。また、三相交流信号を基本周波数の2倍の周波数を有する角周波数で回転する第2の回転座標系の第2の二相信号に変換した後、その第2の二相信号に含まれる交流成分が除去される。そして、交流成分を除去した第2の二相信号を第1の回転座標系の二相信号に変換した後、その二相信号を交流成分が除去された第1の二相信号から減算して2次高調波の成分が除去され、基本波周波数を有する第1の二相信号のみが抽出される。この信号抽出処理により基本周波数を有する第1の二相信号のみを適正に抽出することができるとともに、その信号抽出処理の算出処理時間を短縮することができる。したがって、従来のディジタルフィルタにおける応答時定数の問題を解消することができ、例えばフィードバック制御系におけるPWM制御信号の生成の高速化に寄与することができる。 According to the invention, after conversion to the first two-phase signal of the first rotating coordinate system that rotates the three-phase alternating current signal at the angular frequency having the same frequency as the fundamental frequency, the first two phases have been converted A filtering process is performed by the first filter means for removing harmonic components contained in the signal. In this filtering process, the constant time integration processing is performed over a half of the time period of the fundamental frequency for the converted first two-phase signal, odd-order from the first two-phase signal after dq conversion AC components obtained by dq conversion of the higher harmonics are removed. In addition, after converting the three-phase AC signal to the second two-phase signal of the second rotating coordinate system that rotates at an angular frequency having a frequency twice the fundamental frequency, the AC included in the second two-phase signal Ingredients are removed. Then, after converting the second two-phase signal from which the AC component has been removed into a two-phase signal in the first rotating coordinate system, the two-phase signal is subtracted from the first two-phase signal from which the AC component has been removed. The second harmonic component is removed, and only the first two-phase signal having the fundamental frequency is extracted. By this signal extraction process, only the first two-phase signal having the fundamental frequency can be appropriately extracted, and the calculation processing time of the signal extraction process can be shortened. Therefore, the problem of the response time constant in the conventional digital filter can be solved, and for example, it can contribute to speeding up the generation of the PWM control signal in the feedback control system.
好ましい実施の形態によれば、前記第1の信号変換手段は、前記三相交流信号を前記第1の回転座標系の互いに直交するd軸及びq軸の信号に変換し、前記第1のフィルタ手段は、前記第1の信号変換手段によって変換された前記d軸及びq軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい(請求項2)。 According to a preferred embodiment, the first signal conversion means converts the three-phase alternating current signal to the signal of the d-axis and q-axis orthogonal to each other of said first rotating coordinate system, the first filter means may each perform constant time integration processing for signals of converted the d-axis and q-axis by the first signal conversion means (claim 2).
本願発明の第2の側面によって提供される系統連系インバータ装置は、直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第1の回転座標系の第1の二相信号に変換する第1の信号変換手段と、前記第1の信号変換手段によって変換された前記第1の二相信号に対して前記系統周波数の周期の略1/2の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第1の二相信号に含まれる交流成分を除去する第1のフィルタ手段と、前記三相交流信号を前記系統周波数の2倍の周波数を有する角周波数で回転する第2の回転座標系の第2の二相信号に変換する第2の信号変換手段と、前記第2の信号変換手段によって変換された前記第2の二相信号に含まれる交流成分を除去する第2のフィルタ手段と、前記第2のフィルタ手段から出力される前記第2の二相信号を前記第1の回転座標系の信号に変換する第3の信号変換手段と、前記第1のフィルタ手段から出力される前記第1の二相信号から前記第3の信号変換手段から出力される前記第2の二相信号を減算して前記第1の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、前記二次高調波除去手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、前記比例積分制御手段から出力される二相信号を三相交流の制御信号に変換する信号逆変換手段と、前記信号逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、を備えたことを特徴としている(請求項3)。 The grid-connected inverter device provided by the second aspect of the present invention is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power of a system frequency, and A grid-connected inverter device for supplying power to a power system, comprising a bridge circuit formed by bridge-connecting a plurality of switching elements, and converting the DC power supplied from the DC power source into AC power When the AC signal detecting means for detecting a three-phase alternating current signal to be output to the electric power system, a pre-Symbol the three-phase alternating current signal detected by the AC signal detection means at the angular frequencies with the same frequency as the system frequency a first signal converting means for converting the first two-phase signal of the first rotating coordinate system that rotates, against the converted first two-phase signal by the first signal conversion means Wherein by performing constant-time integration process over a period time of about 1/2 of the power system frequency, a first filter means for removing an alternating current component included in the first two-phase signal, the three-phase alternating current signal Te Converted into a second two-phase signal of a second rotating coordinate system that rotates at an angular frequency having a frequency twice the system frequency, and converted by the second signal converting means. The second filter means for removing the AC component contained in the second two-phase signal, and the second two-phase signal output from the second filter means is the signal of the first rotating coordinate system. And subtracting the second two-phase signal output from the third signal conversion means from the first two-phase signal output from the first filter means. Second harmonics included in the first two-phase signal A second harmonic wave removal means for removing, the secondary and the output of the harmonic rejection means and calculation means for calculating a deviation between the target current value determined in advance, a proportional integral control based on the deviation calculated by said calculation means a proportional-integral control means for processing, the proportional integral signal inverse converting means for converting the two-phase signal to the control signal of the three-phase AC output from the control unit, the three-phase alternating current converted by the signal inverse converting means based on the control signal, generates a switching control signal for controlling the on-off operation of the plurality of switching elements, the DC - is characterized by comprising a control means for supplying the AC conversion means (according Item 3).
好ましい実施の形態によれば、前記第1の信号変換手段は、前記三相交流信号を前記第1の回転座標系の互いに直交するd軸及びq軸の信号に変換し、前記第1のフィルタ手段は、前記第1の信号変換手段によって変換された前記d軸及びq軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい(請求項4)。 According to a preferred embodiment, the first signal conversion means converts the three-phase alternating current signal to the signal of the d-axis and q-axis orthogonal to each other of said first rotating coordinate system, the first filter means may each perform constant time integration processing for signals of converted the d-axis and q-axis by the first signal conversion means (claim 4).
請求項3又は4に記載の系統連系インバータ装置は、実質的に請求項1又は2に記載の信号抽出回路を備えたものである。従って、請求項1に記載の発明と同様の効果を奏することができる。
A grid-connected inverter device according to
本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the accompanying drawings.
図1は、本願発明に係る信号抽出回路を含む系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータシステムは、系統電源としての太陽電池1、系統連系インバータ装置2及び電力系統3によって概略構成されている。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a grid interconnection inverter system to which a grid interconnection inverter device including a signal extraction circuit according to the present invention is applied. This grid-connected inverter system is roughly configured by a
太陽電池1は、シリコン等の半導体からなる多数の光電変換素子(図示略)を有し、各光電変換素子によって光エネルギーを電気エネルギーに変換して出力するものである。太陽電池1は、系統連系インバータ装置2に対して直流電力を供給する。電力系統3は、商用電源(日本国では系統周波数である50Hz又は60Hzの交流電力)を一般家庭等に供給するものである。
The
系統連系インバータ装置2は、インバータ部4、フィルタ部5、トランス部6、インバータ制御部8及び電流センサ9によって構成されている。インバータ部4、フィルタ部5及びトランス部6は、太陽電池1と電力系統3との間に、この順で直列に接続されている。インバータ部4には、インバータ制御部8が接続されている。なお、系統連系インバータ装置2と電力系統3との間のLは、電力系統3のインダクタンスを示し、電力系統3の形態や運転状況に応じてその値が変化するものである。
The grid
インバータ部4は、太陽電池1から供給された直流電圧を三相(U相、V相、W相)の交流電圧vに変換して後段に出力するものである。インバータ部4は、例えばバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ又はサイリスタ等の複数のスイッチング素子(後述)を含む三相ブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成されている。具体的には、インバータ部4及びフィルタ部5は、図2に示す回路構成を有している。
The inverter unit 4 converts the DC voltage supplied from the
図2によると、インバータ部4は、6個のスイッチング素子TR1〜TR6をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成されている。各スイッチング素子TR1,TR2,TR3,TR4,TR5,TR6にはそれぞれ帰還ダイオードD1,D2,D3,D4,D5,D6が並列に接続されている。スイッチング素子TR1とスイッチング素子TR2の直列接続、スイッチング素子TR3とスイッチング素子TR4の直列接続及びスイッチング素子TR5とスイッチング素子TR6の直列接続の両端に太陽電池1から出力される直流電圧Vdcが供給され、スイッチング素子TR1とスイッチング素子TR2の接続点a、スイッチング素子TR3とスイッチング素子TR4の接続点b及びスイッチング素子TR5とスイッチング素子TR6の接続点cから三相の交流電圧及び交流電流(U相、V相、W相の交流電圧及び交流電流)がそれぞれ出力される。
According to FIG. 2, the inverter part 4 is comprised by the bridge circuit formed by bridge-connecting six switching element TR1-TR6. Feedback diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 are connected in parallel to the switching elements TR1, TR2, TR3, TR4, TR5, and TR6, respectively. The DC voltage Vdc output from the
6個のスイッチング素子TR1〜TR6は、インバータ制御部8から出力されるPWM(Pulse Width Modulation)信号によってそれぞれオン、オフ動作が制御される。インバータ制御部8は、PWM信号のパルス幅を制御することにより、インバータ部4から出力される交流電圧vの値を制御する。 The six switching elements TR <b> 1 to TR <b> 6 are each controlled to be turned on and off by a PWM (Pulse Width Modulation) signal output from the inverter control unit 8. The inverter control unit 8 controls the value of the AC voltage v output from the inverter unit 4 by controlling the pulse width of the PWM signal.
フィルタ部5は、インバータ部4から出力される交流電圧vに含まれるスイッチングノイズを除去するものである。フィルタ部5は、例えばLCローパスフィルタによって構成されている。具体的には、フィルタ部5は、図2に示すように、接続点a,b,cからの出力ラインにそれぞれインダクタLFを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタCFを接続したものである。各出力ライン間のインダクタLFとキャパシタCFとの逆L字型接続により、U相、V相、W相の各相に対してローパスフィルタがそれぞれ構成される。
The
電流センサ9は、フィルタ部5から出力される交流電流iを検出するものである。インバータ部4は、直流電圧を三相の交流電圧に変換するので、電流センサ9によって検出される交流電流iには、U相の交流電流iU、V相の交流電流iV及びW相の交流電流iWが含まれる。電流センサ9にはインバータ制御部8が接続され、この電流センサ9で検出された交流電流iはインバータ制御部8に入力される。
The current sensor 9 detects the alternating current i output from the
なお、電流センサ9及びインバータ制御部8は、インバータ部4から出力される交流電圧及び交流電流を電力系統3に連系させるための所定の規格を満足するように制御するフィードバック制御系を構成している。
The current sensor 9 and the inverter control unit 8 constitute a feedback control system that controls the AC voltage and the AC current output from the inverter unit 4 so as to satisfy a predetermined standard for connecting to the
トランス部6は、フィルタ部5から出力される交流出力電圧を電力系統3の系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧又は降圧するものである。
The transformer unit 6 boosts or steps down the AC output voltage output from the
インバータ制御部8は、電流センサ9とともにフィードバック制御系を構成し、インバータ部4のDC−AC変換動作を制御するものである。具体的には、インバータ制御部8は、インバータ部4に対して、電力系統3の規格を満足する系統周波数の交流電圧及び交流電流を出力させるようにPWM信号の生成を制御する。インバータ制御部8は、例えばマイクロコンピュータからなり、ディジタル演算処理により周期的にPWM信号の生成を行う。
The inverter control unit 8 constitutes a feedback control system together with the current sensor 9 and controls the DC-AC conversion operation of the inverter unit 4. Specifically, the inverter control unit 8 controls the generation of the PWM signal so that the inverter unit 4 outputs an AC voltage and an AC current having a system frequency satisfying the standard of the
より詳細には、インバータ制御部8は、dq変換部10と、第1フィルタ部11と、第2フィルタ部12と、第1演算部13と、第2演算部14と、第1PI制御部15と、第2PI制御部16と、dq逆変換部17と、PWM信号生成部18とによって構成されている。dq変換部10、第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12は、本願発明の「信号抽出回路」に相当する。
More specifically, the inverter control unit 8 includes a
なお、インバータ制御部8内であってdq変換部10の前段には、図示しないAD変換部が設けられており、AD変換部は、電流センサ9によって検出された検出電流(交流電流)iとしてのアナログ信号をディジタル信号に変換する。dq変換部10にはAD変換部によって変換されたディジタル信号としての検出電流iが入力される。
An AD converter (not shown) is provided in the inverter control unit 8 and before the
dq変換部10は、電流センサ9によって検出された三相の交流電流iU,iV,iW を系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する回転座標系(d軸、q軸)の信号id,iqに変換するものである。この場合の変換には、上記の数式1で示した変換式が用いられる。
なお、図3は、dq変換を説明するためのベクトル図であり、(a)は三相平衡電圧VU,VV,VW(VUはU相の交流電圧、VVはV相の交流電圧、VWはW相の交流電圧)と角度θだけ進んだ三相交流電流iU,iV,iWをベクトル表現した図、(b)は三相交流電流iU,iV,iWをdq変換した二相信号id,iqを示すベクトル図である。 FIG. 3 is a vector diagram for explaining the dq conversion. (A) is a three-phase balanced voltage V U , V V , V W (V U is a U-phase AC voltage, and V V is a V-phase voltage). AC voltage, V W is a W-phase AC voltage) and a three-phase AC current i U , i V , i W advanced by an angle θ, a vector representation, (b) is a three-phase AC current i U , i V , i W biphasic signal id and dq convert a vector diagram illustrating the iq.
図3(a)に示すように、U相の交流電流iU、V相の交流電流iV及びW相の交流電流iWは、iU=Asin(ωt+θ)、iV=Asin(ωt+θ−2π/3)、iW=Asin(ωt+θ+2π/3)でそれぞれ表される。 As shown in FIG. 3A, the U-phase AC current i U , the V-phase AC current i V, and the W-phase AC current i W are i U = Asin (ωt + θ) and i V = Asin (ωt + θ−). 2π / 3) and i W = Asin (ωt + θ + 2π / 3).
三相交流電流iU,iV,iWのdq変換値は、上記の数式2から、id=Asin(θ)、iq=−Acos(θ)となるから、回転座標系(d軸、q軸)では、図3(b)に示すベクトル図となる。なお、図3(b)では、d軸及びq軸の直交座標系は反時計周りに角周波数ωで回転している。二相信号id,iqの合成ベクトルiuは反時計周りに角周波数ωで回転しているので、回転座標系(d軸、q軸)上では相対的に合成ベクトルiuは静止している。
Since the dq conversion values of the three-phase alternating currents i U , i V , and i W are expressed as id = Asin (θ) and iq = −Acos (θ) from the
上記回転座標変換により、三相交流電流iU,iV,iWは、d軸の出力値id及びq軸の出力値iqの直流成分で表すことができる。一方、上述したように、三相交流電流iU,iV,iWに含まれる系統周波数の逆相分やn次高調波の正相分及び逆相分のdq変換値は、数式3〜数式5で示したように交流成分で表される。これら各周波数の出力値id,iqは、第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12にそれぞれ入力される。
By the rotational coordinate conversion, the three-phase alternating currents i U , i V , and i W can be expressed by the DC component of the d-axis output value id and the q-axis output value iq. On the other hand, as described above, the dq conversion values of the negative phase component of the system frequency and the positive phase component and the negative phase component of the n-order harmonic included in the three-phase alternating currents i U , i V , i W It is represented by an alternating current component as shown in
第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12は、dq変換部10から出力されるdq変換値の交流成分(上記の数式3で示される基本波の逆相分のdq変換値、上記の数式4,5で示されるn次高調波の正相分及び逆相分のdq変換値)を除去して基本周波数の正相分のdq変換値のみを抽出するものである。すなわち、第1フィルタ部11は、基本周波数の正相分(基本波成分)のd軸の直流成分を抽出するものであり、第2フィルタ部12は、基本波のq軸の直流成分を抽出するものである。
The first filter unit 11 and the
従来は、第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12の部分に移動平均フィルタが用いられていたが、本実施形態の第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12は、本発明の特徴点である定時間積分処理により直流成分を抽出する構成となっている。第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12における定時間積分処理は直流成分及び交流成分を含むdq変換値から直流成分のみを抽出するので、実質的にディジタルフィルタとして機能している。第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12の定時間積分処理については、後述する。
Conventionally, a moving average filter has been used for the first filter unit 11 and the
第1演算部13は、第1フィルタ部11からのd軸出力値idと、予め定められたd軸目標値(目標電流)Idとの偏差を算出して、第1PI制御部15に出力するものである。
The
第2演算部14は、第2フィルタ部12からのq軸出力値iqと、予め定められたq軸目標値(目標電流)Iqとの偏差を算出して、第2PI制御部16に出力するものである。
The
第1PI制御部15は、第1演算部13からの偏差出力に対して比例制御(P制御)処理を行うとともに、積分制御(I制御)処理を行うものである。第2PI制御部16は、第2演算部14からの偏差出力に対して比例制御処理を行うとともに積分制御処理を行うものである。
The first
第1PI制御部15の出力及び第2PI制御部16の出力は、それぞれdq逆変換部17に入力される。すなわち、第1及び第2PI制御部15,16は、第1及び第2演算部13,14から入力される各偏差に基づいて比例制御処理及び積分制御処理を行うことにより、その偏差がゼロになるような電流補正値id′,iq′を生成するものである。この電流補正値id′,iq′は、後段のdq逆変換部17に与えられる。
The output of the first
dq逆変換部17は、第1PI制御部15及び第2PI制御部16から出力される電流補正指令値id′,iq′を三相交流の制御信号に逆変換し、PWM信号生成部18に出力するものである。
The dq
PWM信号生成部18は、インバータ部4内の三相ブリッジ回路の6個のスイッチング素子TR1〜TR6(図2参照)を制御するためのPWM制御信号を生成するものである。PWM信号生成部18は、dq逆変換部17から入力される三相交流の制御信号に基づいて交流電圧信号を生成し、この交流電圧信号と所定の三角波形とを比較してPWM制御信号を生成する。
The PWM
次に、本実施形態の特徴部分である第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12における定時間積分処理について述べる。なお、以下の説明においては、主に第1フィルタ部11における定時間積分処理について述べるが、第2フィルタ部12における定時間積分処理も同様であるため、その記述を省略する。
Next, the constant time integration process in the first filter unit 11 and the
まず、インバータ制御部8のdq変換部10において数式1に示した変換式に基づいてdq変換されたd軸出力値id及びq軸出力値iqは、第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12にそれぞれ入力される。第1フィルタ部11では、基本波の周波数(系統周波数)を「f」とした場合、dq変換部10から出力されるd軸出力値idに対して1/(2・f)[sec]における定時間積分処理を行う。すなわち、d軸出力値idに対して、系統周波数の1周期Tの1/2の期間にわたって定時間積分処理を行う。例えば、系統周波数を50Hzとすると、10msecに亘って定時間積分処理を行う。第2フィルタ部12ではdq変換部10から出力されるq軸出力値iqに対して1/(2・f)[sec]における定時間積分処理が行われる。
First, the d-axis output value id and the q- axis output value i q dq-converted based on the conversion formula shown in
上述したように、電流センサ9によって検出された三相交流電流iU,iV,iWをdq変換部10でdq変換した信号idには、Asin(θ)の直流成分の外にA’sin(2ωt+θ’)、Ansin{(n−1)ωt+θn}及びAn’sin{(n+1)ωt+θn’}の交流成分が含まれる。実際には、三相交流電流iU,iV,iWの検出信号に全てのn次高調波が含まれているわけではなく、主要な高調波は特定の次数に限られている。
As described above, the signal id obtained by dq conversion of the three-phase alternating currents i U , i V , i W detected by the current sensor 9 by the
例えば、電流センサ9によって検出された三相交流電流iU,iV,iWには、信号レベルの小さい高調波(例えば13次高調波、15次高調波、17次高調波)を無視すると、経験的に基本波以外に主として2次高調波、3次高調波、5次高調波、7次高調波が含まれていると考えることができる。 For example, in the three-phase alternating currents i U , i V , i W detected by the current sensor 9, harmonics having a small signal level (for example, the 13th harmonic, the 15th harmonic, and the 17th harmonic) are ignored. From experience, it can be considered that the second harmonic, the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic are mainly included in addition to the fundamental wave.
したがって、dq変換部10のd軸出力値idは、図4に示すように、基本波、2次高調波、3次高調波、5次高調波及び7次高調波を数式1によりそれぞれdq変換した信号id1,id2,id3,id5,id7を含んだ波形で表すことができる。
Therefore, the d-axis output value id of the
なお、数式2,数式4によれば、id1=Asin(θ)、id2=A2sin(ωt+θ2)、id3=A3sin(2ωt+θ3)、id5=A5sin(4ωt+θ5)、id7=A7sin(6ωt+θ7)であるが、図4では、説明の便宜上、位相θ=θ2,θ3,θ5,θ7とし、交流信号id2,id3,id5,id7の位相を合わせた状態で描いている。
According to
したがって、図4においては、信号id1,id2,id3,id5,id7は、数式6で表されている。 Therefore, in FIG. 4, the signals id 1 , id 2 , id 3 , id 5 , id 7 are expressed by Equation 6.
ここで、3次高調波、5次高調波及び7次高調波等の3次以上の高調波のdq変換値id3,id5,id7については、1/(2・f)[sec]における定時間積分処理を行うと、図4から明らかなように、正負のレベルが互いに相殺されることになり、それらの定時間積分処理が行われた後の値は0になる。すなわち、数式6によると、例えば3次高調波、5次高調波及び7次高調波を示す式には、偶数倍のωtが含まれるため、これらについて、1/(2・f)[sec]の定時間積分処理を行うと、これらの値はそれぞれ0になり、第1フィルタ部11の出力値としては出力されなくなる。なお、上記奇数次高調波以外の奇数次高調波が含まれていても、これらの定時間積分処理の結果は0になる。 Here, for dq conversion values id 3 , id 5 , id 7 of the third and higher harmonics such as the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic, 1 / (2 · f) [sec] When the constant time integration process is performed in FIG. 4, the positive and negative levels cancel each other as is clear from FIG. 4, and the value after the constant time integration process is performed becomes zero. In other words, according to Equation 6, for example, the equations representing the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic include an even multiple of ωt, and therefore, 1 / (2 · f) [sec]. When the constant time integration process is performed, these values become 0, and are not output as the output value of the first filter unit 11. Even if odd harmonics other than the odd harmonics are included, the result of these constant-time integration processes is zero.
したがって、dq変換部10のd軸出力値idに対して定時間積分処理を行う場合、その処理結果は、実質的に基本波のdq変換値id1と2次高調波のdq変換値id2に対して定時間積分処理を行ったものになるから、数式7に示す基本波成分と2次高調波成分とで示されるd軸電流信号id(t)に対し1/(2・f)の定時間について定積分演算を行えばよいことになる。
Therefore, when the constant time integration process is performed on the d-axis output value id of the
数式7において、A2sin(ωt+θ2)が2次高調波のdq変換値id2であり、rが基本波のdq変換値id1(=Asin(θ))である。このd軸電流信号id(t)についてΔT(=1/(2・f)、すなわち基本波の1/2周期)の区間の定積分演算を行うと、数式7は数式8で表されることになる。 In Equation 7, A 2 sin (ωt + θ 2 ) is the dq conversion value id 2 of the second harmonic, and r is the dq conversion value id 1 (= Asin (θ)) of the fundamental wave. When a definite integral operation of ΔT (= 1 / (2 · f), that is, a half period of the fundamental wave) is performed on the d-axis current signal id (t), Expression 7 is expressed by Expression 8. become.
ここで、角周波数ω=2πf、ΔT=1/(2f)であるので、(ω・ΔT/2)=π/2となるから、これらを数式8に代入すると、数式9となる。 Here, since the angular frequency ω = 2πf and ΔT = 1 / (2f), (ω · ΔT / 2) = π / 2, so when these are substituted into Equation 8, Equation 9 is obtained.
図5は、d軸電流信号id(t)に対して定積分演算が行われた場合の数式9に示すd軸電流信号id(t)の波形を示す図である。この図5及び数式9によると、d軸電流信号id(t)について1/(2f)の区間で定積分演算を行うことにより取得される信号においても、2次高調波成分と基本波成分とが含まれる。この場合、三相交流電流iU,iV,iWに2次高調波が重畳されることは少ないので、第1フィルタ部11の出力にも2次高調波の交流成分が含まれることは少なく、含まれたとしてもそのレベルは基本波の直流成分のレベル対して2/π(約64%)程度であるので、2次高調波のdq変換値が基本波のdq変換値に与える影響は極めて小さいと言える。このことは、q軸電流信号iq(t)についても同様である。 FIG. 5 is a diagram illustrating a waveform of the d-axis current signal id (t) shown in Formula 9 when a definite integration operation is performed on the d-axis current signal id (t). According to FIG. 5 and Equation 9, the second harmonic component and the fundamental wave component are also obtained in the signal obtained by performing the definite integration operation on the d-axis current signal id (t) in the interval of 1 / (2f). Is included. In this case, since the second harmonic is rarely superimposed on the three-phase alternating currents i U , i V , i W , the second harmonic component is also included in the output of the first filter unit 11. Even if included, the level is about 2 / π (about 64%) with respect to the level of the direct current component of the fundamental wave, so the influence of the dq conversion value of the second harmonic on the dq conversion value of the fundamental wave. Is extremely small. The same applies to the q-axis current signal iq (t).
したがって、第1フィルタ部11及び第2フィルタ部12からの出力は、基本波をdq変換した直流成分と見做すことができ、この出力を用いてPWM信号を生成し、インバータ部4を制御しても精度上の問題が生じることはない。
Therefore, the outputs from the first filter unit 11 and the
すなわち、従来の構成では、第1及び第2フィルタ部11,12の部分には、平均移動フィルタが用いられ、例えば基本波の1周期分のサンプリング動作によってサンプリングデータの移動平均を算出する処理を行うことで、基本波をdq変換した直流成分のみを算出するようにしていたが、本実施形態では、上記のように、基本波の1/2周期の演算時間で、ほぼ基本波をdq変換した直流成分のみを算出することができ、フィードバック制御の高速化が可能となる。
That is, in the conventional configuration, an average moving filter is used for the first and
従来の構成のディジタルフィルタでは、低次数の高調波成分を除去しようとすると応答時定数が長くなってしまい、フィードバック制御系におけるPWM制御信号の生成を更新する期間が長くなるといった問題点があった。しかしながら、本実施形態では、上記したように、1/(2f)[sec]における定時間積分処理を行う第1及び第2フィルタ部11,12を採用するようにしているので、系統周波数の1周期Tの1/2でフィルタリング処理が可能となり、すなわち従来の移動平均処理の1/2の時間でフィルタリング処理ができ、従来の応答時定数における問題を解消することができる。したがって、フィードバック制御系におけるPWM制御信号の生成の高速化に寄与することができる。
In the digital filter having the conventional configuration, there is a problem in that the response time constant becomes long when trying to remove low-order harmonic components, and the period for updating the generation of the PWM control signal in the feedback control system becomes long. . However, in the present embodiment, as described above, the first and
図6は、シミュレーションによるステップ応答の観測例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of observation of a step response by simulation.
図6において、縦軸はdq変換後の二相信号iqの振幅を示し、横軸は時間である。また、実線は本実施形態の応答特性を示し、一点鎖線は従来の移動平均フィルタを用いた場合の応答特性を示している。なお、このシミュレーションでは、三相交流電流iU,iV,iWの基本波の周波数を50Hzとし、振幅Aを「1」に正規化し、位相θを「0」としている。したがって、基本波のdq変換値は、数式2よりid=0、iq=−1となるが、図6では、作図の便宜上iqの正負の符号を逆にして描いている。
In FIG. 6, the vertical axis represents the amplitude of the two-phase signal iq after dq conversion, and the horizontal axis represents time. The solid line indicates the response characteristic of the present embodiment, and the alternate long and short dash line indicates the response characteristic when a conventional moving average filter is used. In this simulation, the frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating currents i U , i V , i W is 50 Hz, the amplitude A is normalized to “1”, and the phase θ is “0”. Accordingly, the dq conversion value of the fundamental wave is id = 0 and iq = −1 from
図6によれば、時間「0」でフィルタリングの演算処理が開始された後、従来の構成では、信号iqが「1」(基本波の直流成分)に落ち着くまでの時間t1として0.02sec(50Hzの1周期)を要しているが、本実施形態では、その1/2の0.01sec(t2参照)で信号iqがほぼ「1」(基本波の直流成分)に落ち着くことが確認できた。 According to FIG. 6, after the filtering calculation processing is started at time “0”, in the conventional configuration, the time t1 until the signal iq settles to “1” (DC component of the fundamental wave) is 0.02 sec ( In this embodiment, it can be confirmed that the signal iq settles to almost “1” (DC component of the fundamental wave) in 1/2 sec of 0.01 sec (see t2). It was.
なお、上記実施形態では、積分時間ΔTを1/2fにしていたが、図6のΔtで示すように、積分時間ΔTを1/2fよりも僅かに小さくしても2次高調波、3次高調波、5次高調波及び7次高調波のdq変換値が基本波のdq変換値に与える影響は小さい範囲では積分時間ΔTを1/2fよりも小さい値にしてもよい。 In the above embodiment, the integration time ΔT is set to 1 / 2f. However, as shown by Δt in FIG. 6, even if the integration time ΔT is slightly smaller than 1 / 2f, the second harmonic, the third order The integration time ΔT may be set to a value smaller than ½f within a range where the influence of the dq conversion values of the harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic on the dq conversion value of the fundamental wave is small.
また、本実施形態による定時間積分処理においてさらに高精度に算出しようとする場合、2次高調波電流はほとんど変動がないものと考えられることから、例えば、図7に示す構成してもよい。 In addition, when calculating with higher accuracy in the constant-time integration processing according to the present embodiment, the second harmonic current is considered to have almost no fluctuation, and therefore, for example, the configuration shown in FIG. 7 may be used.
図7に示す構成は、三相交流信号に含まれる2次高調波成分を三相−dq変換により抽出し、その抽出値(dq変換値の直流分)を基本周波数と同一の周波数で回転する座標系に変換することにより、本願発明に係る信号抽出回路から出力される2次高調波成分とほぼ同一の信号を生成し、その信号と本願発明に係る信号抽出回路の出力との差分を演算することにより、当該信号抽出回路の出力に含まれる2次高調波成分を除去するものである。 Configuration shown in FIG. 7 is a second harmonic component was extracted by conversion three-phase -dq, the extracted value the same frequency as the basic frequency (direct current component of the dq conversion value) included in the three-phase AC signal By converting to a rotating coordinate system, a signal substantially the same as the second harmonic component output from the signal extraction circuit according to the present invention is generated, and the difference between the signal and the output of the signal extraction circuit according to the present invention Is used to remove the second harmonic component contained in the output of the signal extraction circuit.
図7によると、図1のdq変換部10並びに第1及び第2フィルタ部11,12に相当する信号抽出回路は、三相交流信号に含まれる基本周波数のdq変換を行う基本周波数dq変換部21と、基本周波数dq変換部21のd軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりd軸の直流成分を抽出する第1フィルタ部22と、基本周波数dq変換部21のq軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりq軸の直流成分を抽出する第2フィルタ部23と、2次高調波のdq変換値(交流成分)を生成する2次高調波生成部24と、第1フィルタ部22及び2次高調波生成部24のd軸出力同士、第2フィルタ部23及び2次高調波生成部24のq軸出力同士の差分をそれぞれ演算する相殺部25とによって構成されている。
Referring to FIG. 7, the signal extraction circuit corresponding to the
2次高調波生成部24は、三相交流信号に含まれる2次高調波のdq変換を行う2次高調波dq変換部24aと、2次高調波dq変換部24aのd軸出力の交流成分を除去する第1ローパスフィルタ部24bと、2次高調波dq変換部24aのq軸出力の交流成分を除去する第2ローパスフィルタ部24cと、第1及び第2ローパスフィルタ部24b,24cからの出力(2次高調dq変換部24aから直流分として出力される2次高調波のdq変換値)の座標系を基本周波数と同一の周波数で回転する回転座標系に変換する2次高調波副変換部24dとによって構成される。また、相殺部25は、第1フィルタ部22及び2次高調波生成部24のd軸出力の差分を演算する第1演算回路25aと、第2フィルタ部23及び2次高調波生成部24のq軸出力の差分を演算する第2演算回路25bとによって構成される。
The second
上記構成によれば、第1及び第2フィルタ部22,23のdq軸出力には、2次高調波のdq変換成分(交流分)が含まれるが、2次高調波生成部24によってこの2次高調波のdq変換成分とほぼ同一の信号を生成し、相殺部25によって第1及び第2フィルタ部22,23のdq軸出力から2次高調波のdq変換成分(交流分)を相殺することができるので、基本波成分のみの電流量を求めることができる。
According to the above configuration, the dq-axis outputs of the first and
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。この発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。 Of course, the scope of the present invention is not limited to the embodiment described above. Various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
1 太陽電池
2 系統連系インバータ装置
3 電力系統
4 インバータ部
5 フィルタ部
6 トランス部
8 インバータ制御部
9 電流センサ
10 dq変換部
11 第1フィルタ部
12 第2フィルタ部
13 第1演算部
14 第2演算部
15 第1PI制御部
16 第2PI制御部
17 dq逆変換部
18 PWM信号生成部
21 基本周波数dq変換部
22 第1フィルタ部
23 第2フィルタ部
24 2次高調波生成部
24a 2次高調波dq変換部
24b 第1ローパスフィルタ部
24c 第2ローパスフィルタ部
24d 2次高調波副変換部
25 相殺部
25a 第1演算回路
25b 第2演算回路
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第1の回転座標系の第1の二相信号に変換する第1の信号変換手段と、
前記第1の信号変換手段によって変換された前記第1の二相信号に対して前記基本周波数の周期の略1/2の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第1の二相信号に含まれる交流成分を除去する第1のフィルタ手段と、
前記三相交流信号を前記基本周波数の2倍の周波数を有する角周波数で回転する第2の回転座標系の第2の二相信号に変換する第2の信号変換手段と、
前記第2の信号変換手段によって変換された前記第2の二相信号に含まれる交流成分を除去する第2のフィルタ手段と、
前記第2のフィルタ手段から出力される前記第2の二相信号を前記第1の回転座標系の信号に変換する第3の信号変換手段と、
前記第1のフィルタ手段から出力される前記第1の二相信号から前記第3の信号変換手段から出力される前記第2の二相信号を減算して前記第1の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、
を備えたことを特徴とする、信号抽出回路。 A signal extraction circuit for extracting the fundamental frequency from a three-phase AC signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency,
A first signal converting means for converting the three-phase alternating current signal to the first two-phase signal of the first rotating coordinate system that rotates at the angular frequency having the same frequency as the fundamental frequency,
By performing constant-time integration process over the fundamental frequency period time of about 1/2 of the relative converted the first two-phase signal by the first signal conversion means, said first two-phase signal First filter means for removing the AC component contained in
Second signal conversion means for converting the three-phase alternating current signal into a second two-phase signal of a second rotating coordinate system that rotates at an angular frequency having a frequency twice the fundamental frequency;
Second filter means for removing an AC component contained in the second two-phase signal converted by the second signal conversion means;
Third signal converting means for converting the second two-phase signal output from the second filter means into a signal of the first rotating coordinate system;
The second two-phase signal output from the third signal conversion means is subtracted from the first two-phase signal output from the first filter means and is included in the first two-phase signal. A second harmonic removing means for removing the second harmonic;
A signal extraction circuit comprising:
前記第1のフィルタ手段は、前記第1の信号変換手段によって変換された前記d軸及びq軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項1に記載の信号抽出回路。 It said first signal conversion means converts the three-phase alternating current signal to the signal of the d-axis and q-axis orthogonal to each other of said first rotating coordinate system,
It said first filter means, respectively signals of the d-axis and q-axis converted by the first signal conversion means performs constant time integration processing, the signal extraction circuit according to claim 1.
複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、
前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、
前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第1の回転座標系の第1の二相信号に変換する第1の信号変換手段と、
前記第1の信号変換手段によって変換された前記第1の二相信号に対して前記系統周波数の周期の略1/2の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第1の二相信号に含まれる交流成分を除去する第1のフィルタ手段と、
前記三相交流信号を前記系統周波数の2倍の周波数を有する角周波数で回転する第2の回転座標系の第2の二相信号に変換する第2の信号変換手段と、
前記第2の信号変換手段によって変換された前記第2の二相信号に含まれる交流成分を除去する第2のフィルタ手段と、
前記第2のフィルタ手段から出力される前記第2の二相信号を前記第1の回転座標系の信号に変換する第3の信号変換手段と、
前記第1のフィルタ手段から出力される前記第1の二相信号から前記第3の信号変換手段から出力される前記第2の二相信号を減算して前記第1の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、
前記二次高調波除去手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、
前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、
前記比例積分制御手段から出力される二相信号を三相交流の制御信号に変換する信号逆変換手段と、
前記信号逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、
を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。 A grid-connected inverter device that is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power having a system frequency, and supplies the AC power to the power system,
DC-AC conversion means comprising a bridge circuit formed by bridge-connecting a plurality of switching elements, and converting DC power supplied from the DC power source into AC power;
AC signal detecting means for detecting a three-phase AC signal output to the power system;
First signal into a first two-phase signal of the first rotating coordinate system that rotates the three-phase alternating current signal detected by the AC signal detecting means at the angular frequencies with the same frequency as the system frequency conversion Means,
By performing constant-time integration process over a period of about 1/2 of the period of the system frequency for the converted first two-phase signal by the first signal conversion means, said first two-phase signal First filter means for removing the AC component contained in
Second signal conversion means for converting the three-phase AC signal into a second two-phase signal of a second rotating coordinate system that rotates at an angular frequency having a frequency twice the system frequency;
Second filter means for removing an AC component contained in the second two-phase signal converted by the second signal conversion means;
Third signal converting means for converting the second two-phase signal output from the second filter means into a signal of the first rotating coordinate system;
The second two-phase signal output from the third signal conversion means is subtracted from the first two-phase signal output from the first filter means and is included in the first two-phase signal. A second harmonic removing means for removing the second harmonic;
A computing means for computing a deviation between the output of the second harmonic removing means and a predetermined target current value;
Proportional-integral control means for performing proportional-integral control processing based on the deviation calculated by the calculating means;
Signal reverse conversion means for converting the two-phase signal output from the proportional-integral control means into a three-phase AC control signal;
Control that generates a switching control signal for controlling on / off operation of the plurality of switching elements based on the control signal of the three-phase AC converted by the signal reverse conversion unit, and supplies the switching control signal to the DC-AC conversion unit Means,
Characterized by comprising a system interconnection inverter device.
前記三相交流信号を前記第1の回転座標系の互いに直交するd軸及びq軸の信号に変換し、
前記第1のフィルタ手段は、前記第1の信号変換手段によって変換された前記d軸及びq軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項3に記載の系統連系インバータ装置。 The first signal converting means includes
Converting the three-phase alternating current signal to the signal of the d-axis and q-axis orthogonal to each other of said first rotating coordinate system,
Said first filter means performs a respective constant time integration processing for signals of the said d-axis and q-axis converted by the first signal conversion means, system interconnection inverter device according to claim 3 .
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