JP5068292B2 - Electric motor drive device and air conditioner - Google Patents
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Description
この発明は、電圧を制御しながら電動機(モータ)を駆動させる電動機の駆動装置等に関するものである。特に冷凍サイクル装置である空気調和装置において、暖房運転時に凝縮器等となる室外熱交換器に送風して空気との熱交換を行わせるための室外ファン(送風機)を回転させる電動機を駆動する装置に適するものである。 The present invention relates to an electric motor drive device that drives an electric motor (motor) while controlling a voltage. In particular, in an air conditioner that is a refrigeration cycle apparatus, an apparatus that drives an electric motor that rotates an outdoor fan (blower) that blows air to an outdoor heat exchanger that becomes a condenser or the like during heating operation to exchange heat with air It is suitable for.
従来から、インバータ手段等を有する駆動装置が、電動機に印加する電圧(供給する電力)の制御を行い、電動機に所望する駆動を行わせている。例えば、空気調和装置においては、送風機を有し、熱交換器を流れる冷媒と例えば空気等との熱交換を効率よく行うようにしている。このとき、インバータ手段を介してファンモータを回転させる電動機に電圧印加することで、ファンの回転を制御するようにしている。 Conventionally, a drive device having inverter means or the like controls a voltage (power to be supplied) applied to the electric motor, and causes the electric motor to perform a desired drive. For example, an air conditioner has a blower and efficiently exchanges heat between a refrigerant flowing through a heat exchanger and, for example, air. At this time, the rotation of the fan is controlled by applying a voltage to the electric motor that rotates the fan motor via the inverter means.
従来の空気調和装置において、直流電圧をインバータ手段でスイッチングしてファンモータに印加し、ファンモータを目標回転数に制御する一方、インバータ手段の入力電流に応じて目標回転数を所定値だけ可変できるようにしたものがある(例えば、特許文献1参照)。 In a conventional air conditioner, a DC voltage is switched by an inverter means and applied to a fan motor to control the fan motor to a target rotational speed, while the target rotational speed can be varied by a predetermined value according to the input current of the inverter means. There is something like that (see, for example, Patent Document 1).
また、暖房運転時に、室外熱交換器への着霜が検知または推定されたとき、室外ファンの回転数を低くするための着霜時ファン制御を除霜運転の前に行い、暖房運転を継続させるものもある(例えば、特許文献2参照)。 In addition, when frost formation on the outdoor heat exchanger is detected or estimated during heating operation, fan control during frost formation to reduce the rotation speed of the outdoor fan is performed before the defrost operation, and heating operation is continued. Some of them (for example, refer to Patent Document 2).
しかしながら、特許文献1に記載の技術については、インバータ手段の入力電流はインバータ手段の出力する周波数の6倍の周波数で脈動している。このような脈動した電流を検出してインバータ手段の制御を行い、ファンの回転を制御する場合、制御が安定せず回転数が不安定となり、例えば騒音が発生するという課題がある。
However, in the technique described in
また、特許文献2の技術においては、着霜の進行速度は外気温、外気湿度、室外ファンモータの回転数により変化するため、正確な着霜量の検出および推定は困難である。そのため、熱交換器の通風抵抗増加に対して、回転数を低下できず、室外ファンモータの電流が増加し、モータの減磁や過電流遮断による運転停止による性能悪化が課題である。
Moreover, in the technique of
さらに、強風などの外的要因による室外ファンモータの負荷が増加しても、回転数の制御ができないため、室外ファンモータに流れる電流が増加する。そのため、モータの減磁や過電流遮断による運転停止による性能悪化が課題となる。 Furthermore, even if the load on the outdoor fan motor is increased due to external factors such as strong winds, the number of revolutions cannot be controlled, so the current flowing through the outdoor fan motor increases. For this reason, performance deterioration due to operation stoppage due to motor demagnetization or overcurrent interruption becomes a problem.
本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、インバータ手段の制御を安定して行えるようにして、最適かつ安定に駆動させることができる電動機等を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain an electric motor or the like that can be driven optimally and stably by stably controlling the inverter means. .
本発明に係る電動機の駆動装置は、直流電源による直流電圧を変換して電動機に交流電圧を印加するインバータ手段と、直流電源とインバータ手段との間に接続されたシャント抵抗と、シャント抵抗の両端電圧のピーク値を、コンデンサに充電して保持するための充電手段と、充電手段に充電された電荷を第一の時定数にて放電するための放電手段と、電流検出値補正手段を有し、シャント抵抗に流れる電流を、電動機の力率の状況に基づいて誤差補正して検出する電流検出手段と、電流検出手段が検出した電流が所定の値となるように、インバータ手段が電動機に印加する交流電圧の周波数を制御するインバータ制御手段とを備える。 An electric motor driving apparatus according to the present invention includes an inverter unit that converts a DC voltage from a DC power source and applies an AC voltage to the motor, a shunt resistor connected between the DC power source and the inverter unit, and both ends of the shunt resistor. Charging means for charging and holding the peak value of the voltage in the capacitor; discharging means for discharging the charge charged in the charging means with a first time constant; and current detection value correction means The current flowing through the shunt resistor is detected by correcting the error based on the power factor of the motor, and the inverter means is applied to the motor so that the current detected by the current detecting means becomes a predetermined value. And an inverter control means for controlling the frequency of the alternating voltage.
本発明の電動機の駆動装置では、充電手段がシャント抵抗の端子電圧におけるピーク電圧を保持するようにし、このピーク電圧に基づいて電流値、電動機のモータの回転数決定を行うようにしたので、電流のピーク値を安定して検出することができ、回転数指令値等を算出して電動機の制御を行うことができる。このため、電動機のモータの回転数を安定することができ騒音等の発生防止、電流一定制御等、安定した電動機の制御を行うことができる。 In the electric motor drive device of the present invention, the charging means holds the peak voltage at the terminal voltage of the shunt resistor, and the current value and the motor rotation speed are determined based on the peak voltage. Can be detected stably, and the motor can be controlled by calculating a rotational speed command value or the like. For this reason, the rotation speed of the motor of the electric motor can be stabilized, and stable electric motor control such as prevention of noise generation and constant current control can be performed.
実施の形態1.
図1は本発明の実施の形態1における電動機の駆動装置を中心とする空気調和装置の構成を示す図である。本実施の形態では、セパレート型の空気調和装置を例にとって説明する。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an air conditioner centering on a motor drive device according to
図1において、圧縮機1、四方弁2、室外熱交換器3、膨張弁4および室内熱交換器5が冷媒配管6を介して取り付けられ、各種冷媒を循環させる冷媒回路を構成している。そして、冷媒が、蒸発、凝縮するときに、熱交換対象となる空気等に対して吸熱、放熱することを利用し、管内を通過する冷媒の圧力を変化させながら空気調和運転等を行っている。
In FIG. 1, a
また、本実施の形態の空気調和装置は、室外熱交換器3に送風し、冷媒と空気との熱交換を行わせるための送風ファン7と、これを動作させる電動機8とを有している。電動機8に電圧を印加して駆動させるインバータ手段9は、スイッチング素子9a〜9fを有する回路(装置)である。直流電源10からの電源供給により変換動作し、電気的に接続された電動機8に電圧を印加し、電力供給を行う。また、インバータ手段9は、制御入力端がインバータ制御手段11と接続されており、インバータ制御手段11によって動作が制御される。
Moreover, the air conditioning apparatus of this Embodiment has the
さらに、直流電源10による直流電圧値Vdcを検出する直流電圧検出手段12、電動機8の磁極位置(Hu、Hv、Hw)を検出する磁極位置検出手段13を有している。また、インバータ手段9と直流電源10の間に設けられたシャント抵抗14の端子電圧Vshのピーク電圧Vcを検出し、保持する電圧保持手段15を備える。
Furthermore, it has DC voltage detection means 12 for detecting the DC voltage value Vdc from the
インバータ制御手段11は直流電圧検出手段12、磁極位置検出手段13、電圧保持手段15の出力に基づいて、PWM信号(UP、VP、WP、UN、VN、WN)を生成する。インバータ手段9において、ブリッジ結線されたスイッチング素子9a〜9fを駆動させて、電動機8に印加する電圧を制御する。
The inverter control means 11 generates PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) based on the outputs of the DC voltage detection means 12, the magnetic pole position detection means 13, and the voltage holding means 15. In the inverter means 9, the
図2は電圧保持手段15の構成例を示す図である。ここで、シャント抵抗14の端子電圧Vshは、インバータ手段9におけるスイッチング素子9a〜9fの切り替えタイミングと電動機8に流れる電流に応じて間欠的に変化する。そのため、例えば端子電圧Vshに基づいて、マイクロコンピュータ(マイコン)等により電流のピーク値を直接的に検出しようとすると、スイッチングのタイミングに同期して検出する必要がある。このため、検出方法が複雑となり、処理速度の高い高価なマイコンが必要となる。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the
そこで、図2に示すように、本実施の形態の電圧保持手段15では、逆流防止手段16、充電手段17および放電手段18によるピーク電圧Vcの検出、保持を行う。電圧保持手段15においては、端子電圧Vshに基づいて供給される電荷を逆流防止手段16を介して充電手段17に充電する。これにより、充電手段17は、間欠的に変化する端子電圧Vshのピーク電圧Vcを、充電に係る電圧として保持しておくことができるようになる。また、逆流防止手段16はピーク電圧Vcにより、入力側に電流が逆流することを防ぐ。そのため、信頼性を高めることが可能である。ここで充電手段17は、放電させない限り、充電されたままとなる。このままだと、軽負荷となり電圧が低下した場合、ノイズ等が発生した場合等でも、高い電圧で保持され続ける可能性がある。そこで、充電手段17と並列に放電手段18を設け、充電手段17が蓄えた電荷を所定のタイミングで放電させるようにする。このため、端子電圧Vshの電圧低下、ノイズ等に係る電圧の影響を排除することができ、信頼性を高めることが可能となる。
Therefore, as shown in FIG. 2, the voltage holding means 15 of the present embodiment detects and holds the peak voltage Vc by the backflow prevention means 16, the charging means 17 and the discharging means 18. In the
図3は電圧保持手段15の動作を説明するための電圧の関係を示す図である。図3に示すように、電圧保持手段15が、スイッチング素子9a〜9fの切り替えタイミング等に関係なく、シャント電圧Vshのピーク電圧Vcを検出することが可能となる。このため、高段の手段において、処理能力が低い安価なマイコンを使用して電流のピーク値検出を行っても、問題なく電流のピーク値を検出することが可能となるため、コスト低減を図ることができる。
FIG. 3 is a diagram showing a voltage relationship for explaining the operation of the voltage holding means 15. As shown in FIG. 3, the voltage holding means 15 can detect the peak voltage Vc of the shunt voltage Vsh regardless of the switching timing of the
ここで、図2のように逆流防止手段16をダイオードとし、また、充電手段17をコンデンサとして実現することが可能である。そして、放電手段18については、充電手段17に並列に放電抵抗を接続することができる。また、充電手段17に並列に短絡手段を設けることにより充電手段17に蓄えられた電荷を放電させることが可能である。今回は代表的な手段を記載したが、その他同様の機能を有するものであれば他の手段でもよい。
Here, as shown in FIG. 2, it is possible to realize the backflow preventing means 16 as a diode and the charging means 17 as a capacitor. As for the discharging
ここで、充電手段17をコンデンサにより、放電手段18を抵抗によって構成した場合、コンデンサの静電容量Cと抵抗の抵抗値Rとの積を第一の時定数として、コンデンサに蓄えられた電荷の放電がなされる。そのため、第一の時定数を小さくしすぎると、すぐにコンデンサに溜まった電荷が放電されてしまい、正確にピーク電圧Vcを検出することができなくなる。また、図3に示すように、端子電圧Vshの包絡線は電動機8に流れる電流の6倍の周波数で脈動することになるため、第一の時定数が小さいとピーク電圧Vcの波形にも脈動が表れる恐れがある。そこで、第一の時定数が電動機8の運転周期の1/6倍以上となるような静電容量C、抵抗値Rのコンデンサ、抵抗を設けるようにする。
Here, when the charging means 17 is constituted by a capacitor and the discharging
図4はインバータ制御手段11の構成を示す図である。図4に示すように、本実施の形態のインバータ制御手段11は、位置・速度推定手段19、電流検出手段20、回転数指令演算手段21、電圧制御手段22を備えている。そして、直流電圧検出手段12の検出に係る直流電圧Vdc、磁極位置検出手段13の検出に係る出力(Hu、Hv、Hw)、電圧保持手段15からのピーク電圧Vcに基づいて、6種類のPWM信号(UP、VP、WP、UN、VN,WN)を出力する。ここで、インバータ制御手段11について、特に限定するものではないが、例えばCPU(Central Processing Unit )等を有するマイコンで構成することができる。このとき、各手段の処理手順をプログラムとして記憶装置(図示せず)に記憶しておき、プログラムを実行することで、各手段の機能を実現する。
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the inverter control means 11. As shown in FIG. 4, the inverter control means 11 of the present embodiment includes a position / speed estimation means 19, a current detection means 20, a rotation speed command calculation means 21, and a voltage control means 22. Based on the DC voltage Vdc detected by the DC
図5は位置・速度推定手段19の構成を示す図である。ここでは、磁極位置検出手段13がホールセンサの場合における位置・速度推定手段19の動作について説明する。ホールセンサの出力は電動機8の回転子の磁極位置に応じて、略180[deg]おきにHIGH(=1)とLOW(=0)とが繰り返される。そして、U相、V相、W相において互いに120度位相が異なる信号が出力される。ここで、U相の立ち上がりから次の立ち上がりまでが電気1周期(運転周期)となり、その間に周期Tsでn回の制御を行ったものとする。このとき、電気1周期をn×Tsで表すことができ、この逆数をとれば電気周波数を求めることができる。そして、電気周波数に2πを乗ずることで電気角周波数である電動機8の回転電気角周波数ωを得ることができる。さらに、電動機8の極対数を乗ずることで機械回転数を求めることも可能である。 FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the position / velocity estimation means 19. Here, the operation of the position / velocity estimation means 19 when the magnetic pole position detection means 13 is a Hall sensor will be described. As for the output of the Hall sensor, HIGH (= 1) and LOW (= 0) are repeated approximately every 180 [deg] according to the magnetic pole position of the rotor of the electric motor 8. Then, signals having a phase difference of 120 degrees are output in the U phase, the V phase, and the W phase. Here, it is assumed that the period from the rising edge of the U phase to the next rising edge is one electrical cycle (operation cycle), and n times of control is performed at the cycle Ts during that period. At this time, one period of electricity can be expressed by n × Ts, and the electric frequency can be obtained by taking the reciprocal thereof. Then, by multiplying the electrical frequency by 2π, the rotational electrical angular frequency ω of the motor 8 that is the electrical angular frequency can be obtained. Furthermore, it is also possible to obtain the mechanical rotational speed by multiplying the number of pole pairs of the electric motor 8.
次に、U相のホールセンサ出力Huの立ち上がりを0度に設定した場合の磁極位置θの求め方について説明する。U相のホールセンサ出力Huの立ち上がりを0度に設定した場合、(Hu,Hv,Hw)=(1,0,1)の場合を0[deg]、(1,0,0)を60[deg]、…、(0,0,1)を300[deg]としてθhを検出する。θhは階段状になるため、前述の求めた回転電気角周波数ωに基づいて制御周期Ts毎に加算する角度を求めて、θhに加算する。この結果、図5中に示すように0[deg]から360[deg]までリニア(線形)に変化する磁極位置θを得ることができる。 Next, how to determine the magnetic pole position θ when the rise of the U-phase Hall sensor output Hu is set to 0 degrees will be described. When the rise of the U-phase Hall sensor output Hu is set to 0 degree, 0 [deg] is obtained when (Hu, Hv, Hw) = (1, 0, 1), and 60 [[1, 0, 0] is obtained. deg],..., (0, 0, 1) is 300 [deg], and θh is detected. Since θh is stepped, an angle to be added for each control cycle Ts is obtained based on the obtained rotational electrical angular frequency ω and added to θh. As a result, as shown in FIG. 5, a magnetic pole position θ that changes linearly from 0 [deg] to 360 [deg] can be obtained.
図6は電流検出手段20の構成を示す図である。本実施の形態の電流検出手段20は、電圧電流変換手段23および制限手段24を備える。電圧電流変換手段23は電圧保持手段15からのピーク電圧Vcとシャント抵抗14における抵抗値Rshとに基づいて、シャント抵抗14に流れる電流のピーク値を、オームの法則(I=Vc/Rsh)により求める。求めた電流はノイズ等の影響により過電流遮断値を超えるような想定外の電流となる場合がある。過電流遮断値を超える電流を制限手段24において制限することで、最終的に電流値Iとして検出する。
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the current detection means 20. The current detection means 20 of this embodiment includes a voltage / current conversion means 23 and a restriction means 24. Based on the peak voltage Vc from the voltage holding means 15 and the resistance value Rsh of the
ここでは電圧電流変換手段23で電流を求めた後に、制限手段24にて電流値を制限するようにしたが、例えば制限手段24にてピーク電圧Vcを所定の電圧値に制限した後に、電圧電流変換手段23にて電流Iを検出するようにしてもよい。
Here, the current value is obtained by the voltage / current conversion means 23 and then the current value is restricted by the restriction means 24. For example, after the restriction means 24 restricts the peak voltage Vc to a predetermined voltage value, the voltage current The
図7は回転数指令演算手段21の構成を示す図である。回転数指令演算手段21は、定電流回転数演算手段25および回転数指令制限手段26を備える。定電流回転数演算手段25は、電流検出手段20の出力である電流値Iと予め設定した電流制御値I*との偏差に基づいて、比例積分(PI)制御法により、シャント抵抗14に係る電流のピーク値が電流制御値I*になるような回転数指令値を求める。ここで、過電流遮断に陥ることがないようにするため、電流制御値I*は過電流遮断値より低い値に設定する必要がある。
FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the rotational speed command calculating means 21. The rotational speed command calculating means 21 includes a constant current rotational speed calculating means 25 and a rotational speed
また、騒音や運転性能低下が懸念されるモータ回転数にしないようにするため、本実施の形態では、回転数指令制限手段26にて要求された回転数範囲内に制限する。このため、電流に合わせた最適な回転数指令値ω*にて回転させることが可能であり、外風や着霜等の電動機8の負荷が大きくなる条件下でも過電流遮断による運転停止が発生することなく、安定した運転が可能となる。
Further, in order to prevent the motor rotational speed from causing a concern about noise and a decrease in driving performance, in the present embodiment, the rotational speed is limited within the rotational speed range requested by the rotational speed
ここで、本実施の形態では、比例積分制御法により回転数指令値を求める方法について説明を行ったが、電流を一定に保つための方法であれば、その他の制御方法を用いても何ら問題ないことは言うまでもない。 Here, in the present embodiment, the method for obtaining the rotational speed command value by the proportional integral control method has been described. However, any other control method may be used as long as it is a method for keeping the current constant. It goes without saying that there is nothing.
図8は電圧制御手段22の構成を示す図である。電圧制御手段22は、電圧指令振幅演算手段27、三相電圧指令演算手段28およびPWM生成手段29を備える。電圧指令演算手段27は、回転電気角周波数ωと回転数指令値ω*との偏差に基づいて、例えば比例積分制御によって電圧指令振幅V*を求める。これにより、回転数指令値ω*と一致する回転電気角周波数ωにて運転が可能となる。
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the voltage control means 22. The
図9は電圧制御手段22(特に三相電圧指令演算手段28およびPWM生成手段29)の動作を示すための図である。三相電圧指令演算手段28は、電圧指令振幅V*、直流電圧値Vdcおよび磁極位置θに基づいて、電動機8の各相に印加する電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を次式(1)〜(3)に基づいて求める。ここで、θvは印加電圧位相を表し、磁極位置θと磁極位置θに対する進み位相角θfの和によって表される。このθfを最適に設定することにより、最適な位相で電圧を印加することが可能となり、電動機8の運転効率向上に寄与することが可能である。 FIG. 9 is a diagram for illustrating the operation of the voltage control means 22 (particularly, the three-phase voltage command calculation means 28 and the PWM generation means 29). Based on the voltage command amplitude V *, the DC voltage value Vdc, and the magnetic pole position θ, the three-phase voltage command calculation means 28 calculates voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * to be applied to each phase of the motor 8 by the following formula ( It calculates | requires based on 1)-(3). Here, θv represents the applied voltage phase, and is represented by the sum of the magnetic pole position θ and the leading phase angle θf with respect to the magnetic pole position θ. By setting this θf optimally, it is possible to apply a voltage with an optimal phase, which can contribute to an improvement in the operating efficiency of the electric motor 8.
ここでは、基本的な電圧指令値生成方法として、式(1)〜(3)に基づいて電圧指令値を求める方法で説明を行ったが、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調、三相変調や二相変調等により電圧指令値を求めるようにしても何ら問題ないことは言うまでもない。 Here, as a basic voltage command value generation method, the method of obtaining the voltage command value based on the formulas (1) to (3) has been described, but third-order harmonic superposition modulation, space vector modulation, three-phase modulation Needless to say, there is no problem even if the voltage command value is obtained by two-phase modulation or the like.
PWM生成手段29は、式(1)〜(3)により得られた三相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*と振幅が1の三角波キャリアとの大小関係に基づいてPWM信号(UP、VP、WP、UN、VN、WN)を生成する。このPWM信号によりインバータ手段9のスイッチング素子9a〜9fをスイッチング動作させることにより、電動機8に電圧指令値に基づいた電圧を印加することができる。
The
図10は実施の形態1に係る電動機8のモータ回転数と制御の関係を示す図である。例えば、空気調和装置の暖房運転時は、一般的に室外機の周囲温度は低く、空気密度が高いため、送風ファン7の駆動に必要な電動機8の出力トルクが大きくなり、流れる電流も多くなる。加えて、室外熱交換器3に着霜があると、空気の流路(風路)を塞ぐため、送風ファン7を駆動させるために必要なトルクが駆動時間経過と共に増加する。
FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the motor rotation speed and control of the electric motor 8 according to the first embodiment. For example, during the heating operation of the air conditioner, since the ambient temperature of the outdoor unit is generally low and the air density is high, the output torque of the electric motor 8 necessary for driving the
従来の制御においては、図10(a)に示すように回転数が一定になるようにして電動機8を制御するようにしていたため、例えば駆動時間の経過と共に進行する着霜量に応じて、電流値がI0からI1に増加していた。そのため、過電流遮断値に達しないように電動機8の回転数をN0に維持しておく必要があり、回転数の増加等によって、暖房能力の向上を図ることが困難であった。 In the conventional control, as shown in FIG. 10 (a), the motor 8 is controlled so that the rotation speed is constant. For example, according to the amount of frost that progresses with the elapse of the drive time, The value increased from I0 to I1. Therefore, it is necessary to maintain the rotation speed of the electric motor 8 at N0 so as not to reach the overcurrent cutoff value, and it is difficult to improve the heating capacity due to an increase in the rotation speed or the like.
そこで、図10(b)に示すように、電動機8に供給する電流が一定になるように制御することで、着霜が進んでいない軽負荷時にも、過電流遮断値に達しないような電流I1を供給し、その分、電動機8の回転数を増加させて暖房能力を向上させることを考える。上述したように、本実施の形態では、安定した電流のピーク値検出を行うことができるので、過電流遮断値に到達しないように、電流値を一定(例えばI1一定)にする制御を行うことが可能である。このため、着霜が進行していない軽負荷時の回転数を、従来のN0から最大N1まで増加させることが可能となる。これにより、室外熱交換器における熱交換の効率を良くすることができ、暖房能力を向上させることが可能な空気調和装置を得ることが可能となる。 Therefore, as shown in FIG. 10B, by controlling so that the current supplied to the electric motor 8 is constant, the current that does not reach the overcurrent cutoff value even at a light load where frosting does not progress. Consider that the heating capacity is improved by supplying I1 and increasing the rotational speed of the electric motor 8 accordingly. As described above, in the present embodiment, stable current peak value detection can be performed, so that control is performed to keep the current value constant (for example, I1 constant) so as not to reach the overcurrent cutoff value. Is possible. For this reason, it becomes possible to increase the rotation speed at the time of the light load in which frost formation does not advance from the conventional N0 to the maximum N1. Thereby, the efficiency of heat exchange in the outdoor heat exchanger can be improved, and an air conditioner capable of improving the heating capacity can be obtained.
また、例えば、送風ファン7に対して、送風方向と逆方向の風(いわゆる向かい風)が吹くと電動機8の負荷が増大することがある。従来制御の場合には、電流値を増大させて電動機8のモータ回転数を一定にするため、過電流遮断により電動機8が停止し、効率良く熱交換ができず、能力が低下する場合があった。実施の形態1の空気調和装置においては、電動機8に供給する電流が一定になるように制御しているため、例えば、向かい風が発生して回転数が低下しても電流値が増大することなく、風が止まった場合には電流値に合わせて回転数が増加することで運転を継続させることが可能となる。このため、信頼性が高く、能力を向上させることができる空気調和装置を得ることが可能である。
In addition, for example, when the wind in the direction opposite to the blowing direction (so-called head wind) blows to the
さらに、室外熱交換器3は経年劣化、埃などの蓄積により塞ぎ状態となり、送風ファン7を駆動するために必要なトルクが増大する場合においても、電流値一定となる最適な回転数で運転可能であるため、信頼性が高く、能力向上が可能な空気調和装置を得ることが可能である。
Furthermore, even when the
以上のように、実施の形態1の電動機の駆動装置においては、電圧保持手段15が、シャント抵抗14の端子電圧Vshのピーク電圧Vcを保持するようにしたので、電流検出手段20の電圧電流変換手段23が、インバータ手段9におけるスイッチングのタイミングに関わらず、ピーク電圧Vcとシャント抵抗14の抵抗値とから、シャント抵抗14に流れる電流(電動機8に供給される電流)のピーク値に変換し、電流値Iを検出し、回転数指令値等を算出して電動機8の制御を行うことができる。このため、少なくとも電流検出手段20は高速の処理を行う必要がなく、低コストのマイコンで処理を行うことができる。
As described above, in the electric motor drive device according to the first embodiment, the
また、コンデンサ、抵抗を並列接続して電圧保持手段15を構成したときに、静電容量と抵抗値の積である第一の時定数が、電動機8の運転周期の1/6倍以上となるようにしたので、端子電圧Vshにおける脈動成分を抑制し、安定したピーク電圧Vcを得ることができる。さらに、安定した電流のピーク値を得ることができるため、電動機8のモータの回転数を安定させ、騒音等の発生を防止することができる。また、電動機8に供給する電流が一定になるように、インバータ手段9の駆動を制御することができ、最適かつ安定に電動機8を駆動させることができる。このため、電動機8の駆動において、省エネルギー化をはかることができる。 Further, when the voltage holding means 15 is configured by connecting capacitors and resistors in parallel, the first time constant, which is the product of the capacitance and the resistance value, becomes 1/6 times or more of the operation cycle of the motor 8. Since it did in this way, the pulsation component in the terminal voltage Vsh can be suppressed and the stable peak voltage Vc can be obtained. Furthermore, since a stable peak value of the current can be obtained, the rotation speed of the motor of the electric motor 8 can be stabilized and the occurrence of noise and the like can be prevented. Moreover, the drive of the inverter means 9 can be controlled so that the electric current supplied to the electric motor 8 becomes constant, and the electric motor 8 can be driven optimally and stably. For this reason, energy saving can be achieved in driving the electric motor 8.
そして、本実施の形態の電動機の駆動装置を、空気調和機における、室外熱交換器3に空気を送り込む送風ファン7を回転させる電動機8の駆動に利用する場合には、電流一定制御を行うことで、例えば室外熱交換器3が凝縮器等となる暖房運転を行っている際には、室外熱交換器3への着霜が進行していない軽負荷時の回転数を増加させることが可能となる。このため、室外熱交換器3において効率の良い熱交換が可能となり、暖房能力を向上させることが可能な空気調和装置を得ることが可能となる。また、過電流遮断により電動機8、空気調和装置を停止させないように電流一定制御を行うことで、安定した運転を行うことができる。さらに、電流の脈動を抑制することにより安定した制御が可能となり、騒音の少ない空気調和装置を得ることが可能となる。
When the motor drive device of the present embodiment is used for driving the motor 8 that rotates the
また、送風ファン7に送風方向と逆方向に風が吹き、電動機8の負荷が増大した場合でも、電流一定制御を行うようにしたので、運転を継続させることができる。さらに、室外熱交換器3における経年劣化や埃などの蓄積により風路が塞ぎ状態となり、送風ファン7を駆動するために必要なトルクが増大する場合においても、電流値一定となる最適な回転数で運転可能である。以上のことから、信頼性が高く、能力向上が可能な空気調和装置を得ることが可能である。ここで、室外熱交換器3を凝縮器として説明したが、例えばガスクーラ等でもよい。
Further, even when wind blows to the
実施の形態2.
実施の形態1の空気調和装置における電動機の駆動装置では、シャント抵抗14におけるピーク電圧Vcを検出、保持する電圧保持手段15における第一の時定数が電動機8の運転周期の1/6倍以上となるようにした。ここで、所望する第一の時定数となるように電圧保持手段15を設計等できればよいが、例えばコンデンサの静電容量や抵抗値の選定に制約があると、脈流成分を抑制するために必要な第一の時定数を得ることが困難な場合がある。その場合、ピーク電圧Vcには、インバータの運転周波数の6倍の周波数の脈動成分が顕著に表れる可能性がある。このとき、電流検出手段20が検出する電流値Iも脈動し、脈動する電流値Iに基づいて演算される回転数指令値ω*も脈動してしまい、制御性の悪化や騒音の悪化が懸念される。
In the motor drive device in the air conditioning apparatus of the first embodiment, the first time constant in the voltage holding means 15 that detects and holds the peak voltage Vc in the
そこで、実施の形態2の駆動装置は、上記の課題を解決することを目的とし、検出した電流における脈動成分を抑え、安定した電流値の検出を行うことができるようにするものである。ここで、実施の形態2の空気調和装置における基本的な構成は、図1の構成と同様である。
Therefore, the drive device of the second embodiment aims to solve the above-described problem, and suppresses the pulsating component in the detected current so that a stable current value can be detected. Here, the basic configuration of the air-conditioning apparatus of
図11は本発明の実施の形態2に係る電流検出手段20の構成を示す図である。本実施の形態の電流検出手段20は、電圧電流変換手段23と制限手段24との間にローパスフィルタ手段30を有している点で実施の形態1とは異なる。
FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the current detection means 20 according to
実施の形態1の電流検出手段20は、電圧電流変換手段23にて電圧保持手段15の出力であるピーク電圧Vcを検出して電流値に変換し、制限手段24にて電流値の制限を行っていた。本実施の形態は、電圧電流変換手段23の変換に係る電流値を、第二の時定数を有するローパスフィルタ手段30にて、インバータ手段9の運転周波数の6倍の高い周波数成分を除去してから、制限手段24にて制限を行うことで電流値Iの脈動を抑えるようにするものである。これにより、制御の安定性をさらに確保し、騒音の改善を図ることが可能となる。
In the
図12は電流検出手段20の動作による電流の関係を示す図である。ローパスフィルタ手段30は、電圧保持手段15が抑制できなかった脈動成分を抑制する必要がある。このため、第二の時定数を、第一の時定数より高い時定数に設定することで、電流検出手段20において脈動成分を抑制する。このようにして、脈動成分を抑制した電流値Iに基づいて、実施の形態1と同様に、電動機8に供給する電流が一定になるように制御することで、安定性の高い空気調和装置を得ることができる。
FIG. 12 is a diagram showing the relationship of currents due to the operation of the current detection means 20. The low-
ただし、図12からも分かるように、ローパスフィルタ手段30を設けることで脈動成分を抑えることができるが、電流のピークも抑えられ、ピーク電圧Vcを電流値Iに変換したそのままの波形と比べると、本来のピーク値との差分ΔIが発生する。差分ΔIに関しては、例えば実験的に得られた平均の差分ΔIを予め加算して考慮して補正をしておくことで、電流値の検出誤差を低減することが可能である。 However, as can be seen from FIG. 12, the pulsation component can be suppressed by providing the low-pass filter means 30, but the peak of the current is also suppressed, compared with the waveform as it is converted from the peak voltage Vc to the current value I. A difference ΔI from the original peak value occurs. With respect to the difference ΔI, for example, by adding an average difference ΔI obtained experimentally in advance and taking into account the correction, the current value detection error can be reduced.
以上のように実施の形態2の電動機の駆動装置によれば、電流検出手段20において、ローパスフィルタ手段30を設け、電圧電流変換手段23の変換に係る電流値に含まれる脈動成分を抑制し、また、差分ΔIで補正を行うようにしたので、実施の形態1と同様に、安定した電流値Iによって、電動機8のモータの回転数を安定させ、騒音等の発生を防止することができる。また、電動機8に供給する電流が一定になるように、インバータ手段9の駆動を制御することができ、最適かつ安定に電動機8を駆動させることができる。
As described above, according to the motor drive device of the second embodiment, the
このため、本実施の形態の電動機の駆動装置を、空気調和機における、室外熱交換器3に空気を送り込む送風ファン7を回転させる電動機8の駆動に利用する場合においても、実施の形態1で説明したことと同様の効果を奏する空気調和装置を得ることが可能となる。
For this reason, even when the electric motor drive device of the present embodiment is used for driving the electric motor 8 that rotates the
ここで、本実施の形態のような電流検出手段20を設けることは、電圧保持手段15における設定において、電動機8の運転周期の1/6倍以上の第一の時定数が得られない場合に最も効果を発揮することができる。ただし、第一の時定数が電動機8の運転周期の1/6倍以上であっても適用することは可能である。 Here, the current detection means 20 as in the present embodiment is provided when the first time constant of 1/6 or more of the operation cycle of the motor 8 cannot be obtained in the setting in the voltage holding means 15. The most effective. However, it is possible to apply even if the first time constant is 1/6 times or more of the operation cycle of the electric motor 8.
実施の形態3.
実施の形態2の空気調和装置では、電圧保持手段15にてコンデンサの静電容量や抵抗値の制約により必要な第一の時定数を得ることが困難な場合に、電流検出手段20に設けたローパスフィルタ手段30を用いて制御の安定性向上をはかっている。ここで、前述したように、ローパスフィルタ手段30では、電流値中の脈動成分を抑えるために電流のピーク値も抑えられることになる。このため、実施の形態2では差分ΔIを加算して電流のピーク値としたが、例えば差分ΔIの見積もりが違うと電流検出誤差が大きくなると過電流遮断等が生じる可能性がある。
In the air conditioner of the second embodiment, the
そこで、実施の形態3の空気調和装置は、電流検出手段20において、さらに精度が高い電流のピーク値の検出を行うことができるようにするものである。ここで、実施の形態3の空気調和装置における基本的な構成は、図1の構成と同様である。
Therefore, the air conditioner of
図13は本発明の実施の形態3に係る電流検出手段20の構成を示す図である。本実施の形態の電流検出手段20は、ローパスフィルタ手段30に代えて、電圧電流変換手段23と制限手段24との間にピークホールド手段31を有している点で実施の形態2とは異なる。
FIG. 13 is a diagram showing the configuration of the current detection means 20 according to
ピークホールド手段31は、本実施の形態においては、例えばマイクロコンピュータ等のような演算手段を有し、電圧電流変換手段23が変換した電流のピーク値を判断して記憶装置(図示せず)に記憶(保持)させる処理を行う。また、ノイズ等で一時的に高くなった電流のピーク値が保持され続けないようにするため、設定された第三の時定数τに基づいて、電流のピーク値の減衰処理を行う。 In the present embodiment, the peak hold means 31 has a calculation means such as a microcomputer, for example, and determines the peak value of the current converted by the voltage / current conversion means 23 and stores it in a storage device (not shown). A process of storing (holding) is performed. Further, in order not to keep the peak value of the current temporarily increased due to noise or the like, the current peak value is attenuated based on the set third time constant τ.
例えば、実施の形態1では、電流検出手段20は、電圧電流変換手段23にて電圧保持手段15の出力であるピーク電圧Vcを検出して電流値に変換し、制限手段24にて電流値の制限を行っていた。本実施の形態では、電圧電流変換手段23の変換に係る電流値について、ピークホールド手段31によりシャント抵抗14に流れる電流のピーク値を保持することで、電流のピーク値の検出誤差を少なくなるようにするものである。これにより、過電流遮断によって空気調和装置の運転停止が生じないようにし、信頼性の高い空気調和装置を得ることが可能となる。
For example, in the first embodiment, the
図14はピークホールド手段31の処理動作を示すフローチャートである。例えば、電圧電流変換手段23が変換して出力した電流Ibufが入力されると(S1)、電流Ibufと初期値を0とした電流のピーク値Ipとを比較する(S2)。電流Ibufが電流のピーク値Ipより大きいと判断すると、Ip=Ibufとし、t=0として(S3)、電流のピーク値Ipとして保持する処理を行う(S5)。
FIG. 14 is a flowchart showing the processing operation of the peak hold means 31. For example, when the current Ibuf converted and output by the voltage-
例えば、ノイズ等の影響により、電圧電流変換手段23から瞬間的に高い電流Ibufが入力されることがある。このようなノイズによる電流をそのまま保持し続けると、制御の信頼性が低下することになる。そこで、本実施の形態では、第三の時定数τを設定し、第三の時定数τで減衰させることにより対策を行う。ここで、第三の時定数τについては、電流のピーク値を脈動させてしまわないようにする必要がある。このため、第三の時定数を第一の時定数よりも大きい値となるように設定する。
For example, a high current Ibuf may be instantaneously input from the voltage /
S2において、電流Ibufが電流のピーク値Ipより大きくない(電流のピーク値IpがIbuf以下である)と判断すると、電流のピーク値Ipが時間tの経過と共に時定数τで減衰するよう、例えば次式(4)のようにして電流のピーク値Ipを算出する(S4)。
Ip=Ip×exp(−t/τ) …(4)
If it is determined in S2 that the current Ibuf is not larger than the current peak value Ip (the current peak value Ip is equal to or less than Ibuf), the current peak value Ip is attenuated with a time constant τ as time t passes, for example. The current peak value Ip is calculated as in the following equation (4) (S4).
Ip = Ip × exp (−t / τ) (4)
図15は電流検出手段20の動作による電流の関係を示す図である。ピークホールド手段31は、シャント抵抗14に流れる電流のピーク値Ipを保持することで、脈動させずに最終的に電流値Iを検出することができる。そして、電流のピーク値Ipを脈動させないように減衰処理を行うことにより、ノイズ等により一時的に高くなった電流のピーク値Ipが保持され続けることなく、制御の信頼性を高めることができる。
FIG. 15 is a diagram showing the relationship of currents due to the operation of the current detection means 20. The peak hold means 31 can finally detect the current value I without causing pulsation by holding the peak value Ip of the current flowing through the
以上のように実施の形態3の電動機の駆動装置によれば、電流検出手段20においてピークホールド手段31を設け、電圧電流変換手段23の変換に係る電流値のピーク値を保持するようにしたので、電流値に脈動成分が含まれていても、実施の形態1と同様に、安定した電流値Iを検出することによって、電動機8のモータの回転数を安定させ、騒音等の発生を防止することができる。また、電動機8に供給する電流が一定になるように、インバータ手段9の駆動を制御することができ、最適かつ安定に電動機8を駆動させることができる。また、ピークホールド手段31において、第三の時定数τを設定し、電流のピーク値を更新できなかった際には、電流値を減衰させていくようにしたので、ノイズ等の影響により、一時的に上昇した電流値が保持されるのを防ぐことができる。
As described above, according to the motor driving apparatus of the third embodiment, the
以上より、本実施の形態の電動機の駆動装置を、空気調和機における、室外熱交換器3に空気を送り込む送風ファン7を回転させる電動機8の駆動に利用する場合においても、実施の形態1で説明したことと同様の効果を奏する空気調和装置を得ることが可能となる。ここで、本実施の形態のような電流検出手段20を、電圧保持手段15における第一の時定数が電動機8の運転周期の1/6倍以上であっても適用することは可能である。
As described above, even when the electric motor drive device of the present embodiment is used for driving the electric motor 8 that rotates the
実施の形態4.
上述した実施の形態2、3の空気調和装置においては、電流検出手段20にローパスフィルタ手段30、ピークホールド手段31を設け、脈動成分を抑制した電圧値Iを検出するようにした。
In the air conditioners of the second and third embodiments described above, the
図16はシャント電圧におけるDutyと誤差との関係を示す図である。例えば、電圧保持手段15では、充電手段17の充電と放電手段18の放電とを繰り返すが、このとき、充電手段17に充電されるスピードと、放電手段18が放電するスピードとが釣り合うところで電圧値が安定する。ここで、充電手段17、放電手段18における素子の静電容量C、抵抗値Rが一定であるのに対し、端子電圧Vshにおけるパルス電圧発生区間に対して電圧ゼロ区間の比率(Duty)が大きくなるほど充電時間に対して放電時間が長くなる。このため、図16に示すように、シャント抵抗14に基づく電流検出誤差が大きくなる。
FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the duty and the error in the shunt voltage. For example, the voltage holding means 15 repeats the charging of the charging means 17 and the discharging of the discharging
図17は電圧ベクトルと電流ベクトルとの関係を示す図である。図17に示すように、例えばU相に供給する電流が最大となるU相軸上に電流ベクトルが存在する場合(U相に係るPWM信号によるスイッチングパターン(UP、VN、WN=ON)状態となった場合)に、U相に係る電流がシャント抵抗14に流れる。しかし、電流ベクトルに対して電圧ベクトルの位相差φが大きく異なる(力率が低下している)と、電圧ベクトルを各要素に分解したとき、図17に示すように、U相に係る電流がシャント抵抗14に流れるすための電圧ベクトルの要素が小さくなる。このため、シャント抵抗14上にU相に係る電流を流すためのスイッチング時間が短くなり、パルス幅が狭くなる。そして、電圧保持手段15の誤差が大きくなり、精度よくピーク値を検出することが困難になる。
FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the voltage vector and the current vector. As shown in FIG. 17, for example, when a current vector exists on the U-phase axis where the current supplied to the U-phase is maximum (a switching pattern (UP, VN, WN = ON) by a PWM signal related to the U-phase) The current relating to the U phase flows through the
図18は実施の形態4に係る電動機8の制御と時間との関係を示すための図である。暖房運転中等においては、着霜による影響により時間の経過と共に電動機8にかかる負荷が増大するため、図18に示すように、時間と共に回転数が低下すると(図18(a))、運転中の力率が低下していく(図18(b))。そのため、前述の通り、電流検出誤差が、力率の悪化と共に大きくなり(図18(c))、電流値を一定に保つことが困難となる(ここで図18(c)は、電圧保持手段15が保持するピーク電圧Vcが、本来のピーク電圧と比較して低下して誤差が広がる様子を表している)。また、誤差が大きくなると、運転状況によっては過電流遮断を生じるため、運転が継続できない可能性がある。
FIG. 18 is a diagram for illustrating a relationship between control of the electric motor 8 according to the fourth embodiment and time. During heating operation or the like, the load on the electric motor 8 increases with time due to the influence of frost formation. Therefore, as shown in FIG. 18, when the rotational speed decreases with time (FIG. 18 (a)), The power factor decreases (FIG. 18 (b)). Therefore, as described above, the current detection error increases with the deterioration of the power factor (FIG. 18C), and it becomes difficult to keep the current value constant (here, FIG. 18C shows voltage holding means). 15 shows that the peak voltage Vc held by the
図19は本発明の実施の形態4に係るインバータ制御手段11の構成を示す図である。本実施の形態では、電流検出誤差が大きくなることによる過電流遮断を防ぐため、ピーク電圧Vcに基づいて求めた電流値を補正する。そのため、本実施の形態では、図19に示すように位置・速度推定手段19の出力に係る電動機8の回転電気角周波数ωを電流検出手段20に出力する点が実施の形態1と異なる。 FIG. 19 is a diagram showing the configuration of the inverter control means 11 according to the fourth embodiment of the present invention. In the present embodiment, the current value obtained based on the peak voltage Vc is corrected in order to prevent overcurrent interruption due to an increase in current detection error. Therefore, the present embodiment is different from the first embodiment in that the rotational electrical angular frequency ω of the electric motor 8 related to the output of the position / velocity estimation means 19 is output to the current detection means 20 as shown in FIG.
図20は本発明の実施の形態4に係る電流検出手段20の構成を示す図である。また、本実施の形態の電流検出手段20は、電圧電流変換手段23と制限手段24との間に電流検出値補正手段32を有している点で実施の形態1とは異なる。
FIG. 20 is a diagram showing the configuration of the current detection means 20 according to
前述したように、電動機8の負荷状況に応じて回転電気角周波数ωは増減する。ここで、回転電気角周波数ωが低下すると、負荷が高く、力率の悪い状況である。このため、電流検出値補正手段32は、記憶装置を有し、回転電気角周波数ωと電流検出誤差との関係を予めデータとして記憶装置に記憶させておくようにする。そして、位置・速度推定手段19から出力された回転電気角周波数ωに応じて、記憶装置に記憶させたデータから、電圧電流変換手段23が求めた電流値を補正する。以上のようにして、簡単な処理で電流値の補正を行うことが可能である。 As described above, the rotational electrical angular frequency ω increases or decreases according to the load status of the electric motor 8. Here, when the rotational electrical angular frequency ω decreases, the load is high and the power factor is poor. For this reason, the current detection value correction means 32 has a storage device, and the relationship between the rotational electrical angular frequency ω and the current detection error is stored in advance in the storage device as data. Then, according to the rotational electrical angular frequency ω output from the position / velocity estimation means 19, the current value obtained by the voltage-current conversion means 23 is corrected from the data stored in the storage device. As described above, it is possible to correct the current value with a simple process.
ここで、本実施の形態においては、位置・速度推定手段19の出力に係る回転電気角周波数ωにより電流値を補正したが、補正に係るパラメータを回転電気角周波数ωだけに限定するものでない。例えば、演算等により得られた力率、パルス幅等に基づいて、電流値を補正しても何ら問題ないことは言うまでもない。 Here, in the present embodiment, the current value is corrected by the rotational electrical angular frequency ω related to the output of the position / velocity estimation means 19, but the parameters related to the correction are not limited to the rotational electrical angular frequency ω. For example, it goes without saying that there is no problem even if the current value is corrected based on the power factor, the pulse width, and the like obtained by calculation or the like.
以上のように実施の形態4の電動機の駆動装置によれば、電流検出手段20において電流検出値補正手段32を設け、回転電気角周波数ωに基づいて、電圧電流変換手段23の変換に係る電流値を補正するようにしたので、例えば負荷、力率の状況に基づいて、誤差の補正を行うことにより、実施の形態1と同様に、安定した電流値Iを検出することができる。このため、例えば空気調和装置の送風ファン7を回転させる電動機8の駆動に利用する場合において、誤差による過電流遮断のために電動機8、空気調和装置を停止させないようにし、安定した運転を行うことができる。以上より、実施の形態1で説明したことと同様の効果を奏する空気調和装置を得ることが可能となる。
As described above, according to the motor drive device of the fourth embodiment, the current detection
実施の形態5.
上述した実施の形態1〜4については、磁極位置センサの出力に基づいて電動機8を制御していたが、モータの相電流検出による磁極位置センサレス制御を用いて本制御を行っても何ら問題ないことは言うまでもない。
In
上述の各実施の形態では、本発明の駆動装置を利用して、空気調和装置の熱源機が有する室外熱交換器3に空気を送り込む送風ファン7を回転させる電動機8を駆動させる説明を行った。上述した各実施の形態により、空気調和装置の室外機に本発明の駆動装置を適用すれば、特に暖房運転時において、駆動装置が奏する効果を有効に発揮することができることがわかる。ただし、本発明の駆動装置の適用を空気調和装置だけに限定するものではない。例えば、本発明の駆動装置の活用例としては、空気調和装置は勿論、ヒートポンプ給湯機や電気掃除機など、送風ファン、スクリュー等を電動機で回転させて用いる機器において適用が可能である。
In each of the above-described embodiments, description has been given of driving the electric motor 8 that rotates the
1 圧縮機、2 四方弁、3 室外熱交換器、4 膨張弁、5 室内熱交換器、6 冷媒配管、7 送風ファン、8 電動機、9 インバータ手段、9a〜9f スイッチング素子、10 直流電源、11 インバータ制御手段、12 直流電圧検出手段、13 磁極位置検出手段、14 シャント抵抗、15 電圧保持手段、16 逆流防止手段、17 充電手段、18 放電手段、19 位置・速度推定手段、20 電流検出手段、21 回転数指令演算手段、22 電圧制御手段、23 電圧電流変換手段、24 制限手段、25 定電流回転数演算手段、26 回転数指令制限手段、27 電圧指令振幅演算手段、28 三相電圧指令演算手段、29 PWM生成手段、30 ローパスフィルタ手段、31 ピークホールド手段、32 電流検出値補正手段。
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記直流電源と前記インバータ手段との間に接続されたシャント抵抗と、
コンデンサを有し、充電により前記シャント抵抗の両端電圧のピーク値を前記コンデンサに保持させる充電手段と、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサに充電された電荷を第一の時定数にて放電させる放電手段と、
電流検出値補正手段を有し、前記シャント抵抗に流れる電流を、電動機の力率の状況に基づいて誤差補正して検出する電流検出手段と、
該電流検出手段が検出した電流が所定の値となるように、前記インバータ手段が前記電動機に印加する交流電圧の周波数を制御するインバータ制御手段と
を備えることを特徴とする電動機の駆動装置。 Inverter means for converting a DC voltage from a DC power source and applying an AC voltage to the motor;
A shunt resistor connected between the DC power source and the inverter means;
Charging means having a capacitor, and causing the capacitor to hold a peak value of the voltage across the shunt resistor by charging;
Discharging means connected in parallel with the capacitor and discharging the charge charged in the capacitor with a first time constant;
Current detection means having current detection value correction means, and detecting the current flowing through the shunt resistor with error correction based on the power factor of the motor ;
An electric motor drive device comprising: inverter control means for controlling a frequency of an alternating voltage applied to the electric motor by the inverter means so that the current detected by the current detection means becomes a predetermined value.
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