JP5066609B2 - 二次チャネル統計に基づく、チャネルフィードバックの適応圧縮 - Google Patents

Description

本発明は概して移動体通信網におけるチャネル状態フィードバックの伝送に関し、特にはチャネル状態フィードバックを適応的な方法で圧縮するための方法及び装置に関する。

無線通信システムにおける送信機及び／又は受信機での複数アンテナの利用は、潜在的にカバー範囲及びデータレートの両方を改善するため、過去１０年の間大きな注目を集めてきた。シングルアンテナシステムではチャネル状態情報があまり容量を改善しないが、マルチアンテナシステムでは送信機が正確なチャネル状態情報を利用可能な場合に容量の大幅な増加が実現できる。周波数分割多重(FDD)システムにおいて、受信機はチャネル状態情報を送信機にフィードバックするのが通常である。フィードバックチャネルの容量制限と往復遅延により、送信機での完璧なチャネル状態情報を仮定するのは非現実的ではあるが、チャネルの知見が部分的でも送信機にあれば、チャネル状態情報を考慮しないシステムに対して大幅な容量の増加を実現できることがわかっている。しかし、詳細なチャネル状態情報のフィードバックはリバースリンクの貴重な帯域を消費する。従って、リバースリンクの容量に深刻な不利益をもたらさずにチャネル状態情報の量を削減する効率的な方法を考案することには大きな関心が寄せられている。

チャネル状態フィードバックについての１つのアプローチは、チャネル状態情報のフィードバック削減に非構造化ブロック又はベクトル量子化器(VQ)を用いることである。理論上、非構造化ＶＱは達成可能な最適な圧縮を実現可能であるが、非構造化ＶＱの複雑さは、次元ー速度(dimension-rate)積とともに指数関数的に増加する。例えば、４つの送信アンテナと２つの受信アンテナを用いるMIMOシステムにおいて、文献で提案されている非構造化ＶＱの次元は4*2*2（各チャネルタップ係数の実部及び虚部）=16となりうる。合理的な精度を達成する量子化解像度（又はソース符号化レート）に対し、多次元の非構造化ＶＱが必要とする記憶容量及び計算能力は、実際には法外に高くなりうる。

非構造化ＶＱを用いることによる、計算の複雑さとは別な問題は、様々なチャネル統計への適合性のなさである。チャネル状態フィードバックを圧縮するために提案されている量子化技術のほとんどは、MIMOチャネルタップが空間的次元(spatial dimensions)に亘って独立同分布(IID)であると仮定している。しかし、実際には、MIMOチャネルの統計分布は空間的にも周波数的にも高い相関を有することが多い。IID仮定に基づいて設計されたＶＱは、無線環境において典型的に見られる広範なチャネル状態に亘って所望の性能を提供することができないかもしれない。一方、合理的な量子化精度を維持しながら、チャネルタップが取りうる全ての分布を考慮して非構造化ＶＱを設計することは非現実的である。

従って、合理的な精度と複雑さを維持しつつ、チャネルタップの様々な分布に対して適応可能な、チャネル状態フィードバックの圧縮方法が必要とされている。

本発明は、適応ベクトル量子化器を用いて詳細なチャネル情報をフィードバックするための方法及び装置に関する。方法及び装置は、空間的に相関性のあるMIMOチャネルの瞬時応答のフィードバックの圧縮に、二次チャネル統計（例えば分散）を用いる。異なる解像度（又はレート）を有する複数の低次元ベクトル量子化器(VQ)が、様々な複素数チャネルタップ係数を量子化する。個々のＶＱの解像度は、対応するチャネルタップの分散に基づいて適応的に選択される。様々な有意性(significance)でチャネルタップに対して様々な量子化解像度を用いることより、量子化点の分布を、特定のチャネル統計値について設計された最適な非構造化ＶＱの量子化点の分布に似せることができ、計算及び記憶の複雑さを大幅に低減しながら最適に近い性能を得ることができる。

ある例示的な実施形態において、瞬時チャネル応答の圧縮されたフィードバックとチャネル統計値の両方が送信機にフィードバックされる。瞬時チャネル応答の圧縮されたフィードバックは、高速フィードバックチャネル上でフィードバックされる。チャネル統計値は、高速フィードバックチャネルよりもずっと低い頻度で受信機から情報を返送する低速フィードバックチャネル上で送信機にフィードバックされる。ノイズスペクトルが周波数スペクトルに亘って比較的平坦な場合に有用な別の実施形態において、必要なチャネル統計値の全て又は一部が、フォワード及びリバースチャネルのチャネル統計値が同様(reciprocal)であるとの仮定に基づき、送信機で直接算出されてよい。
一部の実施形態において、チャネルタップはチャネル推定値を量子化する前に異なる領域(domain)に変換されてよい。例えば、MIMO-OFDMシステムに好適な実施形態において、周波数領域で推定されたチャネル応答を、時間領域チャネルタップに変換してもよい。所定の遅延拡散内に存在する時間領域チャネルタップが選択され、さらに空間領域を通じて”固有(eigen)”領域に変換される。得られた変換後の係数は、変換後の係数の分散に従って適応的に算出された様々なレート（又は解像度）の量子化器を用いて個別に量子化される。

チャネル状態フィードバックは、対応するレート（又は解像度）の量子化コードブックを用いて送信機で復号され、変換後の係数、すなわち量子化された変換後の係数の推定値が得られる。各量子化器のレート又は解像度は、対応する変換後の係数の相対分散に基づいて、受信機で行われるのと同様な方法で算出される。続いて、量子化された変換後の係数に対して逆変換を適用し、周波数領域チャネル応答の量子化版を取得する。このチャネル情報に基づいて、各周波数における最適なプレ符号化器、プレストリーム符号化レート、及び／又はチャネル品質表示(CQI)を、送信機で算出することが可能である。

例示的な通信システムを示す図。 適応フィードバック手法を用いる例示的な通信システムを示す図。 適応フィードバック手法を用いる例示的な通信システムを示す図。 一実施形態に従ってチャネル品質フィードバックを符号化する例示的な方法を示す図。 一実施形態に従ってチャネル品質フィードバックを復号する例示的な方法を示す図。 OFDMシステム用の例示的なフィードバック符号化器を示す図。 OFDMシステム用の例示的なフィードバック復号器を示す図。 図６に示すOFDMフィードバック符号化器のための例示的な変換プロセッサを示す図。 図７に示すOFDMフィードバック復号器のための例示的な変換プロセッサを示す図。 本発明に係るMIMOシステムの性能を示す図。 図６及び図７に示す適応フィードバック手法の性能を示す図。

以下、図面を参照して、図１に示すマルチアンテナ通信システム１０に関して本発明の例示的な実施形態を説明する。マルチアンテナ通信システム１０は、例えば多入力単出力(MISO)システム又は多入力多出力(MIMO)システムを含んでよい。しかし、本技術分野に属する当業者は、開示される実施形態によって示される原理を、他のタイプの通信システムにも適用可能であることを理解するであろう。

マルチアンテナ通信システム１０は、通信チャネル１４上で信号を第２ステーション１６に送信する第１ステーション１２を有する。本明細書において第１ステーション１２を送信局、第２のステーション１６を受信局と呼ぶ。第１ステーション１２及び第２ステーション１６がそれぞれ双方向通信のために送信機と受信機の両方を含みうることは、本技術分野に属する当業者が理解するところであろう。送信局１２から受信局１６へのリンクをダウンリンクと呼ぶ。受信局１６から送信局１２へのリンクをアップリンクと呼ぶ。ある例示的な実施形態において、送信局１２は無線通信網における基地局であり、受信局１６は移動機である。本発明は例えば、基地局１２から移動機１６へ、WCDMAシステムにおける高速ダウンリンクパケットアクセス(HSPDA)チャネル上でデータを送信するために用いることができる。

送信局１２は複数のアンテナから受信局１６へ信号を送信する。受信局１６は１つ以上の受信アンテナを含んでよい。送信局１２及び送信局１６の両方で１つのアンテナを用いるシングルアンテナ通信システムとは対照的に、送信局から受信局１６へのチャネル１４についてのチャネル応答の詳細な知見を送信局１２が有するならば、システム容量を増加させることが可能である。受信局１６は、送信局１２から受信局１６へのチャネル１４の推定値を算出し、フィードバックチャネル１８上でチャネル状態フィードバックを送信局１２へ送信する。しかし、受信局１６から送信局１２への詳細なチャネル情報のフィードバックは、ユーザデータを搬送するために利用可能なリバースリンク上の貴重な帯域を消費する。マルチアンテナシステムにおいて、チャネル情報フィードバックの量は、送信及び受信アンテナ対の数に伴って急激に増加する。

図２は、送信局１２における例示的な送信機１００と受信局１６における例示的な受信機２００を示す。受信機２００は、チャネル情報フィードバックを削減するためにベクトル量子化技術を用いる。明確化のため、通信システム１０が送信局１２において複数のアンテナを用い、受信局１６において１つのアンテナを用いるものとする。本明細書で説明する原理は、受信局１６で複数のアンテナを用いる構成に容易に拡張可能である。

送信局１２（例えば基地局）は、送信信号プロセッサ１０２で生成された送信信号｛ｘ_m(t)｝^M _m=1を、受信局１６(例えば移動機）に送信する。Ｍのダウンリンクチャネルが存在する（各送信アンテナから１つずつ）。送信局１２から受信局１６へのダウンリンクチャネルは、時間領域においてｇ_m(t)、周波数領域においてＧ_m(f)のチャネル応答を有する、線形時間不変チャネル(linear time invariant channel)であると仮定されている。受信局１６で受信されるベースバンド信号ｒ(t)は、以下の式１で与えられる。

ここで、＊は畳み込みを表し、ｖ(t)はベースバンドノイズを表す。ｍ番目のダウンリンクチャネルは以下の式２によりモデル化されてよい。

ここで、ａ_m,kはｍ番目のアンテナからのチャネルのチャネル係数、τ_kは遅延である。受信局１６におけるチャネル推定器２０４は、ｍ番目のダウンリンクチャネルの推定値を以下の式３に従って生成する。

ここで、ｍ＝１, ..., Ｍ、Ｔ_sは遅延τ_kの量子化に用いられるサンプリング間隔である。ここで、式３におけるＱは式２におけるＫと同じでなくてもよいことに留意されたい。チャネル推定値｛^ｇ_m(t)｝^M _m=1は、受信したベースバンド信号ｒ(t)を復調するために受信信号プロセッサ２０２へ供給される。さらに、チャネル推定値｛^ｇ_m(t)｝^M _m=1は、フィードバック符号化器２０６に入力される。フィードバック符号化器２０６はチャネル推定器２０４からチャネル推定値｛^ｇ_m(t)｝^M _m=1を受信し、｛^ｇ_m(t)｝^M _m=1におけるチャネル係数を量子化し、量子化されたチャネル係数を送信局１２へフィードバックする。

１つの送信アンテナからのダウンリンクチャネルに対する推定チャネル応答^ｇ_m(t)は、例えば以下の式４に示すように、Ｑの非ゼロタップ係数を有する離散時間型有限インパルス応答フィルタと概念的に関連付けることができる。

ここで、ｍ＝１, ..., Ｍである。従って、｛^ｇ_m(t)｝^M _m=1を送信局１２に通信する問題は、｛^ｇ_m[n]｝^M _m=1を通信する問題と等価である。

図２に示す実施形態は、重要性の高いチャネルタップには多くのビット数を割り当て、重要性の低いチャネルタップには少ないビット数を割り当てる適応的量子化技術を用いる。ビット割り当ては、得られる量子化チャネル応答の予め定められた歪み指標が、利用可能な総ビット数に対して最小化されるように、チャネルタップの相対電力又は分散のようなチャネルタップの長期統計値(long term stastics)に基づいて適応的に算出される。２つの論理フィードバックチャネルが用いられる：ビット割り当てのフィードバックに用いられる低レートフィードバックチャネル１８ａ（低速フィードバックチャネル）と、量子化されたチャネルタップ係数のフィードバックに用いられる高レートフィードバックチャネル１８ｂ（高速フィードバックチャネル）である。本実施形態において、チャネル統計値（例えばチャネルタップの分散）は、量子化の前に収集される。各チャネルタップの量子化に割り当てられるビット数に関する情報は、低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２に周期的に返送される。特定のチャネル具現化(realization)の推定値の（現在のビット割り当てに従った）量子化版に関する情報は、高速フィードバックチャネル１８ｂを通じて周期的に返送される。

フィードバック符号化器２０６は複数のマルチレート又は可変レートベクトル量子化器２１２と、メトリック計算器２１４と、レートコントローラ２１６とを含んでいる。可変レートベクトル量子化器２１２の各々は、各チャネル１４についてのチャネル係数を量子化する。各量子化器２１２のレート又は解像度は、対応するチャネルタップの統計値に基づいて個々に選択される。メトリック計算器２１４は、各チャネル１４の各チャネルタップについて、分散などの統計値を算出し、チャネルタップ統計値をレートコントローラ２１６へ供給する。本実施形態では、量子化に先立ってチャネル統計値が算出される。レートコントローラ２１６は各量子化器２１２に割り当てるビット数を決定する。ある量子化器２１２に割り当てられるビット数は、その量子化器のレート又は解像度に等しい。量子化されたチャネル係数は高速フィードバックチャネル１８ｂ上で送信局１２へ送信される。レートコントローラ２１６によって決定されたビット割り当ては、低速フィードバックチャネル１８ａ上で送信局１２へフィードバックされる。あるいは、レートコントローラ２１６はメトリック計算器２１４からのチャネル統計値をフィードバックし、このチャネル統計値から送信局１２でビット割り当てを計算してもよい。

送信局１２のフィードバック復号器１０４は、複数の量子化復号器１１０と、レートコントローラ１１２を有している。量子化復号器１１０は、高速フィードバックチャネル１８ｂ上で受信された受信ビットに基づいて、量子化されたチャネル係数の推定値を生成する。復号レート又は解像度は、受信局１６のレートコントローラ２１６からのビット割り当てのフィードバックに基づいてレートコントローラ１１２が決定する。あるいは、受信局１６のレートコントローラ２１６がメトリック計算器２１４からの統計値をフィードバックし、対応するビット割り当てを送信局１２のレートコントローラ１１２が計算してもよい。

図３は、低速フィードバックチャネル１８ａを省いた実施形態を示している。図２及び図３において、同一の構成要素には同一の参照数字を付してある。図３に示す実施形態において、送信局１２は、ダウリンクチャネルについての統計値と同一であると仮定されているアップリンクチャネルのチャネル統計値を算出し、チャネル統計値からビット割り当てを決定する。この場合、送信局１２と受信局１６とで同一の統計値を生成できるよう、チャネル統計値は量子化後に収集される。本技術分野に属する当業者は、現在のレート制御期間におけるビット割り当ての算出に用いられたメトリックが、次のレート制御期間におけるビット割り当ての決定に利用されることを理解するであろう。メトリック計算器２１４は、量子化されたチャネル係数に基づいて各チャネルタップについての統計値（例えば分散）を算出する。分散又は他の統計値はレートコントローラ２１６に供給され、レートコントローラ２１６は可変レートベクトル量子化器２１２に対するビット割り当てを決定する。送信局１２のフィードバック復号器１０４は量子化されたチャネル係数を受信する。メトリック計算器２１４は、現在のレート制御期間に受信された量子化されたチャネル係数を用いて、次のレート制御期間におけるビット割り当てを算出する。量子化復号器は、過去のレート制御期間で算出されたビット割り当てを用いて、量子化されたチャネル係数の推定値を求める。

図２及び図３に示す実施形態において、Ｑのチャネルタップに対するビット割り当ては、推定されたチャネル応答とその量子化版の平均二乗誤差が最小となるよう、以下のように算出してよい。推定されたチャネルタップ^ａ_m,kの実部と虚部をそれぞれ^ａ^R _m,k及び^ａ^I _m,kと表し、ｋ番目のベクトルチャネルタップを

と表す。また、^ａ_kの量子化に用いられるＮ_kの量子化点を有する次元２Ｍのベクトル量子化器２１２をＱ_k(・)と表す。Ｑ_k(・)のソース符号化レートは、Ｒ_k=(2M)^-1log₂Ｎ_kで定義され、これは^ａ_kの各（実数）要素を量子化するために割り当てられるビット数を表す。目的は、以下の式５で与えられる、全チャネルタップの平均二乗歪みの合計を最小化する最適なビット割り当てベクトルＲ=（Ｒ₁, Ｒ₂,..., Ｒ_Q）を見つけることである。

あるチャネルタップに対する歪みＤ(Ｒ_k)は以下の式６で与えられる。

歪みＤ(Ｒ_k)がＲ_kの高度に非線形な関数であるため、上述の最適化問題を正確に解くのは困難である。しかし、式７で与えられる、Ｄ(Ｒ_k)についてのBennett-Zador-Gersho漸近式を用いて、良好な近似解を得ることができる。

ここで、k=1, 2,..., Ｑであり、σ² _kはベクトルチャネルタップ^ａ_kの分散、γ_kは^ａ_kの同時確率密度ｐ_k(・)と量子化器Ｑ_k(・)の設計特性の一部に依存する量である。式７を式５に代入することにより、Ｄ(Ｒ)を最小化する最適ベクトルＲの成分が以下のように明らかになる。

ここで、k=1, 2,..., Ｑである。また、項

は、ベクトルチャネルタップに割り当てられたビットの平均数を表す。

｛^ａ_k｝の要素がそれらの分散（例えば、一部の正規化密度関数(normalized density function)ｐ(x)について、全てのkについてのｐ_k(x)=σ^-2M _kｐ(x/σ_k)）を除き、全てのkについて一様に分布しており、全てのkについて量子化器｛Ｑ_k(・)｝が同一の設計特性を有するものとすると、｛γ_k｝は全てのkについて同一である。この場合、式８は式９のように単純化できる。

ここで、k=1, 2,..., Ｑである。

分散に応じた異なるレートでチャネルタップ係数を量子化するため、受信局１６及び送信局１２は、様々なソース符号化レートの複数の量子化器の複数の符号化器２０６及び複数の復号器１０４をそれぞれ格納する必要がある。式９を用いて算出されるレートが利用可能なレートと完全には一致しないかもしれないので、レート｛Ｒ_k｝を算出する際には所定の丸め演算を実行することができる。丸め後の全体的なレートがフィードバックチャネル１８の容量を超えないことを確実にするため、複数のチャネルタップに対する複数のレートを順次以下のように算出することができる。

ここで、k=1, 2,...,Ｑであり、^Ｒ_jはＲ_jを丸めた近似値を表す。j=1, 2,..., k-1の全てにおいて^Ｒ_j=Ｒ_jであれば、式９と式１０で算出されるＲ_kは等しくなるであろう。良好な性能を保証するため、主要なチャネルタップには十分なビット数が保証されるよう、対応するチャネルタップ分散の降順でレートを算出することが好ましい。

式８及び式９に従ったビット割り当ての算出は、各チャネルタップの標準偏差σ_kと全チャネルタップの標準偏差の幾何平均の比に基づく本発明の例示的な一実施形態を表す。本発明の他のバリエーションは、以下の式１１に従って、チャネルタップの分散の関数の算術平均に基づいてビット割り当てを算出することを含む。

ここで、k=1, 2,..., Ｑであり、｛ｆ_j(・)｝^Q _j=1は単調増加関数の組を表す。例えば、ｆ_k(x)=log(γ_kx)/2のとき、式１１は式８と等しい。あるいは、全てのkについてｆ_k(x)＝√xのとき、平均標準偏差に関する各チャネルタップの標準偏差σ_kの相対的な大きさに基づいてビット割り当てが算出される。

より一般的には、ｓがチャネル応答に関するある長期統計値を表すとすると（例えば好ましい実施形態ではｓ=(σ² ₁, σ² ₂,..., σ² _Q)）、異なるチャネルタップに対するビット割り当ての算出は以下のように表すことができる。

ここで、k=1, 2,..., Ｑであり、Δ_k(・)はｋ番目のチャネルタップに対して設計されたあるビット割り当て関数を表す。式１２は式１３に従って順次算出可能である。

ここで、k=1, 2,...,Ｑであり、^Ｒ_jはＲ_jを丸めた近似値を表す。

上述の通り、本発明を実施するには、測定された統計値に従って様々なレベルの量子化を提供できるように、送信局１２と受信局１６が様々なレート及び歪みレベルを有する複数の符号化器及び復号器を実装しなければならない。あるいは、様々なレベルの量子化を提供する１つのツリー構造のベクトル量子化器(TSVQ)を用いてもよい。TSVQ用の符号化器は、深さd-1の超平面(hyperplane)の平衡符号化ツリーを格納する。すなわち、ビットシーケンスｂ∈｛0, 1｝^d-1でインデックスされるツリーの各ノードが、多次元超平面及び閾値η_bの法線（列）ベクトルＰ_bに対応する。例えば、ツリーの深さはｄ=2ＭＱＲと選択することができる。（推定された）ベクトルチャネルタップ^ａ_kとすると、符号化処理は、対応する超平面（ｐ，η）を有するツリーのルートノードから始まり、

を算出する。ここで、ｑ₁(x)はｘ＞０のとき１、ｘ≦０のとき１を出力する１ビットスカラ量子化器を表す。次のレベルで、符号化器２０６は

を、b[1]の値に対応する超平面ｐ_b[1], η_b[1]を用いて算出する。符号化器２０６はこの処理を引き続くレベルにおいて繰り返し、以下の算出を行う。

ここで、b=(b[1], b[2],..., b[n-1])であり、算出はｎが^ａ_kの量子化に割り当てられたビット数Ｒ_kになるまで繰り返される。この時点で、符号化器２０６はベクトルチャネルタップ^ａ_kに対するＲ_kビットシーケンス(b[1], b[2],..., b[Ｒ_k])を出力する。

符号化されたビットシーケンス(b[1], b[2],..., b[Ｒ_k])を受信すると、TSVQの復号器１０４は、各レベルのノードが対応するレベルの量子化を用いて量子化されたチャネルタップを格納した深さdの符号化ツリーに基づいて、量子化されたチャネルタップ^ａ_kを生成する。各レベルで用いられる超平面は前のレベルで算出された出力ビットに依存する。加えて、（対応する、量子化されたベクトルの復号ツリーとともに）TSVQで用いられる超平面は、^ａ_kの統計的分布と合致するように設計されている。

現実的な通信システムにおいて、チャネルタップのフィードバック時刻による変化は緩やかでありうる。そのため、チャネルタップの差分量子化(differential quantization)を用いることができる。この場合、本明細書で説明した原理は、時刻によるチャネルタップの変化を量子化するための任意の差分量子化手法とともに動作可能である。

本発明の原理は、直交周波数分割多重(OFDM)システムに適用可能である。OFDMシステムにおいて、周波数領域ベースバンド受信信号は、以下のようにモデル化されてよい。

ここで、k=1, 2,...,Ｎであり、Ｈ_f[k]はMIMOチャネル応答を表すｎ_R×ｎ_Tの行列、ｒ[k]は受信信号、ｓ[k]は送信チャネル、ｗ[k]は、ｎ_Tの送信アンテナとｎ_Rの受信アンテナを有するOFDM無線通信システムにおけるｋ番目のサブキャリア周波数でのノイズ及び干渉(noise-plus-interference)成分である。ノイズ成分ｗ[k]は統計的には周波数と独立しているものと仮定しているが、Ｒ_w[k]≡Ｅ｛ｗ[k]ｗ[k]^H｝で表される共分散行列は周波数に応じて変化しうる。ここで、Ｅ｛・｝は括弧内の量の予期される値を示している。

受信局１６はチャネル｛Ｈ_f[k]｝及びノイズ分散Ｒ_w[k]を推定する。白色化されたチャネル応答は以下のように規定できる。

ここで、k=1, 2,..., Ｎである。我々は、所定の２次統計値￣Ｈ_f[k]が送信部１２で利用可能であるものと仮定した。例えば、受信局１６は、所定時間に亘って測定された多数の具現化(realization)を平均化することにより、２次チャネル統計値を収集することができ、上述したように低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２へ送信することができる。あるいは、ノイズスペクトルが比較的フラットである場合に、フォワードチャネルとリバースチャネル１４上のチャネル統計値の相互特性を用いて、チャネル統計値の少なくとも一部を送信局１２で直接算出することもできる。

図４は、一実施形態に従ってチャネル推定値を符号化するためにフィードバック符号化器２０６が実行する例示的な方法５０を示す。フィードバック符号化器２０６はチャネル推定器２０４からチャネル推定値を受信し、チャネル係数の各々について統計値（例えば分散）を算出する（ブロック５２）。レートコントローラ２１６は、チャネル統計値に基づいて、マルチレート量子化器２１２の対応するセットに対するレートを決定する（ブロック５４）。そしてマルチレート量子化器２１２は、チャネル係数の統計値に基づいてレートコントローラが決定したレートで、それぞれのチャネル係数を個別に量子化する（ブロック５６）。一部の実施形態にでは、量子化前に現在のレート制御期間で算出された統計値をソース符号化レートの決定に用いる。他の実施形態において、現在のレート制御期間において量子化後に算出された統計値を用いて、次のレート制御期間のためのソース符号化レートを決定する。

図５は、一実施形態に従ってチャネル推定値を復号するためにフィードバック復号器１０４が実行する例示的な方法６０を示す。フィードバック復号器１０４のためのレートコントローラ１１２は、複数の量子化復号器１１０に対するソース符号化レートを決定する。そして量子化復号器１１０は、レートコントローラからフィードバックされたビット割り当てに基づいて決定したレートを用いてチャネル推定値を復号する（ブロック６４）。一部の実施形態では、フィードバック符号化器２０６からのビット割り当てやチャネル統計値のフィードバックに基づいてレートを決定してもよい。別の実施形態では、量子化されたチャネル推定値のフィードバックに基づいて現在のレート制御期間において算出された統計値を、続くレート制御期間において量子化復号器１１０のためのレート決定に用いてもよい。

図６は、OFDMシステムにおける受信局１６用の例示的なフィードバック符号化器３００を示す図である。フィードバック符号化器３００は白色化フィルタ３０２、変換プロセッサ３０４、スケーリング部３０６、メトリック計算器３０８、レートコントローラ３１０、及び可変レートベクトル量子化器３１２を含んでいる。チャネル推定器２０４からの周波数領域チャネル応答｛Ｈ_f[k]^N _k=1｝と、ノイズ共分散行列｛Ｒ_w[k]｝が白色化フィルタ３０２に入力される。白色化フィルタ３０２は、白色化されたチャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝を生成するため、まず、式１８に従ったノイズ共分散の対応する平方根で各周波数でのチャネル応答を無相関化することにより、白色化演算を実行する。そして、白色化されたチャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝は変換プロセッサ３０４により、以下により詳細に説明するようにして複素数値係数のベクトルＸ＝（Ｘ₁,Ｘ₂,...,Ｘ_nc）に変換される。ここで、n_cは変換されたチャネル係数の数を表す。スケーリング部３０６は、Ｘ内の変換されたチャネル係数を、それらの対応する標準偏差によってスケーリングする。変換ならびにスケーリングされたチャネル係数は、対応する可変レート（又は可変解像度）ベクトル量子化器３１２によって個別に量子化される。ベクトル量子化器３１２は、例えば、分散１で平均値が０のIIDガウス分布サンプルに基づいて、異なるレート（又は解像度）用にオフラインで設計される。ベクトル量子化器３１２は例えば、二次元ベクトル量子化器を有してよい。あるいは、２以上の変換された係数を一緒に量子化するために高次ベクトル量子化器３１２を用いることもできる。

変換された係数の各々を量子化するために用いられるレート（又は解像度）は、周波数領域チャネル係数の分散セットに基づいて適応的に選択される。メトリック計算器３０８は、変換されたチャネル係数の分散を算出する。レートコントローラ３１０は、チャネル係数の分散に基づいて各ベクトル量子化器３１２に対するビット割り当てを決定する。例えば、総ビット数をＢ_totalとすると、係数Ｘ_kの量子化に用いるビット数Ｂ_kは以下の式１９に従って選択することができる。

式１９に示すように、特定の係数に割り当てられるビット数は、全ての分散の幾何平均に対してその係数の分散がどの程度大きいかに依存する。量子化後、符号化されたビットは高速フィードバックリンク１８ａを介して送信局１２へ送信される。

図７は、OFDMシステム用の送信局１２のフィードバック復号器４００を示す図である。フィードバック復号器４００は、白色化されたチャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝の量子化された推定値｛￣Ｈ'_f[k]｝を生成するため、受信局１６のフィードバック符号化器３００で適用された演算の逆の演算を行う。フィードバック復号器４００は、複数のマルチレート復号器４０２、スケーリング部４０４、逆変換プロセッサ４０６、及びレートコントローラ４０８を含んでいる。受信ビットに基づいて、量子化復号器４０２は変換されたチャネル係数の推定値を生成する。レートコントローラ４０８は各復号器４０２に対してビット割り当てを知らせ、それが復号器４０２のレート又は解像度を決定する。量子化復号器４０２が用いるビット割り当ては受信局１６で行われるのと同様に、変換された係数の相対分散に基づいてレートコントローラ４０８が算出する。変換された係数の相対分散は、低速フィードバックチャネル１８ａ上で受信局１６から供給される統計情報から得ることができる。スケーリング部４０４は変換されたチャネル係数の推定値を、各々の標準偏差によってスケーリングする。最後に、逆変換プロセッサ４０６は、変換された係数のスケーリングされた復元物に逆変換を適用し、白色化されたチャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝の量子化版｛￣Ｈ'_f[k]｝を生成する。

量子化された白色化チャネル応答｛￣Ｈ'_f[k]｝から、リンク及びシステム容量を最大化するための多くの重要な情報を得ることができる。例えば、Ｐ[k]で表され、ｋ番目の周波数でリンク容量を最大化する最適プリ符号化器は、以下の式２０に従って算出することができる。

ここで、Ｕ_H[k]は、行列￣Ｈ'_f[k]^H￣Ｈ'_f[k]の固有ベクトルを列に有する行列を示し、Ｄ(ｐ₁[k], ｐ₂[k],..., ｐ_nT[k])は、以下の式２１で与えられる対角線要素｛ｐ_j[k]｝^nT _j=1を有する対角行列を表す。

ここで、j=1, 2,..., nTであり、｛λ_H,i[k]｝^nT _i=1は、￣Ｈ'_f[k]^H￣Ｈ'_f[k]の対応する固有ベクトルのセットであり、Σ^nT _j=1ｐ_j[k]=1となるようにμ＞０が選択される。さらに、リソーススケジュール及びリンクアダプテーションのためにしばしば必要となる、異なる周波数及び異なる固有モードに亘るチャネル品質表示(CQI)として、｛ｐ_j[k]｝を用いてもよい。

図８は、白色化された周波数領域チャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝^N _k=1を変換するための変換プロセッサ３０４の動作を説明する図である。変換プロセッサ３０４は、チャネル係数の大幅な圧縮を実現するため、白色化されたチャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝^N _k=1から変換係数のベクトルＸへの２次元線形変換を行う。図８に示すように、周波数領域白色化チャネル応答｛￣Ｈ_f[k]｝^N _k=1は、高速フーリエ逆変換(IFFT)演算によりまず時間領域白色化チャネル応答｛￣Ｈ_t[k]｝^N _n-1に変換される。システムの最大遅延拡散に応じて、時間領域応答はＷ⊂｛1, 2,..., N｝で表される時間インデックスのウィンドウ内で、より少ないチャネルタップに切り詰められてよい。得られるチャネル応答｛￣Ｈ_t[n]｝_n∈Wの各チャネルタップは、以下で説明するように空間的にさらに変換され、変換されたベクトルチャネルタップセット｛Ｘ[n]｝_n∈Wが得られる。そして、変換されたベクトルチャネルタップセット｛Ｘ[n]｝_n∈Wは係数ベクトルＸ=vec(Ｘ[1], Ｘ[2],..., Ｘ[|W|])を形成するためにスタックされる。ここで、｜Ｗ｜はインデックスＷの数を表す。

本発明の一実施形態によれば、空間変換はn∈Wの全てについてＸ[n]＝Ｕ^H _TR vec(￣Ｈ_t[n])に従ってなされる。Ｕ_TRは、以下の式２２で与えられる、白色化チャネル応答の完全ｎ_Rｎ_T×ｎ_Rｎ_Tの相関行列の固有ベクトルからなる行列を表す。

ここで、vec(Ａ)はＡの全列を１つのベクトルにスタックして形成されるベクトルを表す。

行列Ｕ_TRは、低速フィードバックチャネル１８ａを用いて送信局１２へフィードバックされても良いし、アップリンク上の測定結果を用いて推定されてもよい。この変換は空間チャネルタップ上の完全Karhunen-Loeve変換(KLT)に相当する。所与のビット予算に対して適切なソースビットの割り当てを算出するために、送信局１２はＵ_TRに加えてＸ[n]の各要素の分散を必要とする。この分散もまた、低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２が取得可能である。

他の例示的な実施形態によれば、空間変換はn∈Wの全てに対してＸ[n]=vec(￣Ｈ_t[n]Ｕ_T)によって行われる。ここで、Ｕ_Tは、Φ_fullの固有ベクトルの代わりにｎ_T×ｎ_Tの送信チャネル係数行列の固有ベクトルを有する行列が用いられることを表している。送信チャネル係数行列Φ_TXは以下の式２３によって与えられる。

送信チャネル係数行列Φ_TXは、完全チャネル相関行列Φ_fullから得られることに留意されたい。具体的には、Φ_TXのｉ行ｊ列の要素は、例えば以下のようなΦ_fullのｎ_R×ｎ_R部分行列のトレースによって与えられる。

ここで、[Ａ]_m:n,p:qは、行列Ａのm行からn行とｐ列からｑ列を取り出した（ｎ−ｍ＋１）×（ｑ−ｐ＋１）部分行列を表す。

行列Ｕ_Tは、低速フィードバックチャネル１８ａを用いて送信局１２へフィードバックされても良いし、リバースリンク上の測定結果を用いて推定されてもよい。所与のビット予算に対して適切なソースビットの割り当てを算出するために、送信局１２はＵ_Tに加えてＸ[n]の各要素の分散を必要とする。この分散もまた、低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２が取得可能である。

別の実施形態によれば、空間変換はn∈Wの全てに対してＸ[n]=vec(Ｕ^H _R￣Ｈ_t[n]Ｕ_T)によって行われる。Ｕ_Rは、以下の式２４で与えられるｎ_R×ｎ_Rの受信チャネル係数行列の固有ベクトルを有する行列を表す。

行列Φ_RXは、例えば以下のように、Φ_fullの大きさｎ_R×ｎ_Rの対角部分行列を合計することにより得られる。

Ｕ_Tと同様、行列Ｕ_Rも、低速フィードバックチャネル１８ａを用いて送信局１２へフィードバックされても良いし、リバースリンク上の測定結果を用いて推定されてもよい。所与のビット予算に対して適切なソースビットの割り当てを算出するために、送信局１２はＵ_T及びＵ_Rに加えてＸ[n]の各要素の分散を必要とする。この分散もまた、低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２が取得可能である。

さらに別の実施形態によれば、空間変換はＸ[n]=vec(￣Ｈ_t[n]Ｗ_N)によって行われる。ここで、Ｗ_Nは、i行j列の要素がexp｛-j2πij/N｝によって与えられるIFFT変換行列を表す。この場合、所与のビット予算に対して適切なソースビットの割り当てを算出するために、送信局１２はさらにＸ[n]の各要素の分散を必要とする。この分散もまた、低速フィードバックチャネル１８ａを通じて送信局１２が取得可能である。

送信局１２において、図９に示すように、復元された変換済係数に対して逆変換を適用し、周波数領域白色化チャネル応答｛￣Ｈ'_f[k]｝の復元(reproduction)を得る。量子化された変換済ベクトルＸ'はまず、量子化された変換済ベクトルチャネルタップ｛Ｘ'[n]｝_n∈Wのセットに分割される。そして、各タップＸ'[n]に対して逆空間変換を適用し、対応する時間領域の量子化済白色化チャネル応答￣Ｈ'_t[n]を生成する。白色化チャネル応答｛￣Ｈ'_t[n]｝_n∈Wは、｛￣Ｈ'_t[n]｝^N _n-1を形成するためにゼロパディングされたのち、FFT演算を通じて再び周波数領域に戻されて、周波数領域の量子化済白色化チャネル応答｛￣Ｈ'_f[k]｝^N _n-1を生成する。

なお、分散の少ないチャネルタップについては、通常ソースビットは割り当てされないので、図６及び図７に示された切り詰めとゼロパディング操作を省略してもよいことに留意されたい。

このサブセクションにおいて、我々は本発明の性能上の利点をMIMO-OFDMシステムを通じて実証する。総システム帯域は５ＭＨｚで、FFTサイズは５１２とする。占有サブキャリア数は３００で、２５のチャンクに等分割されている（１チャンクあたり２５サブキャリア）。サブキャリアの間隔は１５ｋＨｚである。性能は、マクロセル環境においてペデストリアンＢチャネルプロファイルを有する3GPP空間チャネルモデルを用いてシミュレートしたものである。

図１０は、４つの送信アンテナと２つの受信アンテナを用いた本発明の性能を示す図である。具体的には、図１０は、ビット予算の関数として、所定のエルゴード容量レベル（例えばチャンネル利用あたり５ビット）を実現するために必要な様々なSNRレベルにおける、送信局１２が瞬時チャネル状態の完全な知見を有している理想的なケースと、瞬時チャネル状態が送信局１２にフィードバックされる前に本発明を用いて圧縮されている場合との差をプロットしている。ビット予算はシステムで利用可能なチャンク数に従って正規化される。図１０に示すように、様々な空間変換を通じてチャネル行列の様々な要素間の空間的相関を利用することは、高速フィードバックの量を削減する上で非常に有益である。空間変換を用いずに、不均一なビット割り当てが異なる時間領域チャネルタップにのみ適用された場合、例えば、理想的な閉ループ容量から1dB以内を実現するには、チャンクあたり約３．５ビット（全帯域では３．５×２５＝約６３ビット）が必要となる。しかし、上で述べたようにチャネル係数の各々に対して固定のFFT変換が適用されたとすると、理想的な閉ループ性能から1dB以内を実現するのに必要なビット数はチャンクあたり２ビット未満（全帯域で５０ビット）である。さらに、上で述べたようなKLT空間変換の１つを適用したとすると、理想的な閉ループ性能から1dB以内を実現するのに必要なビット数はチャンクあたり１ビット未満（全帯域で２５ビット）である。リバースリンクにおいて、チャンクあたり２ビット（合計５０ビット）が利用可能であれば、理想的な閉ループ性能から０．５ｄＢ以内を実現することができる。

図１１は、４つの送信アンテナと１つの受信アンテナを仮定した場合の、図４及び図５で説明した適応フィードバック手法の性能を示す図である。この場合、空間変換を用いずに、不均一なビット割り当てが異なる時間領域チャネルタップにのみ適用された場合、理想的な閉ループ容量から1dB以内を実現するには、チャンクあたり約２ビット（全帯域では２×２５＝約５０ビット）が必要となる。しかし、上で述べたようにチャネル係数の各々に対して固定のFFT変換が適用されたとすると、1dB以内の理想的な閉ループ性能を実現するのに必要なビット数はチャンクあたり1ビット未満（全帯域で25ビット）である。さらに、上で述べたようなKLT空間変換の１つを適用したとすると、理想的な閉ループ性能から1dB以内を実現するのに必要なビット数はチャンクあたり約０．４ビット（全帯域で１０ビット）である。リバースリンクにおいて、チャンクあたり１ビット（合計２５ビット）が利用可能であれば、理想的な閉ループ性能から０．５ｄＢ以内を実現することができる。

従って、ある実施形態において、フィードバック符号化器２０６はさらに、変換された複数のチャネル係数を生成するために複数のチャネル係数を変換するための変換プロセッサ３０４を有してもよい。
また、ある実施形態において変換プロセッサ３０４は、複数の周波数領域チャネル係数を複数の時間領域チャネル係数に変換し、予め定められた遅延拡散範囲内の複数の時間領域チャネル係数を選択しすることができ、さらに、選択された複数の時間領域チャネル係数を複数の固有領域チャネル係数に変換することができる。
ある実施形態においてメトリック計算器は各チャネル係数について別個の統計値を求めることができ、別個の統計値はある実施形態においてはチャネル係数の相対電力を含むことができる。
ある実施形態において、レートコントローラ２１６，３１０は、相対電力の降順に複数のチャネル係数についての複数のレートを決定することができる。
ある実施形態において、別個の統計値は複数のチャネル係数に関する分散を含むことができる。
ある実施形態において、レートコントローラ２１６，３１０は、分散の降順に複数のチャネル係数についての複数のレートを決定することができる。
ある実施形態において、レートコントローラ２１６，３１０は、現在のレート制御期間内に収集された統計値に基づいて複数のレートを決定することができ、統計値は現在のレート制御期間内で複数のチャネル係数が量子化される前に算出される。
ある実施形態において、フィードバック符号化器２０６は、レートを低速フィードバックチャネルで送信し、量子化された複数のチャネル係数を高速フィードバックチャネル上で送信することができる。
ある実施形態において、レートコントローラ２１６，３１０は、複数のレートを過去のレート制御期間内に収集された統計値に基づいて決定することができ、統計値は過去のレート制御期間内で複数のチャネル係数が量子化された後に算出される。
フィードバック符号化器２０６は、ある実施形態において、量子化された複数のチャネル係数を高速フィードバックチャネル上で送信することができ、また、ある実施形態においては複数のチャネル係数を白色化するための白色化フィルタ３０２を有することができる。
フィードバック符号化器はある実施形態において、量子化前に複数のチャネル係数の統計値に基づいて複数のチャネル係数をスケーリングするスケーリング手段３０６をさらに有することができる。ある実施形態において、レートコントローラ２１６，３１０は、統計値に基づいて複数の量子化器についての複数のビット割り当てを決定することができる。
ある実施形態において、複数のマルチレート量子化器２１２，３１２は、統計値に基づいて設計された、複数の木構造ベクトル量子化器の符号化器を有することができる。
さらに、可変レート量子化器で量子化された複数のチャネル係数を復号するためのフィードバック復号器は、複数のチャネル係数について、対応する複数のレートを決定するレートコントローラ４０８と、レートコントローラ４０８によって決定された複数のレートで複数のチャネル係数を個別に復号する量子化復号器４０２とを有する。
また、ある実施形態において、レートコントローラ４０８は、複数のレートを低速フィードバックチャネル上で受信局から受信することにより、複数のチャネル係数について対応する複数のレートを決定することができる。
ある実施形態において、レートコントローラ４０８は、複数のチャネル係数の統計値を低速フィードバックチャネル上で受信局から受信し、複数のレートを受信した統計値に基づいて算出することにより、複数のチャネル係数についての対応する複数のレートを決定することができる。ある実施形態において、受信した統計値は複数のチャネル係数の分散を含んでよい。
ある実施形態において、レートコントローラ４０８は、複数のチャネル係数の統計値を測定し、複数のレートを測定した統計値に基づいて算出することにより、複数のチャネル係数についての対応する複数のレートを決定することができる。
ある実施形態において、レートコントローラ４０８は、統計値を第１のレート制御期間に測定し、測定した統計値に基づいて複数のレートを第２のレート制御期間に算出することができる。ある実施形態において、受信した統計値は複数のチャネル係数の分散を含んでよい。
ある実施形態において、フィードバック復号器１０４は、複数の変換されたチャネル係数を生成するため、復号に先立って複数のチャネル係数を変換するための変換プロセッサ４０６をさらに有することができる。
ある実施形態において、変換プロセッサ４０６は複数のチャネル係数を複数の周波数領域係数に変換することができる。
ある実施形態において、フィードバック復号器１０４は、複数のチャネル係数の統計値に基づいて複数のチャネル係数をスケーリングし、スケーリングされた複数のチャネル係数を復号するためのスケーリング手段４０４をさらに有することができる。
ある実施形態において、量子化復号器１１０は、木構造ベクトル量子化器の復号器を用いて実現されてよい。
本発明は、その本質的な特徴の範囲内で、ここで説明した以外の方法によって実施可能なことは言うまでもない。ここで説明した実施形態は、いかなる見地においても例示的なものと解釈されるべきであり、限定的なものと解釈されるべきではない。そして、請求項の意味及びそれと同等の範囲に含まれる全ての変更は、本発明の範囲内であることが意図されている。

Claims (23)

1. チャネル状態フィードバックを量子化する、受信局で用いるための方法であって、
   送信局と前記受信局との間の通信チャネルの複数のチャネルタップ係数について個別に統計値を求めるステップ(52)と、
   量子化された複数のチャネルタップ係数を生成するために、前記複数のチャネルタップ係数を、前記統計値に基づいて決定された対応する複数の量子化ビットレートで個別に量子化するステップ(54, 56)と、
   前記量子化された複数のチャネルタップ係数を、前記受信局から前記送信局へ前記通信チャネル上で送信するステップとを有することを特徴とする方法。
2. 前記複数のチャネルタップ係数が変換された複数のチャネルタップ係数であり、
   前記方法は、前記変換された複数のチャネルタップ係数を生成するために前記複数のチャネルタップ係数を変換するステップをさらに有し、
   前記変換するステップが、
   複数の周波数領域チャネル係数を複数の時間領域チャネルタップ係数に変換するステップと、
   予め定められた遅延拡散範囲内の複数の時間領域チャネルタップ係数を選択するステップとを有することを特徴とする請求項１記載の方法(50)。
3. 前記選択された複数の時間領域チャネルタップ係数を複数の固有領域チャネルタップ係数に変換するステップをさらに有することを特徴とする請求項２記載の方法(50)。
4. 前記個別の統計値が、前記チャネルタップ係数に関する分散を含むことを特徴とする請求項３記載の方法(50)。
5. 前記分散が大きいチャネルタップ係数から順に、前記複数の量子化ビットレートが決定されることを特徴とする請求項４記載の方法(50)。
6. 前記複数の量子化ビットレートが、現在のレート制御期間内に収集された統計値に基づいて決定され、前記統計値が前記現在のレート制御期間内で前記複数のチャネルタップ係数が量子化される前に算出されることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の方法(50)。
7. 前記複数の量子化ビットレートが低速フィードバックチャネル上で送信され、前記量子化された複数のチャネルタップ係数が高速フィードバックチャネル上で送信されることを特徴とする請求項６記載の方法(50)。
8. 前記複数の量子化ビットレートが、過去のレート制御期間内に収集された統計値に基づいて決定され、前記統計値が前記過去のレート制御期間内で前記複数のチャネルタップ係数が量子化された後に算出されることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の方法(50)。
9. 前記量子化された複数のチャネルタップ係数が高速フィードバックチャネル上で送信されることを特徴とする請求項８記載の方法(50)。
10. 前記変換するステップの前に、前記複数のチャネル係数を白色化するステップを含むことを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の方法(50)。
11. 前記統計値に基づいて決定された複数の量子化ビットレートで前記複数のチャネルタップ係数を個別に量子化する前記ステップが、前記複数のチャネルタップ係数の統計値に基づいて前記複数のチャネルタップ係数をスケーリングするステップと、前記スケーリングされた複数のチャネルタップ係数を量子化するステップとを有することを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の方法(50)。
12. 前記統計値に基づいて決定された複数の量子化ビットレートで前記複数のチャネルタップ係数を個別に量子化する前記ステップが、
    前記統計値に基づいて前記複数のチャネルタップ係数に対する複数のビット割り当てを決定するステップと、
    前記複数のビット割り当てに基づいて決定された複数の量子化ビットレートで前記複数のチャネルタップ係数を個別に量子化するステップとを有することを特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１項に記載の方法。
13. チャネル状態フィードバックを量子化するための、受信局におけるフィードバック符号化器(206)であって、
    送信局と前記受信局との間の通信チャネルの複数のチャネルタップ係数についての統計値を個別に算出するメトリック計算器(214, 308)と、
    前記複数のチャネルタップ係数を、前記統計値に基づいて決定された複数の量子化ビットレートで個別に量子化するための複数のマルチレート量子化器(212, 312)と、
    前記複数の量子化器についての前記複数の量子化ビットレートを決定するレートコントローラ(216, 310)と、を有することを特徴とするフィードバック符号化器(206)。
14. チャネル状態フィードバックを復号する、送信局で用いるための方法(60)であって、
    受信局から、前記送信局と前記受信局との間の通信チャネルの複数のチャネルタップ係数を含む、量子化されたチャネル状態フィードバックを受信するステップと、
    前記複数のチャネルタップ係数についての量子化ビットレートであって、前記複数のチャネルタップ係数の統計値の関数である複数の量子化ビットレートを個別に決定するステップ(62)と、
    前記複数のチャネルタップ係数を前記個別に決定された複数の量子化ビットレートで復号するステップ(64)とを有することを特徴とする方法(60)。
15. 前記複数のチャネルタップ係数についての複数の量子化ビットレートを決定する前記ステップが、低速フィードバックチャネル上で前記受信局から前記複数の量子化ビットレートを受信するステップを有することを特徴とする請求項１４記載の方法。
16. 前記複数のチャネルタップ係数についての複数の量子化ビットレートを決定する前記ステップが、前記複数のチャネルタップ係数の統計値を低速フィードバックチャネル上で前記受信局から受信するステップと、前記受信した統計値に基づいて前記複数の量子化ビットレートを算出するステップとを有することを特徴とする請求項１４記載の方法(60)。
17. 前記受信した統計値が前記複数のチャネルタップ係数の分散を含むことを特徴とする請求項１６記載の方法(60)。
18. 前記複数のチャネルタップ係数についての複数の量子化ビットレートを決定する前記ステップが、前記複数のチャネルタップ係数の統計値を算出するステップと、前記算出された統計値に基づいて前記複数のチャネルタップ係数についての前記複数の量子化ビットレートを算出するステップとを有することを特徴とする請求項１４記載の方法(60)。
19. 第１のレート制御期間に算出された前記統計値が第２のレート制御期間の量子化ビットレート算出に用いられることを特徴とする請求項１８記載の方法(60)。
20. 前記統計値が前記複数のチャネルタップ係数の分散を含むことを特徴とする請求項１９記載の方法(60)。
21. 前記復号するステップが、変換された複数のチャネルタップ係数を生成するために前記複数のチャネルタップ係数を変換するステップをさらに有し、該変換するステップが、前記チャネルタップ係数を周波数領域チャネルタップ係数に変換するステップを有することを特徴とする請求項１４乃至請求項２０のいずれか１項に記載の方法(60)。
22. 前記復号するステップが、前記複数のチャネルタップ係数の統計値に基づいて前記変換された複数のチャネルタップ係数をスケーリングするステップと、前記スケーリングされた複数のチャネルタップ係数を復号するステップとをさらに有することを特徴とする請求項２１に記載の方法(60)。
23. 受信局から受信した複数のチャネルタップ係数を復号するための、送信局におけるフィードバック復号器(104)であって、
    前記送信局と前記受信局との間の通信チャネルの複数のチャネルタップ係数について、対応する複数の量子化ビットレートを、前記複数のチャネルタップ係数の相対分散の大きさに基づいて決定するレートコントローラ(408)と、
    前記レートコントローラ(408)によって決定された複数の量子化ビットレートで、前記複数のチャネルタップ係数を個別に復号する量子化復号器(402)とを有することを特徴とするフィードバック復号器(104)。

Images