JP4991343B2 - ヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置 - Google Patents

Description

本発明は、ヘッドをディスクの偏心に応じて、偏心制御するヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置に関し、特に、１のヘッドから他のヘッドへの切り替え時に生じる駆動電流の段差を防止するためのヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置に関する。

磁気ディスク装置や光ディスク装置等の媒体記憶装置では、複数のヘッドを異なるディスク面に対面させ、同一のアクチュエータで、位置決めされる。例えば、ヘッドを、対面するディスクの目標トラックへ移動させるシーク制御やこれに続くフォローイング制御を行い、目標トラックに位置決めする。

図２４に示すように、このディスク装置においては，ディスクの偏心が存在する。例えば、ヘッドＡに対面する１のディスク面のサーボ信号の軌跡１１０と、ヘッドＢに対面する他のディスク面のサーボ信号の軌跡１１２は、ディスクを回転するスピンドルモータの回転中心に対し、偏心している。

ヘッドは、サーボ信号を読み，位置を検出して、その位置に基づき、サーボ信号に追従するように偏心制御することにより、１つのヘッドは、対面するディスクのサーボ信号に沿い、位置制御されるため、このような偏心は、１つのヘッドと対面するディスクとの間では、問題となることはない。

一方、図２４に示すように、ディスク装置のモータの回転中心に対する２つのディスク面のサーボ信号の軌跡１１０，１１２が、相互に異なる場合、即ち、ヘッドＡの偏心量と、ヘッドＢの偏心量とが異なる場合がある。このような偏心量の相違が発生する原因としては、ディスクへのサーボ信号の記録を、装置組立て前に、ディスク単体で行い、そのディスクを装置に組立てる方式（メデイアＳＴＷという）では、偏心が発生し、かつディスク間で偏心量の差が大きい。同様に、磁気転写により、ディスクのサーボ信号を記録する磁気転写ディスクや、ディスク基板に記録トラックのみに、磁気記録層を形成するパターンドメデイアを使用する場合には、１枚のディスクの表裏でも、偏心量が異なる。

このディスク面間の偏心の差は、ヘッド切換えにおいて、切換えられたヘッドの偏心追従を必要とする。即ち、ヘッドＡが、サーボ信号１１０の軌跡に追従している時に、ヘッドＢに切り替えた場合は、ヘッドＢは、サーボ信号の軌跡１１２に追従するように、しなければならない。

図２６は、ヘッドＡと、ヘッドＢとの間の偏心軌道に差がある例を示し、ヘッドＡをあるトラック（図２４では、軌跡１１０）上で位置決め制御している状態で、異なるディスク面にあるヘッドＢに切り替えた場合の電流、速度、位置の変化を示す。尚、説明を簡潔にするため、図２５では、ヘッドＡのディスク面は、偏心量を「０」とし、ヘッドＢのディスク面のみ偏心しているとし、ヘッドＢの駆動電流、速度、位置を示す。

図２６に示すように、ヘッドＢの偏心補正電流は、回転周波数と同じ周波数を持つ正弦波で示す。図２６に示すように、ヘッドＡからヘッドＢに、切り替え直後，ヘッドＡのディスク面の偏心補正から，ヘッドＢのディスク面の偏心補正へ，偏心補正電流を切り替える。これにより、相対電流Ｕで、大きさｕ０の段差が生じる。さらに，ヘッドＡとヘッドＢとの正弦波軌道の差だけ，相対速度Ｖ０の初期速度を持つ。更に、相対位置も、Ｘ０変化する。

一方、ヘッド切替え時の初期速度は０である，または前のヘッドと同じ速度を持つ，ことが仮定されていた。ヘッド切り替えは、通常、切り替えられた後、切り替えられたヘッドのシーク制御を行う。シーク制御開始時に、初期速度が「０」ではないため，目標位置到達時の揺れとなり，その揺れを収めるための時間がかかるため，シーク時間が遅延する原因となる。

又、偏心補正電流の段差ｕ０が大きい場合，ヘッド切り替え時に、このように急峻に電流を切り替えることは，アクチュエータの持つ共振を励起し，揺れを発生させる原因になる。したがって，図２５に示すような初期電流ｕ０の急峻な段差が生じると，揺れを発生させ，シーク時間が遅延する原因となる。

このヘッド切り替え時の電流段差を緩和する方法として、図２４に示すように、初期電流及び電流段差の解消機能を付与した制御系が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図２５に示すように、偏心補正機能を有するサーボ制御系は、目標位置ｒと現在位置ｙとの位置誤差（ｒ−ｙ）を計算する演算器１４０と、位置誤差をなくすための電流を計算し、プラントであるアクチュエータＰに出力するコントローラＣと、ディスクの偏心に追従するため、ヘッド毎の偏心補正電流を格納するテーブル１４４と、テーブル１４４からの選択ヘッド（ディスク面）Ｈｅａｄに対応した偏心補正電流を、コントローラＣの指令電流に加えて，プラントＰへ供給する加算器１４２で構成される。

補正軌道生成部１６０は、切り替え前のヘッドＨｅａｄＯｌｄと、切り替え後のヘッドＨｅａｄとから、ヘッド切替え時の初期速度、電流段差を求め，補正位置軌道、補正電流を生成する。加算器１６２は、切り替え後ヘッドＨｅａｄで求めた偏心補正テーブル１４４からの偏心補正電流に、電流補正軌道を加算し、切り替え時の段差を解消する。演算器１６４は、現在位置ｙから位置補正軌道を差し引き、演算器１４０に出力する。

即ち、補正軌道生成部１６０は、初期速度を０にするための軌道を、コントローラＣの外部から与える。又、補正軌道生成部１６０は、初期電流ｕ０分の電流段差を解消するための電流を含む軌道を計算し、偏心補正電流を補正する。
特開２００４−０２２１３３号公報（図５乃至図７）

この従来の提案は、ヘッド切り替え後、切り替えたヘッドを、直ちに、シーク制御しない場合には、有効である。しかしながら、切り替えたヘッドを直ちに、シークする場合には、シーク電流値との関係を考慮する必要がある。即ち、シーク時には、電流の飽和と付加される高周波成分に注意が必要である。

速度を抑え、且つ共振を励起しないように、速度補正するには、シーク電流と合成しても、滑らかとなる電流波形を追加する必要があるが、従来技術では、単に、初期速度や電流段差に比例した補償電流を個々に付加するため、速度や段差電流の大きさにより、波形形状は様々に変化する。従って、図２７に示すような通常のシーク電流波形に、これらを付加すると、図２８のように、シーク初期の電流値が、急激に大きくなり、図２９に示すように、シーク初期の電流値が、急激に小さくなり、シーク初期に、歪んだ電流波形となる。

これらの歪が、高周波成分を多い場合には、騒音が発生しやすい。例えば、大きくかつ数ｋＨｚの高周波数の成分が多い電流を流すと，聴覚上，うるさいと感じる。

騒音を低減するには、波形形状を一様にして、高い周波数成分が含まれないようにする必要がある。しかし、シーク波形は、シーク時間（距離）により変化するため、従来技術では、速度を抑え，かつ共振を励起しないように，滑らかな電流波形を、初期速度と、電流段差の補正用に、個々に、オフラインでシミュレーションして、シーク時間に対応する数の波形を用意しておかなければならない。

このような設計は、手間がかかり、且つシーク時間の変化に応じた多数の波形を保持することは、装置のメモリ容量を増加し、コストダウンの障害となる。

近年のディスク装置の利用範囲の拡大に伴い、ディスク装置が、音響機器等に搭載されることから、装置に静音設計が要求され、できるだけ、動作音が小さいことが要求される。このため、電流段差による可聴音の発生の防止を、簡易に解決することが要求されている。

従って、本発明の目的は、ヘッド切り替え時に、偏心補正により発生する電流段差による騒音の発生を防止するためのヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。

又、本発明の他の目的は、ヘッド切り替え後に、直ちに、シーク制御しても、偏心補正により発生する電流段差による騒音の発生を防止するためのヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。

更に、本発明の他の目的は、ヘッドの切り替え後、直ちに、シーク制御しても、シーク波形に対応した電流段差を解消のための軌道を生成するためのヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。

更に、本発明の他の目的は、ヘッド切り替え時に発生する電流段差を解消し、且つシーク時の飽和電流を容易に予測して、シーク電流の飽和を防止するためのヘッド位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。

この目的の達成のため、実施形態の媒体記憶装置は、回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記複数のヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記生成したシーク軌道を供給する。

又、実施形態のヘッド位置制御装置は、回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドを、前記記憶媒体の所定位置に、位置決めするアクチュエータを位置制御するヘッド位置制御装置において、指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流を格納する偏心補正電流テーブルと、前記偏心補正電流テーブルの指定されたヘッドの偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記生成したシーク軌道を供給する。

切り替え前のアクチュエータに供給した出力電流と、切り替え後の他のヘッドの偏心補正電流及び初期速度から、出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、シーク軌道が入力される二自由度制御系に、初期値に従う補正軌道を供給するため、２自由度制御系の特性から電流段差の解消軌道の初期値を得て、電流段差を補正でき、１つのパラメータで、初期速度と電流段差の補正を行うことができる。このため、各シーク電流波形に対する電流段差の補正波形の設計が容易となり、容易に、振動や騒音が生じないシーク制御が可能となる。

以下、本発明の実施の形態を、媒体記憶装置、位置制御系の第１の実施の形態、軌道生成部、第２の実施の形態、第３の実施の形態、第４の実施の形態、第５の実施の形態、他の実施の形態の順で説明するが、本発明は、この実施の形態に限られない。

（媒体記憶装置）
図１は、本発明の一実施の形態の媒体記憶装置の構成図、図２は、図１の磁気ディスクの位置信号の配置図、図３は、図１及び図２の磁気ディスクの位置信号の構成図、図４は、シーク制御の制御遷移図である。

図１は、媒体記憶装置として、磁気ディスク装置を示す。図１に示すように、磁気記憶媒体である磁気ディスク４が、スピンドルモータ５の回転軸２に設けられている。スピンドルモータ５は、磁気ディスク４を回転する。アクチュエータ（ＶＣＭ）１は、先端に磁気ヘッド３を備え、磁気ヘッド３を磁気ディスク４の半径方向に移動する。

アクチュエータ１は、回転軸を中心に回転するボイスコイルモータ（ＶＣＭ）で構成される。図では、磁気ディスク装置に、２枚の磁気ディスク４が搭載され、４つの磁気ヘッド３が、同一のアクチュエータ１で同時に駆動される。

磁気ヘッド３は、リード素子と、ライト素子とからなる。磁気ヘッド３は、スライダに、磁気抵抗（ＭＲ）素子を含むリード素子を積層し、その上にライトコイルを含むライト素子を積層して、構成される。

位置検出回路７は、磁気ヘッド３が読み取った位置信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。リード／ライト（Ｒ／Ｗ）回路１０は、磁気ヘッド３の読み取り及び書込みを制御する。スピンドルモータ（ＳＰＭ）駆動回路８は、スピンドルモータ５を駆動する。ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）駆動回路６は、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１に駆動電流を供給し、ＶＣＭ１を駆動する。

マイクロコントローラ（ＭＣＵ）１４は、位置検出回路７からのデジタル位置信号から現在位置を検出（復調）し、検出した現在位置と目標位置との誤差に従い、ＶＣＭ駆動指令値を演算する。即ち、位置復調と図５以下で説明するシーク、フォローイングを含むサーボ制御を行う。リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）１３は、ＭＣＵ１４の制御プログラム等を格納する。ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１２は、ＭＣＵ１４の処理のためのデータ等を格納する。

ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）１１は、サーボ信号のセクタ番号を基準にして，１周内の位置を判断し，データを記録・再生する。バッファ用ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５は、リードデータやライトデータを一時格納する。ＨＤＣ１１は、ＵＳＢ(Universal Serial Bus)，ＡＴＡやＳＣＳＩ(Small Computer System Interface) 等のインターフェイスＩＦで、ホストと通信する。バス９は、これらを接続する。

図２に示すように、磁気ディスク４には、外周から内周に渡り、各トラックにサーボ信号（位置信号）１６が、円周方向に等間隔に配置される。尚、各トラックは、複数のセクタで構成され、図２の実線は、サーボ信号１６の記録位置を示す。図３に示すように、位置信号は，サーボマークＳｅｒｖｏ Ｍａｒｋと、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅと、インデックスＩｎｄｅｘと、オフセット情報（サーボバースト）ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤとからなる。尚、図３の点線は、トラックセンターを示す。

図３の位置信号をヘッド３で読み取り、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅとオフセット情報ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤを使い，磁気ヘッドの半径方向の位置を検出する。さらに、インデックス信号Ｉｎｄｅｘを元にして，磁気ヘッドの円周方向の位置を把握する。

例えば，インデックス信号を検出したときのセクタ番号を０番に設定し、サーボ信号を検出する毎に、カウントアップして、トラックの各セクタのセクタ番号を得る。このサーボ信号のセクタ番号は，データの記録再生を行うときの基準となる。尚、インデックス信号は、１周に１つである、又、インデックス信号の代わりに、セクタ番号を設けることもできる。

図１のＭＣＵ１４は、位置検出回路７を通じて、アクチュエータ１の位置を確認して，サーボ演算し、適切な電流をＶＣＭ１に供給する。即ち、図４に示すように、シーク制御は、コアース制御、整定制御及びフォローイング制御と遷移することで，目標位置まで移動させることができる。いずれも、ヘッドの現在位置を検出する必要がある。ここでは、整定制御をフォローイング制御に含めて説明する。

このような，位置を確認するためには，前述の図２のように、磁気ディスク４上にサーボ信号を事前に記録しておく。即ち、図３に示したように、サーボ信号の開始位置を示すサーボマーク，トラック番号を表すグレイコード，インデックス信号，オフセットを示すＰｏｓＡ〜ＰｏｓＤといった信号が記録されている。この信号を磁気ヘッドで読み出し、このサーボ信号を、位置検出回路７が、デジタル値に変換する。

（位置制御系の第１の実施の形態）
図５は、本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図であり、図１のＭＣＵ１４が実行する位置決め制御系のブロック図である。図６は、図５のコントローラを構成する２自由度制御部の構成図である。

図５に示すように、コントローラ２２は、プラント（対象物）４０（図１では、アクチュエータ１及び磁気ヘッド３）を制御する。コントローラ２２は、図６で説明する２自由度制御系で構成される。偏心補正電流テーブル２４は、各磁気ヘッドの偏心補正電流を格納する。例えば、偏心補正電流として、正弦波を用い、ディスク１周に対し、各サンプル時刻の正弦波の振幅値を格納する。

軌道生成部２０は、図７で説明するように、目標位置Ｔａｒｇｅｔと現在位置ｙ（ｎ）からシーク距離を計算し、シーク距離に応じたシーク軌道（位置）を生成する。又、後述するように、初期速度を計算し、切り替え後の偏心補正電流と、初期速度と、切り替え前の出力電流値とから、電流段差の解消軌道を生成し、シーク軌道に加えて、コントローラ２２に出力する。

次に、図６により、コントローラ２２を構成する現在オブザーバを使用した二自由度位置制御系を説明する。磁気ディスク装置のアクチュエータは、回転型である。しかし、次式（１）の形の直進型アクチュエータの状態方程式に変換して表現できる。尚、ｘは位置（ｍ）、ｖは速度（ｍ／ｓ），ｕは電流（Ａｍｐｅｒｅ）、Ｂｌは力定数（Ｎ／ｍ）、ｍは等価質量（ｋｇ）、ｕは出力、ｓはラプラス演算子である。

サンプリング周期をＴ（ｓ）、電流の最大値をＩｍａｘ（Ａｍｐｅｒｅ），トラック幅をＬｐ（ｍ／ｔｒａｃｋ）とおき、位置の単位をｔｒａｃｋ、速度の単位をｔｒａｃｋ／ｓａｍｐｌｅ、電流の単位を、Ｉｍａｘを「１」とする変換を行い、（１）式を、デジタルの状態方程式で表現すると、次式（２）を得る。

又、現在位置ｙ（ｎ）と、推定位置ｘ（ｎ）とは、次の式（３）の関係にある。

式（２）と、式（３）を、簡単化して、次式（４）で表す。

式（４）は、式（２）、式（３）の行列を、Ｘ（ｎ＋１），Ｘ（ｎ）、Ａ，Ｂ、Ｃで表して、簡単化したものである。式（４）から予測オブザーバは、次式（５）で表される。

この式は、アナログ制御のオブザーバの式をそのままデジタルの式に直したものであり、Ｌは、状態推定ゲインであり、位置、速度の２つの状態推定ゲインからなる。又、Ｆは、フィードバックゲインであり、同様に、２つのフィードバックゲインからなる。

この式では、観測位置ｙ（ｎ）が、現サンプルの電流出力ｕ（ｎ）に反映されない。即ち、予測オブザーバの形式であるため、応答が１サンプル遅延する。１サンプルの遅延を補うため、一般には、現在オブザーバが利用される。現在オブザーバは、次式（６）で表現される。但し、ｙ（ｎ）は、現サンプルでの観測位置である。

このように、１サンプルで、１回の演算を行い、１回駆動電流を変化するための現在オブザーバを構成する。次に、この現在オブザーバを元に、２自由度制御系を構成する。

式（６）に、二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（７）が得られる。

式（６）に比し、式（７）に示すように、出力ｕ（ｎ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。即ち、式（７）のように、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置ｒ（ｎ）との差分をとり，状態フィードバックゲインＦをかけている。また，次サンプルの状態変数Ｘｂ（ｎ＋１）の計算時には、目標位置ｒ（ｎ）は，直接，用いられていない。目標位置ｒ（ｎ）は、ｕ（ｎ）の計算時にのみ反映されている。

このように，状態推定した位置と目標位置との差分値に、状態フィードバックゲインをかけ，それ以外の状態変数は、いままでどおりに状態フィードバックゲインをかけて，和をとり，電流ｕ（ｎ）を生成する。

尚、式（７）のＣ，Ｃ＾Ｔ（Ｃの転置）は、下記式（８）、式（９）で示される。

図６のブロック図で説明する。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４で、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。

加算ブロック５６により、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］と加算する。これにより，式（７）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。通常の状態フィードバックならば，この推定状態Ｘｈ（ｎ）の推定位置にゲインをかけ，推定速度にゲインをかけて，両者の和をとり，状態フィードバック電流を生成する。

二自由度制御では、推定速度にゲインをかけた値を利用するのは同じであるが、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（７）式を演算する。

一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（７）式のように、計算する。

ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。又、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｃ＾Ｔ，Ｌ，Ｆは、位置ｘ、速度ｖに対する行列である。更に、Ａ，Ｂ，Ｌは、状態推定ゲイン、Ｆは、フィードバックゲインである。

この式（７）及び図６で示される現在オブザーバは、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（９）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。

次に、図５で説明したように、偏心補正を行うため、偏心補正電流をフィードフォワードする。偏心補正電流は、ヘッド毎に、ヘッド及び半径位置毎に、予め測定して、偏心補正電流テーブル２４に格納しておく。

ここで、前述の二自由度制御の式（７）に、偏心補正の項を導入すると、次式（１０）となる。即ち、オブザーバの状態Ｆにより生成した電流ｕ（ｎ）に対して、更に、ヘッド毎に異なる偏心補正電流Ｕｒｒｏ（Ｈｅａｄ，ｎ）を加えて，アクチュエータに電流ｕｏｕｔ（ｎ）を供給する。

式（１０）において、ｕ（ｎ）を、推定位置ｘ（ｎ）、推定速度ｖ（ｎ）に展開すると、式（１０）における出力電流ｕｏｕｔ（ｎ）は, 次式（１１）で表現される。

但し、Ｆｘは、位置の状態フィードバックゲイン、Ｆｖは、速度のフィードバックゲインである。

このような２自由度制御系で、前述の電流段差を補正する。即ち、あるヘッドで位置決め制御をしており、別のヘッドへ切り替えるときには，前述のように、偏心補正電流の段差および偏心軌道差にともなう初期速度が発生する。これに伴い、ヘッド切り替え直後に、電流段差が発生する。この電流段差を、目標位置軌道ｒ（ｎ）で補正する。

シークに必要な位置軌道は、ｒ（ｎ）として供給される。それとは別に、２自由度制御系で、位置軌道ｒ２（ｎ）を供給することを仮定すると、式（１０）は、下記式（１２）に変形される。

式（１２）は、出力電流ｕｏｕｔを生成する電流ｕの生成式に、位置軌道として、ｒ２（ｎ）を付加したものである。

式（１１）と同様に、式（１２）において、ｕ（ｎ）を、推定位置ｘ（ｎ）、推定速度ｖ（ｎ）に展開すると、式（１２）における出力電流ｕｏｕｔは、次式（１３）で表現される。

ヘッド切替直後は，式（１３）のｘ（ｎ）)には，目標位置までの位置誤差が，ｒ（ｎ）にも，同じ値が設定されている。従って、（ｘ（ｎ）−ｒ（ｎ））は、「０」である。即ち、式（１３）は、ヘッド切り替え直後は、下記式（１４）となる。

電流段差をなくすには、この電流ｕｏｕｔ（ｎ）が，ヘッド切替直前の電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）と一致すれば良い。即ち、下記式（１５）が成立すると、電流段差をなくすことができる。

式（１５）を、ヘッド切替直後の軌道初期値ｒ２（ｎ）で解くと、下記式（１６）が得られる。

式（１６）で、ｖ（ｎ）は、ヘッド切替直後の初期速度，Ｕｒｒｏ（ｈｅａｄ，ｎ）は、切替後のヘッドでの偏心補正電流値である。即ち、式（１６）は、ヘッド切替前の出力電流ｕ（ｏｕｔ），ヘッド切替後の偏心補正電流Ｕｒｒｏ（Ｈｅａｄ，ｎ），ヘッド切替後のシーク開始時の初期速度ｖ（ｎ）を元に，電流段差を補正する軌道の初期値ｒ２を計算し，そのｒ２が，「０」になるように、位置軌道を供給する。

このように、二自由度現在オブザーバを用いると、初期速度を含めた電流段差を補正する位置情報が得られ、１つのパラメータで、電流段差を解消した出力電流を出力できる。又、位置情報のため、シーク軌道と合成しても、騒音が生じるようなシーク電流の生成を防止できる。

次に、式（１５）から、他のパラメータで、ヘッド切り替え後の補正軌道の初期値ｒ２（ｎ）を計算する実施の形態を説明する。切り替え前は、シーク開始前のヘッドでトラッキングをしているので，アクチュエータの位置・速度ともに、ほぼ「０」に近い値をとっている。即ち、ヘッド切替前の電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）は、偏心補正電流Ｕｒｒｏ（ＯｌｄＨａｅｄ，ｎ）で決まる。

従って、式（１６）は、下記式（１７）に変形される。

つまり，偏心補正電流の差分と，初期速度から段差解消軌道ｒ２の初期値を求めることができる。

（軌道生成部）
図７は、図５の軌道生成部のブロック図であり、図８は、軌道生成部の第１の実施の形態の処理フロー図、図９は、軌道生成部の第２の実施の形態の処理フロー図である。

図７に示すように、軌道生成部２０は、初期速度計算部３０と、段差解消軌道の初期値計算部３２と、シーク距離計算部３４と、加算部３６と、シーク軌道生成部３８とからなる。初期速度計算部３０は、図８で説明するように、シーク開始を１サンプル遅延させ、切替後のヘッドで、２サンプル分の位置を観測し，位置差分を求めて、初期速度を計算する、又は、図９で説明するように、ヘッド切替前後の偏心補正電流の差分を振幅・位相、又はＳｉｎ及びＣｏｓの係数の形で求め、その差分電流軌道を、１階積分して、ゲインをかけ，初期速度ｖ（ｎ）を計算する。

段差解消軌道の初期値計算部３２は、式（１６）又は式（１７）の演算を行い、初期値ｒ２（ｎ）を計算する。シーク距離計算部３４は、目標位置Ｔａｒｇｅｔから現在位置ｙ（ｎ）を差し引き、シーク距離Ｌｓｅｅｋを計算する。加算部３６は、シーク距離Ｌｓｅｅｋと、初期値ｒ２とを加算する。シーク軌道生成部３８は、加算されたシーク距離に応じたシーク位置軌道を生成する。

図８により、第１の実施の形態の軌道生成処理を説明する。

（Ｓ１０）先ず、ヘッド切り替えを含むシーク命令を受信すると、ヘッド切り替えを実施する。即ち、図５のサーボ信号（現在位置）を読み出すヘッドを、シーク命令で指定されたヘッドに切り替える。そして、切り替え前の出力電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）を、軌道初期値計算部３２が記憶する。

（Ｓ１２）このヘッド切り替え後、切り替えたヘッドからの現在位置を取得し、初期速度計算部３０が記憶する。演算器２６からは、１サンプル前と同じ値の電流値を、アクチュエータに出力する。

（Ｓ１４）次に、切り替えたヘッドからの現在位置を取得し、シーク距離計算部３４が、シーク距離Ｌｓｅｅｋを計算する。同時に、初期速度計算部３０は、このサンプルの現在位置から、ステップＳ１２で得た現在位置を差し引き、初期速度を計算する。

（Ｓ１６）軌道初期値計算部３２が、偏心補正テーブル２４のヘッド切り替え後の偏心補正電流から、このサンプルの偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）を計算する。そして、軌道初期値計算部３２が、式（１６）により、切り替え前の出力電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）、初期速度、偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）から段差初期値ｒ２を計算する。加算部３６で、シーク距離Ｌｓｅｅｋと段差初期値ｒ２とを加算し、シーク軌道生成部３８に出力する。これにより、シーク軌道が、コントローラ２２に入力され、シークが開始される。

次に、図９により、第２の実施の形態の軌道生成処理を説明する。

（Ｓ２０）先ず、ヘッド切り替えを含むシーク命令を受信すると、ヘッド切り替えを実施する。即ち、図５のサーボ信号（現在位置）を読み出すヘッドを、シーク命令で指定されたヘッドに切り替える。そして、切り替え前の出力電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）を、軌道初期値計算部３２が記憶する。

（Ｓ２２）次に、このヘッド切り替え後、切り替えたヘッドからの現在位置を取得し、シーク距離計算部３４が、シーク距離Ｌｓｅｅｋを計算する。同時に、初期速度計算部３０は、偏心補正テーブル２４のヘッド切り替え後の偏心補正電流から、このサンプルの偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）を計算し、ヘッド切り替え前の偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＯｌｄＨｅａｄ，ｎ）と、このサンプルの偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）との差を演算し、ゲインを掛け、加速度に変換し、１階積分して、初期速度を計算する。

（Ｓ２４）軌道初期値計算部３２が、偏心補正テーブル２４からヘッド切り替え後の偏心補正電流から、このサンプルの偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）を計算する。そして、軌道初期値計算部３２が、式（１６）により、切り替え前の出力電流ｕｏｕｔ（ｎ−１）、初期速度、偏心補正電流値Ｕｒｒｏ（ＮｅｗＨｅａｄ，ｎ）から段差初期値ｒ２を計算する。加算部３６で、シーク距離Ｌｓｅｅｋと段差初期値ｒ２とを加算し、シーク軌道生成部３８に出力する。これにより、シーク軌道が、コントローラ２２に入力され、シークが開始される。

このように、２自由度制御系の特性から電流段差の解消軌道の初期値を得て、電流段差を補正するので、１つのパラメータで、初期速度と電流段差の補正を行うことができる。このため、各シーク電流波形に対する電流段差の補正波形の設計が容易となり、容易に、振動や騒音が生じないシーク制御が可能となる。

又、この実施の形態では、シーク距離に、段差解消の初期値を加算して、シーク軌道を生成するため、シーク時間は、変化するが、シーク電流は、段差補正による高周波成分の影響を受けない。即ち、この実施の形態は、初期位置をシーク距離に加算することにより、シーク時間で調整するため、シーク電流波形の歪が生じない。このため、騒音、振動を簡易な制御で、抑えることができる。

更に、ヘッド切り替えを行うと同時に、シーク制御の目標位置軌道を、２自由度制御に与える構成を利用しているので、ヘッド切替に伴う電流段差解消用の位置軌道ｒ２（ｎ）と，シーク軌道ｒ（ｎ）の計算を共用することが可能になる。

図１０は、本発明の実施例のシーク電流波形の説明図、図１１は、比較例として、従来技術によるシーク電流波形の説明図である。尚、この実施例は、２．５インチのハードディスクドライブを対象として、シミュレーションにより得たものである。

図１１に示すように、ヘッド切り替え後、従来技術での段差電流補正を行うと、シーク初期のシーク電流波形の立ち上がり部分で、シーク電流波形が、高周波成分の歪みを持つ。このため、この高周波成分の電流変化により、騒音（可聴音）や振動が発生する。

一方、図１０に示すように、ヘッド切り替え後、本発明による段差電流補正を行うと、シーク初期のシーク電流波形の立ち上がり部分でも、シーク電流波形が、歪まない。このため、騒音（可聴音）や振動の発生を防止できる。

（他の軌道生成部）
図１２は、図５の軌道生成部の他の実施の形態のブロック図、図１３は、図１２の段差補正目標位置軌道の説明図である。図１２に示すように、軌道生成部２０は、図５と同様に、初期速度計算部３０と、段差解消軌道の初期値計算部３２と、シーク距離計算部３４とを有する。

又、軌道生成部２０は、段差補正軌道生成部４２と、加算部４４と、シーク軌道生成部３８とを有する。初期速度計算部３０は、図８で説明したように、シーク開始を１サンプル遅延させ、切替後のヘッドで、２サンプル分の位置を観測し，位置差分を求めて、初期速度を計算する、又は、図９で説明したように、ヘッド切替前後の偏心補正電流の差分を振幅・位相、又はＳｉｎ及びＣｏｓの係数の形で求め、その差分電流軌道を、１階積分して、ゲインをかけ，初期速度ｖ（ｎ）を計算する。

段差解消軌道の初期値計算部３２は、式（１６）又は式（１７）の演算を行い、初期値ｒ２（ｎ）を計算する。シーク距離計算部３４は、目標位置Ｔａｒｇｅｔから現在位置ｙ（ｎ）を差し引き、シーク距離Ｌｓｅｅｋを計算する。シーク軌道生成部３８は、計算されたシーク距離に応じたシーク位置軌道を生成する。

段差補正軌道生成部４２は、図１３に示すように、段差解消軌道の初期値ｒ２（ｎ）を受け、初期値から時間とともに、次第に、「０」となるような段差補正目標位置軌道を生成する。加算部４４は、シーク軌道と段差補正目標位置軌道とを加算して、コントローラ２２に出力する。

この例でも、２自由度制御系の特性を用いて、電流段差の解消軌道の初期値を得て、電流段差を補正するので、１つのパラメータで、初期速度と電流段差の補正を行うことができる。このため、各シーク電流波形に対する電流段差の補正波形の設計が容易となり、容易に、振動や騒音が生じにくいシーク制御が可能となる。しかも、シーク時間を変えないので、シーク性能への影響を防止できる。

次に、他の（電流）段差解消軌道を説明する。図１４は、二次関数軌道の例を示す。図１４において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。二次関数軌道は、矩形波を二回積分したものであり、図１３の位置の軌道を使用できる。図１３の三角波に比し、やや曲線状の特性を示し、騒音や振動の防止により有効である。

図１５は、台形軌道の例を示す。図１５において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。台形位置軌道は、図１３の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示し、騒音や振動の防止により有効である。

図１６は、正弦波軌道を示す。図１６において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。正弦波位置軌道は、図１３の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示し、騒音や振動の防止により有効である。

図１７は、ＳＭＡＲＴ軌道を示す。図１７において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ軌道は、前述の特許文献１で紹介されており、正弦波軌道を改良したものであり、図１３の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示し、騒音や振動の防止により有効である。

図１８は、ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道を示す。図１８において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道は、前述の特許文献１で紹介されており、正弦波軌道を更に改良したものであり、図１３の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示し、騒音や振動の防止により有効である。

このように、初期値をｒ２（ｎ）とし、段差解消軌道の形状を、必要な特性に応じて、種々のものを採用できる。

（位置制御系の第２の実施の形態）
図１９は、本発明の位置制御系の第２の実施の形態のブロック図であり、図１のＭＣＵ１４が実行する位置決め制御系のブロック図である。図２０は、図１９のコントローラを構成する２自由度制御部の構成図、図２１は、図１９の電流軌道の一例の説明図である。

図１９の実施の形態は、段差補正信号として、位置の変わりに、電流を、２自由度制御系に与えるものである。即ち、前述の式（１６）、（１７）のｒ２（ｎ）は位置であるが，−Ｆｘをかけることで，電流の単位になる。これを式で表すと、下記式（１８）が成立する。

これを用いると、第１の実施の形態では、式（１２）により、２自由度制御系に、目標位置軌道を供給していたが，ＦＦ電流Ｕｆｆを、Ｆｘ・ｒ２代わりに供給してもよい。従って、式（１２）は、下記式（１９）に変形される。

図１９のブロック図で説明すると、図５と同様に、コントローラ２２は、プラント（対象物）４０（図１では、アクチュエータ１及び磁気ヘッド３）を制御する。コントローラ２２は、図２０で説明する２自由度制御系で構成される。偏心補正電流テーブル２４は、各磁気ヘッドの偏心補正電流を格納する。例えば、偏心補正電流として、正弦波を用い、ディスク１周に対し、各サンプル時刻の正弦波の振幅値を格納する。

シーク軌道生成部３４，３８は、図７で説明したように、目標位置Ｔａｒｇｅｔと現在位置ｙ（ｎ）からシーク距離を計算するシーク距離計算部３４と、シーク距離に応じたシーク軌道（位置）を生成するシーク軌道生成部３８とを有する。

又、初期値計算部３０，３２は、前述のように、初期速度を計算する初期速度計算部３０と、切り替え後の偏心補正電流と、初期速度と、切り替え前の出力電流値とから、電流段差の解消位置軌道の初期値を計算する軌道初期値計算部３２とを有する。電流軌道生成部４８は、式（１８）に従い、初期値ｒ２から電流軌道の初期値Ｕｆｆを計算し、図２１に示す三角波波形のように、初期値から時間とともに、次第に「０」となる段差補正電流起動を生成し、コントローラ２２に出力する。

一方、２自由度制御系２２は、図２０に示すように、式（１９）を実行する構成を有する。即ち、図７で説明した構成に加え、演算器６０の出力段に、演算器６０の出力と、電流軌道生成部４８の出力とを加算して、アクチュエータ４０に出力する加算部７２を設ける。

この例でも、２自由度制御系の特性を用いて、電流段差の解消軌道の初期値を得て、電流に変換して、電流段差を補正するので、１つのパラメータ（電流軌道）で、初期速度と電流段差の補正を行うことができる。このため、各シーク電流波形に対する電流段差の補正波形の設計が容易となり、容易に、振動や騒音が生じにくいシーク制御が可能となる。しかも、シーク時間を変えないので、シーク性能への影響を防止できる。

（位置制御系の第３の実施の形態）
図２２は、本発明の位置制御系の第３の実施の形態のブロック図であり、コントローラ２２を構成する現在オブザーバのみ示してある。この実施の形態は、サンプルサーボ制御では、サンプル時刻から出力されるまで、計算時間やアナログドライバ回路の遅延により、遅延する。いわゆる出力遅延が生じる。

この実施の形態は、出力遅延を考慮した現在オブザーバの構成を示す。先ず、サンプル時刻ｎからＴｄだけ遅延した（進んだ）時間での状態変数Ｘは、式（１）と同様に、求めると、次の式（２０）で表現できる。

式（２０）を、式（１）と同様に、アクチュエータのモデルで表すと、式（２１）で表現できる。尚、式（２１）において、Ｔｄは、時間単位のため、サンプル数ｎに変換するため、サンプリング周期Ｔで、Ｔｄを割り、サンプル数単位に変換している。

前述の現在オブザーバの式（２１）は、上記式（６）と同様にして、次式（２２）に変形できる。

式（２２）において、Ｘｈ（ｎ）は、現サンプルｎでの推定状態、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）は、現サンプルｎからＴｄだけ進んだ時の推定状態である。

式（２２）は、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）を求め、次に、遅延を考慮した時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）と前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から計算する。

ここで、一般に、次のサンプルの状態を推定するには、式（６）のように、現サンプルの出力ｕ（ｎ）を使用するが、この例では、シングルレート制御、即ち、１サンプルで、１回出力するから、サンプル時点では、ｕ（ｎ）が計算されていない。このため、既に計算された前サンプルの出力ｕ（ｎ−１）を使用して、時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。そして、計算された時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から、現サンプルｎでの出力ｕ（ｎ）を計算する。

次のサンプルの推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）は、式（２２）では、式（６）と異なり、ｕ（ｎ）とｕ（ｎ−１）とを使用する。

式（２２）に、二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（２３）が得られる。即ち、式（２２）に比し、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。

この場合に、従来の二自由度制御の式（７）に従うと、出力ｕ（ｎ）の計算式に、直接フィードフォワード項を加える。しかしながら、このようにすると、サンプル時点が異なるＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を引くことになり、計算順序が複雑となり、高速に演算することが難しい。又、状態推定順序が変化し、系全体の安定性を維持するのが困難となるおそれがある。

このため、サンプル時点が同じであるＸｈ（ｎ）に対し、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えて、進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。

更に、式（２３）の第２式を、第３式に代入して、式（２３）を簡単化し、次式（２４）を得る。

図２２は、式（２４）をブロック化した構成図であり、図７で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。図２２に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。

加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（２４）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。

そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック７６は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、遅延ブロック８２で遅延された１サンプル前の出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８で、係数行列−Ｆ・Ｂｄを乗じる。そして、加算ブロック８０は、この結果と、乗算ブロック７６の結果を加算し、式（２４）の２番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。

一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と、出力値ｕ（ｎ）と、遅延ブロック３４で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から乗算ブロック６２，６４−１，６４−２、加算ブロック６６により、（２４）式の３番目の式のように、計算する。

尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック５０は、遅延ブロック６８の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。

このように、二自由度制御の出力の遅延（演算遅延及び駆動アンプ、Ｄ／Ａコンバータ等のハード遅延）を考慮して、サンプル時点から遅延分進んだＴｄの推定状態を演算し、この推定状態から出力を演算するため、サンプル時点から、計算中に状態変化があっても、出力遅延の影響を防止し、精度の高い位置制御が可能となり、オーバーランを防止できる。

又、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。

（位置制御系の第４の実施の形態）
図２３は、本発明の二自由度位置制御系の第４の実施の形態のブロック図である。マルチレート制御は、１サンプルで、２回又は３回、電流を変化させるものである。２回変化するものを２倍のマルチレート構成、３回変化するものを３倍のマルチレート構成という。

このマルチレート制御には、状態推定をシングルレートで行うシングルレート状態推定と、状態推定をマルチレートで行うマルチレート状態推定とがある。いずれも、１サンプルで、電流を、ｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と２回演算し、変化する。

先ず、シングルレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、基本的には、式（２３）を２回演算する。即ち、下記式（２５）、式（２６）を実行する。

即ち、先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（２５）を演算する。この式（２５）は、基本的に、式（２３）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。

そして、式（２６）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（２６）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）とした上で、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（２８）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。

ここで、式（２５）、式（２６）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、次式（２７）で決まる。

一方、Ｔ／２＜Ｔｄ＜Ｔの場合は、次式（２８）で決まる。

即ち、この式（２７）、（２８）のｕ（ｎ）の係数が、式（２５）、式（２６）のＢ１であり、ｕ（ｎ−０．５）の係数が、Ｂ２であり、ｕ（ｎ−１）の係数が、Ｂ３である。従って、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、係数Ｂ３は、「０」、Ｔ／２＜Ｔｄの場合は、Ｂ１は、「０」となる。

次に、マルチレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。同様に、マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、マルチレート状態推定でも、基本的には、式（２３）を２回演算する。即ち、下記式（２９）、式（３０）を実行する。

先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（２９）を演算する。この式（２９）は、基本的に、式（２３）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。又、推定位置誤差ｅ（ｎ）を、（ｙ（ｎ）−Ｃ・Ｘｂ（ｎ））で、別に演算する。

そして、式（３０）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（２９）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（２９）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正する。更に、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（３０）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。

ここで、式（２９）、式（３０）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、式（２７）、２／Ｔ＜Ｔｄの場合は、式（２８）で決まる。

式（２５）、式（２６）のシングルレート状態推定と比較すると、式（３０）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（２９）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（２９）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正している点が相違する。

このように、１回目と同様に、２回目の推定状態を、サンプル時刻に観測した位置誤差で補正することが、マルチレート状態推定である。

式（２９）、式（３０）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（２９）、式（３０）の他の式に代入すると、式（２９）、式（３０）は、次式（３１）に変形できる。

式（３１）は、式（２９）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を式（２９）のｕ（ｎ）の計算にまとめ、式（３０）のＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（３０）のｕ（ｎ＋０．５）に纏め、結合したものである。式が少なくなれば、当然、計算時間も短くなり、応答が速くなる。

尚、式（３１）のＬ２を「０」とすると、式（２５）、式（２６）で説明したシングルレート状態推定式を示し、Ｌ２が「０」でないと、マルチレート状態推定式を示す。

図２３は、式（３１）をブロック化したブロック図である。図２３の構成は、基本的に、図２２の構成を２つ直列に連結したものである。図２３に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２−１で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４−１は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬ１をかけて、補正値を作る。

加算ブロック５６−１は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（３１）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。

そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８−１で演算し、乗算ブロック７６−１で、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８−２で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−１で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−１，７８−１，７８−２の出力を加算ブロック８０−１が加算し、式（３１）の３番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。

一方、次の（ｎ＋０．５）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）に乗算ブロック６２−１で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−１で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−３で、出力値ｕ（ｎ−０．５）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−１で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）に乗算ブロック６４−２で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−１が加算して、（３１）式の４番目の式のように、計算する。

次に、演算ブロック５２で演算した推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に、乗算ブロック５４−２で、推定ゲインＬ２をかけて、補正値を作る。加算ブロック５６−２は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ＋０．５］とを加算する。これにより，式（３１）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を生成する。

そして、マルチレート制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ＋０．５）と目標位置軌道ｒ（ｎ＋０．５）との差分値を加算ブロック５８−２が演算し、乗算ブロック７６−２は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。

一方、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−４は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ）に、乗算ブロック７８−３は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−２，７８−３，７８−４の出力を加算ブロック８０−２が加算し、式（３１）の６番目の式の出力値ｕ（ｎ＋０．５）を得る。

一方、次の（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）に乗算ブロック６２−２で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−４で、出力値ｕ（ｎ＋０．５）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−６で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−２で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−０．５）に乗算ブロック６４−５で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−２により加算して、（３１）式の７番目の式のように、計算する。

尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック２０−１は、遅延ブロック５０の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。

このように、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、このマルチレート制御では、特に、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。

尚、図２３のブロックにおいて、乗算ブロック５４−２のＬ２を「０」に設定すると、シングルレート状態推定の構成となり、図２３の構成は、シングルレート、マルチレート状態推定にいずれにも使用できる。

この場合には、図５、図７及び図１２で説明した目標軌道生成部２０は、目標軌道ｒを、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ（ｎ），ｒ（ｎ＋０．５）を生成する。同様に、前述の図１２の電流段差解消軌道生成部４２も、電流段差解消軌道ｒ‘を、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ’（ｎ），ｒ‘（ｎ＋０．５）を生成する。

（他の実施の形態）
前述の実施の形態では、ヘッド位置制御を、磁気ディスク装置のヘッド位置決め装置の適用の例で説明したが、光ディスク装置等の他のディスク装置にも適用できる。

以上、本発明を、実施の形態で説明したが、本発明は、その趣旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これを本発明の範囲から排除するものではない。

（付記１）回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記複数のヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記初期値に従う補正軌道を供給することを特徴とする媒体記憶装置。

（付記２）前記制御ユニットは、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記３）前記制御ユニットは、前記初期値から時間経過に従い、「０」となる補正位置軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記４）前記制御ユニットは、前記シーク軌道と前記補正位置軌道を加算して、前記二自由度現在オブザーバ制御系に供給することを特徴とする付記３の媒体記憶装置。

（付記５）前記制御ユニットは、前記初期値を初期電流値に変換し、前記初期電流値から時間経過に従い、「０」となる補正電流軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記６）前記制御ユニットは、前記シーク軌道を供給された前記二自由度現在オブザーバ制御系の電流出力に、前記補正電流起動を加算することを特徴とする付記５の媒体記憶装置。

（付記７）前記制御ユニットは、切り替え後のサンプルの現在位置と、次のサンプルの現在位置とを、前記ヘッドの出力から取得して、前記現在速度を計算することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記８）前記制御ユニットは、切り替え前のサンプルの前記出力電流と、切り替え後の前記偏心補正電流との差から、前記現在速度を計算することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記９）前記制御ユニットは、前記現在位置と、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１の媒体記憶装置。

（付記１０）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記９の媒体記憶装置。

（付記１１）回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドを、前記記憶媒体の所定位置に、位置決めするアクチュエータを位置制御するヘッド位置制御装置において、指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流を格納する偏心補正電流テーブルと、前記偏心補正電流テーブルの指定されたヘッドの偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記初期値に従う補正軌道を供給することを特徴とするヘッド位置制御装置。

（付記１２）前記制御ユニットは、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記１３）前記制御ユニットは、前記初期値から時間経過に従い、「０」となる補正位置軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記１４）前記制御ユニットは、前記シーク軌道と前記補正位置軌道を加算して、前記二自由度現在オブザーバ制御系に供給することを特徴とする付記１３のヘッド位置制御装置。

（付記１５）前記制御ユニットは、前記初期値を初期電流値に変換し、前記初期電流値から時間経過に従い、「０」となる補正電流軌道を生成し、前記二自由度現在オブザーバ制御に供給することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記１６）前記制御ユニットは、前記シーク軌道を供給された前記二自由度現在オブザーバ制御系の電流出力に、前記補正電流起動を加算することを特徴とする付記１５のヘッド位置制御装置。

（付記１７）前記制御ユニットは、切り替え後のサンプルの現在位置と、次のサンプルの現在位置とを、前記ヘッドの出力から取得して、前記現在速度を計算することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記１８）前記制御ユニットは、切り替え前のサンプルの前記出力電流と、切り替え後の前記偏心補正電流との差から、前記現在速度を計算することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記１９）前記制御ユニットは、前記現在位置と、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１１のヘッド位置制御装置。

（付記２０）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１９のヘッド位置制御装置。

切り替え前のアクチュエータに供給した出力電流と、切り替え後の他のヘッドの偏心補正電流及び初期速度から、出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、シーク軌道が入力される二自由度制御系に、初期値に従う補正軌道を供給するため、２自由度制御系の特性から電流段差の解消軌道の初期値を得て、電流段差を補正でき、１つのパラメータで、初期速度と電流段差の補正を行うことができる。このため、各シーク電流波形に対する電流段差の補正波形の設計が容易となり、容易に、振動や騒音が生じないシーク制御が可能となる。

本発明の一実施形態を示す媒体記憶装置の構成図である。 図１のディスクの位置信号の説明図である。 図２の位置信号の詳細説明図である。 本発明の一実施の形態のシーク制御の遷移図である。 本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図である。 図５の二自由度制御系コントローラの構成図である。 図５の軌道生成部のブロック図である。 図７の軌道生成処理の第１の実施の形態の処理フロー図である。 図７の軌道生成処理の第２の実施の形態の処理フロー図である。 本発明の実施例の説明図である。 本発明の比較例の特性図である。 図５の軌道生成部の第２の実施の形態のブロック図である。 図５の段差解消軌道の説明図である。 本発明の他の段差解消軌道の説明図である。 本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。 本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。 本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。 本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。 本発明の位置制御系の第２の実施の形態のブロック図である。 図１９の二自由度現在オブザーバのブロック図である。 図１９の段差解消電流軌道の説明図である。 本発明の位置制御系の第３の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。 本発明の位置制御系の第４の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。 従来のヘッド切り替え時の偏心補正の説明図である。 従来の偏心補正を行う位置制御装置のブロック図である。 従来の切り替え時の電流段差の説明図である。 シーク電流波形の説明図である。 従来の切り替え制御によるシーク電流波形の第１の説明図である。 従来の切り替え制御によるシーク電流波形の第２の説明図である。

符号の説明

１ アクチュエータ
２ スピンドルモータの回転軸
３ ヘッド
４ ディスク
５ スピンドルモータ
６ アクチュエータのＶＣＭ駆動回路
７ 位置復調回路
８ スピンドルモータの駆動回路
９ バス
１０ データの記録再生回路
１１ ハードディスクコントローラ
１２ ＭＣＵのＲＡＭ
１３ ＭＣＵのＲＯＭ
１４ マイクロコントローラユニット
１５ ハードディスクコントローラのＲＡＭ
１６ 位置信号
２０ 軌道生成部
２２ コントローラ
２４ 偏心補正電流テーブル
２６ 加算部
３０ 初期速度計算部
３２ 軌道初期値計算部
３４ シーク距離計算部
３６ 加算部
３８ シーク軌道生成部
４０ プラント

Claims (8)

1. 回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドと、
   前記記憶媒体の所定位置に、前記複数のヘッドを位置決めするアクチュエータと、
   前記指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、
   前記制御ユニットは、
   一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記生成したシーク軌道を供給する
   ことを特徴とする媒体記憶装置。
2. 前記制御ユニットは、
   前記初期値から時間経過に従い、「０」となる補正位置軌道を生成し、前記二自由度制御系に供給する
   ことを特徴とする請求項１の媒体記憶装置。
3. 前記制御ユニットは、
   前記初期値を初期電流値に変換し、前記初期電流値から時間経過に従い、「０」となる補正電流軌道を生成し、前記二自由度制御系に供給する
   ことを特徴とする請求項１の媒体記憶装置。
4. 前記制御ユニットは、
   切り替え後のサンプルの現在位置と、次のサンプルの現在位置とを、前記ヘッドの出力から取得して、前記現在速度を計算する
   ことを特徴とする請求項１の媒体記憶装置。
5. 回転する記憶媒体の各面のデータを少なくとも読み取る複数のヘッドを、前記記憶媒体の所定位置に、位置決めするアクチュエータを位置制御するヘッド位置制御装置において、
   指定されたヘッドに対面するディスク面の偏心補正電流を格納する偏心補正電流テーブルと、
   前記偏心補正電流テーブルの指定されたヘッドの偏心補正電流により、前記アクチュエータを偏心補正するとともに、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行する二自由度制御系で構成された制御ユニットとを有し、
   前記制御ユニットは、
   一のヘッドから他のヘッドに切り替え、前記他のヘッドをシークする際に、前記切り替え前の前記アクチュエータに供給した出力電流と、前記切り替え後の前記他のヘッドの前記偏心補正電流及び初期速度を得て、前記ヘッド切り替えによる前記出力電流の電流段差を解消する補正軌道の初期値を計算し、前記シークすべきシーク距離に、前記初期値を加算して、加算された距離のシーク軌道を生成し、シーク軌道が入力される前記二自由度制御系に、前記生成したシーク軌道を供給する
   ことを特徴とするヘッド位置制御装置。
6. 前記制御ユニットは、
   前記初期値から時間経過に従い、「０」となる補正位置軌道を生成し、前記二自由度制御系に供給する
   ことを特徴とする請求項５のヘッド位置制御装置。
7. 前記制御ユニットは、
   前記初期値を初期電流値に変換し、前記初期電流値から時間経過に従い、「０」となる補正電流軌道を生成し、前記二自由度制御系に供給する
   ことを特徴とする請求項５のヘッド位置制御装置。
8. 前記制御ユニットは、
   切り替え後のサンプルの現在位置と、次のサンプルの現在位置とを、前記ヘッドの出力から取得して、前記現在速度を計算する
   ことを特徴とする請求項５のヘッド位置制御装置。

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