JP4970046B2 - ディジタル信号圧縮のためのコーディングのために用いられるマルチパルス・ディクショナリのインデクス間のトランスコーディング - Google Patents

Description

本発明は、特に、オーディオ信号（スピーチ及び／またはサウンド）のようなマルチメディア信号を送信または記憶する応用において、ディジタル信号をコーディング及びデコーディングすることに関する。

圧縮コーディングの分野において、多くのコーダが、サンプルの全数よりも非常に少ない幾つかのパルスを用いて、Ｌサンプルの信号をモデル化する。これは、例えば、特に公開文書ＵＳ−２００１／０２７３９３に記載された“ＴＤＡＣ”オーディオ・コーダのような或るオーディオ周波数コーダの場合である。該公開文書においては、各バンドもしくは帯域における変更され正規化された離散余弦変換係数が、インターリーブされたサイズの代数的ディクショナリを用いてベクトルの限定子によって量子化され、これらの代数的コードは、概して、非ゼロである２、３の成分を含み、他の成分は、ゼロに等しい。これは、また、ほとんどのスピーチ・コーダが、代数的コード・エクサイティド・リニア・プリデクション（ＡＣＥＬＰ）、マルチパルス・マキシマム・ライクリフッド・クオンティゼーション（ＭＰ−ＭＬＱ）、及び他のタイプの特定のコーダにおける合成による分析を用いている場合である。革新（イノベーション）信号をモデル化するために、これらのコーダは、非ゼロである非常に少ない成分を有し、かつ所定のルールに追加的に従う位置及び振幅を有する波形から成るディクショナリを用いている。

合成による分析を用いた上述の種類のコーダ（ｃｏｄｅｒ）を以下に簡単に説明する。

合成による分析を用いたコーダにおいて、合成モデルは、電話周波数（Ｆｅ＝８キロヘルツ（ｋＨｚ））においてまたは拡げられたバンド・コーディング（５０ヘルツ（Ｈｚ）から７ｋＨｚまでのパスバンド）のための一層高い周波数、例えば１６ｋＨｚにおいてサンプリングされ得る、コーディングされるべき信号をモデル化するパラメータを抽出するためにコーディング時に用いられる。アプリケーション及び必要な品質に依存して、圧縮率は、１〜１６まで変化する。これらのコーダは、電話バンドもしくは電話帯域においては、１秒につき２キロビット（ｋｂｐｓ）から１６ｋｂｐｓまでのビット・レートで動作し、そして拡張されたバンドもしくは帯域においては、６ｋｂｐｓから３２ｋｂｐｓまでのビット・レートで動作する。

コーディング／デコーディング・スピーチ信号に対して現在最も広く用いられているものである、合成による分析を用いた、ＣＥＬＰディジタル・コーディックの簡単な説明を以下に行う。スピーチ信号は、サンプリングされて、フレームと呼ばれるＬ’サンプルの一連のブロックに変換される。一般的ルールとして、各フレームは、サブフレームと呼ばれるＬサンプルの一層小さいブロックに分割される。各ブロックは、時間的に変化する２つのフィルタを介して、利得によって乗算されるディレクトリ（ディクショナリとも呼ばれる）から抽出された波形をフィルタリングすることにより合成される。励起ディクショナリは、Ｌサンプルの有限のセットの波形である。第１のフィルタは、長期間予測（ＬＴＰ）フィルタである。ＬＴＰ分析は、音声化されたサウンド（代表的には、基本ピッチの周波数（ボーカル・コードの振動周波数）を表す）の周期的性質を利用する、このＬＴＰフィルタのパラメータを評価する。第２のフィルタは、短期間予測フィルタである。線形予測コーディング（ＬＰＣ）分析方法は、声道（ボーカル・トラクト）の伝達関数及び信号のスペクトルの特性を表す（代表的には、唇、舌の位置及び喉頭の位置等によって取られる形状から帰結する変調を表す）短期間予測パラメータを得るために用いられる。

革新シーケンスを決定するために用いられる方法は、合成による分析として知られた方法である。コーダにおいて、励起ディクショナリからの多くの革新シーケンスは、ＬＴＰ及びＬＰＣフィルタによってフィルタリングされ、ＣＥＬＰ規準として概して知られている、知覚的な重み付け規準に従って元の信号に最も近い合成信号を生成する波形が選択される。

ＣＥＬＰコーダ及びＣＥＬＰデコーダは当業者に良く知られているという理解の上で、これらの合成による分析コーダにおけるマルチパルス・ディクショナリの使用を以下に簡単に説明する。

ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２３．１規準の多数のビット・レート・コーダは、マルチパルス・ディクショナリを用いる合成による分析を用いたコーダの良い例である。ここで、パルス位置はすべて別々である。コーダの２つのビット・レート（６．３ｋｂｐｓ及び５．３ｋｂｐｓ）は、高いビット・レートに対し６または５、低いビット・レートに対し４、の小さい数の非ゼロ・パルスだけを含むディクショナリから抽出された波形によって革新信号をモデル化する。これらのパルスは、振幅＋１または−１のものである。その６．３ｋｂｐｓモードにおいて、Ｇ．７２３．１のコーダは、２つのディクショナリを交互に使用する：
・ 偶数のサブフレームに対して使用される、第１のディクショナリにおいて、波形は６パルスを備え、そして
・ 奇数のサブフレームに対して使用される、第２のディクショナリにおいて、それらは５つのパルスを備える。

双方のディクショナリにおいて、単一の制限が、すべて同じパリティを有さなければならない、任意のコード・ベクトルのパルスの位置に課せられ、すなわち、それらはすべて偶数であるかまたはすべて奇数でなければならない。５．３ｋｂｐｓモード・ディクショナリにおいては、４つのパルスの位置は、一層厳重に制約される。高いビット・レート・モードのディクショナリと同じパリティの制約とは別に、各パルスに対して位置の制限された選択がある。

５．３ｋｂｐｓモード・マルチパルス・ディクショナリは、ＡＣＥＬＰディクショナリの良く知られたファミリィに属する。ＡＣＥＬＰディレクトリの構造は、インターリーブされた単一パルス置換（ＩＳＰＰ）技術に基づいており、それは、Ｌ位置のセットをＫのインターリーブされたトラックに分割することから成り、Ｎパルスは、或る予め限定されたトラック内に配置される。幾つかのアプリケーションにおいて、コード・ワードの寸法Ｌは、Ｌ＋Ｎに拡張され得る。従って、ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２３．１コーダの低いビット・レート・モード・ディレクトリの場合において、６０サンプルのブロックの寸法は、６４サンプルに拡張され、３２の偶数（場合によっては奇数）の位置が、長さ８の４つの非重複のインターリーブされたトラックに分割される。従って、４つのトラックの２つのグループがあり、１つは各パリティ用である。以下の表１は、各パルス（Ｐｕｌｓｅ）ｉ_０〜ｉ_３のための偶数の位置（Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に対して４つのトラックを述べている。

表１： ５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダのＡＣＥＬＰディクショナリのパルスの位置及び振幅

ＡＣＥＬＰ革新ディクショナリは、合成による分析を用いた多くの規準化されたコーダ（ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２３．１、 ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９、 ＩＳ−６４１、 ３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲ、 ３ＧＰＰ ＷＢ−ＡＭＲ）において用いられる。以下の表２〜表４は、４０サンプルのブロック長さのためのこれらのＡＣＥＬＰディクショナリの数例を述べている。パリティの制約は、これらのディクショナリにおいては用いられていないということに留意されたし。表２は、８ｋｂｐｓモードＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９コーダ、ＩＳ−６４１ ７．４ｋｂｐｓモード・コーダ、並びに７．４及び７．９５ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダにおいて用いられる、振幅±１の４つの非ゼロ・パルス、及び１７ビットのためのＡＣＥＬＰディクショナリをカバーする。

表２： ８ｋｂｐｓモードＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９コーダ、７．４ｋｂｐｓモードＩＳ−６４１コーダ、並びに７．４及び７．９５ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダのＡＣＥＬＰディクショナリのパルスの位置及び振幅

表３は、各コード・ベクトルが振幅±１の１０の非ゼロ・パルスを含む１２．２ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダに用いられる３５ビットのためのＡＣＥＬＰディクショナリをカバーする。４０サンプルのブロックは、各々が２つのパルスを含む長さ８の５つのトラックに分割される。同じトラックの２つのパルスは、重複することができ、振幅±２の単一のパルスに帰結するということに留意されたし。

表３： １２．２ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダのＡＣＥＬＰディクショナリのパルスの位置及び振幅

最後に、表４は、ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９コーダの低いビット・レート（６．４ｋｂｐｓ）拡張において、かつ５．９ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダにおいて用いられる振幅±１の２つの非ゼロ・パルス並びに１１ビットのためのＡＣＥＬＰディクショナリをカバーする。

表４： ６．４ｋｂｐｓモードＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９コーダ、並びに５．９ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダのＡＣＥＬＰディクショナリのパルスの位置及び振幅

マルチパルス・ディクショナリを“探索する”ということが意味することを以下に説明する。

任意の量子化動作のように、コーディングされるべきベクトルの最適なモデル化を追及することは、ディクショナリのコード−ベクトルのセット（またはサブセット）から、それに最も近く“似ている”もの、すなわち、それとその入力ベクトルとの間の測定された距離を最小にするものを選択することにある。ディクショナリを“探索する”と称するステップは、この目的のために行われる。

マルチパルス・ディクショナリの場合において、このことは、モデル化されるべき信号の近接性を最適化するパルスと、パルスの選択から帰結する信号との組み合わせを追及することとなる。ディクショナリのサイズ及び／または構造に依存して、この探索は、網羅的であるかまたは非網羅的であり得る（従って、多かれ少なかれ複雑である）。

上で言及したＴＤＡＣコーダに用いられるディクショナリは、タイプＩＩの置換コードの結合（ユニオン）であるので、正規化された変換係数のベクトルをコーディングするためのアルゴリズムは、（いわゆる“絶対リーダ”ベクトルを用いて）距離規準の制限された数だけを計算する、すべてのコーダ−ベクトルからその最も近い隣人（ネイバー（ｎｅｉｇｈｂｏｒ））を決定するためにこの特性を利用する。

合成による分析を用いたコーダにおいて、マルチパルス・ディクショナリの探索は、小さいディクショナリの場合を除いて網羅的ではない。一層高いビット・レートのディクショナリの小さいパーセンテージだけが探索される。例えば、マルチパルスＡＣＥＬＰディクショナリが、概して、２つの段階で探索される。この探索を単純化するために、第１の段階は、入力信号に依存した信号を単に量子化することにより各々の可能なパルス位置の振幅（従って、符号、上述を参照されたし）を予め選択する。パルスの振幅は固定されているので、（ＣＥＬＰ規準に一致した）合成による分析の技術を用いるために検索されるのはパルスの位置である。ＩＳＰＰ構造を用いるにもかかわらず、そしてパルスの小さい数にもかかわらず、位置の組み合わせの網羅的な検索は、低いビット・レートのディクショナリ（代表的には、１２ビット以下）に対してのみ行われる。このことは、例えば、６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９コーダ（表４参照）に用いられる１１ビットＡＣＥＬＰディクショナリに当てはまり、それにおいて、最良のものを選択するために、２つのパルスの位置の５１２の組み合わせがすべてテストされ、このことは、対応の５１２ＣＥＬＰ規準を計算することになる。

一層高いビット・レートのディクショナリに対して、種々の収束法が提案されてきた。表現“収束された検索”が、次に、用いられる。

これらの従来技術の方法の幾つかは、上述した標準化されたコーダにおいて用いられる。それらの目的は、モデル化されるべき信号の特性に基づいて探索されるべき位置の組み合わせの数を減少することである。一例は、多くの標準化されたＡＣＥＬＰコーダによって用いられる“深さ−第１ツリー”アルゴリズムであり、それにおいて、合成及び知覚的な重みフィルタから構成されるフィルタ、過去の合成信号、入力信号に依存して、ターゲット信号のトラックの局部最大数のような或る位置に優先権が与えられる。用いられるディクショナリのサイズに依存して、これの幾つかの変形がある。３５ビット及び１０パルス（表３参照）のためのＡＣＥＬＰディクショナリを探索するために、第１のパルスは、ターゲット信号の全体的最大値と同じ位置に置かれる。この後に、連続的トラックの循環配列による４つの反復（逐次代入、イテレーション）が続く。各反復（イテレーション）で、第２のパルスの位置が、他の４つのトラックの１つの局部最大値に固定され、残りの他の８つのパルスの位置は、インターリーブされたループにおいて対で順次に探索される。２５６（８×８×４の対）の異なった組み合わせが各反復（イテレーション）上で検査され、このことは、ディクショナリの２^２５の中の１０のパルスの位置の１０２４の組み合わせだけが探索され得ると言うことを意味する。異なった変形は、ＩＳ６４１のコーダにおいて用いられ、それにおいて、１７ビット及び４つのパルス（表２参照）に対するディクショナリの組み合わせの一層高いパーセンテージが探索される。パルス位置の８１９２（＝２^１３）の組み合わせの内の７６８の組み合わせが検査される。８ｋｂｐｓ Ｇ．７２９コーダにおいて、同じＡＣＥＬＰディクショナリは、異なった収束法によって探索される。アルゴリズムは、４つのパルスの検索ループ（パルスごとに１つ）をインターリーブすることにより、繰返し検索を行う。該検索は、（最初の３つのトラックの局部最大値及び平均値である）これもまたターゲット信号の特性に依存する適合スレショールドを超える際に、内部ループ（トラック３または４に属する最後のパルスに対する検索）へのエントリを条件付けることにより収束される。さらに、４つのパルスの組み合わせの探索の最大数は、１４４０（８１９２の組み合わせの１７．６％を表す）に固定される。

６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダにおいて、５つ（または６つ）のパルスの

の組み合わせのすべては探索されない。各チャートに対して、アルゴリズムは、パルスの位置及び振幅を順次に探索するために、既知の“マルチパルス”分析を用いる。ＡＣＥＬＰディクショナリのように、検査される組み合わせの数を制限する変形例がある。

しかしながら、上述の技術は、以下の問題点を蒙る。

マルチパルス・ディクショナリの探索は、その幾分最適な探索でさえ、計算時間に関して値段のかかる動作を多くのコーダにおいて構成する。例えば、６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１及び８ｋｂｐｓモードＧ．７２９コーダにおいて、検索は、コーダの全複雑さの半分近くを表す。ＮＢ−ＡＭＲコーダに対して、それは、全複雑さの三分の一を表す。ＴＤＡＣコーダに対しては、それは全複雑さの四分の一を表す。

平行して多くの呼び出しを管理するゲートウェイのようなまたは多くのマルチメディア・コンテントを配分するサーバのような同じプロセッサ・ユニットによって、複数のコーディング動作が行われなければならない場合に、この複雑さが重要になるということが特に明瞭である。複雑さの問題は、ネットワーク上を巡回する圧縮フォーマットの多様性によって強調される。

移動性及び連続性を提供するために、現代の及び革新的なマルチメディア通信サービスは、広範な種類の条件下で動作することができなければならない。ネットワーク、アクセス・ポイント及びターミナルの不均一な性質及びマルチメディア通信セクタのダイナミズムは、極めて多量の圧縮フォーマットを発生してきており、通信システムにおけるその存在は、カスケード（トランスコーディング）でまたは並列で（マルチフォーマット・コーディングまたはマルチモード・コーディング）のいずれかで多数のコーディングを必要とする。

用語“トランスコーディング”の意味を以下に説明する。送信システムにおいて、コーダによって送られる圧縮された信号フレームが同じフォーマットではもはや進行することができない場合に、トランスコーディングは必要となる。トランスコーディングは、フレームを、送信システムの残りのものと適合する（コンパチブル）もう１つのフォーマットに変換する。最も基本的な解決法（従って、現在において最も普及した使用におけるもの）は、デコーダとコーダとを背中あわせに置くことである。圧縮されたフレームは、第１のフォーマットで到着し、圧縮解除（復元、デコンプレス）される。圧縮解除された信号は、次に、通信システムの残りものによって受容される第２のフォーマットで圧縮される。デコーダ及びコーダのこのようなカスケードは、“タンデム”と称される。この解決法は、複雑さに鑑みて（本質的には記録のために）非常に高価であり、元の信号の劣化されたバージョンであるデコーディングされた信号上で第２のコーディングが行われるので、品質を劣化させる。さらに、フレームは、その送信先に達する前に幾つかのタンデムに遭遇し得る。計算コスト及び品質のロスが想像に難くない。さらに、各タンデム動作にリンクされる遅延が累積され、呼び出しの相互作用力を危険にさらし得る。

さらには、複雑さは、同じコンテントが１つ以上のフォーマットに圧縮されるというマルチフォーマットの圧縮システムにおける問題をも惹起する。これは、異なった顧客のターミナル・ネットワーク及びアクセス状態に適合した複数のフォーマットに同じコンテントを同報通信するコンテント・サーバの場合である。このマルチコーディング動作は、必要とされるフォーマットの数が増加するにつれて極端に複雑となり、このことは、システムのリソースを急速に飽和させる。

並列における多数コーディングのもう１つの場合は、後での（ポステリオリ、ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）決定マルチモード圧縮である。複数の圧縮モードが、コーディングされるべき信号の各セグメントに与えられ、与えられた規準を最適化するもしくは最良のビット・レート／ひずみの妥協点（トレードオフ）を達成するものが選択される。再度、圧縮モードの各々の複雑さは、その数を制限し、及び／またはモードの非常に小さい数の事前（プライオリ、ｐｒｉｏｒｉ）選択をもたらす。

上述の問題を解決する従来技術の方法を以下に説明する。

新しいマルチメディア通信アプリケーション（例えば、オーディオ及びビデオ・アプリケーション）は、しばしば、カスケード（トランスコーディング）でのまたは並列（マルチコーディング及び後での（ポステリオリ）決定マルチモード・コーディング）でのいずれかでの複数のコーディング動作を必要とする。これらのすべてのコーディング動作から生じる複雑さの障害の問題は、現在の処理パワーにおける増加にもかかわらず、解決されるべき状態のままである。ほとんどの従来技術の多数のコーディング動作は、フォーマット間の並びにコーダＥのフォーマット及びそのコンテント間の相互作用を考慮しない。それにもかかわらず、２、３の知的トランスコーディング技術が提案されてきており、それら技術は、デコーディングし、次に、記録することによってのみ満足されるだけでなく、代わりに、コーディング・フォーマット間の類似点を利用しており、それにより、結果の劣化を制限しつつ複雑さが減少され得る。

いわゆる“知的”トランスコーディング方法を以下に説明する。

コーダ（ＣＥＬＰ、パラメトリック、変換、等）の同じファミリィにおけるすべてのコーダは、信号から同じ物理パラメータを抽出する。それにもかかわらず、これらのパラメータをモデル化及び／または量子化することについての多くの種類がある。従って、同じパラメータは、コーダごとに同じ方法で、または非常に異なってコーディングされ得る。

さらに、コーディングは、厳密に同一であって良く、またはパラメータの計算及びモデル化について同一であって良いが、コーディングがいかにしてビットの形態に変換されるかにおいて単に異なっている。最後に、コーディングは、パラメータをモデル化し量子化することについて、もしくは、その分析またはサンプリング周波数についてさえ、完全に異なっていて良い。

ビット形態への変換を含め、モデル化及びパラメータ計算が厳密に同一ならば、第１のコーダによって発生されたビット・ストリームから、第２のものへ、対応のビット・フィールドをコピーすれば充分である。この大いに都合の良い状況は、例えば、適合励起（ＬＴＰ遅延）のためにＧ．７２９標準からＩＳ−６４１標準へのトランスコーディング上で生じる。

同じパラメータに対して、２つのコーダが、計算されたパラメータのビット形態への変換についてのみ異なっているならば、第１のフォーマットのビット・フィールドをデコーディングし、次に、それを、第２のフォーマットのコーディング方法を用いて、バイナリ領域に戻せば充分である。この変換も一対一の対応テーブルによって行われ得る。これは、例えば、Ｇ．７２９標準からＡＭＲ標準（７．４ｋｂｐｓ及び７．９５ｋｂｐｓモード）に、固定された励起をトランスコーディングする際の状況である。

上の２つの状況において、パラメータをトランスコーディングすることは、ビット・レベルに留まる。単純なビット操作は、該パラメータを、第２のコーディング・フォーマットと適合させる。他方、もし、信号から抽出されたパラメータが、２つのコーディング・フォーマットによって異なってモデル化されるかまたは量子化されるならば、一方から他方への通過は、このような簡単な事柄ではない。幾つかの方法が提案されてきた。それらは、パラメータ・レベル、励起レベル、またはデコーディングされた信号レベルで動作する。

パラメータ領域においてトランスコーディングするために、パラメータ・レベルに留まることは、もし、２つのコーディング・フォーマットが同じ方法でパラメータを計算し、かつ異なった方法でそれを量子化する場合には、可能である。量子化の差は、選択された方法（スカラ、ベクトル、予報、等）または精度に関連し得る。次に、パラメータをデコーディングし、それを第２のコーディング・フォーマットの方法を用いて量子化すれば充分である。その従来技術の方法は、現在では、特に、励起利得をトランスコーディングするために用いられている。デコーディングされたパラメータは、しばしば、それが再量子化される前に変更されなければならない。例えば、もし、コーダが異なったパラメータ分析頻度、もしくは異なったフレーム／サブフレーム長さを有するならば、パラメータを補間／デシメート（ｄｅｃｉｍａｔｅ）することが標準的に行われている。補間は、例えば、公開文書ＵＳ２００３／０３３１４２に記載された方法によって行われ得る。もう１つの変更オプションは、第２のコーディング・フォーマットによってそれに課せられる精度にパラメータをラウンド・オフ（ｒｏｕｎｄ ｏｆｆ）することである。この状況は、基本周波数（“ピッチ”）の高さに対するほとんどの部分に対して遭遇される。

パラメータ領域内のパラメータをトランスコーディングすることが可能でないならば、デコーディングは、一層高いレベルに行くことができる。このことは、信号領域からそう遠くに行くこと無しで、励起領域である。この技術は、Ｓｐｅｅｃｈ Ｃｏｄｉｎｇ，２０００，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ２０００，ＩＥＥＥ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｓｐｅｅｃｈ Ｃｏｄｉｎｇ，７８−８０頁のＨｏｎｇ−Ｇｏｏ Ｋａｎｇ， Ｈｏｎｇ Ｋｏｏｋ Ｋｉｍ，Ｃｏｘ，Ｒ．Ｖ．，による文献“清浄なフレーム消去されたチャンネル環境におけるスピーチ・コーダのトランスコーディング能力の改良”において、利得に対して提案されている。

最後に、最後の解決法（最も複雑で最も“知的”でない）は、合成された信号に基づいて、コーダがそうであるように、パラメータを明瞭に再計算することにある。この動作は、ある種の部分的タンデムに相当し、幾つかのパラメータだけが全体的に再計算される。この方法は、固定化された励起、上に引用されたＩＥＥＥ基準における利得、またはピッチのような異なったパラメータに適用されてきた。

パルスをトランスコーディングするために、パラメータを迅速かつ一層低い価格で計算するよう幾つかの技術が開発されてきたけれども、今日利用可能な幾つかの解決法は、もう１つのフォーマットにおける等価パラメータから１つのフォーマットのパルスを計算する知的なアプローチを用いている。合成による分析を用いたコーディングにおいて、パルス・コードの知的トランスコーディングは、モデル化が同一（または近い）の場合にのみ適用される。対照的に、モデル化が異なっている場合には、部分的タンデム法が用いられる。この動作の複雑さを制限するために、ターゲット信号のような導出された信号またはデコーディングされた信号の特性を利用する、収束されたアプローチが提案されてきているということに留意されたし。上で引用された文献ＵＳ−２００１／０２７３９３において、ＭＤＣＴ変換コーダを用いた実施形態では、知的トランスコーディングの特別な場合が考慮され得るビット・レート変化手順が記載されている。その手順は、第２のディクショナリからのベクトルを用いて第１のディクショナリからのベクトルを再量子化する。このため、それは、再量子化されるべきベクトルが第２のディクショナリに属するか否かに依存して、２つの状況間で区別する。量子化されたベクトルが新しいディクショナリに属するならば、モデル化は同一であり、もしそうでないならば、部分的なデコーディング方法が適用される。

上述の従来技術のすべてとそれ自体区別して、本発明は、パルスのセットの集合（ｅｎｓｅｍｂｌｅ）のパルス位置の組み合わせのサブセットを、パルスのセットのもう１つの集合のパルス位置の組み合わせから選択することに基づいたマルチパルス・トランスコーディングの方法を提案するものであり、２つの集合は、それらが含んでいるパルスの数によって、かつそれらの位置及び／またはそれらの振幅を制御するルールによって、区別されるものである。トランスコーディングのこの形態は、カスケード（トランスコーディング）におけるまたは特に並列（マルチコーディング及びマルチモード・コーディング）における多数のコーディングに対して非常に利益的である。

このため、本発明は、最初に、第１の圧縮コーデックと第２の圧縮コーデックとの間でトランスコーディングする方法を提案する。第１及び第２のコーデックは、パルス・タイプのものであり、各パルスが関連のインデックスによってマーキングされる位置を有するマルチパルス・ディクショナリを使用する。

本発明のトランスコーディング方法は、以下のステップを含む：
ａ） 適切な場合に、前記第１及び第２のコーデック間でコーディング・パラメータを適合させるステップと、
ｂ） 第１のコーデックから、パルス位置の選択された数及びそれらと関連したそれぞれの位置インデックスを得るステップと、
ｃ） 与えられたインデックスの各現在のパルス位置に対して、少なくとも現在のパルス位置並びに与えられたインデックスの直ぐ下の及び直ぐ上の関連のインデックスを有するパルス位置を含むパルス位置のグループを形成するステップと、
ｄ） ステップｃ）で形成された前記グループのユニオンによって構成された集合におけるパルス位置の少なくとも幾つかを第２のコーデックによって受容されたパルス位置の関数として選択するステップと、
ｅ） 送られた位置からコーディング／デコーディングするために、第２のコーデックに選択されたパルス位置を送るステップと、
を含む。前記選択ステップｄ）は、従って、第２のコーデックのディクショナリにおけるパルス位置の全数よりも少ないパルス位置の数に関連する。

もし、ステップｅ）において、第２の上述のコーデックがコーダであるならば、選択されたパルス位置は、送信された位置だけを探索することにより、コーディングのための該コーダに送信される、ということが特に明瞭である。もし、第２の上述のコーデックがデコーダであるならば、選択された位置は、デコーディングされるべき位置に対して送信される。

ステップｂ）は、第１のコーデックが第１のコーディング・フォーマットにおいて使用するパルス位置の第１の数を識別するよう、第１のコーデックによって供給されるビット・ストリームの部分的レコーディングを使用するのが好ましい。従って、ステップｂ）において選択された数は、パルス位置のこの第１の数に対応するのが好ましい。

長所的な実施形態においては、上述のステップは、その趣旨のプログラム命令を含むソフトウェア・プロダクトによって実行される。この点に関して、本発明は、また、プロセッサ・ユニットの、特に、コンピュータまたは移動端末の、メモリに記憶されるよう適合された、もしくは、プロセッサ・ユニットの読取り器と協働するよう適合された取り外し可能なメモリ媒体上に記憶されるよう適合された、上述の種類のソフトウェア・プロダクトにも向けられている。

本発明は、また、第１及び第２の圧縮コーデック間でトランスコーディングするための装置にも向けられており、その場合において、該装置は、上述のタイプのソフトウェア・プロダクトの命令を記憶するよう適合されたメモリを含んでいる。

本発明の他の特徴及び利点は、添付図面を参照して為される以下の詳細な説明から明瞭となるであろう。

最初に、本発明は、マルチパルス・ディクショナリを用いたオーディオ（スピーチ及び／またはサウンド）信号のようなディジタル・マルチメディア信号をモデル化すること並びにコーディングすることに関するものであることに留意されたし。それは、カスケードにおけるまたは並列（平行）における多数のコーディング／デコーディングの文脈において、またはマルチパルス表示により信号をモデル化する任意の他のシステムの文脈において、履行され得るものであり、該任意の他のシステムは、第１の集合（ｅｎｓｅｍｂｌｅ）に属するパルスの第１のセットの情報に基づいて、第２の集合のパルスの少なくとも１つのセットを決定しなければならないものである。簡潔さのために、第１の集合からもう１つの集合への通路だけを説明したが、本発明は、ｎの集合（ｎ≧２）への通路にも等しく適用される。さらに、以下では、２つのコーダ間の“トランスコーディング”の状況だけを説明するが、コーダ及びデコーダ間のトランスコーディングももちろん大した困難性無しでこのことから推論され得る。

従って、２つのコーディング・システムに対応するパルスのセットによって信号をモデル化する場合を考慮する。図１ａ及び１ｂは、第１のコーディング・フォーマットＣＯＤ１を用いた第１のコーダＥと、第２のコーディング・フォーマットＣＯＤ２を用いた第２のコーダＳとの間のトランスコーダＤを表している。コーダＥは、一連のコーディングされたフレームの形態で、コーディングされたビット・ストリームＳ_ＣＥをトランスコーダＤに出力する。トランスコーダＤは、第１のコーディング・フォーマットで用いられるパルス位置の数Ｎｅ及びそれらパルスの位置Ｐｅを回収するための部分デコーダ・モジュール１０を含んでいる。以下に詳細に明らかになるように、本発明のトランスコーダは、各パルス位置Ｐｅの右手ネイバー（ｎｅｉｇｈｂｏｒ）ｖ^ｅ _ｄ及び左手ネイバーｖ^ｅ _ｇを抽出し、そして第２のコーダＳによって認識されるこれらの近隣（ｎｅｉｇｈｂｏｒｈｏｏｄｓ）の結合において、パルス位置を選択する。従って、図１ａ及び１ｂに表されるトランスコーダのモジュール１１は、位置（図１ａ及び１ｂにＳｊで示される）のこの選択を第２のコーダＳに出力するためにこれらのステップを行う。この選択Ｓｊから、第２のコーダＳによって普通用いられるディクショナリよりも小さいサブディレクトリが構成されるということが特に明瞭であり、このことは、本発明の利点の１つである。このサブディレクトリを用いて、コーダＳによって行われるコーディングは、もちろん、一層高速であり、その理由は、これがコーディング品質を劣化させること無く一層制限されるからである。

図１ａに表されて例においては、トランスコーダＤは、さらに、第１のコーダＥが出力するコーディングされたストリームＳ_ＣＥを少なくとも部分的にデコーディングするためのモジュール１２を含んでいる。モジュール１２は、次に、第２のコーダＳに、元の信号Ｓ_０の少なくとも部分的にデコーディングされたバージョンＳ_０’を供給する。第２のコーダＳは、次に、該バージョンＳ_０’に基づくコーディングされたビット・ストリームＳ_ＣＳを出力する。

従って、この形態において、トランスコーダＤは、第２のコーダＳによる一層高速の（一層制限されているという理由で）コーディングを長所的に与える、第１のコーダＥと第２のコーダＳとの間のコーディング適合を行う。もちろん、これに対する代替例として、図１ａ及び１ｂにＳで参照されるエンティティは、デコーダであっても良く、この変形例においては、本発明のトランスコーダＤは、コーダＥとデコーダＳとの間で適切にトランスコーディングを行い、このデコーディングは、トランスコーダＤによって供給される情報のために高速である。プロセスは可逆的であるので、一層一般的には、本発明の意味において、トランスコーダＤは、第１のコーデックＥ及び第２のコーデックＳの間で動作するということが明瞭である。

コーダＥ、トランスコーダＤ及びコーダＳの配列は、図１ａに表されるように、“カスケード”構成に一致し得るということに留意されたし。図１ｂに表された変形例においては、この配列は、“並列（平行）”構成に一致し得る。この場合、２つのコーダＥ及びＳは、元の信号Ｓ_０を受信し、そして２つのコーダＥ及びＳは、それぞれ、コーディングされたストリームＳ_ＣＥ及びＳ_ＣＳを出力する。もちろん、ここで、第２のコーダＳは、図１ａからのバージョンＳ_０’をもはや受信する必要が無く、そして少なくとも部分的なデコーディングのためのトランスコーダＤのモジュール１２は、もはや必要では無い。もし、コーダＥがモジュール１１の入力（パルスの数とパルスの位置）と適合する出力を提供することができるならば、モジュール１０は、単に省略され得、もしくは、バイパスされ得るということにさらに留意されたし。

さらに、トランスコーダＤには、前述のステップを履行するための命令を記憶するメモリと、これらの命令を処理するためのプロセッサとが単に装備され得るということに留意されたし。

従って、本発明は以下のように適用され得る。第１のコーダＥは、与えられた信号Ｓ_０（例えば、元の信号）上でそのコーディング動作を行ってきた。従って、第１のコーダＥによって選択されたパルスの位置が利用可能である。該コーダは、コーディング・プロセス中にそれ自体の技術を用いてこれらの位置Ｐｅを決定した。第２のコーダＳもそのコーディングを行わなければならない。トランスコーディングの場合において、第２のコーダＳは、第１のコーダによって発生されたビット・ストリームだけを有し、そして本発明は、ここで、上述した“知的”トランスコーディングに適用可能である。並列（平行）における多数のコーディングの場合において、第２のコーダＳも第１のコーダが有する信号を有し、そして、ここに、本発明は、“知的マルチコーディング”に適用される。複数のフォーマットにおける同じコンテントをコーディングすることを必要するシステムは、他のフォーマットをコーディングするのを単純化するよう第１のフォーマットの情報を利用することができる。本発明は、また、後での（ポステリオリ）決定マルチモード・コーディングを構成する並列（平行）における多数のコーディングの特定の状況にも適用され得る。

本発明は、第１のフォーマットのパルスの位置Ｐｅ（以下にｅ_ｉとして互いに交換可能に示される）から、もう１つのコーディング・フォーマットに対するパルスの位置Ｐｓ（以下にｓ_ｉとして互いに交換可能に示される）を迅速に決定するために用いられ得る。それは、可能な位置の数を制限することにより、第２のコーダのためのこの動作の計算の複雑さをかなり減少する。このため、それは、第２のコーダのすべての可能な位置から位置の制限されたセットを限定するために、第２のコーダによって選択された位置を使用し、その制限されたセットにおいては、パルスのための位置の最良のセットが探索される。このことは、標準の網羅的なまたは収束された検索に対し信号の劣化を制限しつつ、その複雑さにおける相当の増加に帰結する。

従って、本発明は、第１のコーディング・フォーマットからの位置に基づいて、位置の制限されたセットを限定することにより、可能な位置の数を制限することが明瞭である。それは、現存の解決法が、優先権を与えることにより及び／または位置を除去することにより、可能な位置の数を制限するようモデル化されるべき信号の特性だけを用いているという点において、現存の解決法とは異なっている。

第１の集合のセットの各パルスに対して、可変の幅の及び一層大きいまたは一層小さい制約の２つのネイバー（右上の１つと左上の１つ）が限定されるのが好ましく、そこから可能な位置の集合が抽出され、その内部において、第２の集合の制約を満たすパルスの少なくとも１つの組み合わせが予め選択される。

トランスコーディング方法は、認可された複雑さの及び／または開始位置のセットの関数として各サブフレームごとにまたは処理の開始においてのいずれかで、各パルスごとの右手及び左手の近隣のそれぞれのサイズ（パルス位置の組み合わせについて）及び／またはパルス位置の数を適合させることにより、複雑さ／品質の妥協点（トレードオフ）を最適にするという利点を有する。本発明は、また、直接の近隣を長所的に好むことにより、位置の組み合わせの数を調節／制限する。

上述したように、本発明は、また、第２の集合のパルスの組み合わせを構成するのを容易にするネイバー位置を抽出するために特に設計されたアルゴリズムを有するソフトウェア・プロダクトにも向けられている。

上述したように、ネットワーク及びコンテントの混成の性質は、大いに変えられたコーディング・フォーマットを利用し得る。コーダは、多くの特性によって区別され得、特にその内の２つ、サンプリング周波数及びサブフレームの期間、が本発明の動作のモードを実質的に決定する。これらの状況に適合した本発明の実施形態との対応関係において、オプションを以下に説明する。

図２は、これらの状況を要約している。最初に、以下のものが得られる：
・ パルス位置の数Nｅ、Nｓ
・ それぞれのサンプリング周波数Fｅ、Fｓ、及び
・ サブフレーム期間Lｅ、Lｓ
これらは、それぞれ、コーダＥ及びSによって用いられる（ステップ２１）。従って、適合のステップ及びパルス位置の数Nｅ、Nｓを回収するステップは、長所的に取り替えられ得、もしくは、単に同時に行われ得るということがすでに明瞭である。

サンプリング周波数は、テスト２２において比較される。周波数が等しいならば、サブフレーム期間がテスト２３において比較される。等しくないならば、サンプリング周波数は、以下に説明する方法によってステップ３２において適合される。テスト２３に続いて、もし、サブフレーム期間が等しいならば、それぞれ、第１及び第２のコーディング・フォーマットによって用いられるパルス位置の数Nｅ及びNｓが、テスト２４において比較される。等しくないならば、サブフレーム期間は、これもまた以下で説明する方法を用いて、ステップ３３において適合される。ステップ２２、２３、３２及び３３は、一緒に、コーディング・パラメータを適合させる上述のステップａ）を限定することが明瞭である。一方ではステップ２２及び３２（サンプリング周波数の適合）、そして他方ではステップ２３及び３３（サブフレーム期間の適合）は、取り替えられ得るということに留意されたい。

サンプリング周波数が等しくかつサブフレーム期間が等しいという状況を最初に以下に説明する。

これは、最も好ましい状況であるが、それにもかかわらず、第１のフォーマットが、テスト２４の結果に従って、第２の（Nｅ≧Nｓ）及び反対の状況（Nｅ＜Nｓ）よりも多いパルスを使用するという状況を区別することが必要である。

＊ 図２におけるNｅ≧Nｓ
原理は以下の通りである。２つのコーダＥ及びＳのディレクトリは、それぞれ、各サブフレームにおいてNｅ及びNｓのパルスを用いる。

コーダＥは、サブフレームＳｅに渡ってそのＮｅのパルスの位置を計算する。これらの位置は、互いに交換可能に以下でｅ_ｉ及びｐ_ｅで示される。コーダＳのディレクトリのパルスに対する特権が与えられた位置の制限された集合Ｐｓは、次に、Ｎｅの位置ｅ_ｉから作られ、それらの近隣は、

で表され、ここに、ν^ｉ _ｄ及びν^ｉ _ｇ≧０ は、パルスｉの右手及び／または左手の近隣のサイズである。図２におけるステップ２７で選択されるν^ｉ _ｄ及びν^ｉ _ｇの値は、必要とされる品質及び複雑さに従って、より大きいかまたはより小さい。これらのサイズは、処理の開始において、任意に固定され得るか、または、各サブフレームｓ_ｅごとに選択され得る。

図２におけるステップ２９において、集合Ｐｓは、次に、各位置ｅ_ｉ並びにその右手ネイバーν^ｉ _ｄ及びその左手ネイバーν^ｉ _ｇを含む。

次に、コーダＳのディレクトリからＮｓのパルスの各々ごとに、Ｐｓによって提案されたものの中の１つを取るように該パルスが認可された位置を限定することが必要である。

このため、Ｓのディレクトリの構成を総括するルールが導入される。ＳのＮｓパルスが位置の予め限定されたサブセットに属し、パルスの与えられた数が、認可された位置の同じサブセットを共有するということが仮定される。例えば、１２．２ｋｂｐｓモード３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲコーダの１０のパルスが、上述の表3に示されるように５つの異なったサブセットに２つずつ配分される。Ｎｓ’は、異なった位置のサブセットの数を示し（Ｎｓ’＝５であるので、この例においてはＮｓ’≦Ｎｓ）、そしてＴ_ｊ（ｊ＝１〜Ｎｓ’）は、Ｓのディレクトリを限定する位置のサブセットを示す。

集合Ｐｓから出発して、集合Ｔ_ｊの１つとＰｓとの交差から帰結するＮｓ’のサブセットＳ_ｊは、式 Ｓ_ｊ＝Ｐｓ∩Ｔ_ｊ から図２におけるステップ３０において構成される。近隣ν^ｉ _ｄ及びν^ｉ _ｇはどんな交差も空であるべきでない充分なサイズのものでなければならない。従って、パルスの開始セットの関数として、必要ならば、隣人のサイズの調節を許容することが必要である。これは、近隣のサイズにおける増加（ステップ３５）と、交差の１つが空である場合にステップｃ）（図２におけるステップ２９）において形成されるグループの結合（ユニオン）Ｐｓの定義への復帰と共に、図２におけるテスト３４の目的である。他方、交差Ｓ_ｊのいずれも空でないならば、それは、コーダＳに送られるこれらの交差Ｓ_ｊから成るサブディレクトリである（終了ステップ３１）。

本発明は、ディレクトリの構造を長所的に利用する。例えば、コーダＳのディレクトリがＡＣＥＬＰタイプのものであるならば、それは、トラックの位置の、計算されたＰｓとの交差である。コーダＥのディレクトリもＡＣＥＬＰタイプのものであるならば、近隣抽出手順もトラック構造を利用し、近隣を抽出し、かつ位置の制限されたサブセットを構成するステップは、慎重に結合される。特に、第２の集合の制約に従って、パルスの結合の構成を考慮することは、近隣抽出アルゴリズムにとって有益である。以後明らかになるように、近隣抽出アルゴリズムは、第２の集合のパルスの結合の構成を容易にするために生成される。以後に説明する実施形態（２つのパルスを有するＡＣＥＬＰから４つのパルスを有するＡＣＥＬＰまで）の１つは、この種のアルゴリズムの例である。

従って、位置の可能な結合の数は小さく、コーダＳのディレクトリのサブセットのサイズは、元のディレクトリのサイズよりも概して非常に小さく、このことは、最後から二番目のトランスコーディング・ステップの複雑さを多いに減少する。パルス位置の組み合わせの数は、上述のサブセットのサイズを限定する。パルスの位置の組み合わせの数における減少をもたらし、かつ制限されたサイズのサブディレクトリを得るのを可能とするのは、本発明が減少するパルス位置の数である。

図３におけるステップ４６は、次に、減少されたサイズの該サブディレクトリにおけるＮｓパルスのための位置の最良のセットの検索を始めることにある。選択規準は、コーディング・プロセスのものと同様である。さらに複雑さを減少するために、このサブディレクトリの探索は、上述した従来技術の収束技術を用いて促進され得る。

図３は、コーダＥがコーダＳと少なくとも同じ位多くのパルスを用いている状況に対して本発明のステップを要約している。しかしながら、図２を参照してすでに指摘したように、第２のフォーマット（Ｓのフォーマット）に対する位置の数Ｎｓが、第１のフォーマット（Ｅのフォーマット）に対する位置の数Ｎｅよりも大きいならば、処理は、後述する２、３の有利な変形例においてのみ異なる。

概略的に、図３のステップは、以下のように要約される。（必要な場合にのみ存在し、従って、図３におけるブロック４１において点線で表されている）コーディング・パラメータを適合させるステップａ）の後：

・ コーダＥのパルスの位置ｅ_ｉ、好ましくは位置の数Ｎｅを回復し、（上述のステップｂ）に対応するステップ４２）

・ 隣人を抽出し、以下の式に従って隣人のグループを形成し、

（上述のステップｃ）に対応するステップ４３）

・ 図３に表されたステップ４４に対応する、上述のステップｄ）の選択を形成する位置の制限されたサブセット｛Ｓ_ｊ＝Ｐｓ∩Ｔ_ｊ｝を構成し、そして

・ 該選択をコーダＳに送る（上述のステップｅ）に対応するステップ４５）。このステップ４５の後、コーダＳは、次に、ステップ４４で得られた制限されたディレクトリにおける位置のセットを選択する。

従って、次のステップは、上で示した位置の第２の数Ｎｓを含む最適な位置のセット（ｏｐｔ（Ｓ_ｊ））のためのコーダＳによって受信されるサブディレクトリを探索するステップ４６である。サブディレクトリの探索を促進するために、位置の最適なセットを検索するステップ４６は、好ましくは、収束された検索によって履行される。処理は、第２のコーダＳによってその後に行われるコーディングと共に当然に続く。

次に、第１のコーディング・フォーマットによって用いられたパルスの数Ｎｅが、第２のコーディング・フォーマットによって用いられたパルスの数Ｎｓよりも小さい状況に対して与えられる処理の形態を説明する。

＊ 図２におけるNｅ＜Nｓ
ＳのフォーマットがＥのフォーマットより大きいパルスを用いる場合には、プロセスは、上で説明したのと同様である。しかしながら、Ｓのフォーマットのパルスは、制限されたディレクトリにおける位置を有さないかもしれない。この場合には、第１の実施形態において、全ての可能な位置が、これらのパルスに対して認可される。第２の及び好適な実施形態においては、隣人Ｖ_ｄ’及びＶ_ｇ’のサイズは、図２におけるステップ２８において単に増加される。

＊ 図２におけるNｅ＜Nｓ＜２Ｎｅ
ここでは、特別な場合が強調されなければならない。ＮｅがＮｓに接近している場合には、代表的には、Nｅ＜Nｓ＜２Ｎｅの場合には、次に、処理の上述の形態が全体的に適用可能なままであるとしても、位置を決定するための好適な方法が予想される。複雑さにおけるさらなる減少は、Ｅのものに基づいてＳのパルスの位置を直接固定することによって得られ得る。ＳのＮｅの第１のパルスは、Ｅのものの位置に置かれる。残りのＮｓ−Ｎｅのパルスは、（それらの直ぐの隣人において）第１のＮｅパルスにできる限り接近して置かれる。図２のステップ２５は、次に、数Ｎｅ及びＮｓが接近しているか否か（Ｎｅ＞Ｎｓの場合）をテストし、接近している場合、ステップ２６におけるパルス位置の選択は、上述の通りである。

もちろん、双方の場合、Ｎｅ＜Ｎｓ及びＮｅ＜Ｎｓ＜２Ｎｅにおいて、交差Ｓ_ｊの一方が上述の注意にかかわらず、空であるならば、近隣Ｖ^＋ _ｇ、Ｖ^＋ _ｄのサイズは、Ｎｅ≧Ｎｓの状況において説明したように、ステップ３５において単に増加される。

最後に、すべての場合において、交差Ｓ_ｊのいずれも空でないならば、交差Ｓ_ｊによって形成されたサブディレクトリは、第２のコーダＳに送られる（ステップ３１）。

次に、第１及び第２のフォーマットのコーディング・パラメータが、特にそれらのサンプリング周波数及びサブフレーム期間において同じでない場合に、適合ステップａ）において用いられる処理の形態を説明する。

後続の状況が、次に、区別される。

＊ サブフレーム期間が等しいが、サンプリング周波数が異なっている
この状況は、図２におけるテスト２２に対して“ｎ”（いいえ）に、そしてステップ２３に対して“ｙ”（はい）に対応する。適合ステップａ）は、次に、図２におけるステップ３２に適用される。

先の処理は、２つのフォーマットが同じ時間副分割を有さないので、ここでは直接に適用されることができない。サンプリング周波数が異なっているので、２つのフレームは、同じ期間に渡って、サンプルの同じ数を有さない。

タンデムが行うであろうように、コーダＥのフォーマットのものを考慮せずに、コーダＳのフォーマットのパルスの位置を決定するのではなく、むしろ、２つの異なった実施形態を構成する処理の２つの異なった形態が、ここでは提案される。それらは、２つのフォーマットの位置間での対応を創設することにより複雑さを制限し、その後に、処理は、（あたかもサンプリング周波数が等しいかのように）上述した処理に戻る。

第１の実施形態の処理は、第２のフォーマットのものによる第１のフォーマットの時間スケールの直接の量子化を用いる。一覧表にされ得るか式から計算され得るこの量子化動作は、第１のフォーマットのサブフレームの各位置に対して、第２のフォーマットのサブフレームにおけるその等価物を見つけるか、またはその逆である。

例えば、２つのフォーマットのサブフレームにおける位置Ｐｅ及びＰｓ間の対応は、以下の式によって限定され得、

ここに、Ｆｅ及びＦｓは、それぞれＥ及びＳのサンプリング周波数であり、Ｌｅ及びＬｓは、それらのサブフレームの長さであり、

は、整数部分を示す。

プロセッサ・ユニットの特性に依存して、この対応は、上の式を用いることができ、または、Ｌｅの値に対して長所的に一覧表にされることができる。中間の解決法も、第１のｌｅの値（ｌｅ＝Ｌｅ／ｄ、ここに、ｄは、Ｌｅ及びＬｓのうち最も高い共通因子である）だけを一覧表にすることにより選択され得、残りの位置は、次に、容易に推論される。

Ｓのサブフレームの複数の位置を、Ｅのサブフレームの位置に対応させることも可能であるということに留意されたし。例えば、

のすぐ下及びすぐ上の位置を保持する。

上述の一般的処理は、位置Ｐｅに対応する位置Ｐｓの集合から出発して適用される（近隣の抽出、パルスの組み合わせの構成、最適な組み合わせの選択）。

サブフレーム期間が等しいが、サンプリング周波数が異なっているこの状況は、コーダＥが３ＧＰＰ ＮＢ−ＡＭＲタイプのものであり、コーダＳがＷＢ−ＡＭＲタイプのものである実施形態を参照して、以下の表５ａ〜５ｄに見られる。ＮＢ−ＡＭＲコーダは、８ｋＨｚのサンプリング周波数に対して４０サンプルのサブフレームを有する。ＷＢ−ＡＭＲコーダは、１２．８ｋＨｚにおいて、サブフレームごとに６４サンプルを使用する。双方の場合において、サブフレームは、５ｍｓの期間を有する。表５ａは、ＷＢ−ＡＭＲサブフレームに対してＮＢ−ＡＭＲサブフレームにおける位置の対応を与え、表５ｂは、逆の対応を与える。表５ｃ及び５ｄは、制限された対応表である。

表５ａ： ＮＢ−ＡＭＲからＷＢ−ＡＭＲへの時間対応表

表５ｂ： ＷＢ−ＡＭＲからＮＢ−ＡＭＲへの時間対応表

表５ｃ： ＮＢ−ＡＭＲからＷＢ−ＡＭＲへの制限された時間対応表

表５ｄ： ＷＢ−ＡＭＲからＮＢ−ＡＭＲへの制限された時間対応表

簡略的に述べれば、以下のステップが適用される（図２ａ参照）：
ａ１） 第１の周波数から第２の周波数への直接のタイムスケールの量子化（図２ａにおけるステップ５１）、
ａ２） 該量子化の関数として、第１のサンプリング周波数によって特徴付けられる第１のコーディング・フォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置から、第２のサンプリング周波数によって特徴付けられる第２のコーディング・フォーマットを有するサブフレームにおける各パルス位置の決定（図２ａにおけるステップ５２）。

総括的な用語において、量子化ステップａ１）は、第２のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置Ｐｓを、第１のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置Ｐｅに対応させる関数からの計算及び／または作表によって行われ、該関数は、実際、第１のサンプリング周波数に対する第２のサンプリング周波数の比に対応する乗数係数に関連する線形結合の形態をとる。

さらに、第２のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置Ｐｓから、第１のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置Ｐｅに、反対方向に行くためには、もちろん、第２のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置Ｐｓに適用されるこの線形結合の逆関数が適用される。

明らかに、トランスコーディング・プロセスは、完全に可逆的であり、他方のトランスコーディング方向（Ｓ→Ｅ）に関して、一方のトランスコーディング方向（Ｅ→Ｓ）に等しく適合されるものとしている。

サンプリング周波数の適合の第２の実施形態は、サンプリング周波数の原理の通常の変更を用いる。第１のフォーマットによって発見されるパルスを含むサブフレームから出発して、２つのサンプリング周波数Ｆｅ及びＦｓの最小公倍数に等しい周波数において、オーバーサンプリングが適用される。次に、低域フィルタリングの後、第２のフォーマットのサンプリング周波数、すなわち、Ｆｓに戻るようにアンダーサンプリングが適用される。Ｅからのフィルタリングされたパルスを含む周波数Ｆｓにおいて、サブフレームが得られる。再度、オーバーサンプリング／ＬＰ（低域）フィルタリング／アンダーサンプリング動作の結果は、Ｅのサブフレームの各可能な位置に対して作表され得る。この処理は、“オン・ライン”計算によっても行われ得る。サンプリング周波数適合の第１の実施形態におけるように、Ｓの１つまたは複数の位置が、以下に説明されるように、Ｅの位置と関連し得、そして上述した本発明の意味において一般的処理が適用される。

図２ｂに表される変形例に示されるように、以下のステップが適用される：
ａ’１） 第１及び第２のサンプリング周波数の最小公倍数に等しい周波数Ｆ_ｐｃｍにおいて、第１のサンプリング周波数によって特徴付けられる第１のコーディング・フォーマットを有するサブフレームをオーバーサンプリングすること（図２ｂにおけるステップ５３）、及び
ａ’２） オーバーサンプリングされたサブフレームに低域フィルタリングを適用し（図２ｂにおけるステップ５４）、その後、第２のサンプリング周波数に対応するサンプリング周波数を達成するようアンダーサンプリングすることを続ける（図２ｂにおけるステップ５５）。
プロセスは、上述の第１の実施形態におけるように、Ｅのパルスから適合される（ステップ５６）、位置の数、おそらくは、位置の可変の数を、好ましくは、閾値方法によって得ることにより続く。

＊ サンプリング周波数が等しいが、サブフレーム期間が異なっている
サンプリング周波数が等しいがサブフレーム期間が異なっている状況において実行されるプロセスを次に説明する。この状況は、テスト２３に対して“ｎ”であるが、図２のテスト２２に対しては“ｏ”に対応する。適合ステップａ）は、次に、図２におけるステップ３３に適用される。

上述の状況におけるように、近隣抽出ステップは、このようなものとして、直接適用されることはできない。最初に、２つのサブフレームを適合させることが必要である。ここで、サブフレームは、サイズにおいて異なっている。この不適合性に直面して、タンデムが行うようにパルスの位置を計算するのではなく、むしろ、好適な実施形態は、第１のフォーマットのパルスの位置から第２のフォーマットのパルスのための位置の組み合わせの制限されたディレクトリを決定する、低い複雑さの解決法を提供する。しかしながら、Ｓのサブフレーム及びＥのサブフレームは同じサイズではないので、ＳのサブフレームとＥのサブフレームとの間の直接の時間的対応を創設することは可能ではない。（Ｅ及びＳのサブフレームがそれぞれＳＴ_Ｅ及びＳＴ_Ｓで示される）図４に示されるように、２つのフォーマットのサブフレームの境界は、整列しておらず、時間に渡って、サブフレームは互いに対してシフトしている。

好適な実施形態においては、Ｅの励起を、Ｓのタイミング・レートにおいて、擬似サブフレーム、すなわち、Ｓの励起のサイズに分割することが提案されている。擬似サブフレームは、図５においてＳＴ_Ｅ’で示されている。実際において、これは、Ｅ及びＳに共通のオリジンに対して位置を整列させるよう、サブフレームのサイズの差を考慮した２つのフォーマットにおける位置間の時間的対応を創設することに匹敵する。その共通のオリジンの決定は、後で詳細に説明する。

そのオリジンに対する第１のフォーマット（それぞれ第２のフォーマット）の位置Ｐ^ｏ _ｅ（それぞれＰ^ｏ _ｓ）は、サブフレームに対するＥ（それぞれＳ）のサブフレームｉ_ｅ（それぞれｊ_ｓ）の位置Ｐｅ（それぞれＰｓ）と一致する。従って：
０≦Ｐｅ＜Ｌｅかつ０≦Ｐｓ＜Ｌｓの場合、Ｐ^ｏ _ｅ＝Ｐｅ＋ｉ_ｅＬ_ｅかつＰ^ｏ＝Ｐｓ＋ｊ_ｓＬ_ｓ

Ｅのフォーマットのサブフレームｉ_ｅの位置Ｐｅに対して、Ｓのフォーマットをサブフレームｊ_ｓの位置Ｐｓが対応し、Ｐｓ及びｊ_ｓは、それぞれ、Ｅ及びＳに共通のオリジンＯに対するＰｅの位置Ｐ^ｏ _ｅのＬｓによるユークリッド分割の余り及び商である。

ここに、０≦Ｐｅ＜Ｌｅかつ０≦Ｐｓ＜Ｌｓである。

は、整数部分であり、≡は、モジュラスを示し、Ｅ（それぞれＳ）のサブフレームのインデックスは、共通オリジンＯに対して与えられる。

従って、サブフレームｊ_ｓにおける位置Ｐｅは、上述の一般的プロセスによりサブフレームｊ_ｓにおけるＳのパルスのための位置の制限された集合を決定するために用いられる。しかしながら、Ｌｅ＞Ｌｓならば、Ｓのサブフレームは、何等パルスを含み得ない。図６の例においては、サブフレームＳＴＥ０のパルスは、垂直ラインによって表わされている。Ｅのフォーマットは、サブフレームの終わりでＳＴＥ０のパルスを非常に良く集中させ得、この場合において、擬似サブフレームＳＴＥ’０は、何等パルスを含まない。Ｅによって置かれるパルスのすべては、分割時にＳＴＥ’１に発見される。この場合において、従来の収束された探索が、擬似サブフレームＳＴＥ’０に適用されるのが好ましい。

２つのフォーマットに共通の時間オリジンＯの決定のための好適な実施形態を次に説明する。その共通の基準は、位置（番号０）を構成し、該位置から、パルスの位置が引き続くサブフレームにおいて番号付けられる。この位置０は、本発明のトランスコーディング方法を用いたシステムに依存して、種々の方法で限定され得る。例えば、送信システム設備に含まれるトランスコーダ・モジュールに対しては、該設備がスタート・アップした後に受信される第１のフレームの第１の位置をオリジンに対して取ることが自然である。

しかしながら、その選択の欠点は、位置がますます大きな値を取り、それらを制限することが必要になり得るということである。このためには、可能な場合にはいつも、共通のオリジンの位置を更新すれば充分である。従って、もし、Ｅ及びＳのサブフレームのそれぞれの長さＬｅ及びＬｓが時間に渡って一定であるならば、共通のオリジンの位置は、Ｅ及びＳのサブフレームの境界が整列される時間ごとにリセットされる。このことは、周期的に生じ、（サンプルで表わされる）該周期は、Ｌｅ及びＬｓの最小公倍数に等しい。

Ｌｅ及び／またはＬｓが時間中一定でないという状況も予想され得る。ｎがサブフレーム番号を表わす場合のＬｅ（ｎ）及びＬｓ（ｎ）で現在示される２つのサブフレームの長さに共通の倍数を見つけることはもはや可能ではない。この場合において、作動中に値Ｌｅ（ｎ）及びＬｓ（ｎ）を合計すること及び各サブフレームにおいて得られる２つの合計を比較することが必要である：

Ｔｅ（ｋ）＝Ｔｓ（ｋ’）である各時間ごとに、共通のオリジンは、更新される（そして、位置ｋ×Ｌｅまたはｋ’×Ｌｓにおいて取られる）。２つの合計Ｔｅ及びＴｓは、リセットされるのが好ましい。

簡単かつ一層一般的に述べれば、第１の（それぞれ第２の）コーディング・フォーマットのサブフレーム期間を、第１の（それぞれ第２の）サブフレーム期間と呼べば、サブフレーム期間が異なっているときに実行される適合ステップは、図７に要約され、好ましくは、以下のようである：

ａ２０） 第１及び第２のフォーマットでサブフレームに共通のオリジンＯを限定する（ステップ７０）、

ａ２１） 第１のサブフレーム期間によって特徴付けられる第１のコーディング・フォーマットを有する引き続くサブフレームを、第２のサブフレーム期間に対応する期間Ｌ’ｅの擬似サブフレームに分割する（ステップ７１）、

ａ２２） 共通のオリジンＯを更新する（ステップ７９）、そして

ａ２３） 擬似サブフレームＰ’ｅにおける及び第２のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置間の対応を決定する（ステップ８０）。

共通のオリジンＯを決定するために、図７におけるテスト７２において以下の場合が区別される：
・ 第１及び第２の期間は時間中に固定される（テスト７２から出る“ｏ”）；及び
・ 第１及び第２の期間は時間中に変る（テスト７２から出る“ｎ”）。

前者の場合においては、共通のオリジンの時間位置は、第１の期間Ｓｔ（Ｌｅ）及び第２の期間Ｓｔ（Ｌｓ）のそれぞれのサブフレームの境界が時間中に整列するごとに（テスト７３はこれらの境界に与えられる）、周期的に更新される（ステップ７４）。

第２の場合においては、以下の場合であるのが好ましい：
ａ２２１） サブフレームの第１のフォーマットＴｅ（ｋ）との及びサブフレームの第２のフォーマットＴｓ（ｋ’）とのそれぞれの合計が引き続き行われる（ステップ７６）、
ａ２２２） 前記２つの合計が等しいことが検出され、前記共通のオリジンを更新するための時間を限定する（テスト７７）、及び
ａ２２３） 次の共通のオリジンの未来の検出のために、前記等しいことが検出された後、前述の２つの合計がリセットされる（ステップ７８）。

さて、サブフレーム期間とサンプリング周波数とが異なっている状況においては、上述の２つの状況に対して説明したＥ及びＳの位置間の対応のアルゴリズムを慎重に結合すれば充分である。

＊ 実施形態
本発明によるトランスコーディングの３つの実施形態を次に説明する。３つの実施形態は、合成による分析を用いた標準のスピーチ・コーダにおいて上で説明した状況で与えられる処理のアプリケーションを記載している。最初の２つの実施形態は、サンプリング周波数とサブフレーム期間が同一であるという好ましい状況を示している。最後の実施形態は、サブフレーム期間が異なっているという状況を示している。

＊ 第１の実施形態
第１の実施形態は、６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＭＰ−ＭＬＱモデルと、４つのパルスを有する５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＡＣＥＬＰモデルとの間の知的トランスコーディングに適用される。

高ビット・レートからＧ．７２３．１の低ビット・レートまでの知的トランスコーディングは、４つのパルスを有するＡＣＥＬＰモデルと共に、６つ及び５つのパルスを有するＭＰ−ＭＬＱモデルを利用する。ここで説明する実施形態は、ＭＰ−ＭＬＱパルスの位置から４つのＡＣＥＬＰパルスの位置を決定する。

Ｇ．７２３．１コーダの動作を以下に要約する。

ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２３．１の多数ビット・レート・コーダ及びそのマルチパルス・ディレクトリを上で説明してきた。Ｇ．７２３．１フレームが８ｋＨｚにおいて２４０サンプルを含み、各々６０サンプルの４つのサブフレームに分割されるということを言えば充分である。同じ制限が、３つのマルチパルス・ディクショナリの各々の任意のコード−ベクトルのパルスの位置上に課せられる。これらの位置は、すべて、同じパリティを有していなければならない（それらは、すべて偶数であるかまたはすべて奇数でなければならない）。６０（＋４）の位置のサブフレームは、従って、各々が３２の位置の２つのグリッドに分割される。偶数のグリッドは、［０、２、４、・・・、５８、（６０、６２）］で番号付けられた位置を含んでいる。奇数のグリッドは、位置［１、３、５、・・・、５９、（６１、６３）］を含んでいる。各ビット・レートごとに、ディレクトリの探索は、網羅的ではないけれども、上述したように複雑なままである。

６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＭＰ−ＭＬＱディレクトリの素子から５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＡＣＥＬＰディレクトリのサブセットを選択するのを次に説明する。

第１のコーディング動作中に決定された６．３ｋｂｐｓモードＭＰ−ＭＬＱ Ｇ．７２３．１ディレクトリの素子を知っている、５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＡＣＥＬＰディレクトリからの素子によりサブフレームの革新信号をモデル化することが目的である。従って、６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダによって選択されたパルスのＮｅの位置（Ｎｅ＝５または６）が利用可能である。

例えば、Ｎｅ＝５パルスによってモデル化される励起を有するサブフレームのための６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダのビット・ストリームから抽出された位置は、以下の通りであるということが仮定され得る。
ｅ_０＝０； ｅ_１＝８； ｅ_２＝２８； ｅ_３＝３８； ｅ_４＝４６；

サンプリング周波数またはサブフレーム期間の適合がここでは必要とされないということを思い起されたし。位置ｅ_ｉを回復するこのステップの後、引き続くステップは、次に、これらの５つのパルスの右手及び左手の近隣を直接に抽出することにある。右手及び左手の近隣（ｎｅｉｇｈｂｏｒｈｏｄｄｓ）は、ここでは、２に等しいものとして取られている。選択された位置の集合Ｐｓは、以下の通りである。

第３のステップは、前記ディレクトリ（表１に表される）によって認可された偶数トラック（それぞれ奇数トラック）の位置の４つの集合と共にＰｓのＮｓ＝４の交差を取ることにより、５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダのＡＣＥＬＰディレクトリの各パルス（ここでは１つのトラック）のための可能な位置の制限された集合を構成することにある。

偶数パリティに対して、

であり、ここに、

である。

奇数パリティに対して、

であり、ここに、

である。

これらの選択された位置の組み合わせは、検索が行われる新しい制限されたディレクトリを構成する。このステップのために、最適な位置のセットを選択するための手順は、５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダにおけるように、ＣＥＬＰ規準に基づいている。探索は、網羅的であり得るが、好ましく収束される。

制限されたディレクトリにおける位置の組み合わせの数は、５．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１コーダのＡＣＥＬＰディレクトリの位置の８１９２（＝２×８×８×８×８）の組み合わせの代わりに、１８０（＝４×３×３×４＋２×１×３×３）に等しい。

組み合わせの数は、（本例では偶数パリティである）６．３ｋｂｐｓモードに対して選択されたパリティだけを考慮することにより、さらに制限され得る。この場合において、制限されたディレクトリにおける組み合わせの数は、１４４に等しい。

関係する近隣のサイズに依存して、４つのパルスの１つに対して集合Ｐｓは、ＡＣＥＬＰモデルのトラックのための何等位置を含み得ない（集合Ｓｉの１つが空であるという状況）。従って、サイズ２の近隣に対して、Ｎｅパルスの位置がすべて同じトラック上にあるとき、Ｐｓは、該トラック及び隣接のトラックの位置だけを含む。この場合において、必要とされる品質／複雑さの妥協点（トレードオフ）に依存して、（該トラックの位置の集合を制限しないことになる）Ｔｉで集合Ｓｉを置き換えるか、またはパルスの右手の（または左手の）近隣を増加することのいずれかが可能である。例えば、６．３ｋｂｐｓモードのコーダのパルスのすべてがトラック２上にあり、右手及び／または左手の近隣が２に等しいならば、次に、トラック０は、パリティにかかわらず位置を持たないであろう。次に、該トラック０に位置を割り当てるために、左手及び／または右手の近隣のサイズを２だけ増加すれば充分である。

この実施形態を示すために、以下の例を考慮する：
ｅ_０＝４； ｅ_１＝１２； ｅ_２＝２０； ｅ_３＝３６； ｅ_４＝５２；

選択された位置の集合Ｐｓは以下の通りである：

同じパリティを保持することが望まれたと仮定すれば、４つのパルスのためのこれらの位置の初期の分割は以下の通りである：
Ｓ_０＝φ； Ｓ_１＝｛２、１０、１８、３４、５０｝； Ｓ_２＝｛４、１２、２０、３６、５２｝； Ｓ_３＝｛６、１４、２２、３８、５４｝
パルスの左手の近隣を２だけ増加することにより、以下を得る：
Ｓ_０＝｛０、８、１６、３２、４８｝； Ｓ_１＝｛２、１０、１８、３４、５０｝；
Ｓ_２＝｛４、１２、２０、３６、５２｝； Ｓ_３＝｛６、１４、２２、３８，５４｝
（従って、Ｓ_０≠φの場合）

＊ 第２の実施形態
以下の第２の実施形態は、同じ長さのＡＣＥＬＰモデル間の知的トランスコーディングに本発明を適用したものを示す。特に、この第２の実施形態は、８ｋｂｐｓモードＧ．７２９の４つのパルスを有するＡＣＥＬＰモデルと、６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９の２つのパルスを有するＡＣＥＬＰとの間の知的トランスコーディングに適用される。

Ｇ．７２９コーダの６．４ｋｂｐｓ及び８ｋｂｐｓモード間での知的トランスコーディングは、２つのパルスを有する１つのＡＣＥＬＰディレクトリ及び４つのパルスを有する第２のＡＣＥＬＰディレクトリを用いる。ここで説明する実施形態は、２つのパルス（６．４ｋｂｐｓ）の位置から４つのパルス（８ｋｂｐｓ）の位置を決定し、及びその逆を決定する。

ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９エンコーダの動作を簡単に説明する。このコーダは、６．４、８及び１１．８ｋｂｐｓの３つのビット・レートで動作し得る。最初の２つのビット・レートをここでは考慮する。Ｇ．７２９フレームは、８ｋＨｚにおいて８０サンプルを含み、各々４０サンプルの２つのサブフレームに分割される。各サブフレームに対して、Ｇ．７２９は、ＡＣＥＬＰモデルに一致するパルスにより革新信号をモデル化する。それは、８ｋｂｐｓモードに対して４つのパルスを用い、６．４ｋｂｐｓモードに対して２つのパルスを用いる。上の表２及び４は、パルスがこれら２つのビット・レートに対して採用することができる位置を与える。６．４ｋｂｐｓにおいては、位置のすべて（５１２）の組み合わせの網羅的な検索が行われる。８ｋｂｐｓにおいては、収束された検索が用いられるのが好ましい。

本発明による一般的処理がここで再度用いられる。しかしながら、２つのディレクトリに共通のＡＣＥＬＰ構造がここで利用されるのが長所的である。従って、位置のセット間の対応を確率することは、以下の表６に述べるように、４０サンプルのサブフレームを各々８位置の５つのトラックに分割することを利用する。

表６： Ｇ．７２９ＡＣＥＬＰディクショナリにおける５つのトラックに位置を分割する

２つのディレクトリにおいて、パルスの位置は、以下の表７に示すように、３つのトラックを共用する。

パルスのすべては、それらのトラック及び該トラックにおけるそれらのランクによって特徴付けられる。８ｋｂｐｓモード（Ｍｏｄｅ）は、パルス（Ｐｕｌｓｅｓ）を最初の３つのトラック（Ｔｒａｃｋｓ）の各々上に置き、最後のパルスを最後の２つのトラックの１つ上に置く。６．４ｋｂｐｓモードは、その最初のパルスをトラックＰ_１またはＰ_３上に置き、その第２のパルスをトラックＰ_０、Ｐ_１、Ｐ_２またはＰ_４上に置く。

表７： ８及び６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９のＡＣＥＬＰディレクトリのパルスを５つのトラックに分割

この実施形態は、近隣を抽出し、位置の制限された部分集合（ｓｕｂｅｎｓｅｍｂｌｅｓ）を構成するのを容易にするために、トラック（ＩＳＳＰ構造）のインターリービングを利用する。従って、１つのトラックからもう１つのトラックに移動するためには、右または左に１単位シフトさせれば充分である。例えば、トラック２の５番目の位置（絶対位置２２）において、右への１単位のシフト（＋１）は、トラック３上の５番目の位置（絶対位置２３）に行き、左への１単位のシフト（−１）は、トラック１上の５番目の位置（絶対位置２１）に行く。

一層一般的には、±ｄの位置シフトは、ここでは以下の影響において反映される。
トラックＰｉのレベルにおいて：
右手の近隣： Ｐｉ⇒Ｐ_{（ｉ＋ｄ）}≡５
左手の近隣： Ｐｉ⇒Ｐ_{（ｉ−ｄ）}≡５

トラックにおけるランクｍのレベルにおいて：
＊ 右手の近隣：
ｉｆ （Ｉ＋ｄ）≦４： ｍ_ｉ ⇒ ｍ_ｉ
ｉｆ ｎｏｔ： ｍ_ｉ ⇒ ｍ_ｉ＋１
＊ 左手の近隣：
ｉｆ （Ｉ−ｄ）≧０： ｍ_ｉ ⇒ ｍ_ｉ
ｉｆ ｎｏｔ： ｍ_ｉ ⇒ ｍ_ｉ−１

６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９コーダの２つのパルスを有するＡＣＥＬＰディレクトリの素子から、８ｋｂｐｓＧ．７２９コーダの４つのパルスを有するＡＣＥＬＰディレクトリの部分集合を選択することを次に説明する。

６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９サブフレームを考慮する。２つのパルスは、コーダによって置かれるが、８ｋｂｐｓモードＧ．７２９が置かなければならない他のパルスの位置を決定することが必要である。複雑さを完全に制限するために、パルスごとに１つの位置だけが選択され、位置の１つの組み合わせだけが保持される。このことは、従って、選択ステップが直接的であるという利点を有する。８ｋｂｐｓモードＧ．７２９の４つのパルスのうちの２つは、６．４ｋｂｐｓモードのものと同じ位置によって選択され、その後、残りの２つのパルスが、最初の２つのすぐ近隣に置かれる。上述したように、トラックの構造が利用される。２つの位置のバイナリ・インデックス（９つのビット上）をデコーディングすることにより、２つの位置を回復する第１のステップにおいて、対応の２つのトラックも決定される。（同一であって良い）これら２つのトラックから、近隣を抽出し、制限された部分集合を構成し、そしてパルスの組み合わせを選択する、最後の３つのステップは、次に、慎重に関連される。異なった場合が、２つの６．４ｋｂｐｓモード・パルスを含むトラックＰｉ（ｉ＝０〜４）に従って、次に識別される。

６．４ｋｂｐｓモード・パルスの位置は、ｅ_ｋで示され、８ｋｂｐｓモード・パルスの位置は、ｓ_ｋで示される。以下の表８は、各場合における選択された位置を与える。“Ｐ_ｊ＋ｄ＝Ｐｉ”で表わされている列は、トラックのレベルにおいて、近隣の法律を特定し、かつトラックＰｉにおいて終結する。トラックＰｉのレベルにおいて：
＊ 右手の近隣に対して： Ｐｉ ⇒ Ｐ_{（ｉ＋ｄ）}≡５
＊ 左手の近隣に対して： Ｐｉ ⇒ Ｐ_{（ｉ−ｄ）}≡５

表８： ６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９ＡＣＥＬＰディレクトリの２つのパルスから、８ｋｂｐｓモードＧ．７２９の制限されたディレクトリを選択

従って、目的は、異なった選択が行われるけれども、２つの開始位置に対して、４つの位置の配分をバランスすることであることが好ましい。（表８に括弧書きの指数で示された）４つの状況が、それにもかかわらず、周辺効果の問題を生じ得る：

状況（１）： ｅ_１＝０ならば、ｓ_３＝ｅ_１−１を取ることができず、ｓ_３＝ｅ_０＋２を選択する。
状況（２）： ｅ_１＝３９ならば、ｓ_０＝ｅ_１＋１を取ることができず、ｓ_０＝ｅ_０−１を選択する。
状況（３）： ｅ_１＝３８ならば、ｓ_０＝ｅ_０＋２を取ることができず、ｓ_０＝ｅ_１−２を選択する。
状況（４）： ｅ_１＝３９ならば、ｓ_０＝ｅ_１＋１を取ることができず、ｓ_０＝ｅ_０−３を選択する。

複雑さをさらに減少するために、各パルスｓ_ｋの符号は、それが推論されるパルスｅ_ｊの符号と等しく取られ得る。

４つのパルスを有する８ｋｂｐｓモードＧ．７２９ＡＣＥＬＰディレクトリの素子から、２つのパルスを有する６．４ｋｂｐｓモードＧ．７２９ＡＣＥＬＰディレクトリの部分集合を選択することを、次に説明する。

８ｋｂｐｓモードＧ．７２９サブフレームに対して、第１のステップは、８ｋｂｐｓモードによって発生される４つのパルスの位置を回復することである。これら４つの位置のバイナリ・インデックス（１３ビット上の）をデコーディングすることは、最初の３つの位置（トラック０〜２）に対するそれらのそれぞれのトラックにそれらのランクをもたらし、そして該トラックにおけるそのランクと一緒に４番目のパルスのトラック（３または４）にそれらのランクをもたらす。各位置ｅ_ｉ（０≦ｉ＜４）は、ｐ_ｉがそのトラックのインデックスであり、ｍ_ｉが該トラックにおけるそのランクである対によって特徴付けられる。ここで、
ｅ_ｉ＝５ｍ_ｉ＋ｐ_ｉ
この場合、Ｉ＜３に対して０≦ｍ_ｉ＜８かつｐ_ｉ＝ｉ、そしてｐ_３＝３または４である。

すでに述べたように、近隣抽出及び制限された部分集合構成は、組み合わされて、２つのディレクトリに共通のＩＳＳＰ構造を長所的に利用する。５つのトラックＰ_ｊとの、４つの位置の近隣の集合Ｐｓの５つの交差Ｔ’_ｊは、トラックをインターリービングすることにより誘導される隣接位置所有権を利用することにより構成される：
Ｔ’_ｊ＝Ｐ_３∩Ｐ_ｊ

従って、パルス（ｐ、ｍ）の＋１（それぞれ、−１）の右手（それぞれ左手）の近隣は、ｐ＜４ならば、Ｔ’_ｐ＋１に（それぞれ、ｐ＞０ならば、Ｔ’_ｐ−１に）属し、そうでない（ｐ＝４）ならば、ｍ＜７という条件でＴ’_０に（それぞれ、ｍ＞０という条件でＴ’_４（Ｉ＝０）に）属する。４番目のトラックに属する４番目のパルスの位置のための右手のネイバーに関する（それぞれ、第１のトラックの位置のための左手のネイバーに関する）制限は、隣の位置がサブフレームの外側にないということを確実にする。

従って、モジュロ（法）５の表記法（ノーテーション）（≡５）を用いれば、パルス（ｐ、ｍ）の＋１（それぞれ、−１）の右手（それぞれ左手）のネイバーは、Ｔ’_{（ｐ＋１）≡５}に（それぞれ、Ｔ’_{（ｐ−１）≡５}に）属する。周辺効果を考慮することが必要であるということに留意されたし。近隣サイズｄに一般化して、パルス（ｐ、ｍ）の＋ｄの右手ネイバー（それぞれ、−ｄの左手ネイバー）は、Ｔ’_{（ｐ＋ｄ）≡５}に（それぞれ、Ｔ’_{（ｐ−ｄ）≡５}に）属する。±ｄのネイバーのランクは、ｐ＋ｄ≦４（またはｐ−ｄ≧０）ならば、ｍに等しく、そうでないならば、ランクｍは、右手ネイバーに対して増分され、左手ネイバーに対して減分される。従って、周辺効果を考慮することは、ｐ＋ｄ＞４ならば、ｍ＜７、そしてｐ−ｄ＜０ならば、ｍ＞０ということを確実にすることとなる。

５つのトラックにおけるネイバーのこの配分から出発して、２つのパルスの位置の部分集合Ｓ_０及びＳ_１を決定することは、簡単な事柄である：
Ｓ_０＝Ｔ’_１∪Ｔ’_３及びＳ_１＝Ｔ’_０∪Ｔ’_１∪Ｔ’_２∪Ｔ’_４

４番目及び最後のステップは、得られた２つの部分集合における最適な対を検索することにある。検索アルゴリズム（トラック構造を利用する標準化されたアルゴリズムのような）及びパルスのトラックごとの記憶は、再度、検索アルゴリズムを単純化する。実際、従って、集合Ｔ’_ｊが単独で用いられるので、制限された部分集合Ｓ_０及びＳ_１を明白に構成することは、無益である。

以下の例において、４つの８ｋｂｐｓモードＧ．７２９パルスが、以下の位置に置かれた：
ｅ_０＝５； ｅ_１＝２１； ｅ_２＝２２； ｅ_３＝３４

これら４つの位置は、４つの対によって特徴付けられる。
（ｐ_ｉ、ｍ_ｉ）＝（０、１）、（１、４）、（２、４）、（４、６）

１に等しい固定された近隣（ｎｅｉｇｈｂｏｒｈｏｏｄ）を取ると、５つの交差Ｔ’_ｊは、以下のように構成される：

従って、

位置の表記法（ノーテーション）に戻して、

最後のステップにおいて、Ｇ．７２９ ６．４ｋｂｐｓモードのものと同様のアルゴリズムは、パルスの最良の対に対する検索を行う。該アルゴリズムは、探索されるべき位置の組み合わせの数が非常に小さいので、ここでは、ましてや複雑ではない。該例において、テストされるべき組み合わせの数は、単に４（カーディナル（Ｔ’_１）＋カーディナル（Ｔ’_３））に８（カーディナル（Ｔ’_０）＋カーディナル（Ｔ’_１）＋カーディナル（Ｔ’_２）＋カーディナル（Ｔ’_４））を乗算しただけであり、すなわち、５１２の代わりに３２の組み合わせだけである。

サイズ１の近隣に対して、８％より少ない位置の組み合わせが、１０％（５０の組み合わせ）を超えることなく、平均で探索されるべきである。サイズ２の近隣に対して、１７％より少ない位置の組み合わせが、平均で探索されるべきであり、そして多くても２５％の組み合わせが探索されるべきである。サイズ２の近隣に対して、（制限されたディレクトリを探索する価格、及び交差の構成と関連した近隣を抽出する価格を一緒に一まとめにする）本発明によって提案された処理の複雑さは、３０％より少ない等価の品質に対する網羅的な検索を表わす。

＊ 第３の実施形態
最後の実施形態は、８ｋｂｐｓモードＧ．７２９ ＡＣＥＬＰモデル及び６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＭＰ−ＭＬＱモデル間の通過を示す。

Ｇ．７２３．１（６．３ｋｂｐｓモード）及びＧ．７２９（８ｋｂｐｓモード）間のパルスの知的トランスコーディングは、２つの主な困難を伴う。最初に、フレームのサイズが異なっている（Ｇ．７２３．１に対しては、６０サンプルであるのに対して、Ｇ．７２９に対しては４０サンプル）。第２の困難性は、ディクショナリの異なった構造にリンクされる（Ｇ．７２９に対してはＡＣＥＬＰタイプ及びＧ．７２３．１に対してはＭＰ−ＭＬＱタイプ）。ここで説明する実施形態は、トランスコーディングの品質を保持しつつ減少した価格でパルスをトランスコーディングするために、本発明がこれらの２つの問題をいかに除去するかを示している。

まず、時間的対応は、Ｅ及びＳに共通のオリジンに対して位置を整列させるために、サブフレームのサイズの違いを考慮して、２つのフォーマットにおける位置間でセットアップされる。Ｇ．７２９及びＧ．７２３．１サブフレームの長さが１２０の最小公倍数を有するので、時間的対応は、１２０のサンプルのブロックによってセットアップされ、すなわち、図４ｂの例に示されるように、３つのＧ．７２９サブフレームごとに２つのＧ．７２３．１サブフレームによってセットアップされる。代替的には、フレームの完全なブロック上で動作することが好ましいかも知れない。この場合において、２４０サンプルのブロックが選択され、すなわち、３つのＧ．７２９フレーム（６つのサブフレーム）ごとにＧ．７２３．１フレーム（４つのサブフレーム）が選択される。

次に、４つのパルスを有する８ｋｂｐｓモードＧ．７２９ＡＣＥＬＰディレクトリの素子から、６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ＭＰ−ＭＬＱディレクトリの部分集合を選択することを説明する。第１のステップは、３つのＧ．７２９サブフレーム（インデックスｉ_ｅを有する、０≦ｉ_ｅ≦２）のブロックによってパルスの位置を回復することにある。サブフレームｉ_ｅにおける該ブロックの位置は、ｐ_ｅ（ｉ_ｅ）で示される。

近隣の抽出の前に、１２の位置ｐ_ｅ（ｉ_ｅ）が、（インデックスｊ_ｓの、０≦ｊ_ｓ≦１）２つのＧ．７２３．１サブフレームに分割された１２の位置ｐ_ｓ（ｉ_ｓ）に変換される。上の一般的な式は、サブフレームの期間の適合を行うために（サブフレームの長さのモジュラスに関連して）用いられ得る。しかしながら、インデックスｉ_ｅの値に従って、３つの状況を区別することがここでは単に好ましい：

ｉ_ｅ＝０ならば、次に、ｊ_ｓ＝０及びｐ_ｓ＝ｐ_ｅである
ｉ_ｅ＝２ならば、次に、ｊ_ｓ＝１及びｐ_ｓ＝ｐ_ｅ＋２０である
ｉ_ｅ＝１ならば、次に、ｐ_ｅ＜２０の場合に、ｊ_ｓ＝０及びｐ_ｓ＝ｐ_ｅ＋４０である
そうでない場合に（ｐ_ｅ≧２０）、ｊ_ｓ＝１及びｐ_ｓ＝ｐ_ｅ−２０である
従って、どんな分割及びどんな動作モジュロｎも行われない。

ブロックのサブフレームＳＴＥ０において回復された４つの位置は、同じ位置を有するサブフレームＳＴＳ０に直接割り当てられ、ブロックのサブフレームＳＴＥ２のそれらは、＋２０の位置増分を有するサブフレームＳＴＳ１に直接割り当てられ、２０以下のサブフレームＳＴＥ１の位置は、＋４０の増分を有するサブフレームＳＴＳ０に割り当てられ、そして、他は、−２０の増分を有するサブフレームＳＴＳ１に割り当てられる。

これら１２の位置の近隣は、次に、抽出される。それらのサブフレームから抽出されるべきサブフレームＳＴＳ０（それぞれＳＴＳ１）の位置の右手（それぞれ左手）の近隣が認可され得るということに留意されたし。これらの近隣の位置は、次に、サブフレームＳＴＳ１（それぞれＳＴＳ０）にある。

時間的対応及び近隣抽出のステップは、相互交換され得る。この場合において、それらのサブフレームから抽出されるべきサブフレームＳＴＥ０（それぞれＳＴＥ２）の位置の右手（それぞれ左手）の近隣は、認可されることができ、これらのネイバー（ｎｅｉｇｈｂｏｒ）の位置は、次に、サブフレームＳＴＥ１にある。同様に、ＳＴＥ１における位置の右手（それぞれ左手）の近隣（ｎｅｉｇｈｂｏｒｈｏｏｄｓ）は、ＳＴＥ２（それぞれＳＴＥ０）におけるネイバーの位置に導くことができる。

各サブフレームＳＴＳごとの制限された位置の集合が構成されてしまうと、最後のステップは、同じパリティを有するＮｐ（＝６または５）パルスを選択するよう各サブフレームＳＴＳごとにこの方法で構成される制限されたディレクトリを探索することにある。この手順は、標準化されたアルゴリズムから導出されることができるし、または他の収束手順からそのインスピレーションを取ることができる。

この実施形態を示すために、２つのＧ．７２３．１サブフレームのサブディレクトリを構成するよう用いられ得る３つのＧ．７２９サブフレームを考慮する。Ｇ．７２９が以下の位置をもたらすと仮定する：

上述の時間的対応ステップのアプリケーションの後、サブフレームＳＴＳ０及びＳＴＳ１へのこれら１２の位置の割り当ては、以下の通りである：

従って、サブフレームＳＴＳ０に対して位置｛１、５、３２、３９、４４、４５｝及びサブフレームＳＴＳ１に対して｛２、１１、２０、２１、４４、５７｝のセットを有する。

この段階において、近隣を抽出することが必要である。例えば、１に固定された近隣を取ると、以下が得られる：

ＭＰ−ＭＬＱは、それらのパリティとは別にパルスに制約を課さない。サブフレームに渡って、それらはすべて同じパリティを有さなければならない。従って、以下のように、Ｐ_ｓ０及びＰ_ｓ１を２つの部分集合に分割することがここでは必要である。

最後に、このサブディレクトリは、Ｇ．７２３．１サブフレームＦＴＳ０及びＳＴＳ１のためのＣＥＬＰ規準の意味において、Ｎ_ｐの最良の位置を決定する選択アルゴリズムに送信される。このことは、テストされるべき組み合わせの数をかなり減少する。例えば、サブフレームＳＴＳ０に、９つの偶数位置及び８つの奇数位置が、３０及び３０ではなく、残る。

それにもかかわらず、近隣の抽出が位置のＧ．７２３．１の数よりも少ない可能な位置の数Ｎ（Ｎ＜Ｎ_ｐ）をもたらすように、Ｇ．７２９によって選択された位置があるという状況において、或る予備注意が必要とされる。このことは、特に、Ｇ．７２９の位置がすべて順番にある（例えば：｛０、１、２、３｝）場合のケースである。次に、２つのオプションがある：

・ 充分なサイズがＰｓに対して得られるまで（サイズ≧Ｎ_ｐ）、関係するサブフレームのための近隣のサイズを増加すること、または
・ 最初のＮパルスを選択し、そして、上述のように、残りのＮｐ−Ｎパルスに対して、グリッドの３０−Ｎの残りの位置の中からの検索を認可すること、のいずれかのオプション。

６．３ｋｂｐｓモードＧ．７２３．１ ＭＰ−ＭＬＱディレクトリの素子から、４つのパルスを有する８ｋｂｐｓモードＧ．７２９ＡＣＥＬＰディレクトリの部分集合を選択することにある、反対処理動作を次に説明する。

全体的に、プロセスは同様である。２つのＧ．７２３．１サブフレームは、３つのＧ．７２９フレームに対応する。再度、Ｇ．７２３．１の位置は、抽出されて、Ｇ．７２９の時間フレームに変換される。これらの位置は、近隣を抽出して最適な位置を検索するようＡＣＥＬＰ構造から以前のように恩恵を受けるために、“トラック−トラックにおけるランク”の形態で長所的に変換され得る。

同じ配列は、以前にように、近隣抽出が位置の不充分な数（ここでは、４つの位置よりも少ない）をもたらすであろう状況を阻止するために採用される。

従って、本発明は、パルスの第１のセットからパルスのセットの位置を一層低価格で決定し、パルスの２つのセットは、２つのマルチパルス・ディレクトリに属する。これら２つのディレクトリは、それらのサイズ、それらのコード・ワードのパルスの長さ及び数、並びにパルスの位置及び／または振幅を制御するルールによって区別され得る。第２のディレクトリにおけるセットのそれらを決定するために、第１のディレクトリにおける選択されたセットのパルスの位置の近隣に対して優先権が与えられる。本発明は、さらに、複雑さをさらに減少するために出発及び／または目的先ディレクトリの構造を利用する。ＭＰ−ＭＬＱモデルからＡＣＥＬＰモデルへの変化を伴う上述の第１の実施形態から、本発明は、異なった構造的制約を有する２つのマルチパルス・モデルに適用することが容易であるということが明瞭であろう。同じＡＣＥＬＰ構造に基づいてパルスの異なった数を有する２つのモデル間での通過を伴う第２の実施形態から、本発明は、トランスコーディングの複雑さを減少するために、ディレクトリの構造を長所的に利用するということが明瞭であろう。ＭＰ−ＭＬＱモデル及びＡＣＥＬＰモデル間の通過を伴う第３の実施形態から、本発明は、異なったサブフレームの長さまたはサンプリング周波数を有するコーダにさえ適用され得るということが明瞭であろう。本発明は、品質／複雑さの妥協点（トレードオフ）を調整し、特に、マルチパルス・モデルの従来の検索に比較して、最小の劣化に対して計算の複雑さを多いに減少する。

“カスケード”構成における本発明についてのトランスコーディング文脈の図である。 “並列”構成における本発明についてのトランスコーディング文脈の図である。 行われるべき種々のトランスコーディング・プロセスの図である。 第１のコーダＥ及び第２のコーダＳのサンプリング周波数が異なっている場合に使用するための適合プロセスの図である。 図２ａのプロセスの変形例の図である。 本発明のトランスコーディング方法のステップを要約した図である。 Ｌｅ＞Ｌｓである場合の、それぞれ異なった期間Ｌｅ及びＬｓを有するが、同じサンプリング周波数を有するコーダＥ及びＳの２つのサブフレームの図である。 Ｇ．７２３．１コーダ及びＧ．７２９コーダ間の時間対応を示す図４の実際的履行を表す図である。 第２のコーダＳのレートにおける第１のコーダＥの励起の分割を示す図である。 擬似サブフレームＳＴＥ’０の１つが空である状況を示す図である。 第１のコーダＥ及び第２のコーダＳのサブフレーム期間が異なっている場合に使用するための適合プロセスの図である。

符号の説明

ＣＯＤ１ 第１のコーディング・フォーマット
Ｅ 第１のコーダ
ＣＯＤ２ 第２のコーディング・フォーマット
Ｓ 第２のコーダ
Ｄ トランスコーダ
１０ 部分デコーダ・モジュール
１１ トランスコーダのモジュール
１２ トランスコーダのモジュール

Claims (21)

1. 第１のサウンド圧縮コーデックと、第２のサウンド圧縮コーデックとの間のトランスコーディングの方法であって、前記第１及び第２の圧縮コーデックは、パルス・タイプのものであり、各パルスが関連のインデックスによってマークされる位置を有するマルチパルス・ディクショナリを用いるものであり、前記方法は、
   ａ） サブフレーム期間及びサンプリング周波数の中で少なくとも１つのコーディング／デコーディング・パラメータの前記第１及び第２の圧縮コーデック間の適合を検査するとともに、適合が必要な場合に、前記第１及び第２の圧縮コーデック間で前記コーディング／デコーディング・パラメータを適合させるステップと、
   ｂ） 第１の圧縮コーデックから、選択されたパルス位置の数（Ｎ_ｅ）及びそれらと関連したそれぞれの位置インデックス（ｅ_ｉ）を得るステップと、
   ｃ） 前記第１の圧縮コーデックから得られた、与えられたインデックスの各現在のパルス位置に対して、少なくとも現在のパルス位置並びに与えられたインデックスの直ぐ下の及び直ぐ上の関連のインデックスを有するパルス位置を含むパルス位置のグループを形成するステップと、
   ｄ） ステップｃ）で形成された前記グループの結合によって構成された集合（Ｐ_ｓ）におけるパルス位置の少なくとも幾つかを、第２の圧縮コーデックによって受容されたパルス位置（Ｔ_ｊ）の中から選択するステップと、
   ｅ） 第２の圧縮コーデックに、ステップｄ）で選択されたパルス位置を送るステップと、を含み、前記第２の圧縮コーデックは、コーディング／デコーディングを行うために、ステップｄ）で選択された前記パルス位置を用い、ステップｄ）における前記選択は、次に、第２の圧縮コーデックによって受容されたパルス位置の全数よりも少ないパルス位置の数に関連することを特徴とする方法。
2. 第１の圧縮コーデック（Ｅ）は、第１のコーディング／デコーディング・フォーマットにおいてパルスの第１の数を用い、ステップｂ）における前記選択された数（Ｎ_ｅ）は、パルス位置の前記第１の数に対応することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. ・ 第１の圧縮コーデック（Ｅ）は、第１のコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第１の数（Ｎ_ｅ）を用い、
   ・ 第２の圧縮コーデック（Ｓ）は、第２のコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第２の数（Ｎ_ｓ）を用い、
   第１の数（Ｎ_ｅ）は、第２の数（Ｎ_ｓ）以上であり（Ｎ_ｅ≧Ｎ_ｓ）、そして、ステップｃ）で形成された各グループは、与えられたインデックスの前記現在のパルス位置の右手のネイバーのパルス位置（ｖ^ｉ _ｄ）及び左手のネイバーのパルス位置（ｖ^ｉ _ｇ）を含み、左手及び右手のネイバーのパルス位置のそれぞれの数は、複雑さ／トランスコーディング品質の妥協点の関数としてステップｃ）で前記各グループを形成するように選択されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. ・ ステップｃ）で形成された前記グループの結合によって構成された集合（Ｐ_ｓ）；
   及び
   ・ 第２の圧縮コーデックによって受容されたパルス位置（Ｔ_ｊ）の交差（Ｓ_ｊ）から帰結するパルス位置の組み合わせのサブディレクトリがステップｄ）において構成され、それにより、前記サブディレクトリは、第２の圧縮コーデックによって受容されるパルス位置（Ｔ_ｊ）の組み合わせの数よりも小さいサイズを有することを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. ステップｅ）の後に、前記サブディレクトリは、第２のコーダ（Ｓ）のレベルにおいて位置の前記第２の数（Ｎ_ｓ）を含む位置の最適なセットのために検索されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 位置の最適なセットのために検索するステップは、前記サブディレクトリの探索を促進するよう、収束された検索により行われることを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記第１の圧縮コーデックは、一連のコーディングされたフレームを出力するよう適合され、そして、ステップｃ）で形成されたグループにおけるパルス位置のそれぞれの数は、１つのフレームから他のフレームに引き続き選択されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の方法。
8. ・ 第１の圧縮コーデック（Ｅ）は、第１のコーディング／デコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第１の数（Ｎ_ｅ）を用い、
   ・ 第２の圧縮コーデック（Ｓ）は、第２のコーディング／デコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第２の数（Ｎ_ｓ）を用い、
   第１の数（Ｎ_ｅ）は、第２の数（Ｎ_ｓ）よりも小さく（Ｎ_ｅ＜Ｎ_ｓ）、そして、パルス位置の第２の数（Ｎ_ｓ）において提供されたパルス位置が、ステップｃ）で形成されたグループのパルス位置に含まれるか否かを決定するよう、さらなるテストが行われ、該テストの否定的結果の場合には、ステップｃ）で形成されたグループにおけるパルス位置の数が増加されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
9. ・ 第１の圧縮コーデック（Ｅ）は、第１のコーディング／デコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第１の数（Ｎ_ｅ）を用い、
   ・ 第２の圧縮コーデック（Ｓ）は、第２のコーディング／デコーディング・フォーマットにおけるパルス位置の第２の数（Ｎ_ｓ）を用い、
   第１の数Ｎ_ｅと第１の数Ｎ_ｅの２倍との間に第２の数Ｎ_ｓがある（Ｎ_ｅ＜Ｎ_ｓ＜２Ｎ_ｅ）ならば：
   ｃ１） Ｎ_ｅのパルス位置が初めから選択され； そして
   ｃ２） ステップｃ１）で選択されたパルス位置の直ぐ近隣に限定されるパルス位置の補数（ａ ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｎｕｍｂｅｒ）Ｎ_ｓ−Ｎ_ｅがさらに選択される、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
10. 前記第１の圧縮コーデックは、与えられた第１のサンプリング周波数で、かつ与えられた第１のサブフレーム期間から動作し、そして、前記適合がステップａ）で実行される前記コーディング／デコーディング・パラメータが、サブフレーム期間及びサンプリング周波数を含み、前記第２の圧縮コーデックが、第２のサンプリング周波数及び第２のサブフレーム期間で動作し、そして以下の４つの状況：
    ・ 第１及び第２の期間が等しく、第１及び第２のサンプリング周波数が等しい；
    ・ 第１及び第２の期間が等しく、第１及び第２のサンプリング周波数が異なっている；
    ・ 第１及び第２の期間が異なっており、第１及び第２のサンプリング周波数が等しい； そして
    ・ 第１及び第２の期間が異なっており、第１及び第２のサンプリング周波数が異なっている；
    が、ステップａ）で区別されることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の方法。
11. 第１及び第２の期間は等しく、第１及び第２のサンプリング周波数は異なっており、該方法は、
    ａ１） 第１のサンプリング周波数から第２のサンプリング周波数への直接量子化のステップと、
    ａ２） 第１のサンプリング周波数によって特徴付けられる第１のコーディング／デコーディング・フォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置から、第２のサンプリング周波数によって特徴付けられる第２のコーディング／デコーディング・フォーマットを有するサブフレームにおける各パルス位置の、前記量子化の関数としての決定のステップと、を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 量子化のステップａ１）は、第１のフォーマット（ｐ_ｅ）を有するサブフレームにおけるパルス位置において、第２のフォーマット（ｐ_ｓ）を有するサブフレームにおけるパルス位置の対応を創設する関数に基づく計算及び／または作表によって行われ、前記関数は、実質的に、第１のサンプリング周波数に対する第２のサンプリング周波数の比に対応する乗数係数に関連した線形結合の形態を取るものである、請求項１１に記載の方法。
13. 第１のフォーマット（ｐ_ｅ）を有するサブフレームにおけるパルス位置に第２のフォーマット（ｐ_ｓ）を有するサブフレームにおけるパルス位置を逆に通過させるために、第２のフォーマット（ｐ_ｓ）を有するサブフレームにおけるパルス位置に与えられる前記線形結合に逆関数が与えられることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 第１及び第２の期間は等しく、第１及び第２のサンプリング周波数は異なっており、該方法は、
    ａ’１） 第１及び第２のサンプリング周波数の最小公倍数に等しいサンプリング周波数で第１のサンプリング周波数によって特徴付けられる第１のコーディング／デコーディング・フォーマットを有するサブフレームをオーバーサンプリングするステップと、
    ａ’２） 低域フィルタリングをオーバーサンプリングされたサブフレームに与え、その後、第２のサンプリング周波数に対応するサンプリング周波数を得るために、アンダーサンプリングするステップと、を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
15. 当該方法は、閾値処理法によって、位置の数を、適切な場合には、位置の可変数を得ることによって続けられることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 当該方法は、さらに、第２のサンプリング周波数によって特徴付けられる第２のコーディング／デコーディング・フォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置（ｐ_ｓ）のグループの、第１のサンプリング周波数によって特徴付けられる第１のコーディング／デコーディング・フォーマットを有するサブフレームのパルスの各位置（ｐ_ｅ）に対する対応を創設するステップを含み、各グループは、第２のサンプリング周波数と第１のサンプリング周波数との間の比（Ｆｓ／Ｆｅ）の関数である位置の数を含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
17. 第１及び第２のサブフレーム期間は異なっており、当該方法は：
    ａ２０） 第１及び第２のフォーマットのサブフレームに共通のオリジン（Ｏ）を限定するステップと；
    ａ２１） 第２のフォーマットのサブフレーム期間に対応する期間の擬似サブフレームを形成するよう第１のサブフレーム期間によって特徴付けられる第１のコーディング／デコーディング・フォーマットの引き続くサブフレームを分割するステップと；
    ａ２２） 前記共通のオリジンを更新するステップと； そして
    ａ２３） 擬似サブフレームにおけるパルス位置と、第２のフォーマットを有するサブフレームにおけるパルス位置との間の対応を決定するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
18. 第１及び第２の期間は時間的に固定されており、そして、第１及び第２の期間のそれぞれのサブフレームの境界が時間的に整列されるときはいつも、前記共通のオリジンの時間的な位置が周期的に更新されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
19. 第１及び第２の期間は時間的に変化し、そして：
    ａ２２１） 第１のフォーマットとのサブフレームの期間の、及び第２のフォーマットとのサブフレームの期間の、それぞれの合計が連続的に行われ；
    ａ２２２） 前記共通のオリジンを更新する時間を限定して、２つの合計が等しいことが検出され；
    ａ２２３） 次の共通のオリジンの未来の検出のために、前記等しいことが検出された後、前記２つの合計がリセットされる、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
20. ソフトウェアが記録されたコンピュータ読み取り可能記録媒体であって、該ソフトウェアは、請求項１乃至１９のいずれかに記載されたトランスコーディング方法を履行するための命令を含む、コンピュータ読み取り可能記録媒体。
21. 各パルスが関連のインデックスによってマークされた位置を有するマルチパルス・ディクショナリを用いた、パルス・タイプのものである第１のサウンド圧縮コーデック及び第２のサウンド圧縮コーデック間でトランスコーディングするためのシステムであって、請求項１乃至１９のいずれかに記載されたトランスコーディング方法を履行するシステム。

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