JP4948760B2 - Power amplifier - Google Patents
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Description
本発明は、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器に関するものである。 The present invention relates to a power amplifier that enables bipolar operation.
一般に、負荷に電圧を印加したときに流れる電流は、その電圧や負荷のインピーダンスに依存することが知られている。例えば、負荷として抵抗を接続し、この負荷に電圧Eを加え、その時の電流Iをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図3に示すように直線状の負荷線LR1で表わすことができる。同様にして、負荷としてインダクタ又はコンデンサを接続し、負荷に電圧Eを加え、その時の電流Iをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図4に示すように円形の負荷線LR2で表わすことができる。 In general, it is known that the current that flows when a voltage is applied to a load depends on the voltage and the impedance of the load. For example, when a resistor is connected as a load, a voltage E is applied to the load, and the current I at that time is changed while plotting, the plot at this time can be represented by a linear load line LR1 as shown in FIG. it can. Similarly, when an inductor or a capacitor is connected as a load, a voltage E is applied to the load, and the current I at that time is changed while plotting, the plot at this time is represented by a circular load line LR2 as shown in FIG. be able to.
ここで、縦軸と横軸で区切られる四つの領域のうち、右上の領域を1象限、左上の領域を2象限、左下の領域を3象限、右下の領域を4象限とすると、負荷として抵抗を接続した場合の直線状の負荷線LR1は、1象限と3象限の領域に存在するのに対し、負荷としてインダクタやコンデンサを接続した場合の円形の負荷線LR2は、1象限から4象限の全ての領域に存在する。 Here, of the four areas divided by the vertical axis and the horizontal axis, the upper right area is one quadrant, the upper left area is two quadrants, the lower left area is three quadrants, and the lower right area is four quadrants. The linear load line LR1 when the resistor is connected exists in the region of the first and third quadrants, whereas the circular load line LR2 when the inductor or the capacitor is connected as a load is between the first and fourth quadrants. It exists in all areas.
一般の電源装置に用いられる電力増幅器は、1象限のみ、もしくは3象限のみで動作(ユニポーラ動作)するようになっており、これに対し1象限から4象限の全ての領域に存在する負荷を駆動するには、いわゆるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器が用いられている。 A power amplifier used in a general power supply device operates in only one quadrant or only three quadrants (unipolar operation). On the other hand, it drives loads that exist in all regions from one quadrant to four quadrants. For this purpose, a power amplifier capable of so-called bipolar operation is used.
図5は、このようなバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の要部の概略構成を示すもので、基準電位COMで共通接続された正極性(+Vcc)電源100aと負極性(−Vcc)電源100bが接続されたプッシュプル型エミッタフォロア構成のパワー半導体101、102を有し、これらパワー半導体101、102の接続点に負荷103を接続し、パワー半導体101,102による電流の吐き出し吸込み動作により、負荷103に対し所定の出力電圧を供給するようになっている。この場合、正極性(+Vcc)電源100aと負極性(−Vcc)電源100bには、それぞれ独立した2台の電源を用いたものや、スイッチング方式の直流電源を用い、このような直流電源が有するトランスの2次巻線から正負2つの電圧を出力するようなものが用いられている。
FIG. 5 shows a schematic configuration of a main part of a power amplifier capable of such a bipolar operation. The positive polarity (+ Vcc)
ところで、このような電力増幅器では、パワー半導体101(102)に印加される電圧と、パワー半導体101(102)に流れる電流との積、つまり、パワー半導体101(102)の電力損失が出力の上限を制限することが知られている。このため、通常、電源電圧として、一定電圧に固定されている正極性(+Vcc)電源100aと負極性(−Vcc)電源100bを用いたものでは、仮に負荷103に対する出力電圧が電源電圧に比べて十分に小さく電源電圧と出力電圧の差が大きい場合でも、一定に固定された電源電圧によってパワー半導体101(102)に流れる電流の大きさが制限されてしまい、パワー半導体101(102)に十分な電流を流すことができないという問題があった。
By the way, in such a power amplifier, the product of the voltage applied to the power semiconductor 101 (102) and the current flowing through the power semiconductor 101 (102), that is, the power loss of the power semiconductor 101 (102) is the upper limit of output. It is known to restrict. For this reason, normally, in the case of using the positive (+ Vcc)
このことは、特に、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器のように、負荷として抵抗成分、インダクタ成分及びコンデンサ成分のものや、さらに電池など種々の負荷が接続されるものにあっては、負荷によって出力電圧を十分に小さくできる場合でも、正極性(+Vcc)電源100aと負極性(−Vcc)電源100bの電源電圧が固定されていると、パワー半導体101(102)に十分大きな電流を流すことができず、これらパワー半導体101(102)を効率よく動作させることができないという問題を生じる。
This is especially true for power amplifiers that enable bipolar operation, such as resistors, inductors, and capacitors, and those that are connected to various loads such as batteries. Even when the output voltage can be made sufficiently small, if the power supply voltages of the positive (+ Vcc)
一方、正極性(+Vcc)電源100aおよび負極性(−Vcc)電源100bとして、それぞれ独立した2台の電源を用いたものでは、仮に、正極側の電源のみを使用する場合は、正極性(+Vcc)電源100aのみが出力を供給し、このとき負側の電源は、出力を供給せず休止状態となるため、回路の利用率が著しく低下してしまう。
On the other hand, in the case of using two independent power sources as the positive polarity (+ Vcc)
また、スイッチング方式の直流電源を用いたものでは、トランスの2次巻線から正負2出力を得る際に、正負極性いずれかの電圧または正負極性合計の電圧を安定化するような手段が講じられるが、これによると、安定化対象でない出力が存在するため、この出力は安定化されている出力に比べ安定度が著しく劣るという問題を生じる。 Also, in the case of using a switching type DC power supply, when obtaining two positive and negative outputs from the secondary winding of the transformer, measures are taken to stabilize either positive or negative voltage or total positive and negative voltage. However, according to this, since there is an output that is not to be stabilized, there arises a problem that this output is significantly inferior in stability as compared with the stabilized output.
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a power amplifier capable of enhancing the utilization factor and stabilization of the circuit as well as the operation efficiency of the amplifying element.
請求項1の発明によれば、
所定の第1の直流出力電圧を発生する第1の電圧発生手段と、
この第1の直流出力電圧の間に基準電位を作り出し、当該基準電位を基準にして前記第1の直流出力電圧を正負の第2及び第3の直流出力電圧として出力する第2の電圧発生手段であって、
当該正負の第2及び第3の直流出力電圧が所望の電圧比率となるように基準電位を生成する第2の電圧発生手段と、を備え、
前記正負の第2及び第3の直流出力電圧が電源として供給されることを特徴とする電力増幅器が提供される。
According to the invention of
First voltage generating means for generating a predetermined first DC output voltage;
Creating a reference potential during the first DC output voltage, the second voltage generating means for outputting the first DC output voltage and the reference potential in the reference as the second and third DC output voltage of the positive and negative Because
Second voltage generating means for generating a reference potential so that the positive and negative second and third DC output voltages have a desired voltage ratio;
A power amplifier is provided in which the positive and negative second and third DC output voltages are supplied as power sources.
請求項2の発明によれば、
前記第2の電圧発生手段は、
前記第1の電圧発生手段から前記第1の直流出力電圧が印加される、直列接続された第1及び第2のスイッチング素子によって構成されるハーフブリッジ回路と、
前記直列接続された第1及び第2のスイッチング素子間の共通接続と前記基準電位との間に接続されるインダクタと、
から構成され、
前記正負の第2及び第3の直流出力電圧が前記基準電位に対して所望の電圧比率となるようなデューティで、第1及び第2のスイッチング素子が交互にオンオフ動作されることを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器が提供される。
また、請求項3の発明によれば、
前記正負の第2及び第3の直流出力電圧の電源と前記基準電位との間に接続されている第1及び第2のコンデンサを具備することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電力増幅器が提供される。
According to the invention of
The second voltage generating means includes
A half-bridge circuit constituted by first and second switching elements connected in series, to which the first DC output voltage is applied from the first voltage generating means;
An inductor connected between a common connection between the first and second switching elements connected in series and the reference potential;
Consisting of
The first and second switching elements are alternately turned on and off with a duty such that the positive and negative second and third DC output voltages have a desired voltage ratio with respect to the reference potential. A power amplifier according to
According to the invention of
The first and second capacitors connected between the positive and negative second and third DC output voltage power supplies and the reference potential, respectively. A power amplifier is provided.
本発明によれば、パワー半導体などの増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power amplifier which can improve the utilization factor and stabilization of a circuit can be provided with the operating efficiency of amplifier elements, such as a power semiconductor.
以下、本発明の実施の形態を図面に従い説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施の形態にかかるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の概略構成を示している。 FIG. 1 shows a schematic configuration of a power amplifier that enables bipolar operation according to an embodiment of the present invention.
図1において、1は増幅器本体で、この増幅器本体1は、プッシュプル型エミッタフォロアに構成される増幅素子としてのパワー半導体2,3を有している。これらパワー半導体2,3には、電源手段として電源4が接続されている。電源4は、基準電位COMで共通接続された正極性(+Vcc)電源41と負極性(−Vcc)電源42を有している。これら正極性(+Vcc)電源41と負極性(−Vcc)電源42は、それぞれの出力である電源電圧が可変可能になっている。
In FIG. 1,
パワー半導体2、3には、負荷5が接続されている。負荷5には、パワー半導体2、3での電流の吐き出し吸込み動作により、所定の出力電圧Voが供給されるようになっている。
A
図2は、電源4の概略構成を示している。図において、6は第1の電圧発生手段で、この第1の電圧発生手段6は、入力端子t1、t2を有している。この入力端子t1、t2には、直流電源DCが接続され、所定の出力電圧が印加されている。
FIG. 2 shows a schematic configuration of the
入力端子t1、t2の間には、位相制御方式のブリッジインバータ7が接続されている。ブリッジインバータ7は、フルブリッジを構成する進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7aと7bの直列回路と、遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7cと7dの直列回路を並列接続したもので、スイッチング素子7aと7bからなる進相ブリッジレッグに対してスイッチング素子7cと7dからなる遅相ブリッジレッグを所定の位相角をもって制御することにより、可変可能な出力(交流出力)を発生させるようになっている。
A phase control
ブリッジインバータ7には、絶縁トランス8の1次巻線8aが接続されている。絶縁トランス8は、1次巻線8aと磁気的に結合された2次巻線8bを有している。絶縁トランス8の2次巻線8bには、全波整流器9、インダクタ15を介してコンデンサ10が接続されている。
A
全波整流器9は、絶縁トランス8より出力される交流電圧を全波整流するものである。また、インダクタ15とコンデンサ10は、全波整流器9で整流した出力を平滑し、電源4の電圧範囲を決定する出力電圧(直流電圧)を出力するようにしている。
The full-wave rectifier 9 performs full-wave rectification on the AC voltage output from the insulating transformer 8. The
この場合、ブリッジインバータ7は、電源4の電圧範囲を決定するコンデンサ10の端子間電圧が一定になるように制御されている。
In this case, the
このような第1の電圧発生手段6には、第2の電圧発生手段11が接続されている。この第2の電圧発生手段11は、上述したコンデンサ10と並列にハーフブリッジを構成するスイッチング素子12a、12bの直列回路を接続している。このスイッチング素子12a、12bは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合(デューティ)を任意に調整できるようになっている。スイッチング素子12a、12bの直列回路には、コンデンサ13a、13bの直列回路が並列に接続されている。また、スイッチング素子12aと12bの接続点とコンデンサ13aと13bの接続点の間には、インダクタ14が接続されている。
The first voltage generating means 6 is connected to the second voltage generating means 11. The second voltage generating means 11 is connected to a series circuit of switching
コンデンサ13aは、スイッチング素子12bのオン時間に応じた充電電圧を出力し、コンデンサ13bは、スイッチング素子12aのオン時間に応じた充電電圧を出力するするようになっている。そして、コンデンサ13aの充電電圧は、図1で述べた電源4の正極性(+Vcc)電源41の電源電圧として出力され、また、コンデンサ13bの充電電圧は、負極性(−Vcc)電源42の電源電圧として出力されるようになっている。
The
次に、以上のように構成した実施の形態の作用を説明する。 Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described.
図2において、いま、直流電源DCの直流出力が第1の電圧発生手段6の入力端子t1、t2に印加されると、ブリッジインバータ7は、進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7aと7bに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7cと7dの位相角を制御することにより所定の出力(交流出力)が発生する。この出力は、絶縁トランス8の1次巻線8a、2次巻線8bを介して全波整流器9に与えられ、全波整流された後、インダクタ15を通してコンデンサ10に与えられる。
In FIG. 2, when the direct current output of the direct current power source DC is applied to the input terminals t1 and t2 of the first voltage generating means 6, the
インダクタ15とコンデンサ10は、全波整流器9からの出力を平滑し、直流電圧を出力する。この場合、ブリッジインバータ7の進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7aと7bに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子7cと7dの位相角を任意に制御することで、ブリッジインバータ7の出力(交流出力)を所定の範囲で可変することができる。これにより、コンデンサ10両端の直流電圧を可変することにより、電源4の電圧範囲を任意に設定することができる。この場合、具体例として、直流電源DCより360Vの直流電圧を印加すると、ブリッジインバータ7の動作により、コンデンサ10両端に40〜150Vの範囲の直流出力を発生させることができ、この範囲で、電源4の電圧範囲を決定できる。
The
コンデンサ10の直流出力は、第2の電圧発生手段11のハーフブリッジに構成されたスイッチング素子12a、12bの直列回路に供給される。これらスイッチング素子12a、12bは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合(デューティ)を調整される。これにより、スイッチング素子12bのオン時間だけコンデンサ13aに充電電流が流れ、また、スイッチング素子12aのオン時間だけコンデンサ13bに充電電流が流れ、これらコンデンサ13a、13bの出力電圧(充電電圧)が決定される。この場合、これらコンデンサ13a、13bには、第1の電圧発生手段6のコンデンサ10両端の直流出力(電源4の電圧範囲)を最大値として、スイッチング素子12a、12bのオンオフの割合に応じた電圧が、それぞれの出力電圧として発生する。例えば、コンデンサ10両端の直流電圧を100Vとすると、スイッチング素子12a、12bのオンオフの割合が50:50であれば、コンデンサ13a、13bの出力電圧は、それぞれ50Vとなり、30:70であれば、コンデンサ13aの出力電圧は70V、コンデンサ13bの出力電圧は30Vとなる。
The direct current output of the
そして、これらコンデンサ13a、13bの出力電圧は、図1で述べた電源4の正極性(+Vcc)電源41、負極性(−Vcc)電源42の電源電圧として、パワー半導体2,3に供給される。
The output voltages of these
ここで、第1の電圧発生手段6のコンデンサ10から出力される直流電圧(電源4の電圧範囲)と、第2の電圧発生手段11のコンデンサ13a、13bの出力電圧は、それぞれ任意の範囲で可変可能になっているが、実際は、複数の組み合わせが設定され、不図示のスイッチ操作などにより選択できるようになっている。例えば、電源4の電圧範囲が120Vで、正極性(+Vcc)電源41の電源電圧が+60V、負極性(−Vcc)電源42の電源電圧が−60Vの場合と、電源4の電圧範囲が120Vで、正極性(+Vcc)電源41の電源電圧が+110V、負極性(−Vcc)電源42の電源電圧が−10Vの場合、あるいは、電源4の電圧範囲が70Vで、正極性(+Vcc)電源41の電源電圧が+60V、負極性(−Vcc)電源42の電源電圧が−10Vの場合など、各種の組み合わせが考えられる。
Here, the DC voltage output from the
このようにすれば、電源4の電圧範囲とともに、正極性(+Vcc)電源41および負極性(−Vcc)電源42のそれぞれの電源電圧を任意に設定できるので、例えば、負荷5に対する出力電圧を十分に小さくできるような場合で、予め、この出力電圧の範囲が既知であれば、この出力電圧の範囲に基づいてパワー半導体2,3に供給する最小限の電源電圧を設定するようにすれば、このパワー半導体2,3に供給される必要最小限の電源電圧により、それだけ大きな電流を流すことができる。つまり、パワー半導体2,3に供給する電源電圧を小さくできることは、パワー半導体2,3自身同じ電力損失ならば、より大きな電流を流すことができることであり、パワー半導体2,3を効率よく動作させることができる。
In this way, the
また、従来の正負極電源として独立した2台の電源を用いたものと比べて電源容量をほぼ半分にできる。例えば、正負極合計で100V、10Aの直流電源を得る場合、従来の2台の電源を用いたものでは、+50V/−50Vの場合、どちらも50V×10A=500VAとなるが、仮に、+99V/−1Vの場合は、正極側で99V×10A=990VA、(負極側で1V×10A=10VA)となり、+1V/−99Vの場合は、負極側で99V×10A=990VA、(正極側で1V×10A=10VA)となることから、結局、正極側および負極側の電源に990VAが必要で、合計1980VAの電源容量が必要となる。しかし、上述した実施の形態のものでは、第1の電圧発生手段6として100V、10A(1000VA)のものを用意すればよく、この状態で、第2の電圧発生手段11により、+50V/−50V、+99V/−1V、+1V/−99Vのように自由に正極性(+Vcc)電源41および負極性(−Vcc)電源42に割り振ることができる。
In addition, the power supply capacity can be almost halved as compared with a conventional positive / negative power supply using two independent power supplies. For example, when obtaining a DC power supply of 100 V and 10 A in total for the positive and negative electrodes, when using two conventional power supplies, +50 V / −50 V, both are 50 V × 10 A = 500 VA, but temporarily +99 V / In the case of −1V, 99V × 10A = 990VA on the positive electrode side (1V × 10A = 10VA on the negative electrode side), and in the case of + 1V / −99V, 99V × 10A = 990VA on the negative electrode side (1V × 10V on the positive electrode side) 10A = 10VA), 990VA is required for the power source on the positive electrode side and the negative electrode side, and a power source capacity of 1980VA in total is required. However, in the above-described embodiment, it is sufficient to prepare the first voltage generating means 6 of 100 V, 10 A (1000 VA), and in this state, the second voltage generating means 11 makes +50 V / -50 V. , + 99V / −1V, + 1V / −99V, etc., can be freely assigned to the positive polarity (+ Vcc)
さらに、電源4は、正極性(+Vcc)電源41と負極性(−Vcc)電源42を得るための回路構成を共通にしており、これら正極性(+Vcc)電源41と負極性(−Vcc)電源42からの電源電圧の出力の有無に関わらず、常に電源回路として全ての回路が動作状態になっているので、回路の利用率を高めることができる。
Further, the
さらに、電源4には、直流電源DCが接続されるが、この直流電源DCの直流出力が安定していなくても、第1の電圧発生手段6によって、所望の正負極性合計の電圧に電圧変換すると同時に電圧安定化を行なっている。こうして安定化された電圧が所望の電圧比率になるように第2の電圧発生手段11によって基準電位COMを作り出している。この結果、正極性(+Vcc)電源41と負極性(−Vcc)電源42の出力は、ともに安定したものにできる。
Further, a direct current power source DC is connected to the
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、実施段階では、その要旨を変更しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、上述した第1の電圧発生手段6は、安定な直流電圧源であれば何でも良く、一般的な様々な方法のものが考えられる。 In addition, this invention is not limited to the said embodiment, In the implementation stage, it can change variously in the range which does not change the summary. For example, the first voltage generation means 6 described above may be anything as long as it is a stable DC voltage source, and various general methods are conceivable.
さらに、上記実施の形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示されている複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出できる。例えば、実施の形態に示されている全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題を解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出できる。 Furthermore, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent requirements are deleted from all the constituent requirements shown in the embodiment, the problem described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and is described in the column of the effect of the invention. If the above effect is obtained, a configuration from which this configuration requirement is deleted can be extracted as an invention.
1…増幅器本体
2.3…パワー半導体
4…電源
41…正極性(+Vcc)電源
42…負極性(−Vcc)電源
5…負荷
6…第1の電圧発生手段
7…ブリッジインバータ
7a〜7d…スイッチング素子
8…絶縁トランス
8a…1次巻線、8b…2次巻線
9…全波整流器
10…コンデンサ
11…第2の電圧発生手段
12a.12b…スイッチング素子
13a.13b…コンデンサ
14、15…インダクタ
DESCRIPTION OF
Claims (3)
この第1の直流出力電圧の間に基準電位を作り出し、当該基準電位を基準にして前記第1の直流出力電圧を正負の第2及び第3の直流出力電圧として出力する第2の電圧発生手段であって、
当該正負の第2及び第3の直流出力電圧が所望の電圧比率となるように基準電位を生成する第2の電圧発生手段と、を備え、
前記正負の第2及び第3の直流出力電圧が電源として供給されることを特徴とする電力増幅器。 First voltage generating means for generating a predetermined first DC output voltage;
Creating a reference potential during the first DC output voltage, the second voltage generating means for outputting the first DC output voltage and the reference potential in the reference as the second and third DC output voltage of the positive and negative Because
Second voltage generating means for generating a reference potential so that the positive and negative second and third DC output voltages have a desired voltage ratio;
A power amplifier characterized in that the positive and negative second and third DC output voltages are supplied as power sources.
前記第1の電圧発生手段から前記第1の直流出力電圧が印加される、直列接続された第1及び第2のスイッチング素子によって構成されるハーフブリッジ回路と、
前記直列接続された第1及び第2のスイッチング素子間の共通接続と前記基準電位との間に接続されるインダクタと、
から構成され、
前記正負の第2及び第3の直流出力電圧が前記基準電位に対して所望の電圧比率となるようなデューティで、第1及び第2のスイッチング素子が交互にオンオフ動作されることを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器。 The second voltage generating means includes
A half-bridge circuit composed of first and second switching elements connected in series, to which the first DC output voltage is applied from the first voltage generating means;
An inductor connected between a common connection between the first and second switching elements connected in series and the reference potential;
Consisting of
The first and second switching elements are alternately turned on and off with a duty such that the positive and negative second and third DC output voltages have a desired voltage ratio with respect to the reference potential. The power amplifier according to claim 1.
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