JP4948362B2

JP4948362B2 - Induction heating cooker

Info

Publication number: JP4948362B2
Application number: JP2007285818A
Authority: JP
Inventors: 智野村
Original assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-11-02
Filing date: 2007-11-02
Publication date: 2012-06-06
Anticipated expiration: 2027-11-02
Also published as: JP2009117057A

Description

本発明は、誘導加熱調理器に関するものである。 The present invention relates to an induction heating cooker.

従来、電磁調理器に関し、『複数の誘導加熱源が組み込まれた多口コンロ型の電磁調理器において、インバータ回路の制御周波数の相違に起因する干渉音の発生を防止する。』ことを目的とした技術として、『共通の電流経路のスイッチング素子２、４に対し、加熱源毎に設けられる個別の電流経路１４、１５のスイッチング素子６ａ、８ａ及び６ｂ、８ｂをそれぞれブリッジ状に結線する。そして、スイッチング素子２、４をオン／オフ駆動する制御信号と同一周波数で、加熱出力に応じて遅延量のみ変えた制御信号を個別の電流経路のスイッチング素子６ａ、８ａ、６ｂ、８ｂに供給しオン／オフ駆動させる。従って、複数の加熱コイル１０ａ、１０ｂに流れる電流の基本動作周波数は同一であるため干渉音は発生しない。』というものが提案されている（特許文献１）。 2. Description of the Related Art Conventionally, regarding an electromagnetic cooker, “in a multi-stack stove type electromagnetic cooker in which a plurality of induction heating sources are incorporated, the generation of interference sound due to a difference in control frequency of an inverter circuit is prevented. As a technology for the purpose of "the switching elements 2 and 4 of the common current path, the switching elements 6a, 8a and 6b, 8b of the individual current paths 14 and 15 provided for each heating source are respectively bridged. Connect to. Then, a control signal having the same frequency as the control signal for driving the switching elements 2 and 4 on / off and changing only the delay amount according to the heating output is supplied to the switching elements 6a, 8a, 6b and 8b of the individual current paths. Drive on / off. Accordingly, since the basic operating frequency of the current flowing through the plurality of heating coils 10a and 10b is the same, no interference sound is generated. Is proposed (Patent Document 1).

特開平９−１８５９８６号公報（要約）JP-A-9-185986 (summary)

上記特許文献１に記載の電磁調理器では、スイッチング素子等で生ずる損失を低く抑えた上で出力可能な駆動信号の範囲が十分でなく、所望の加熱出力レベルを得られない場合や、加熱効率が大きく低下する場合があった。 In the electromagnetic cooker described in Patent Document 1, the range of drive signals that can be output with a low loss caused by a switching element or the like is not sufficient, and a desired heating output level cannot be obtained, or heating efficiency There was a case where the value dropped significantly.

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、複数の加熱口を使用した場合に駆動周波数の違いにより生じる干渉音を抑制しつつ、より広範囲な加熱出力レベルにおいて、損失を低く抑えて高効率な状態で加熱することが可能な誘導加熱調理器を提供するものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and in a wider range of heating output levels while suppressing interference noise caused by a difference in driving frequency when using a plurality of heating ports, It is an object of the present invention to provide an induction heating cooker that can be heated in a highly efficient state with low loss.

本発明に係る誘導加熱調理器は、直列接続したスイッチング素子を有するアームを２組備えたインバータと、前記インバータの動作を制御する制御手段と、を備え、２組の前記アームはフルブリッジ回路を構成し、前記制御手段は、前記インバータの出力を所定の範囲内で変化させる場合には、前記スイッチング素子の駆動周波数を所定周波数に固定するとともに、駆動位相差を下限値から上限値までの範囲とし、前記インバータの出力を前記所定の範囲を超えて大きくする場合には、前記スイッチング素子の前記駆動位相差を前記上限値に固定するとともに、前記スイッチング素子の駆動周波数を前記所定周波数未満とするものである。 An induction heating cooker according to the present invention includes an inverter including two sets of arms having switching elements connected in series, and a control means for controlling the operation of the inverter, and the two sets of arms include a full bridge circuit. configured, wherein, when changing the output of the inverter within a predetermined range, to fix the drive frequency of the switching element in a predetermined frequency range a drive phase difference from the lower limit to the upper limit and then, when the output of the inverter is increased beyond the predetermined range, to fix the drive phase difference of the switching element to the upper limit value, the drive frequency of the switching element and less than the predetermined frequency Is.

本発明に係る誘導加熱調理器によれば、制御手段は、スイッチング素子を固定周波数で駆動し、位相差を可変することにより加熱出力を制御するので、複数の加熱口が固定周波数で同時に駆動されている場合でも、駆動周波数の違いによる干渉音が発生しない。
また、位相差が上限値に達した場合は、駆動周波数を可変することにより干渉音が発生する可能性があるが、インバータの出力を同時に大きくするため、被加熱物から生じる煮沸音等によるマスキング効果により、ユーザに干渉音の不快感を与えることがない。
そのため、加熱出力レベルが高い領域では、駆動周波数を制御することによって、高効率で出力可能な加熱出力レベルの範囲を広げることができる。 According to the induction heating cooker according to the present invention, the control means drives the switching element at a fixed frequency and controls the heating output by varying the phase difference, so that the plurality of heating ports are simultaneously driven at the fixed frequency. Even if it is, the interference sound by the difference in drive frequency does not occur.
If the phase difference reaches the upper limit value, interference noise may be generated by changing the drive frequency. However, in order to simultaneously increase the output of the inverter, masking due to boiling noise generated from the object to be heated, etc. Due to the effect, the user is not discomforted by the interference sound.
Therefore, in the region where the heating output level is high, the range of the heating output level that can be output with high efficiency can be expanded by controlling the drive frequency.

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路図である。
図１において、商用交流電源１から供給される電力は直流電源回路２で直流電力に変換される。
直流電源回路２は、交流電力を整流する整流ダイオードブリッジ３、リアクトル４、平滑コンデンサ５から構成されている。直流電源回路２で直流電力に変換された電力はインバータ回路８に供給される。
直流電源回路２へ入力される入力電流は、入力電流検出手段６によって検出され、入力電圧は入力電圧検出手段７によって検出される。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram of an induction heating cooker according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, power supplied from a commercial AC power supply 1 is converted into DC power by a DC power supply circuit 2.
The DC power supply circuit 2 includes a rectifier diode bridge 3 that rectifies AC power, a reactor 4, and a smoothing capacitor 5. The power converted into DC power by the DC power supply circuit 2 is supplied to the inverter circuit 8.
The input current input to the DC power supply circuit 2 is detected by the input current detection means 6, and the input voltage is detected by the input voltage detection means 7.

インバータ回路８は、直流電源回路２の出力の正負母線間に直列に接続された２個のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）９ａ〜９ｄと、そのスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続されたダイオードとからなる２組の電流路で構成されるフルブリッジ回路で構成される。スイッチング素子９ａと９ｂ、スイッチング素子９ｃと９ｄがそれぞれ組になっている。
インバータ回路８のスイッチング素子９ａ〜９ｄは、後述の制御回路１５が出力する駆動信号に従ってスイッチングを行い、直流電源回路２が出力する直流電圧を、スイッチング素子９ａ、９ｂの接続点と、スイッチング素子９ｃ、９ｄの接続点（以下、インバータ回路８の出力端子と呼ぶ）との間の高周波電圧に変換する。
以下、スイッチング素子９ａ〜９ｂからなる組をアーム２０、スイッチング素子９ｃ〜９ｄからなる組をアーム３０と呼び、直流母線の高電位側（Ｖ（Ｖ））に接続されたスイッチング素子を上スイッチ、低電位側（０（Ｖ））に接続されたスイッチング素子を下スイッチと呼ぶ。 The inverter circuit 8 includes two switching elements (for example, IGBTs) 9a to 9d connected in series between the positive and negative buses of the output of the DC power supply circuit 2, and diodes connected to the switching elements in antiparallel. It is composed of a full bridge circuit composed of two sets of current paths. Switching elements 9a and 9b and switching elements 9c and 9d are in pairs.
Switching elements 9a to 9d of the inverter circuit 8 perform switching in accordance with a drive signal output from a control circuit 15 described later, and a DC voltage output from the DC power supply circuit 2 is converted to a connection point between the switching elements 9a and 9b and the switching element 9c. , 9d (hereinafter referred to as the output terminal of the inverter circuit 8).
Hereinafter, the group including the switching elements 9a to 9b is referred to as an arm 20, the group including the switching elements 9c to 9d is referred to as an arm 30, and the switching element connected to the high potential side (V (V)) of the DC bus is an upper switch. A switching element connected to the low potential side (0 (V)) is called a lower switch.

インバータ回路８の出力端子と直流母線の一方との間に接続されたコンデンサ１２ａと１２ｂは、スナバコンデンサである。
このスナバコンデンサは、スイッチング素子９ａ〜９ｄのターンオフ時の電圧変動を遅延させてスイッチング損失を低減するために設けられたものである。
インバータ回路８の出力端子間には、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４からなる負荷回路が接続されて高周波電圧が印加され、加熱コイル上方に載置された金属鍋等（図示せず）を誘導加熱する。 Capacitors 12a and 12b connected between the output terminal of the inverter circuit 8 and one of the DC buses are snubber capacitors.
This snubber capacitor is provided in order to delay the voltage fluctuation at the time of turn-off of the switching elements 9a to 9d and reduce the switching loss.
A load circuit composed of a heating coil 13 and a resonant capacitor 14 is connected between the output terminals of the inverter circuit 8 to apply a high frequency voltage, and induction heating of a metal pan or the like (not shown) placed above the heating coil. To do.

制御回路１５は、図１の誘導加熱調理器全体を制御するもので、操作入力手段１６からの加熱開始の指示入力や設定火力の入力に基づき、入力電流検出手段６や入力電圧検出手段７の検出値を取り込みながら加熱出力を調整する。
また、制御回路１５は、冷却ファン１７を制御して、インバータ回路８、直流電源回路２、加熱コイル１３等を冷却する。
また、制御回路１５は、インバータ回路８の駆動信号を、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４による共振周波数より高い周波数で出力する。これにより、負荷回路に印加される電圧よりも負荷回路に流れる電流が遅れ位相で流れるようにインバータ回路８を制御する。 The control circuit 15 controls the entire induction heating cooker of FIG. 1, and based on the input of heating start instruction and the set heating power from the operation input means 16, the input current detection means 6 and the input voltage detection means 7 Adjust the heating output while capturing the detected value.
Further, the control circuit 15 controls the cooling fan 17 to cool the inverter circuit 8, the DC power supply circuit 2, the heating coil 13, and the like.
Further, the control circuit 15 outputs a drive signal for the inverter circuit 8 at a frequency higher than the resonance frequency of the heating coil 13 and the resonance capacitor 14. Thereby, the inverter circuit 8 is controlled so that the current flowing through the load circuit flows in a delayed phase with respect to the voltage applied to the load circuit.

制御回路１５は、マイコンやＣＰＵ等の演算装置と、その動作を規定するソフトウェア等により構成することができる。その他、これと同等の回路デバイスを用いて構成してもよい。
また、制御回路１５は、各スイッチング素子９ａ〜９ｄを駆動制御するインバータ駆動回路（図示せず）を適宜備える。
図１では、制御回路１５と各スイッチング素子９ａ〜９ｄとの接続は記載を省略した。 The control circuit 15 can be configured by an arithmetic device such as a microcomputer or a CPU and software that defines the operation thereof. In addition, you may comprise using a circuit device equivalent to this.
The control circuit 15 appropriately includes an inverter drive circuit (not shown) that drives and controls the switching elements 9a to 9d.
In FIG. 1, the connection between the control circuit 15 and the switching elements 9a to 9d is not shown.

冷却ファン１７は、風量の大小を可変可能な送風機能を備え、制御回路１５から指示された風量で送風してインバータ回路８、直流電源回路２、加熱コイル１３等を冷却する。
風量の大小は、「大風量／小風量」のような２段階の設定で構成してもよいし、小風量状態から大風量状態まで連続的に風量が変化するものであってもよい。また、設定可能な風量レベルを２段階以上に構成してもよい。 The cooling fan 17 has an air blowing function capable of changing the air volume, and cools the inverter circuit 8, the DC power supply circuit 2, the heating coil 13, and the like by sending air with an air volume instructed from the control circuit 15.
The magnitude of the air volume may be configured by two-stage setting such as “large air volume / small air volume”, or the air volume may continuously change from the small air volume state to the large air volume state. The settable air volume level may be configured in two or more stages.

本実施の形態１における「送風手段」は、冷却ファン１７がこれに相当する。冷却ファン以外の手段をもって送風手段を構成してもよい。 The “fan” in the first embodiment corresponds to the cooling fan 17. You may comprise a ventilation means with means other than a cooling fan.

以上、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成について説明した。
次に、制御回路１５がインバータ回路８の各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号について、図２〜図９を用いて説明する。 The circuit configuration of the induction heating cooker according to the first embodiment has been described above.
Next, drive signals output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d of the inverter circuit 8 will be described with reference to FIGS.

図２は、制御回路１５がアーム２０およびアーム３０へ出力する駆動信号の位相差、周波数、および冷却ファン１７の風量状態の関係を示す図である。
制御回路１５は、アーム２０およびアーム３０の駆動信号を、以下の３つの動作状態で出力する。 FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between the phase difference of the drive signals output from the control circuit 15 to the arm 20 and the arm 30, the frequency, and the airflow state of the cooling fan 17.
The control circuit 15 outputs drive signals for the arm 20 and the arm 30 in the following three operation states.

（１）位相差制御状態（図２の（ａ）〜（ｃ）の状態）
駆動周波数を一定の値ｆ０とし、アーム間の駆動位相差をθｍｉｎ（下限）〜θｍａｘ（上限：１８０度）の範囲で制御する。
（２）高出力状態（図２の（ｃ）〜（ｅ）の状態）
アーム間の駆動位相差をθｍａｘ（上限：１８０度）とし、駆動周波数をｆｍｉｎ（下限）〜ｆ０（ｆｍｉｎ＜ｆ０）の範囲で制御する。
（３）低出力状態（図２の（ａ）〜（ｇ）の状態）
アーム間の駆動位相差をθｍｉｎ（下限）とし、駆動周波数をｆ０〜ｆｍａｘ（ｆｍａｘ＞ｆ０）の範囲で制御する。 (1) Phase difference control state (states (a) to (c) in FIG. 2)
The drive frequency is set to a constant value f0, and the drive phase difference between the arms is controlled in the range of θmin (lower limit) to θmax (upper limit: 180 degrees).
(2) High output state (states (c) to (e) in FIG. 2)
The drive phase difference between the arms is set to θmax (upper limit: 180 degrees), and the drive frequency is controlled in the range of fmin (lower limit) to f0 (fmin <f0).
(3) Low output state (states (a) to (g) in FIG. 2)
The drive phase difference between the arms is set to θmin (lower limit), and the drive frequency is controlled in the range of f0 to fmax (fmax> f0).

θｍｉｎは、有効な加熱出力を出力し得る範囲で適宜定めればよい。
ｆｍｉｎは、例えば加熱コイル１３と共振コンデンサ１４で定まる共振周波数に近接した値に定める。
なお、本実施の形態１における「所定周波数」は、位相差制御状態における駆動周波数ｆ０がこれに相当する。 θmin may be appropriately determined within a range in which an effective heating output can be output.
For example, fmin is set to a value close to the resonance frequency determined by the heating coil 13 and the resonance capacitor 14.
The “predetermined frequency” in the first embodiment corresponds to the drive frequency f0 in the phase difference control state.

駆動周波数が低く位相差が大きいほど加熱出力は大きく、駆動周波数が高く位相差が小さいほど加熱出力は小さい。
したがって、一定の駆動周波数で位相差のみを制御する特許文献１のような手法と比較すると、駆動位相差とともに駆動周波数を可変する本実施の形態１の手法では、加熱出力の可変範囲が広がり、より広い加熱出力範囲で高効率な加熱を行うことができる。 The heating output is larger as the driving frequency is lower and the phase difference is larger, and the heating output is smaller as the driving frequency is higher and the phase difference is smaller.
Therefore, in comparison with the technique such as Patent Document 1 in which only the phase difference is controlled at a constant driving frequency, in the technique of the first embodiment in which the driving frequency is varied together with the driving phase difference, the variable range of the heating output is widened. Highly efficient heating can be performed in a wider heating output range.

なお、制御回路１５は、図２の高出力状態（（ｃ）〜（ｅ）の状態）では、冷却ファン１７を大風量状態に設定して動作させる。これについては後述する。 In addition, the control circuit 15 sets the cooling fan 17 to a large air volume state and operates in the high output state (states (c) to (e)) of FIG. This will be described later.

図３は、図２の状態（ａ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図３において、駆動信号の周波数は一定値ｆ０であり、アーム２０〜３０間の駆動位相差がθｍｉｎである。また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆ０）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正および負方向に印加される。
図３のように駆動信号の位相差（＝θｍｉｎ）が小さい場合には、負荷回路に直流電源電圧を印加する時間が短くなって、加熱出力を小さくすることができる。 FIG. 3 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (a) of FIG.
In FIG. 3, the frequency of the drive signal is a constant value f0, and the drive phase difference between the arms 20 to 30 is θmin. In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit in the positive and negative directions according to the phase difference at regular intervals (T = 1 / f0).
When the phase difference (= θmin) of the drive signal is small as shown in FIG. 3, the time for applying the DC power supply voltage to the load circuit is shortened, and the heating output can be reduced.

図４は、図２の状態（ｂ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図４において、駆動信号の周波数は一定値ｆ０であり、アーム２０〜３０間の駆動位相差がθ（θｍｉｎ＜θ＜θｍａｘ）である。また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆ０）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正および負方向に印加される。
図４の状態では、負荷回路に直流電源電圧を印加する時間が図３の状態よりも長くなって、加熱出力を図３の状態より大きくすることができる。 FIG. 4 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (b) of FIG.
In FIG. 4, the frequency of the drive signal is a constant value f0, and the drive phase difference between the arms 20 to 30 is θ (θmin <θ <θmax). In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit in the positive and negative directions according to the phase difference at regular intervals (T = 1 / f0).
In the state of FIG. 4, the time for applying the DC power supply voltage to the load circuit is longer than in the state of FIG. 3, and the heating output can be made larger than that in the state of FIG.

図５は、図２の状態（ｃ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図５において、駆動信号の周波数は一定値ｆ０であり、アーム２０〜３０間の駆動位相差がθｍａｘである。また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆ０）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正および負方向に印加される。
図５のように駆動信号の位相差（＝θｍａｘ）が大きい場合には、負荷回路に直流電源電圧を印加する時間が長くなって、加熱出力を大きくすることができる。 FIG. 5 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (c) of FIG.
In FIG. 5, the frequency of the drive signal is a constant value f0, and the drive phase difference between the arms 20 to 30 is θmax. In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit in the positive and negative directions according to the phase difference at regular intervals (T = 1 / f0).
When the phase difference (= θmax) of the drive signal is large as shown in FIG. 5, the time for applying the DC power supply voltage to the load circuit becomes long, and the heating output can be increased.

なお、図３〜図５に示す位相差制御状態では、駆動周波数が一定（ｆ０）なので、誘導加熱調理器の加熱口が複数近接して設けられている場合においても、駆動周波数の違いによる被加熱鍋の干渉音が発生しない。 In the phase difference control state shown in FIGS. 3 to 5, since the drive frequency is constant (f0), even when a plurality of heating ports of the induction heating cooker are provided close to each other, the difference in the drive frequency is caused. No interference sound from the heating pan.

図６は、図２の状態（ｄ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図６において、駆動信号のアーム２０〜３０間の位相差はθｍａｘ（上限：１８０度）であり、駆動周波数は状態（ｃ）のｆ０より低いｆ１である。
一定周波数で位相差制御した場合に、加熱出力が大きくなるのは位相差が１８０度のときが限界であるが、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の負荷回路の共振周波数より高い周波数でインバータ回路８を駆動しているので、その駆動周波数を下げて負荷回路の共振周波数に近づけることにより、加熱コイル１３に流れる電流をさらに大きくすることができ、より高い加熱出力を得ることができる。 FIG. 6 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (d) of FIG.
In FIG. 6, the phase difference between the arms 20 to 30 of the drive signal is θmax (upper limit: 180 degrees), and the drive frequency is f1 lower than f0 in the state (c).
When the phase difference is controlled at a constant frequency, the heating output is limited when the phase difference is 180 degrees. However, the inverter circuit 8 has a frequency higher than the resonance frequency of the load circuit of the heating coil 13 and the resonance capacitor 14. Therefore, by lowering the drive frequency to approach the resonance frequency of the load circuit, the current flowing through the heating coil 13 can be further increased, and a higher heating output can be obtained.

図７は、図２の状態（ｅ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図７において、駆動信号のアーム２０〜３０間の位相差はθｍａｘ（上限：１８０度）であり、駆動周波数は状態（ｃ）のｆ０より低いｆｍｉｎ（ｆ０＞ｆ１＞ｆｍｉｎ）である。
図７の状態では、加熱コイル１３に流れる電流を図６の状態よりも大きくすることができ、より高い加熱出力を得ることができる。 FIG. 7 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (e) of FIG.
In FIG. 7, the phase difference between the arms 20 to 30 of the drive signal is θmax (upper limit: 180 degrees), and the drive frequency is fmin (f0>f1> fmin) lower than f0 in the state (c).
In the state of FIG. 7, the current flowing through the heating coil 13 can be made larger than in the state of FIG. 6, and a higher heating output can be obtained.

なお、図６〜図７の状態（高出力状態）では、インバータ回路８の駆動周波数が一定でないので、誘導加熱調理器の加熱口が複数近接して配設されている場合には、駆動周波数の違いによる鍋の干渉音が発生する場合がある。
しかし、加熱出力が大きいために被調理物の煮沸音等が大きくなり、鍋の干渉音がマスキングされる。
また、制御回路１５は、高出力状態において冷却ファン１７を大風量状態で動作させるので、インバータ回路８等への送風音量が大きくなり、これによるマスキング効果で鍋の干渉音がかき消され、ユーザに不快感を与えることがほとんどなくなる。 In addition, since the drive frequency of the inverter circuit 8 is not constant in the state of FIGS. 6 to 7 (high output state), when a plurality of heating ports of the induction heating cooker are arranged close to each other, the drive frequency There is a case that the interference sound of the pot due to the difference of the.
However, since the heating output is large, the boiling sound of the object to be cooked becomes large, and the interference sound of the pan is masked.
In addition, since the control circuit 15 operates the cooling fan 17 in a high air flow state in a high output state, the volume of the air blown to the inverter circuit 8 and the like is increased, and the interference sound of the pan is drowned out by the masking effect thereby, to the user. Almost no discomfort.

図８は、図２の状態（ｆ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図８において、駆動信号のアーム２０〜３０間の位相差はθｍｉｎ（下限）であり、駆動周波数は状態（ａ）のｆ０より高いｆ２である。
駆動周波数を高くして、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の負荷回路の共振周波数から離れるほど、加熱コイル１３に流れる電流は小さくなり、低加熱出力となる。 FIG. 8 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (f) of FIG.
In FIG. 8, the phase difference between the arms 20 to 30 of the drive signal is θmin (lower limit), and the drive frequency is f2 higher than f0 in the state (a).
The higher the drive frequency is, the further away from the resonance frequency of the load circuit of the heating coil 13 and the resonance capacitor 14, the smaller the current flowing through the heating coil 13 and the lower the heating output.

図９は、図２の状態（ｇ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図９において、駆動信号のアーム２０〜３０間の位相差はθｍｉｎ（下限）であり、駆動周波数は状態（ａ）のｆ０より高いｆｍａｘ（ｆ０＜ｆ２＜ｆｍａｘ）である。
図９の状態では、加熱コイル１３に流れる電流は図８の状態よりも小さくなり、加熱出力はより小さくなる。 FIG. 9 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (g) of FIG.
In FIG. 9, the phase difference between the arms 20 to 30 of the drive signal is θmin (lower limit), and the drive frequency is fmax (f0 <f2 <fmax) higher than f0 in the state (a).
In the state of FIG. 9, the current flowing through the heating coil 13 is smaller than in the state of FIG. 8, and the heating output is smaller.

なお、図８〜図９の状態（低出力状態）でも、高出力状態と同様に駆動周波数が一定でないので、誘導加熱調理器の加熱口が複数近接して配設されている場合には、駆動周波数の違いによる鍋の干渉音が発生する場合がある。
しかし、低出力状態では加熱コイル１３に流れる電流は小さく、従って鍋に流れる誘導電流も小さいので鍋に振動が生じにくい。そのため、鍋の干渉音はユーザにとってほとんど気にならない程度しか発生しない。 In addition, since the drive frequency is not constant in the states of FIGS. 8 to 9 (low output state) as in the high output state, when a plurality of heating ports of the induction heating cooker are arranged close to each other, There is a case where the interference sound of the pan is generated due to the difference in driving frequency.
However, in a low output state, the current flowing through the heating coil 13 is small, and therefore the induced current flowing through the pan is also small, so that the pan is unlikely to vibrate. Therefore, the interference sound of the pan is generated only to the extent that the user hardly cares.

以上、図２の各状態における各スイッチング素子９ａ〜９ｄの駆動信号と、負荷回路の印加電圧とについて説明した。
次に、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器の全体的な制御動作について説明する。 In the above, the drive signal of each switching element 9a-9d in each state of FIG. 2 and the applied voltage of a load circuit were demonstrated.
Next, the overall control operation of the induction heating cooker according to the first embodiment will be described.

図１０は、本実施の形態１における加熱出力制御処理フローである。以下、図１０の各ステップについて説明する。 FIG. 10 is a heating output control processing flow in the first embodiment. Hereinafter, each step of FIG. 10 will be described.

（Ｓ１００１）
制御回路１５は、操作入力手段１６からの加熱開始指示を受けると、冷却ファン１７の駆動を小風量モードで開始する。
（Ｓ１００２）
制御回路１５は、インバータ回路８の各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ所定の初期駆動信号の出力を開始する。
（Ｓ１００３）
制御回路１５は、入力電流検出手段６により検出した入力電流、および入力電圧検出手段７により検出した入力電圧から、入力電力を求める。 (S1001)
When receiving the heating start instruction from the operation input means 16, the control circuit 15 starts driving the cooling fan 17 in the small air volume mode.
(S1002)
The control circuit 15 starts outputting predetermined initial drive signals to the switching elements 9 a to 9 d of the inverter circuit 8.
(S1003)
The control circuit 15 obtains input power from the input current detected by the input current detection means 6 and the input voltage detected by the input voltage detection means 7.

（Ｓ１００４）
制御回路１５は、操作入力手段１６で設定されている電力と、ステップＳ１００３で求めた入力電力とを比較する。
入力電力の方が大きければステップＳ１００５へ進み、設定されている電力の方が大きければステップＳ１０１２へ進み、両者が略同等であればステップＳ１０１９へ進む。本ステップにおいて略同等と判定するか否かの閾値は、適宜定めればよい。 (S1004)
The control circuit 15 compares the power set by the operation input unit 16 with the input power obtained in step S1003.
If the input power is larger, the process proceeds to step S1005. If the set power is larger, the process proceeds to step S1012. If both are substantially equal, the process proceeds to step S1019. The threshold value for determining whether or not it is substantially equivalent in this step may be determined as appropriate.

（Ｓ１００５）
入力電力の方が大きい場合、制御回路１５は、入力電力を抑制するように駆動信号を制御する必要がある。
そこでまず、制御回路１５は、アーム２０とアーム３０の駆動信号の位相差が下限（θｍｉｎ）であるか否かを判断する。
位相差が下限であればステップＳ１００６へ進み、下限でなければステップＳ１００８へ進む。 (S1005)
When the input power is larger, the control circuit 15 needs to control the drive signal so as to suppress the input power.
Therefore, first, the control circuit 15 determines whether or not the phase difference between the drive signals of the arm 20 and the arm 30 is the lower limit (θmin).
If the phase difference is the lower limit, the process proceeds to step S1006, and if not, the process proceeds to step S1008.

（Ｓ１００６）
駆動位相差が下限であれば、その時点での動作状態は低出力状態（図２の（ａ）〜（ｇ））であることが分かる。
そこで制御回路１５は、駆動周波数が上限（ｆｍａｘ）であるか否かを判断する。
駆動周波数が上限であればステップＳ１０１９へ進み、上限でなければステップＳ１００７へ進む。 (S1006)
If the drive phase difference is the lower limit, it is understood that the operation state at that time is a low output state ((a) to (g) in FIG. 2).
Therefore, the control circuit 15 determines whether or not the drive frequency is the upper limit (fmax).
If the drive frequency is the upper limit, the process proceeds to step S1019. If the drive frequency is not the upper limit, the process proceeds to step S1007.

（Ｓ１００７）
駆動周波数が上限でない場合は、さらに駆動周波数を上げて入力電力を下げることができる。そこで制御回路１５は、駆動周波数を上げて入力電力を抑制する。
（Ｓ１００８）
制御回路１５は、駆動周波数が位相差制御状態に相当する駆動周波数ｆ０より低い周波数であるか否かを判定する。
ｆ０より低い周波数であればステップＳ１００９へ進み、ｆ０以上であればステップＳ１０１０へ進む。 (S1007)
If the drive frequency is not the upper limit, the drive frequency can be further increased to lower the input power. Therefore, the control circuit 15 increases the drive frequency and suppresses input power.
(S1008)
The control circuit 15 determines whether or not the drive frequency is lower than the drive frequency f0 corresponding to the phase difference control state.
If the frequency is lower than f0, the process proceeds to step S1009, and if it is greater than or equal to f0, the process proceeds to step S1010.

（Ｓ１００９）
駆動周波数がｆ０より低い場合は、高出力状態（図２の（ｄ）〜（ｅ））に相当する。
そこで、制御回路１５は、駆動周波数を上げて入力電力を抑制する。
（Ｓ１０１０）〜（Ｓ１０１１）
駆動位相差が下限ではなく、駆動周波数がｆ０以上である場合（図２の（ｂ）に相当）は、高出力状態ではないので、制御回路１５は、冷却ファン１７を低風量モードに設定するとともに、駆動位相差を減らして入力電力を抑制する。 (S1009)
When the drive frequency is lower than f0, it corresponds to a high output state ((d) to (e) in FIG. 2).
Thus, the control circuit 15 suppresses input power by increasing the drive frequency.
(S1010) to (S1011)
When the drive phase difference is not the lower limit and the drive frequency is f0 or more (corresponding to (b) in FIG. 2), the control circuit 15 sets the cooling fan 17 to the low air volume mode because it is not a high output state. At the same time, the drive phase difference is reduced to suppress the input power.

（Ｓ１０１２）
設定電力の方が大きい場合、制御回路１５は、入力電力を増加させるように駆動信号を制御する必要がある。
そこでまず、制御回路１５は、アーム２０とアーム３０の駆動位相差が上限（θｍａｘ：１８０度）であるか否かを判断する。
駆動位相差が上限であればステップＳ１０１６へ進み、上限でなければステップＳ１０１３へ進む。 (S1012)
When the set power is larger, the control circuit 15 needs to control the drive signal so as to increase the input power.
Therefore, first, the control circuit 15 determines whether or not the drive phase difference between the arm 20 and the arm 30 is the upper limit (θmax: 180 degrees).
If the drive phase difference is the upper limit, the process proceeds to step S1016, and if not, the process proceeds to step S1013.

（Ｓ１０１３）
制御回路１５は、駆動周波数がｆ０より高い低出力状態（図２の（ｆ）〜（ｇ）に相当する状態）であるか否か判断する。
ｆ０より高い場合はステップＳ１０１４へ進み、ｆ０以下であればステップＳ１０１５へ進む。
（Ｓ１０１４）
駆動周波数がｆ０より高い場合は、その時点での動作状態が低出力状態（図２の（ｆ）〜（ｇ））であることが分かる。
そこで制御回路１５は、駆動周波数を下げて入力電力を増加させる。
（Ｓ１０１５）
駆動周波数がｆ０以下である場合は、その時点での動作状態が位相差制御状態（図２の（ａ）〜（ｃ））であることが分かる。
そこで制御回路１５は、駆動位相差を増加させて入力電力を増加させる。 (S1013)
The control circuit 15 determines whether or not the driving frequency is a low output state higher than f0 (a state corresponding to (f) to (g) in FIG. 2).
If it is higher than f0, the process proceeds to step S1014, and if it is less than f0, the process proceeds to step S1015.
(S1014)
When the drive frequency is higher than f0, it is understood that the operation state at that time is a low output state ((f) to (g) in FIG. 2).
Therefore, the control circuit 15 increases the input power by lowering the drive frequency.
(S1015)
When the drive frequency is f0 or less, it is understood that the operation state at that time is the phase difference control state ((a) to (c) in FIG. 2).
Therefore, the control circuit 15 increases the input power by increasing the drive phase difference.

（Ｓ１０１６）
駆動位相差が上限（θｍａｘ：１８０度）である場合は、高出力状態（図２の（ｃ）〜（ｅ））であることが分かる。
制御回路１５は、駆動周波数が下限（ｆｍｉｎ、図２の（ｅ）に相当）であるか否かを判断する。
駆動周波数が下限である場合はステップＳ１０１９へ進み、下限でない場合はステップＳ１０１７へ進む。
（Ｓ１０１７）〜（Ｓ１０１８）
制御回路１５は、冷却ファン１７を大風量状態に設定して動作させ、冷却風音を大きくするとともに、駆動周波数を下げて入力電力を増加させる。 (S1016)
When the drive phase difference is the upper limit (θmax: 180 degrees), it can be seen that it is in a high output state ((c) to (e) in FIG. 2).
The control circuit 15 determines whether or not the drive frequency is the lower limit (fmin, corresponding to (e) of FIG. 2).
If the drive frequency is the lower limit, the process proceeds to step S1019. If the drive frequency is not the lower limit, the process proceeds to step S1017.
(S1017) to (S1018)
The control circuit 15 sets the cooling fan 17 to a large air volume state and operates it to increase the cooling wind noise and decrease the drive frequency to increase the input power.

（Ｓ１０１９）
制御回路１５は、以上のステップで入力電力が設定電力になるように制御を行う。
その後、制御回路１５は、操作入力手段１６からの加熱停止の指示入力の有無を判断する。
加熱停止の指示入力があればステップＳ１０２０へ進み、なければステップＳ１００３へ戻って入力電力の制御を継続する。
（Ｓ１０２０）
制御回路１５は、スイッチング素子の駆動信号の出力を停止する。
（Ｓ１０２１）
制御回路１５は、冷却ファン１７を停止する。 (S1019)
The control circuit 15 performs control so that the input power becomes the set power through the above steps.
Thereafter, the control circuit 15 determines whether or not a heating stop instruction is input from the operation input means 16.
If there is a heating stop instruction input, the process proceeds to step S1020. If not, the process returns to step S1003 to continue control of input power.
(S1020)
The control circuit 15 stops the output of the drive signal for the switching element.
(S1021)
The control circuit 15 stops the cooling fan 17.

以上のように、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器は、基本的に駆動周波数を一定として、２つのアーム間の駆動位相差を制御することによって加熱電力を調整するので、複数の加熱口を使用した場合に、駆動周波数の違いにより発生する鍋の干渉音を抑制することができる。 As described above, the induction heating cooker according to the first embodiment adjusts the heating power by basically controlling the driving phase difference between the two arms while keeping the driving frequency constant, and thus a plurality of heating When the mouth is used, it is possible to suppress the interference sound of the pot caused by the difference in the driving frequency.

また、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器によれば、低火力状態や高火力状態では、周波数制御を行うことによって加熱電力を調整する。
これにより、高効率で加熱することができる加熱出力の調整範囲を、従来よりも広げることができる。 Moreover, according to the induction heating cooking appliance which concerns on this Embodiment 1, in a low thermal power state or a high thermal power state, heating power is adjusted by performing frequency control.
Thereby, the adjustment range of the heating output which can be heated with high efficiency can be expanded more than before.

また、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器では、低火力状態では加熱コイル電流や鍋に流れる誘導電流が小さく鍋の干渉音が生じにくいことに加え、高火力状態では被調理物の煮沸音等が大きくなって鍋の干渉音をマスキングするので、鍋の干渉音はユーザにとって気にならない程度となる。 In addition, in the induction heating cooker according to the first embodiment, the heating coil current and the induction current flowing in the pan are small in the low heating power state, and the cooking noise of the pan is not easily generated. Since the sound or the like becomes loud and masks the interference sound of the pan, the interference sound of the pan becomes a level that the user does not care about.

また、本実施の形態１に係る誘導加熱調理器によれば、特に高火力状態における周波数制御状態では、冷却ファンを高風量状態とすることによって送風音が大きくなるので、鍋の干渉音をマスキングする効果が大きくなる。 Moreover, according to the induction heating cooking appliance which concerns on this Embodiment 1, since the blowing sound becomes large by making a cooling fan into a high air volume state especially in the frequency control state in a high thermal power state, it masks the interference sound of a pan. The effect to do becomes large.

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、低出力状態においてハーフブリッジ駆動で動作する誘導加熱調理器の動作例について説明する。
なお、本実施の形態２に係る誘導加熱調理器の回路構成は、実施の形態１の図１で説明したものと同様であるため、説明を省略する。 Embodiment 2. FIG.
In Embodiment 2 of the present invention, an operation example of an induction heating cooker that operates by half-bridge driving in a low output state will be described.
In addition, since the circuit structure of the induction heating cooking appliance which concerns on this Embodiment 2 is the same as that of what was demonstrated in FIG. 1 of Embodiment 1, description is abbreviate | omitted.

図１１は、本実施の形態２におけるインバータ回路８の駆動方式、駆動信号の周波数・位相差・通電率の関係、これらと冷却ファン１７の風量状態との関係を示す図である。
図１１（Ａ）はフルブリッジ駆動状態、図１１（Ｂ）はハーフブリッジ駆動状態に関するものである。 FIG. 11 is a diagram showing the drive system of the inverter circuit 8 according to the second embodiment, the relationship among the frequency / phase difference / energization rate of the drive signal, and the relationship between these and the air flow rate state of the cooling fan 17.
FIG. 11A relates to the full bridge drive state, and FIG. 11B relates to the half bridge drive state.

図１１（Ａ）に示すように、本実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、基本的にはインバータ回路を一定の駆動周波数ｆ０においてアーム間の位相差を調整する位相差制御により加熱電力の制御を行う。
所定の駆動周波数ｆ０における最大位相差（θｍａｘ：１８０度）状態（図１１（ｃ）の駆動信号状態）で得られる入力電力より大きい加熱電力を得たい場合には、実施の形態１と同様に、最大位相差状態で駆動周波数を加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の負荷回路の共振周波数に近づけるように低下させる周波数制御（高出力状態）を行う。 As shown in FIG. 11A, also in the second embodiment, as in the first embodiment, basically, the inverter circuit adjusts the phase difference between the arms at a constant drive frequency f0. To control the heating power.
As in the first embodiment, when it is desired to obtain a heating power larger than the input power obtained in the maximum phase difference (θmax: 180 degrees) state at the predetermined driving frequency f0 (the driving signal state in FIG. 11C). In the maximum phase difference state, frequency control (high output state) is performed to reduce the drive frequency so as to approach the resonance frequency of the load circuit of the heating coil 13 and the resonance capacitor 14.

一方、所定の駆動周波数ｆ０における位相差下限（θｍｉｎ）の状態（図１１（ａ）の駆動信号状態）で得られる入力電力より小さい入力電力を得たい場合には、ハーフブリッジ駆動状態として、上スイッチと下スイッチの通電率を制御する。 On the other hand, when it is desired to obtain an input power smaller than the input power obtained in the phase difference lower limit (θmin) state (drive signal state in FIG. 11A) at the predetermined drive frequency f0, Controls the energization rate of the switch and lower switch.

図１１（Ｂ）に示すように、ハーフブリッジ駆動状態では、加熱出力を上げる際は上スイッチ通電率を上限（Ｄｍａｘ：５０％）に近づけた状態（図１１の状態（ｈ））とし、加熱出力を下げる場合は上スイッチ通電率を下限（Ｄｍｉｎ）に近づけた状態（図１１の状態（ｉ））とする。
上スイッチ通電率を上限としてなお加熱出力を上げる場合は、図１１（Ａ）のフルブリッジ駆動状態に移行する。 As shown in FIG. 11B, in the half-bridge driving state, when increasing the heating output, the upper switch energization rate is set close to the upper limit (Dmax: 50%) (state (h) in FIG. 11), and heating is performed. When the output is lowered, the upper switch energization rate is set to a state close to the lower limit (Dmin) (state (i) in FIG. 11).
In the case where the heating output is still increased with the upper switch energization rate as the upper limit, the state shifts to the full bridge drive state of FIG.

図１２は、図１１の状態（ｈ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
ハーフブリッジ駆動では、アーム２０の上スイッチ９ａと下スイッチ９ｂを交互に高周波でオンオフするとともに、アーム３０の上スイッチ９ｃはオフ、下スイッチはオンに固定駆動する。
図１２において、駆動信号の周波数は一定値ｆ０であり、アーム２０の上スイッチ９ａと下スイッチ９ｂの通電率は５０％である。また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆ０）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正方向のみに印加される。 FIG. 12 shows the drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and the applied voltage of the load circuit in the state (h) of FIG.
In the half bridge drive, the upper switch 9a and the lower switch 9b of the arm 20 are alternately turned on and off at a high frequency, and the upper switch 9c of the arm 30 is fixed to be turned off and the lower switch is turned on.
In FIG. 12, the frequency of the drive signal is a constant value f0, and the energization rate of the upper switch 9a and the lower switch 9b of the arm 20 is 50%. In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit only in the positive direction in accordance with the phase difference at every constant period (T = 1 / f0).

図１３は、図１１の状態（ｉ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図１３において、駆動信号の周波数は一定値ｆ０であり、アーム２０の上スイッチ９ａの通電率を下限（Ｄｍｉｎ（％））とし、下スイッチ９ｂの通電率を上限（１００−Ｄｍｉｎ（％））としている。
また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆ０）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正方向のみに印加される。 FIG. 13 shows the drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and the applied voltage of the load circuit in the state (i) of FIG.
In FIG. 13, the frequency of the drive signal is a constant value f0, the energization rate of the upper switch 9a of the arm 20 is set to the lower limit (Dmin (%)), and the energization rate of the lower switch 9b is set to the upper limit (100-Dmin (%)). It is said.
In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit only in the positive direction in accordance with the phase difference at every constant period (T = 1 / f0).

なお、図１１（Ｂ）において、通電率の下限値Ｄｍｉｎを設けているのは、上スイッチの通電率を小さくしていくとスイッチング損失が増え、加熱効率が低下するためである。
また、図１１（Ａ）に示した位相差制御状態および高出力状態における駆動信号は、実施の形態１で説明した図３〜図７（状態（ａ）〜（ｅ））と同様であるため、説明を省略する。 In FIG. 11B, the lower limit value Dmin of the energization rate is provided because the switching loss increases and the heating efficiency decreases as the energization rate of the upper switch is decreased.
Further, the drive signals in the phase difference control state and the high output state shown in FIG. 11A are the same as those in FIGS. 3 to 7 (states (a) to (e)) described in the first embodiment. The description is omitted.

以上、図１１（Ｂ）の各状態における各スイッチング素子９ａ〜９ｄの駆動信号と、負荷回路の印加電圧とについて説明した。
次に、本実施の形態２に係る誘導加熱調理器の全体的な制御動作について説明する。 In the above, the drive signal of each switching element 9a-9d in each state of FIG.11 (B) and the applied voltage of a load circuit were demonstrated.
Next, the overall control operation of the induction heating cooker according to the second embodiment will be described.

図１４は、本実施の形態２における加熱出力制御処理フローである。以下、図１４の各ステップについて説明する。 FIG. 14 is a heating output control processing flow in the second embodiment. Hereinafter, each step of FIG. 14 will be described.

（Ｓ１４０１）〜（Ｓ１４０３）
図１０のステップＳ１００１〜Ｓ１００３と同様であるため、説明を省略する。
（Ｓ１４０４）
制御回路１５は、操作入力手段１６で設定されている電力と、ステップＳ１４０３で求めた入力電力とを比較する。
入力電力の方が大きければステップＳ１４０５へ進み、設定されている電力の方が大きければステップＳ１４１４へ進み、両者が略同等であればステップＳ１４２３へ進む。 (S1401) to (S1403)
This is the same as steps S1001 to S1003 in FIG.
(S1404)
The control circuit 15 compares the power set by the operation input unit 16 with the input power obtained in step S1403.
If the input power is larger, the process proceeds to step S1405, if the set power is larger, the process proceeds to step S1414, and if both are substantially equal, the process proceeds to step S1423.

（Ｓ１４０５）
制御回路１５は、インバータ回路８の駆動方式がハーフブリッジ駆動かフルブリッジ駆動かを判断する。
ハーフブリッジ駆動であればステップＳ１４０６へ進み、フルブリッジ駆動であればステップＳ１４０８へ進む。
（Ｓ１４０６）
制御回路１５は、上スイッチの通電率が下限であるか否かを判断する。下限でなければステップＳ１４０７へ進み、下限であればステップＳ１４２３へ進む。
（Ｓ１４０７）
制御回路１５は、上スイッチの通電率を減らし、下スイッチの通電率を増やして、入力電力を抑制する。 (S1405)
The control circuit 15 determines whether the drive method of the inverter circuit 8 is half bridge drive or full bridge drive.
If it is half-bridge driving, the process proceeds to step S1406, and if it is full-bridge driving, the process proceeds to step S1408.
(S1406)
The control circuit 15 determines whether or not the energization rate of the upper switch is the lower limit. If it is not the lower limit, the process proceeds to step S1407, and if it is the lower limit, the process proceeds to step S1423.
(S1407)
The control circuit 15 reduces the energization rate of the upper switch and increases the energization rate of the lower switch to suppress input power.

（Ｓ１４０８）
制御回路１５は、アーム間の駆動位相差が下限（θｍｉｎ、図１１（ａ）の状態）であるか否かを判定する。
位相差が下限であればステップＳ１４０９へ進み、下限でなければステップＳ１４１０へ進む。
（Ｓ１４０９）
制御回路１５は、アーム３０の駆動を固定駆動に切り替えてハーフブリッジ駆動（図１１（ｈ）の状態）とする。 (S1408)
The control circuit 15 determines whether or not the drive phase difference between the arms is the lower limit (θmin, state shown in FIG. 11A).
If the phase difference is the lower limit, the process proceeds to step S1409, and if not, the process proceeds to step S1410.
(S1409)
The control circuit 15 switches the driving of the arm 30 to the fixed driving and performs the half-bridge driving (state shown in FIG. 11 (h)).

（Ｓ１４１０）
制御回路１５は、駆動周波数が位相差制御の所定周波数ｆ０より低いか否かを判定する。ｆ０より低ければステップＳ１４１１へ進み、ｆ０以上であればステップＳ１４１２へ進む。
（Ｓ１４１１）
駆動周波数がｆ０より低い場合は、高出力状態であることが分かる。
制御回路１５は、駆動周波数を上げて加熱出力を抑制する。
（Ｓ１４１２）〜（Ｓ１４１３）
駆動位相差が下限ではなく、駆動周波数がｆ０以上である場合（図１１の（ｂ）に相当）は、高出力状態ではないので、制御回路１５は、冷却ファン１７を低風量モードに設定するとともに、駆動位相差を減らして入力電力を抑制する。 (S1410)
The control circuit 15 determines whether or not the drive frequency is lower than a predetermined frequency f0 for phase difference control. If it is lower than f0, the process proceeds to step S1411. If it is equal to or greater than f0, the process proceeds to step S1412.
(S1411)
When the drive frequency is lower than f0, it can be seen that the output state is high.
The control circuit 15 increases the drive frequency and suppresses the heating output.
(S1412) to (S1413)
When the drive phase difference is not the lower limit and the drive frequency is f0 or more (corresponding to (b) in FIG. 11), the control circuit 15 sets the cooling fan 17 to the low air volume mode because it is not a high output state. At the same time, the drive phase difference is reduced to suppress the input power.

（Ｓ１４１４）
制御回路１５は、インバータ回路８の駆動方式がハーフブリッジ駆動かフルブリッジ駆動かを判断する。
ハーフブリッジ駆動であればステップＳ１４１５へ進み、フルブリッジ駆動であればステップＳ１４１８へ進む。
（Ｓ１４１５）
制御回路１５は、上スイッチの通電率が上限であるか否かを判断する。
上限でなければステップＳ１４１６へ進み、上限であればステップＳ１４１７へ進む。 (S1414)
The control circuit 15 determines whether the drive method of the inverter circuit 8 is half bridge drive or full bridge drive.
If it is half-bridge driving, the process proceeds to step S1415, and if it is full-bridge driving, the process proceeds to step S1418.
(S1415)
The control circuit 15 determines whether or not the energization rate of the upper switch is the upper limit.
If it is not the upper limit, the process proceeds to step S1416, and if it is the upper limit, the process proceeds to step S1417.

（Ｓ１４１６）
制御回路１５は、上スイッチの通電率を増やし、下スイッチの通電率を減らして、入力電力を増加させる。
（Ｓ１４１７）
上スイッチの通電率が上限であった場合は、図１１（ｈ）の駆動信号状態であることが分かる。
制御回路１５は、インバータ回路８の駆動方式を、フルブリッジ駆動（図１１（ａ）の駆動信号状態）に切り替える。 (S1416)
The control circuit 15 increases the energization rate of the upper switch and decreases the energization rate of the lower switch to increase the input power.
(S1417)
When the energization rate of the upper switch is the upper limit, it can be seen that the drive signal state shown in FIG.
The control circuit 15 switches the drive system of the inverter circuit 8 to full bridge drive (drive signal state in FIG. 11A).

（Ｓ１４１８）
制御回路１５は、駆動周波数が下限（図１１（ｅ）の駆動信号状態）であるか否かを判定する。
下限でなければステップＳ１４１９へ進み、下限であればステップＳ１４２３へ進む。
（Ｓ１４１９）
制御回路１５は、駆動信号のアーム間位相差が上限（θｍａｘ：１８０度）であるか否かを判断する。
上限であればステップＳ１４２０へ進み、上限でなければステップＳ１４２２へ進む。 (S1418)
The control circuit 15 determines whether or not the drive frequency is the lower limit (the drive signal state in FIG. 11E).
If it is not the lower limit, the process proceeds to step S1419, and if it is the lower limit, the process proceeds to step S1423.
(S1419)
The control circuit 15 determines whether or not the inter-arm phase difference of the drive signal is the upper limit (θmax: 180 degrees).
If it is the upper limit, the process proceeds to step S1420, and if it is not the upper limit, the process proceeds to step S1422.

（Ｓ１４２０）〜（Ｓ１４２１）
アーム間位相差が上限であれば、インバータ回路８は高出力状態で周波数制御中であることが分かる。
制御回路１５は、冷却ファン１７を高風量モードに設定するとともに、駆動周波数を下げて加熱電力を増加させる。
（Ｓ１４２２）
アーム間位相差が上限でなければ、位相差制御状態であることが分かる。
制御回路１５は、駆動信号のアーム間位相差を増やして加熱出力を増加させる。 (S1420) to (S1421)
If the phase difference between the arms is the upper limit, it can be seen that the inverter circuit 8 is performing frequency control in a high output state.
The control circuit 15 sets the cooling fan 17 to the high air volume mode and decreases the drive frequency to increase the heating power.
(S1422)
If the phase difference between the arms is not the upper limit, it is understood that the phase difference control state is set.
The control circuit 15 increases the heating output by increasing the phase difference between the arms of the drive signal.

（Ｓ１４２３）〜（Ｓ１４２５）
図１０のステップＳ１０１９〜Ｓ１０２１と同様であるため、説明を省略する。 (S1423) to (S1425)
This is the same as steps S1019 to S1021 in FIG.

以上のように、本実施の形態２に係る誘導加熱調理器は、位相差制御で出力可能な加熱電力以下の加熱レベルについては、周波数を一定としてハーフブリッジ駆動制御し、通電率を制御することにより加熱出力を制御する。
また、位相差制御で出力可能な加熱電力以上の加熱レベルについては、駆動周波数の制御を行う。
これにより、広い加熱出力範囲において加熱効率を高く保つことができる。 As described above, the induction heating cooker according to the second embodiment performs half-bridge drive control with a constant frequency for a heating level equal to or lower than the heating power that can be output by phase difference control, and controls the energization rate. To control the heating output.
In addition, the driving frequency is controlled for a heating level higher than the heating power that can be output by the phase difference control.
Thereby, heating efficiency can be kept high in a wide heating output range.

また、本実施の形態２に係る誘導加熱調理器によれば、位相差制御およびハーフブリッジ駆動の状態では、駆動周波数が一定であるため、複数の加熱口を同時に使用した際にインバータ回路の駆動周波数の違いにより生ずる鍋の干渉音は発生しない。
また、高出力状態では被加熱物の煮沸音が大きくなり、さらには冷却ファン１７を大風量状態で動作させるので送風音も大きくなって、それらの音で鍋の干渉音をマスキングしてユーザの不快感を抑えることができる。 In addition, according to the induction heating cooker according to the second embodiment, since the driving frequency is constant in the phase difference control and half-bridge driving states, the inverter circuit is driven when a plurality of heating ports are used simultaneously. There is no panning noise caused by the difference in frequency.
Moreover, in the high output state, the boiling sound of the object to be heated becomes large, and furthermore, since the cooling fan 17 is operated in a large air volume state, the blowing sound also becomes large, and these sounds mask the interference sound of the pan and the user's Discomfort can be suppressed.

実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、実施の形態２と同様に、低出力状態においてハーフブリッジ駆動で動作する誘導加熱調理器の動作例について説明する。
なお、本実施の形態３に係る誘導加熱調理器の回路構成は、実施の形態１の図１で説明したものと同様であるため、説明を省略する。 Embodiment 3 FIG.
In Embodiment 3 of the present invention, as in Embodiment 2, an operation example of an induction heating cooker that operates by half-bridge driving in a low output state will be described.
In addition, since the circuit structure of the induction heating cooking appliance which concerns on this Embodiment 3 is the same as that of what was demonstrated in FIG. 1 of Embodiment 1, description is abbreviate | omitted.

図１５は、本実施の形態３におけるインバータ回路８の駆動方式、駆動信号の周波数・位相差・通電率の関係、これらと冷却ファン１７の風量状態との関係を示す図である。
図１５（Ａ）はフルブリッジ駆動状態、図１５（Ｂ）はハーフブリッジ駆動状態に関するものである。 FIG. 15 is a diagram illustrating the drive system of the inverter circuit 8 according to the third embodiment, the relationship between the frequency / phase difference / energization ratio of the drive signal, and the relationship between these and the airflow state of the cooling fan 17.
FIG. 15A relates to the full bridge drive state, and FIG. 15B relates to the half bridge drive state.

図１５（Ａ）は、実施の形態２で説明した図１１（Ａ）と同様である。
図１５（Ｂ）は、図１１（Ｂ）と異なり、本実施の形態３では、ハーフブリッジ駆動時にスイッチの通電率を制御することに代えて駆動周波数を制御することにより、入力電力を制御することを示している。 FIG. 15A is similar to FIG. 11A described in Embodiment 2.
FIG. 15B differs from FIG. 11B in the third embodiment in which the input power is controlled by controlling the drive frequency instead of controlling the switch energization rate during half-bridge driving. It is shown that.

図１６は、図１５の状態（ｈ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図１６における各信号の状態は、図１２と同様である。 FIG. 16 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (h) of FIG.
The state of each signal in FIG. 16 is the same as in FIG.

図１７は、図１５の状態（ｊ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。
図１７において、上スイッチの通電率はＤｍａｘ（上限：５０％）であり、駆動周波数は状態（ｈ）のｆ０より高いｆｍａｘである。また、負荷回路には、一定周期（Ｔ＝１／ｆｍａｘ）毎に、位相差に応じて直流母線電圧（Ｖ（Ｖ））が正方向のみに印加される。
図１７の状態では、図１６の状態よりも駆動周波数を上げているため、入力電力が抑制される。 FIG. 17 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (j) of FIG.
In FIG. 17, the energization rate of the upper switch is Dmax (upper limit: 50%), and the drive frequency is fmax higher than f0 of the state (h). In addition, a DC bus voltage (V (V)) is applied to the load circuit only in the positive direction in accordance with the phase difference at regular intervals (T = 1 / fmax).
In the state of FIG. 17, since the drive frequency is raised compared with the state of FIG. 16, input power is suppressed.

図１８は、本実施の形態３における加熱出力制御処理フローである。以下、図１８の各ステップについて説明する。 FIG. 18 is a heating output control processing flow in the third embodiment. Hereinafter, each step of FIG. 18 will be described.

（Ｓ１８０１）〜（Ｓ１８０５）
図１４のステップＳ１４０１〜Ｓ１４０５と同様であるため、説明を省略する。
（Ｓ１８０６）
制御回路１５は、駆動周波数が上限（ｆｍａｘ）であるか否かを確認する。
上限でなければステップＳ１８０７へ進み、上限であればステップＳ１８２３へ進む。
（Ｓ１８０７）
制御回路１５は、駆動周波数を上げて入力電力を抑制する。 (S1801) to (S1805)
This is the same as steps S1401 to S1405 in FIG.
(S1806)
The control circuit 15 checks whether or not the drive frequency is the upper limit (fmax).
If it is not the upper limit, the process proceeds to step S1807, and if it is the upper limit, the process proceeds to step S1823.
(S1807)
The control circuit 15 increases the drive frequency and suppresses input power.

（Ｓ１８０８）〜（Ｓ１８１４）
図１４のステップＳ１４０８〜Ｓ１４１４と同様であるため、説明を省略する。
（Ｓ１８１５）
制御回路１５は、駆動周波数が所定周波数ｆ０であるか否かを確認する。
ｆ０でなければステップＳ１８１６へ進み、ｆ０であればステップＳ１８１７へ進む。
（Ｓ１８１６）
制御回路１５は、駆動周波数を下げて入力電力を増加させる。 (S1808) to (S1814)
This is the same as steps S1408 to S1414 in FIG.
(S1815)
The control circuit 15 confirms whether or not the drive frequency is the predetermined frequency f0.
If it is not f0, it will progress to step S1816, and if it is f0, it will progress to step S1817.
(S1816)
The control circuit 15 increases the input power by lowering the drive frequency.

（Ｓ１８１７）〜（Ｓ１８２５）
図１４のステップＳ１４１７〜Ｓ１４２５と同様であるため、説明を省略する。 (S1817) to (S1825)
Since this is the same as steps S1417 to S1425 in FIG.

以上のように、本実施の形態３によれば、実施の形態１や２と同様の効果を発揮することができる。
本実施の形態３のように、低出力状態のハーフブリッジ駆動状態で周波数制御を行ったとしても、低出力状態では加熱コイル電流や鍋に流れる誘導電流が小さく鍋の干渉音が生じにくいので、ほとんどユーザに不快感を与えるおそれはない。 As described above, according to the third embodiment, the same effects as in the first and second embodiments can be exhibited.
Even if frequency control is performed in the half-bridge driving state in the low output state as in the third embodiment, the heating coil current and the induced current flowing in the pan are small in the low output state, so that the interference sound of the pan is not easily generated. Almost no discomfort to the user.

実施の形態４．
実施の形態１〜３では、図２等に示したように、インバータ回路８を高出力状態（図２の（ｃ）〜（ｅ）等の状態）で駆動制御している際に、冷却ファン１７を大風量状態で動作させ、その送風音で鍋の干渉音をマスキングする例を示した。
本実施の形態４では、高出力状態以外の状態で冷却ファン１７を大風量動作させる例を説明する。 Embodiment 4 FIG.
In the first to third embodiments, as shown in FIG. 2 and the like, when the inverter circuit 8 is driven and controlled in a high output state (states such as (c) to (e) in FIG. 2), the cooling fan An example is shown in which 17 is operated in a large air volume state and the interference sound of the pan is masked by the blowing sound.
In the fourth embodiment, an example in which the cooling fan 17 is operated with a large air volume in a state other than the high output state will be described.

図１９は、本実施の形態４において、制御回路１５がアーム２０およびアーム３０へ出力する駆動信号の位相差、周波数、および冷却ファン１７の風量状態の関係を示す図である。
図１９に示すように、高出力状態の駆動周波数可変状態に加えて、周波数ｆ０でインバータ回路を駆動する位相差制御状態の一部でも、冷却ファン１７を大風量状態で動作させてもよい。
この場合、位相差制御状態のなかでも、鍋の干渉音が大きいと思われる領域において、干渉音を送風音でマスキングする同等の効果を得ることができる。 FIG. 19 is a diagram showing the relationship between the phase difference of drive signals output from the control circuit 15 to the arm 20 and the arm 30, the frequency, and the airflow state of the cooling fan 17 in the fourth embodiment.
As shown in FIG. 19, in addition to the drive frequency variable state in the high output state, the cooling fan 17 may be operated in a large air flow state even in a part of the phase difference control state in which the inverter circuit is driven at the frequency f0.
In this case, even in the phase difference control state, an equivalent effect of masking the interference sound with the blowing sound can be obtained in a region where the interference sound of the pan is considered to be large.

なお、図１９では、実施の形態１で説明した図２の状態（ｂ）〜（ｃ）において、冷却ファン１７を大風量状態としたが、実施の形態２〜３についても同様に、状態（ｂ）〜（ｃ）において冷却ファン１７を大風量状態としてもよい。 In FIG. 19, the cooling fan 17 is in a large air volume state in the states (b) to (c) of FIG. 2 described in the first embodiment, but the state ( In b) to (c), the cooling fan 17 may be in a large air volume state.

実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路図である。3 is a circuit diagram of the induction heating cooker according to Embodiment 1. FIG. 制御回路１５がアーム２０およびアーム３０へ出力する駆動信号の位相差、周波数、および冷却ファン１７の風量状態の関係を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a phase difference of driving signals output from a control circuit 15 to an arm 20 and an arm 30, a frequency, and an airflow state of a cooling fan 17. 図２の状態（ａ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and a voltage applied to the load circuit in the state (a) of FIG. 図２の状態（ｂ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and a voltage applied to the load circuit in the state (b) of FIG. 図２の状態（ｃ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and a voltage applied to the load circuit in the state (c) of FIG. 図２の状態（ｄ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。2 shows a drive signal output to the switching elements 9a to 9d by the control circuit 15 and a voltage applied to the load circuit in the state (d) of FIG. 図２の状態（ｅ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。FIG. 2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (e) of FIG. 図２の状態（ｆ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and a voltage applied to the load circuit in the state (f) of FIG. 図２の状態（ｇ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。FIG. 2 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (g) of FIG. 実施の形態１における加熱出力制御処理フローである。3 is a heating output control processing flow in the first embodiment. 実施の形態２におけるインバータ回路８の駆動方式、駆動信号の周波数・位相差・通電率の関係、これらと冷却ファン１７の風量状態との関係を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a driving method of the inverter circuit 8 in the second embodiment, a relationship among a frequency, a phase difference, and an energization rate of a driving signal, and a relationship between these and the airflow state of the cooling fan 17. 図１１の状態（ｈ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。11 shows the drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and the applied voltage of the load circuit in the state (h) of FIG. 図１１の状態（ｉ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。11 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (i) of FIG. 実施の形態２における加熱出力制御処理フローである。5 is a heating output control processing flow in the second embodiment. 実施の形態３におけるインバータ回路８の駆動方式、駆動信号の周波数・位相差・通電率の関係、これらと冷却ファン１７の風量状態との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a driving method of the inverter circuit 8 in the third embodiment, a relationship among the frequency / phase difference / energization ratio of the driving signal, and a relationship between these and the airflow state of the cooling fan 17. 図１５の状態（ｈ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。15 shows a drive signal output from the control circuit 15 to each of the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (h) of FIG. 図１５の状態（ｊ）における、制御回路１５が各スイッチング素子９ａ〜９ｄへ出力する駆動信号、および負荷回路の印加電圧を示すものである。15 shows a drive signal output from the control circuit 15 to the switching elements 9a to 9d and an applied voltage of the load circuit in the state (j) of FIG. 実施の形態３における加熱出力制御処理フローである。10 is a heating output control processing flow in the third embodiment. 実施の形態４におけるインバータ回路８の駆動信号の位相差、周波数、および冷却ファン１７の風量状態の関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between a phase difference of a drive signal of an inverter circuit 8 in Embodiment 4, a frequency, and an air volume state of a cooling fan 17.

Explanation of symbols

１商用交流電源、２直流電源回路、３整流ダイオードブリッジ、４リアクトル、５平滑コンデンサ、６入力電流検出手段、７入力電圧検出手段、８インバータ回路、９ａ〜９ｄスイッチング素子、１２ａ〜１２ｂスナバコンデンサ、１３加熱コイル、１４共振コンデンサ、１５制御回路、１６操作入力手段、１７冷却ファン、２０アーム、３０アーム。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial AC power supply, 2 DC power supply circuit, 3 Rectifier diode bridge, 4 Reactor, 5 Smoothing capacitor, 6 Input current detection means, 7 Input voltage detection means, 8 Inverter circuit, 9a-9d Switching element, 12a-12b Snubber capacitor, 13 heating coil, 14 resonance capacitor, 15 control circuit, 16 operation input means, 17 cooling fan, 20 arm, 30 arm.

Claims

An inverter comprising two sets of arms having switching elements connected in series;
Control means for controlling the operation of the inverter;
With
The two sets of arms constitute a full bridge circuit,
The control means includes
When changing the output of the inverter within a predetermined range,
While fixing the driving frequency of the switching element to a predetermined frequency, the driving phase difference is a range from a lower limit value to an upper limit value,
When increasing the output of said inverter exceeds a predetermined range,
The induction heating cooker characterized by fixing the drive phase difference of the switching element to the upper limit value and setting the drive frequency of the switching element to less than the predetermined frequency .

An inverter comprising two sets of arms having switching elements connected in series;
Control means for controlling the operation of the inverter;
With
The two sets of arms constitute a full bridge circuit,
The control means includes
When changing the output of the inverter within a predetermined range,
While fixing the driving frequency of the switching element to a predetermined frequency, the driving phase difference is a range from a lower limit value to an upper limit value,
When increasing the output of said inverter exceeds a predetermined range,
While fixing the driving phase difference of the switching element to the upper limit value, the driving frequency of the switching element is less than the predetermined frequency,
When making the output of the inverter smaller than the predetermined range,
An induction heating cooker characterized in that the driving phase difference of the switching element is fixed to the lower limit value, and the driving frequency of the switching element is made larger than the predetermined frequency .

An inverter comprising two sets of arms having switching elements connected in series;
Control means for controlling the operation of the inverter;
With
The two sets of arms constitute a full bridge circuit,
The control means includes
When changing the output of the inverter within a predetermined range,
While fixing the driving frequency of the switching element to a predetermined frequency, the driving phase difference is a range from a lower limit value to an upper limit value,
When increasing the output of the inverter beyond the predetermined range,
While fixing the drive phase difference of the switching element to the upper limit, the drive frequency of the switching element is less than the predetermined frequency,
When the output of the inverter smaller than the predetermined range,
Induction cooker and drives controlling two pairs of said arms as a half-bridge circuit.

The control means includes
When driving and controlling two sets of arms as a half-bridge circuit,
Fixing the driving frequency of the switching element to the predetermined frequency;
By varying the energization rate of the switching element,
The induction heating cooker according to claim 3 , wherein the output of the inverter is variably controlled.

The control means includes
When driving and controlling two sets of arms as a half-bridge circuit,
Fixing the conduction rate of the switching element;
By varying the drive frequency of the switching element,
The induction heating cooker according to claim 3 , wherein the output of the inverter is variably controlled.

A blower unit having a blower function and capable of changing the air volume based on an instruction of the control unit;
The control means includes
When controlling the driving frequency of the switching element below the predetermined frequency,
The induction heating cooker according to any one of claims 1 to 5, wherein the air blowing unit is instructed to set the air volume to a large air volume state.