JP4944489B2 - Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same - Google Patents

Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same Download PDF

Info

Publication number
JP4944489B2
JP4944489B2 JP2006130459A JP2006130459A JP4944489B2 JP 4944489 B2 JP4944489 B2 JP 4944489B2 JP 2006130459 A JP2006130459 A JP 2006130459A JP 2006130459 A JP2006130459 A JP 2006130459A JP 4944489 B2 JP4944489 B2 JP 4944489B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
power supply
circuit
terminal
charging
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2006130459A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2007306664A (en
Inventor
勲 山本
智 名手
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohm Co Ltd
Original Assignee
Rohm Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohm Co Ltd filed Critical Rohm Co Ltd
Priority to JP2006130459A priority Critical patent/JP4944489B2/en
Priority to TW096116308A priority patent/TW200812191A/en
Priority to US11/801,305 priority patent/US7821233B2/en
Publication of JP2007306664A publication Critical patent/JP2007306664A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4944489B2 publication Critical patent/JP4944489B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Protection Of Static Devices (AREA)

Description

本発明は、過電圧から回路を保護する過電圧保護回路に関する。   The present invention relates to an overvoltage protection circuit that protects a circuit from an overvoltage.

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、ノート型パーソナルコンピュータなどのさまざまな電子機器には、デジタル信号処理を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）や、その他のＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、あるいは、液晶パネル、その他のアナログ回路など、多くの電子回路が搭載される。これらの電子回路は、電池や、電池電圧を安定化する電源回路から電力供給を受けて動作する。   Various electronic devices such as mobile phones, PDAs (Personal Digital Assistants), and notebook personal computers in recent years include CPUs (Central Processing Units) that perform digital signal processing, other DSPs (Digital Signal Processors), and liquid crystals. Many electronic circuits such as panels and other analog circuits are installed. These electronic circuits operate with power supplied from a battery or a power supply circuit that stabilizes the battery voltage.

こうした電子回路を構成する抵抗、トランジスタなどの回路素子には、耐圧が存在し、この耐圧を超える電圧が印加されると、正常な機能が実行できなくなる。   Circuit elements such as resistors and transistors constituting such an electronic circuit have a withstand voltage. When a voltage exceeding the withstand voltage is applied, a normal function cannot be performed.

特開平９−２１９９３５号公報Japanese Patent Laid-Open No. 9-219935

一般に、ＣＰＵや、ＤＳＰなどは、電子機器に内蔵される電源回路によって安定化された電圧によって動作するため、想定外の過電圧が印加される状況はそれほどない。一方、電池を充電する充電回路などは、外部からの電源電圧を受け、この電源電圧によって回路動作を実行することになる。   In general, a CPU, a DSP, and the like operate with a voltage stabilized by a power supply circuit built in an electronic device, and thus there are not many situations in which an unexpected overvoltage is applied. On the other hand, a charging circuit or the like that charges a battery receives a power supply voltage from the outside, and performs a circuit operation using the power supply voltage.

この場合、ユーザが、本来使用すべき外部電源回路を使用した場合には、充電回路に想定外の過電圧が印加されることはないが、ユーザが電子機器に対応していない外部電源などを用いた場合、充電装置に、その耐圧を超えるような非常に大きな過電圧が印加される場合も想定される。   In this case, when the user uses an external power supply circuit that should be used, an unexpected overvoltage is not applied to the charging circuit, but the user uses an external power supply that is not compatible with the electronic device. In such a case, it may be assumed that a very large overvoltage exceeding the breakdown voltage is applied to the charging device.

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、過電圧から、回路を好適に保護することの可能な過電圧保護回路の提供にある。   The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide an overvoltage protection circuit capable of suitably protecting a circuit from an overvoltage.

本発明のある態様は、半導体集積回路に内蔵され、本半導体集積回路の電源端子に供給される電源電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする過電圧保護回路に関する。この過電圧保護回路は、半導体集積回路の電源端子および固定電圧端子間に、直列に設けられた第１クランプ回路および第１スイッチと、所定の基準電圧を生成する基準電圧源と、電源端子に供給される電源電圧に応じた電圧を、基準電圧と比較するコンパレータと、を備える。コンパレータは、電源電圧に応じた電圧が基準電圧より高くなると、第１スイッチをオンする。「固定電圧端子」とは、接地端子、正負の電源端子、基準電圧端子など、電位の固定された端子をいう。   One embodiment of the present invention relates to an overvoltage protection circuit that is built in a semiconductor integrated circuit and clamps a power supply voltage supplied to a power supply terminal of the semiconductor integrated circuit below a predetermined clamp voltage. The overvoltage protection circuit supplies a first clamp circuit and a first switch provided in series between a power supply terminal and a fixed voltage terminal of a semiconductor integrated circuit, a reference voltage source for generating a predetermined reference voltage, and a power supply terminal. A comparator that compares a voltage according to the power supply voltage to a reference voltage. The comparator turns on the first switch when the voltage corresponding to the power supply voltage becomes higher than the reference voltage. “Fixed voltage terminal” refers to a terminal having a fixed potential, such as a ground terminal, a positive / negative power supply terminal, or a reference voltage terminal.

この態様によると、電源端子に供給された電源電圧が、しきい値電圧を超えると、第１スイッチおよび第１クランプ回路を含む経路が導通する。その結果、電源電圧がクランプ電圧以下となるようにクランプされて、過電圧保護を実現することができる。   According to this aspect, when the power supply voltage supplied to the power supply terminal exceeds the threshold voltage, the path including the first switch and the first clamp circuit becomes conductive. As a result, the power supply voltage is clamped to be equal to or lower than the clamp voltage, and overvoltage protection can be realized.

ある態様において、第１クランプ回路および第１スイッチを含む経路に流れる電流を、電圧に変換する電流電圧変換回路をさらに含んでもよい。変換された電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、半導体集積回路の機能の一部を停止してもよい。
この場合、半導体集積回路の機能の一部が、過電圧状態で動作して誤動作し、あるいは不具合が生ずるのを防止することができる。 In one aspect, a current-voltage conversion circuit that converts a current flowing through a path including the first clamp circuit and the first switch into a voltage may be further included. When the converted voltage exceeds a predetermined threshold voltage, a part of the function of the semiconductor integrated circuit may be stopped.
In this case, it is possible to prevent a part of the functions of the semiconductor integrated circuit from operating in an overvoltage state and malfunctioning or causing a malfunction.

ある態様の過電圧保護回路は、第１スイッチから固定電圧端子へと至る経路と並列の経路に、直列に設けられた第２クランプ回路および第２スイッチをさらに含んでもよい。基準電圧源は、半導体集積回路に供給される電源電圧が低いことにより、所定の基準電圧が出力不能な状態において所定レベルとなる低電圧検出信号を出力するように構成され、第２スイッチは、低電圧検出信号が所定レベルの期間、オンしてもよい。
この場合、基準電圧源が起動する前に過電圧が印加されても、第２クランプ回路および第２スイッチの経路が確実にアクティブとなるため、電源端子の電圧を好適にクランプすることができる。 The overvoltage protection circuit according to an aspect may further include a second clamp circuit and a second switch provided in series in a path parallel to the path from the first switch to the fixed voltage terminal. The reference voltage source is configured to output a low voltage detection signal that is at a predetermined level when a predetermined reference voltage cannot be output due to a low power supply voltage supplied to the semiconductor integrated circuit, and the second switch includes: The low voltage detection signal may be turned on for a predetermined level.
In this case, even if an overvoltage is applied before the reference voltage source is activated, the path of the second clamp circuit and the second switch is reliably activated, so that the voltage at the power supply terminal can be clamped appropriately.

第１クランプ回路は、ダイオードを含んでもよい。ダイオードは、複数個、直列に接続されていてもよい。この場合、ダイオードの個数によって、クランプ電圧を調節することができる。   The first clamp circuit may include a diode. A plurality of diodes may be connected in series. In this case, the clamp voltage can be adjusted according to the number of diodes.

ある態様において、第１スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。また、コンパレータは、電源電圧に応じた電圧が、基準電圧より高いとき、ローレベルの比較信号を、第１スイッチであるＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートに出力してもよい。この場合、過電圧状態において、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴをオンすることができる。   In one embodiment, the first switch may be a P-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). The comparator may output a low-level comparison signal to the gate of the P-channel MOSFET that is the first switch when the voltage according to the power supply voltage is higher than the reference voltage. In this case, the P-channel MOSFET can be turned on in the overvoltage state.

ある態様において、第１スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２クランプ回路および第２スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートおよび固定電圧端子間に、直列に接続されるとともに、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間に、プルアップ抵抗を設けてもよい。   In one embodiment, the first switch is a P-channel MOSFET, and the second clamp circuit and the second switch are connected in series between the gate and the fixed voltage terminal of the P-channel MOSFET and the gate source of the P-channel MOSFET. A pull-up resistor may be provided between them.

ある態様において、電流電圧変換回路は、第１クランプ回路および第１スイッチと直列に設けられた第１トランジスタと、第１トランジスタとカレントミラー接続された第２トランジスタと、一端の電位が固定された抵抗と、を含み、第２トランジスタに流れる電流に応じた電流を、抵抗に流すことにより、電圧に変換してもよい。   In one embodiment, the current-voltage conversion circuit includes a first transistor provided in series with the first clamp circuit and the first switch, a second transistor connected to the first transistor in a current mirror, and a potential at one end fixed. A current corresponding to the current flowing through the second transistor may be converted into a voltage by flowing through the resistor.

本発明の別の態様は、外部電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する充電装置である。この充電装置は、外部電源から電池への経路上に設けられた充電トランジスタと、半導体基板上に集積化され、充電トランジスタのオン状態を調節して、電池に供給する充電電流を調節する充電制御回路と、外部電源から充電制御回路の電源端子への電力供給経路上に設けられ、必要な電圧降下を生成する電圧調節回路と、を備える。充電制御回路は、当該充電制御回路の電源端子の電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする上述のいずれかの態様の過電圧保護回路と、電池の電圧が、所定の電圧値に近づくように、充電トランジスタのオン状態を調節する電流調節回路と、を含む。   Another aspect of the present invention is a charging device that charges a battery based on a power supply voltage from an external power supply. This charging device is integrated on a semiconductor substrate with a charging transistor provided on a path from an external power source to the battery, and charging control for adjusting a charging current supplied to the battery by adjusting an ON state of the charging transistor. A circuit and a voltage adjustment circuit that is provided on a power supply path from an external power supply to a power supply terminal of the charge control circuit and generates a necessary voltage drop. The charge control circuit includes the overvoltage protection circuit according to any one of the above aspects that clamps the voltage of the power supply terminal of the charge control circuit below a predetermined clamp voltage, and the battery voltage approaches a predetermined voltage value. And a current adjusting circuit for adjusting an on state of the charging transistor.

ある態様において、電圧調節回路は、抵抗であってもよい。   In some embodiments, the voltage regulation circuit may be a resistor.

ある態様において、電圧調節回路は、外部電源から充電制御回路の電源端子へ至る電力供給経路上に設けれた保護トランジスタと、保護トランジスタの外部電源に接続される端子および保護トランジスタの制御端子間に設けられた抵抗と、を含んでもよい。過電圧保護回路は、保護トランジスタの制御端子の電圧を、所定の電圧以下にクランプすることにより、充電制御回路の電源端子の電圧を、クランプ電圧以下にクランプしてもよい。   In one embodiment, the voltage adjustment circuit includes a protection transistor provided on a power supply path from an external power supply to the power supply terminal of the charge control circuit, a terminal connected to the external power supply of the protection transistor, and a control terminal of the protection transistor. And a provided resistor. The overvoltage protection circuit may clamp the voltage at the power supply terminal of the charge control circuit below the clamp voltage by clamping the voltage at the control terminal of the protection transistor below a predetermined voltage.

ある態様の充電装置は、保護トランジスタの制御端子および固定電圧端子間に設けられたキャパシタをさらに備えてもよい。この場合、キャパシタおよび保護トランジスタの制御端子に接続された抵抗によってＲＣ回路が構成されるため、外部電源から供給される電圧が急激に上昇した場合でも、確実な回路保護を実現することができる。   The charging device of a certain aspect may further include a capacitor provided between the control terminal and the fixed voltage terminal of the protection transistor. In this case, since the RC circuit is configured by the resistor and the resistance connected to the control terminal of the protection transistor, reliable circuit protection can be realized even when the voltage supplied from the external power supply suddenly increases.

ある態様において、過電圧保護回路は、充電制御回路の電源端子の電圧が、クランプされた状態において、充電制御回路の充電機能を停止し、外部電源から電池に供給される充電電流を遮断してもよい。   In one aspect, the overvoltage protection circuit may stop the charging function of the charging control circuit and cut off the charging current supplied to the battery from the external power supply when the voltage of the power supply terminal of the charging control circuit is clamped. Good.

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、電池と、外部電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する上述の充電装置と、を備える。   Yet another embodiment of the present invention is an electronic device. This electronic device includes a battery and the above-described charging device that charges the battery based on a power supply voltage from an external power supply.

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。   Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, etc. are also effective as an aspect of the present invention.

本発明に係る過電圧保護回路によれば、過電圧から、回路を好適に保護することができる。   According to the overvoltage protection circuit of the present invention, the circuit can be suitably protected from overvoltage.

以下、本発明の実施の形態に係る充電回路およびクランプ回路について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、以下の説明において、電圧信号、電流信号あるいは抵抗、容量などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値、容量値を表すものとして用いることとする。   Hereinafter, a charging circuit and a clamp circuit according to embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. Further, in the following description, reference numerals attached to voltage signals, current signals, resistors, capacitors, and the like are used to represent the respective voltage values, current values, resistance values, and capacitance values as necessary.

（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係る充電回路２００ａおよび電子機器１０００全体の構成を示す回路図である。
電子機器１０００は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１０００は、充電回路２００ａ、電池２２０を備える。電子機器１０００は、その他に、図示しない電源回路や、ＤＳＰ、液晶パネルをはじめ、その他のアナログ、デジタルを備える。 (First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the entire charging circuit 200a and electronic device 1000 according to the first embodiment.
The electronic device 1000 is a battery-driven information terminal device such as a mobile phone terminal, PDA, or notebook PC. The electronic device 1000 includes a charging circuit 200a and a battery 220. In addition, the electronic device 1000 includes a power supply circuit (not shown), a DSP, a liquid crystal panel, and other analog and digital.

電池２２０は、リチウムイオンやＮｉＣｄ（ニッケルカドミウム）電池などの２次電池であり、その電池電圧Ｖｂａｔが、電子機器１０００のその他の回路ブロックへと供給される。   The battery 220 is a secondary battery such as a lithium ion or NiCd (nickel cadmium) battery, and the battery voltage Vbat is supplied to other circuit blocks of the electronic device 1000.

外部電源２１０は、電子機器１０００に接続され、商用交流電圧を直流電圧に変換するＡＣアダプタや、車載バッテリ等の電圧を、降圧するＤＣ／ＤＣコンバータなどであり、電子機器１０００に接続される。外部電源２１０は、充電回路２００ａに対して、直流の電源電圧Ｖｄｃを供給する。   The external power source 210 is connected to the electronic device 1000 and is an AC adapter that converts a commercial AC voltage into a DC voltage, a DC / DC converter that steps down the voltage of an in-vehicle battery, and the like, and is connected to the electronic device 1000. The external power supply 210 supplies a DC power supply voltage Vdc to the charging circuit 200a.

充電回路２００ａは、外部電源２１０からの電源電圧Ｖｄｃにもとづいて電池２２０を充電する。充電回路２００ａは、充電トランジスタＴｒ１、充電制御回路１００ａ、電圧調節回路１１０およびその他の回路素子を備える。   Charging circuit 200a charges battery 220 based on power supply voltage Vdc from external power supply 210. The charging circuit 200a includes a charging transistor Tr1, a charging control circuit 100a, a voltage adjustment circuit 110, and other circuit elements.

充電トランジスタＴｒ１は、外部電源２１０から電池２２０への充電経路上に設けられる。本実施の形態において、充電経路は、充電トランジスタＴｒ１、充電制御回路１００ａの第２電流制御端子１０８、電池端子１０２を介して電池２２０に至る経路である。充電トランジスタＴｒ１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、エミッタが外部電源２１０に接続されている。充電トランジスタＴｒ１のエミッタおよびベース間には、第２抵抗Ｒ２が接続される。また、充電トランジスタＴｒ１のベースおよび固定電圧端子である接地端子間には、充電制御トランジスタＴｒ２が接続される。充電制御トランジスタＴｒ２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、コレクタが充電トランジスタＴｒ１のベースに、エミッタが接地端子に接続される。   The charging transistor Tr1 is provided on a charging path from the external power source 210 to the battery 220. In the present embodiment, the charging path is a path that reaches the battery 220 via the charging transistor Tr1, the second current control terminal 108 of the charging control circuit 100a, and the battery terminal 102. The charging transistor Tr1 is a PNP-type bipolar transistor, and an emitter is connected to the external power source 210. A second resistor R2 is connected between the emitter and base of the charging transistor Tr1. In addition, a charging control transistor Tr2 is connected between the base of the charging transistor Tr1 and a ground terminal which is a fixed voltage terminal. The charge control transistor Tr2 is an NPN bipolar transistor, and has a collector connected to the base of the charge transistor Tr1 and an emitter connected to the ground terminal.

充電制御回路１００ａは、半導体基板上に集積化され、充電トランジスタＴｒ１のオン状態を調節して、電池２２０に供給する充電電流Ｉｃｈｇを調節する。充電制御回路１００ａは、入出力用の端子として、電池端子１０２、電源端子１０４、第１電流制御端子１０６、第２電流制御端子１０８を備える。   The charging control circuit 100a is integrated on the semiconductor substrate, and adjusts the ON state of the charging transistor Tr1 to adjust the charging current Ichg supplied to the battery 220. The charge control circuit 100a includes a battery terminal 102, a power supply terminal 104, a first current control terminal 106, and a second current control terminal 108 as input / output terminals.

電池端子１０２には、電池２２０が接続され、第２電流制御端子１０８には、充電トランジスタＴｒ１のコレクタが接続される。第１電流制御端子１０６からは、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度を制御する制御電圧Ｖｃｎｔが出力される。この制御電圧Ｖｃｎｔは、充電制御トランジスタＴｒ２のベースに入力される。電源端子１０４は、充電制御回路１００ａ自体の電源端子であって、電源電圧Ｖｄｄが供給される。以下、説明の混乱を避けるため、必要に応じて外部電源２１０からの電源電圧を外部電源電圧Ｖｄｃ、第１電流制御端子１０６に供給される電源電圧を、内部電源電圧Ｖｄｄとして区別する。   A battery 220 is connected to the battery terminal 102, and a collector of the charging transistor Tr1 is connected to the second current control terminal 108. From the first current control terminal 106, a control voltage Vcnt for controlling the degree of ON of the charging transistor Tr1 is output. This control voltage Vcnt is input to the base of the charge control transistor Tr2. The power supply terminal 104 is a power supply terminal of the charging control circuit 100a itself, and is supplied with the power supply voltage Vdd. Hereinafter, in order to avoid confusion, the power supply voltage from the external power supply 210 is distinguished as the external power supply voltage Vdc, and the power supply voltage supplied to the first current control terminal 106 is distinguished as necessary as the internal power supply voltage Vdd.

本実施の形態において、電圧調節回路１１０は、電圧制御抵抗Ｒ１を含み、外部電源２１０から充電制御回路１００ａの電源端子１０４への電力供給の経路上に設けられる。電圧調節回路１１０には、動作に応じて電圧降下が発生し、外部電源電圧Ｖｄｃが、内部電源電圧Ｖｄｄに降圧される。電圧制御抵抗Ｒ１の抵抗値は、たとえば１００Ω程度に設計する。   In the present embodiment, voltage adjustment circuit 110 includes voltage control resistor R1 and is provided on a power supply path from external power supply 210 to power supply terminal 104 of charge control circuit 100a. A voltage drop occurs in voltage adjusting circuit 110 according to the operation, and external power supply voltage Vdc is stepped down to internal power supply voltage Vdd. The resistance value of the voltage control resistor R1 is designed to be about 100Ω, for example.

充電制御回路１００ａは、クランプ回路１０、電流調節回路２０、その他の回路素子を備える。電流調節回路２０をはじめとする充電制御回路１００ａの内部の回路は、内部電源電圧Ｖｄｄを電源として動作する。   The charge control circuit 100a includes a clamp circuit 10, a current adjustment circuit 20, and other circuit elements. Circuits inside the charging control circuit 100a including the current adjusting circuit 20 operate using the internal power supply voltage Vdd as a power source.

たとえば、充電制御回路１００ａは、外部電源２１０から外部電源電圧Ｖｄｃとして５Ｖ程度の電圧を供給された状態において、電池２２０を安定に充電するように構成される。ところが、外部電源２１０として、本来予期しないデバイスが接続され、外部電源電圧Ｖｄｃとして５Ｖを大きく超える、たとえば３０Ｖ程度の過電圧が印加される状況も想定される。充電制御回路１００ａは、こうした過電圧から回路素子を保護するための過電圧保護回路を内蔵している。   For example, the charging control circuit 100a is configured to stably charge the battery 220 in a state where a voltage of about 5 V is supplied from the external power supply 210 as the external power supply voltage Vdc. However, a situation where an unexpected device is connected as the external power supply 210 and an overvoltage of about 30 V, for example, greatly exceeding 5 V as the external power supply voltage Vdc is assumed. The charge control circuit 100a has a built-in overvoltage protection circuit for protecting circuit elements from such overvoltage.

クランプ回路１０は、充電制御回路１００ａの電源端子１０４の電圧Ｖｄｄを、所定のクランプ電圧Ｖｃｌｍｐ以下にクランプする過電圧保護回路として機能する。クランプ電圧Ｖｃｌｍｐは、充電制御回路１００ａの半導体製造プロセスによって決まる耐圧に応じて設定すればよい。一般に高耐圧プロセスは、集積化の観点で不利であるため、信頼性を満たした上で、なるべく耐圧の低いプロセスを選択することが望ましい。この点から、通常動作時に想定される外部電源電圧Ｖｄｃ＝５Ｖよりも、若干高い電圧値に設定するのが望ましい。たとえば、充電制御回路１００ａは、外部電源電圧Ｖｄｃ＝５Ｖに対して、2Ｖ高い、７Ｖ耐圧のプロセスで設計してもよい。クランプ回路１０のクランプ電圧Ｖｃｌｍｐは、充電制御回路１００ａの耐圧に応じて設定すればよく、たとえば、７Ｖよりも低い６．８Ｖ程度に設定する。   The clamp circuit 10 functions as an overvoltage protection circuit that clamps the voltage Vdd of the power supply terminal 104 of the charge control circuit 100a to a predetermined clamp voltage Vclmp or less. The clamp voltage Vclmp may be set according to the breakdown voltage determined by the semiconductor manufacturing process of the charge control circuit 100a. In general, a high breakdown voltage process is disadvantageous from the viewpoint of integration. Therefore, it is desirable to select a process with a low breakdown voltage as much as possible after satisfying the reliability. From this point, it is desirable to set a voltage value slightly higher than the external power supply voltage Vdc = 5V assumed during normal operation. For example, the charge control circuit 100a may be designed by a 7V withstand voltage process that is 2V higher than the external power supply voltage Vdc = 5V. The clamp voltage Vclmp of the clamp circuit 10 may be set according to the withstand voltage of the charge control circuit 100a, and is set to about 6.8V, which is lower than 7V, for example.

電流調節回路２０は、電池２２０の電圧Ｖｂａｔが、所定の電圧値に近づくように、充電トランジスタＴｒ１のオン状態を調節し、充電電流Ｉｃｈｇを制御する。電流調節回路２０は、誤差増幅器２２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４を含む。第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４は、電池端子１０２に現れる電池電圧Ｖｂａｔを分圧し、Ｖｂａｔ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）で与えられる帰還電圧Ｖｆｂを、誤差増幅器２２の反転入力端子へと出力する。誤差増幅器２２の非反転入力端子には、所定の基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。誤差増幅器２２の出力端子は、第１電流制御端子１０６を介して充電制御トランジスタＴｒ２のベースに接続され、充電制御電圧Ｖｃｎｔを出力する。充電制御電圧Ｖｃｎｔによって、充電制御トランジスタＴｒ２のオンの程度が制御されると、充電制御トランジスタＴｒ２のコレクタ電流が変化して、第２抵抗Ｒ２における電圧降下が変化する。その結果、充電トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間電圧が変化し、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度が調節される。   The current adjusting circuit 20 controls the charging current Ichg by adjusting the on state of the charging transistor Tr1 so that the voltage Vbat of the battery 220 approaches a predetermined voltage value. The current adjustment circuit 20 includes an error amplifier 22, a third resistor R3, and a fourth resistor R4. The third resistor R3 and the fourth resistor R4 divide the battery voltage Vbat appearing at the battery terminal 102 and output the feedback voltage Vfb given by Vbat × R4 / (R3 + R4) to the inverting input terminal of the error amplifier 22. A predetermined reference voltage Vref is applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier 22. The output terminal of the error amplifier 22 is connected to the base of the charge control transistor Tr2 via the first current control terminal 106, and outputs the charge control voltage Vcnt. When the turn-on degree of the charge control transistor Tr2 is controlled by the charge control voltage Vcnt, the collector current of the charge control transistor Tr2 changes and the voltage drop in the second resistor R2 changes. As a result, the base-emitter voltage of the charging transistor Tr1 changes, and the degree of ON of the charging transistor Tr1 is adjusted.

充電制御回路１００ａの第２電流制御端子１０８、電池端子１０２の間には、充電停止スイッチＭ３、第５抵抗Ｒ５が直列に設けられる。充電トランジスタＴｒ１に流れる充電電流Ｉｃｈｇは、充電停止スイッチＭ３および第５抵抗Ｒ５を介して、電池２２０へと供給される。   A charge stop switch M3 and a fifth resistor R5 are provided in series between the second current control terminal 108 and the battery terminal 102 of the charge control circuit 100a. The charging current Ichg flowing through the charging transistor Tr1 is supplied to the battery 220 via the charging stop switch M3 and the fifth resistor R5.

本実施の形態において、クランプ回路１０は、充電制御回路１００ａの電源端子１０４の内部電源電圧Ｖｄｄをクランプしている状態において、すなわち、外部電源２１０から供給される外部電源電圧Ｖｄｃが上昇した状態において、外部電源２１０から電池２２０に供給される充電電流Ｉｃｈｇを遮断する。具体的には、外部電源２１０から電池２２０への充電電流Ｉｃｈｇの経路上に設けられた充電停止スイッチＭ３をオフすることにより、充電電流Ｉｃｈｇを遮断する。   In the present embodiment, the clamp circuit 10 clamps the internal power supply voltage Vdd of the power supply terminal 104 of the charge control circuit 100a, that is, in a state where the external power supply voltage Vdc supplied from the external power supply 210 has increased. The charging current Ichg supplied from the external power source 210 to the battery 220 is cut off. Specifically, the charging current Ichg is cut off by turning off a charging stop switch M3 provided on the path of the charging current Ichg from the external power supply 210 to the battery 220.

以上のように構成された充電回路２００の動作について説明する。外部電源２１０から通常の外部電源電圧Ｖｄｃ＝５Ｖ程度が供給されると、クランプ回路１０のクランプ機能は働かず、充電制御回路１００ａは通常の充電機能を実行する。誤差増幅器２２は、その反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるように、すなわちＶｆｂ＝Ｖｒｅｆが成り立つように、充電トランジスタＴｒ１のベース電圧、すなわちオン状態を調節し、電池２２０に適切な充電電流Ｉｃｈｇを供給する。   The operation of the charging circuit 200 configured as described above will be described. When a normal external power supply voltage Vdc of about 5 V is supplied from the external power supply 210, the clamp function of the clamp circuit 10 does not work, and the charge control circuit 100a executes a normal charge function. The error amplifier 22 adjusts the base voltage of the charging transistor Tr1, that is, the on-state so that the voltages of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal are equal, that is, Vfb = Vref, and is appropriate for the battery 220. A charging current Ichg is supplied.

いま、外部電源２１０から、外部電源電圧Ｖｄｃとして３０Ｖ程度の過電圧が印加されたとする。このとき、電源端子１０４の内部電源電圧Ｖｄｄは、外部電源電圧Ｖｄｃの上昇にともなって上昇しようとするが、クランプ回路１０は、内部電源電圧Ｖｄｄをクランプし、クランプ電圧Ｖｃｌｍｐ以上に上昇しないように機能する。電圧調節回路１１０である電圧制御抵抗Ｒ１には、外部電源電圧Ｖｄｃ＝３０Ｖと、内部電源電圧Ｖｄｄ＝Ｖｃｌｍｐの差に相当する電圧降下が発生する。   Now, it is assumed that an overvoltage of about 30 V is applied from the external power supply 210 as the external power supply voltage Vdc. At this time, the internal power supply voltage Vdd of the power supply terminal 104 tends to increase as the external power supply voltage Vdc increases, but the clamp circuit 10 clamps the internal power supply voltage Vdd so that it does not rise above the clamp voltage Vclmp. Function. A voltage drop corresponding to the difference between the external power supply voltage Vdc = 30V and the internal power supply voltage Vdd = Vclmp occurs in the voltage control resistor R1 that is the voltage adjustment circuit 110.

本実施の形態に係る充電回路２００ａによれば、充電制御回路１００ａの耐圧に応じてクランプ電圧Ｖｃｌｍｐを設定し、充電制御回路１００ａの内部にクランプ回路１０を内蔵することにより、電源電圧Ｖｄｃとして過電圧が印加されても、電圧調節回路１１０によって電圧降下が発生するため、電源端子１０４に、クランプ電圧Ｖｄｃを超える電圧が印加されるのを防止することができる。   According to the charging circuit 200a according to the present embodiment, the clamp voltage Vclmp is set according to the withstand voltage of the charging control circuit 100a, and the clamping circuit 10 is built in the charging control circuit 100a, whereby the overvoltage is set as the power supply voltage Vdc. Even if is applied, a voltage drop is generated by the voltage adjustment circuit 110, so that a voltage exceeding the clamp voltage Vdc can be prevented from being applied to the power supply terminal 104.

また、クランプ回路１０は、内部電源電圧Ｖｄｄをクランプした状態で、充電停止スイッチＭ３をオフして、充電電流Ｉｃｈｇを遮断する。過電圧状態において、充電機能を停止することにより、より安全な回路保護が実現できる。   In addition, the clamp circuit 10 turns off the charging stop switch M3 and cuts off the charging current Ichg in a state where the internal power supply voltage Vdd is clamped. By stopping the charging function in the overvoltage state, safer circuit protection can be realized.

また、回路構成としても、充電制御回路１００ａにクランプ回路１０を内蔵し、電圧制御抵抗Ｒ１を追加するのみで実現できるため、回路部品点数の増大を招くことなく、好適に過電圧保護を実現することができる。   Further, since the circuit configuration can be realized simply by incorporating the clamp circuit 10 in the charge control circuit 100a and adding the voltage control resistor R1, it is possible to suitably realize overvoltage protection without increasing the number of circuit components. Can do.

（第２の実施の形態）
図２は、第２の実施の形態に係る充電回路２００ｂの構成を示す回路図である。以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。 (Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a charging circuit 200b according to the second embodiment. Hereinafter, the difference from the first embodiment will be mainly described.

図１の充電回路２００ａは、電圧調節回路１１０として、抵抗素子を用いていた。その結果、過電圧印加時の、電圧制御抵抗Ｒ１における消費電力が大きくなる場合があった。たとえば、外部電源電圧Ｖｄｃ＝３０Ｖ、クランプ電圧Ｖｃｌｍｐ＝７の場合、２３Ｖの電圧降下が発生するため、抵抗値を１００Ωとした場合、２３２／１００≒５Ｗ程度の消費電力が発生する。したがって、電圧制御抵抗Ｒ１として、定格電力が５Ｗ以上の素子を選ぶ必要がある。定格電力の大きな抵抗素子は、部品の大きさやコストの観点から、使用を避けたい場合もある。以下で説明する第２の実施の形態に係る充電回路２００ｂは、定格電力の大きな抵抗素子の使用を望まない場合に有効である。 The charging circuit 200a of FIG. 1 uses a resistance element as the voltage adjustment circuit 110. As a result, the power consumption in the voltage control resistor R1 may increase when an overvoltage is applied. For example, when the external power supply voltage Vdc = 30V and the clamp voltage Vclmp = 7, a voltage drop of 23V occurs. Therefore, when the resistance value is 100Ω, power consumption of about 23 2 / 100≈5W is generated. Therefore, it is necessary to select an element having a rated power of 5 W or more as the voltage control resistor R1. In some cases, it is desirable to avoid using a resistive element having a large rated power from the viewpoint of the size and cost of the component. The charging circuit 200b according to the second embodiment described below is effective when it is not desired to use a resistance element having a large rated power.

本実施の形態において、電圧調節回路１１０は、保護トランジスタＴｒ３、第６抵抗Ｒ６を含む。保護トランジスタＴｒ３は、外部電源２１０から充電制御回路１００ｂの電源端子１０４ａへ至る電力供給の経路上に設けられる。保護トランジスタＴｒ３は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、エミッタが充電制御回路１００ｂの電源端子１０４ａ側に接続され、コレクタが外部電源２１０側に接続される。第６抵抗Ｒ６は、保護トランジスタＴｒ３の制御端子であるベースと、保護トランジスタＴｒ３の外部電源２１０に接続される端子であるコレクタとの間に設けられる。   In the present embodiment, the voltage adjustment circuit 110 includes a protection transistor Tr3 and a sixth resistor R6. The protection transistor Tr3 is provided on a power supply path from the external power supply 210 to the power supply terminal 104a of the charge control circuit 100b. The protection transistor Tr3 is an NPN bipolar transistor, and has an emitter connected to the power supply terminal 104a side of the charge control circuit 100b and a collector connected to the external power supply 210 side. The sixth resistor R6 is provided between a base that is a control terminal of the protection transistor Tr3 and a collector that is a terminal connected to the external power supply 210 of the protection transistor Tr3.

保護トランジスタＴｒ３のベースは、充電制御回路１００ｂの電源端子１０４ｂに接続される。本実施の形態において、クランプ回路１０は、保護トランジスタＴｒ３のベース電圧を、所定のしきい値電圧Ｖｔｈ以下にクランプすることにより、充電制御回路１００ｂの電源端子１０４ａの電圧Ｖｄｄを、クランプ電圧Ｖｃｌｍｐ以下にクランプする。本実施の形態では、しきい値電圧Ｖｔｈと、クランプ電圧Ｖｃｌｍｐの間には、Ｖｃｌｍｐ＝Ｖｔｈ−Ｖｆが成り立つ。ここでＶｆは、保護トランジスタＴｒ３のベースエミッタ間ダイオードの順方向電圧である。   The base of the protection transistor Tr3 is connected to the power supply terminal 104b of the charge control circuit 100b. In the present embodiment, the clamp circuit 10 clamps the base voltage of the protection transistor Tr3 to a predetermined threshold voltage Vth or less, thereby setting the voltage Vdd of the power supply terminal 104a of the charge control circuit 100b to the clamp voltage Vclmp or less. Clamp to In the present embodiment, Vclmp = Vth−Vf is established between the threshold voltage Vth and the clamp voltage Vclmp. Here, Vf is a forward voltage of the base-emitter diode of the protection transistor Tr3.

また、保護トランジスタＴｒ３のベースと、接地端子間には、キャパシタＣ１が設けられる。   A capacitor C1 is provided between the base of the protection transistor Tr3 and the ground terminal.

以上のように構成された充電回路２００ｂの動作を説明する。外部電源２１０により、外部電源電圧Ｖｄｃとして、過電圧が印加されると、電圧調節回路１１０のコレクタ電圧が上昇し、これにともない、ベース電圧、すなわち電源端子１０４ｂの電圧も上昇する。クランプ回路１０は、電源端子１０４ｂの電圧が、しきい値電圧Ｖｔｈを超えないようにクランプするため、内部電源電圧Ｖｄｄは、Ｖｃｌｍｐ（＝Ｖｔｈ−Ｖｆ）以下にクランプされる。   The operation of the charging circuit 200b configured as described above will be described. When an overvoltage is applied as the external power supply voltage Vdc by the external power supply 210, the collector voltage of the voltage adjustment circuit 110 increases, and accordingly, the base voltage, that is, the voltage of the power supply terminal 104b also increases. Since the clamp circuit 10 clamps the power supply terminal 104b so that the voltage does not exceed the threshold voltage Vth, the internal power supply voltage Vdd is clamped to Vclmp (= Vth−Vf) or less.

このとき、第６抵抗Ｒ６に流れる電流は、保護トランジスタＴｒ３のコレクタ電流の１／ｈｆｅとなる。ここでｈｆｅは、保護トランジスタＴｒ３の電流増幅率である。つまり、第２の実施の形態では、第６抵抗Ｒ６に流れる電流は、第１の実施の形態の電圧制御抵抗Ｒ１に流れる電流に比べて、非常に小さくなる。その結果、第６抵抗Ｒ６として、電圧制御抵抗Ｒ１の抵抗値の数十倍から１００倍程度の抵抗値とすることができる。このとき、過電圧状態で第６抵抗Ｒ６で消費される電力は、第１の実施の形態の電圧制御抵抗Ｒ１で消費される電力の数十分の１〜１００分の１程度まで減少する。   At this time, the current flowing through the sixth resistor R6 is 1 / hfe of the collector current of the protection transistor Tr3. Here, hfe is a current amplification factor of the protection transistor Tr3. That is, in the second embodiment, the current flowing through the sixth resistor R6 is very small compared to the current flowing through the voltage control resistor R1 of the first embodiment. As a result, the sixth resistor R6 can have a resistance value of several tens to 100 times the resistance value of the voltage control resistor R1. At this time, the power consumed by the sixth resistor R6 in the overvoltage state is reduced to about 1 to 1/100 that is several tenths of the power consumed by the voltage control resistor R1 of the first embodiment.

その結果、第６抵抗Ｒ６の定格電力を低くすることができ、回路設計の自由度を上げることができる。   As a result, the rated power of the sixth resistor R6 can be lowered, and the degree of freedom in circuit design can be increased.

また、本実施の形態に係る充電回路２００ｂでは、第６抵抗Ｒ６とキャパシタＣ１がＣＲ時定数回路を形成する。したがって、外部電源電圧Ｖｄｃが急激に上昇した場合においても、その上昇に対して、電源端子１０４ａ、１０４ｂの電圧の上昇が遅れるため、クランプ回路１０の動作速度が遅い場合であっても、確実に充電制御回路１００ｂに供給される内部電源電圧Ｖｄｄがクランプ電圧を超えるのを防止することができる。   In the charging circuit 200b according to the present embodiment, the sixth resistor R6 and the capacitor C1 form a CR time constant circuit. Therefore, even when the external power supply voltage Vdc suddenly rises, the rise of the voltage at the power supply terminals 104a and 104b is delayed with respect to the rise, so that even if the operation speed of the clamp circuit 10 is slow, it is ensured. It is possible to prevent the internal power supply voltage Vdd supplied to the charge control circuit 100b from exceeding the clamp voltage.

次に、第１、第２の実施の形態に係る充電回路２００ａ、２００ｂにクランプ回路として利用される過電圧保護の構成について説明する。   Next, a configuration of overvoltage protection used as a clamp circuit in the charging circuits 200a and 200b according to the first and second embodiments will be described.

図３は、第１、第２の実施の形態においてクランプ回路１０として使用される過電圧保護回路５０の構成を示す回路図である。過電圧保護回路５０は、半導体集積回路に内蔵され、本半導体集積回路の電源端子１０４ａに供給される電源電圧Ｖｄｄを、所定のクランプ電圧以下にクランプするクランプ回路である。   FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an overvoltage protection circuit 50 used as the clamp circuit 10 in the first and second embodiments. The overvoltage protection circuit 50 is a clamp circuit that is built in the semiconductor integrated circuit and clamps the power supply voltage Vdd supplied to the power supply terminal 104a of the semiconductor integrated circuit below a predetermined clamp voltage.

過電圧保護回路５０は、基準電圧源５２、コンパレータ５４、第１クランプ回路５６、第２クランプ回路５８、第１スイッチＭ１、第２スイッチＭ２、電流電圧変換回路６０を含む。   The overvoltage protection circuit 50 includes a reference voltage source 52, a comparator 54, a first clamp circuit 56, a second clamp circuit 58, a first switch M1, a second switch M2, and a current-voltage conversion circuit 60.

第１クランプ回路５６、第１スイッチＭ１は、充電制御回路１００ｂの電源端子１０４ｂと接地端子間に、直列に設けられる。第１クランプ回路５６はアノードが電源端子１０４ｂ側に、カソードが接地端子側に接続された複数のダイオードを含む。第１スイッチＭ１は、ソースが第１クランプ回路５６に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。   The first clamp circuit 56 and the first switch M1 are provided in series between the power supply terminal 104b and the ground terminal of the charge control circuit 100b. The first clamp circuit 56 includes a plurality of diodes having an anode connected to the power supply terminal 104b side and a cathode connected to the ground terminal side. The first switch M <b> 1 is a P-channel MOSFET whose source is connected to the first clamp circuit 56.

基準電圧源５２は、バンドギャップレギュレータなどであって、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、コンパレータ５４の非反転入力端子に印加する。第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８は、電源端子１０４ｂの電圧Ｖｄｄ’を分圧し、コンパレータ５４の反転入力端子に印加する。   The reference voltage source 52 is a band gap regulator or the like, and generates a predetermined reference voltage Vref and applies it to the non-inverting input terminal of the comparator 54. The seventh resistor R7 and the eighth resistor R8 divide the voltage Vdd 'of the power supply terminal 104b and apply it to the inverting input terminal of the comparator 54.

コンパレータ５４は、反転入力端子に印加された電源端子１０４ｂの電源電圧Ｖｄｄ’に応じた電圧Ｖｄｄ’’を、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、比較結果に応じて、第１スイッチＭ１のオンオフを制御する。本実施の形態において、コンパレータ５４は、Ｖｄｄ’’＞Ｖｒｅｆのときローレベルとなる比較信号Ｖｃｍｐを出力する。第１スイッチＭ１は、比較信号Ｖｃｍｐがローレベルのときオン、ハイレベルのときオフとなる。   The comparator 54 compares the voltage Vdd ″ corresponding to the power supply voltage Vdd ′ of the power supply terminal 104b applied to the inverting input terminal with the reference voltage Vref, and controls on / off of the first switch M1 according to the comparison result. . In the present embodiment, the comparator 54 outputs a comparison signal Vcmp that is at a low level when Vdd ″> Vref. The first switch M1 is turned on when the comparison signal Vcmp is at a low level and turned off when the comparison signal Vcmp is at a high level.

電流電圧変換回路６０は、第１クランプ回路５６および第１スイッチＭ１を含む経路に流れる電流Ｉｘを、電圧Ｖｘに変換する。電流電圧変換回路６０は、変換して得られた電圧Ｖｘが、所定のしきい値電圧を超えると、半導体集積回路の機能の一部を停止する。第１、第２の実施の形態では、充電機能を停止する場合について説明した。   The current-voltage conversion circuit 60 converts a current Ix flowing through a path including the first clamp circuit 56 and the first switch M1 into a voltage Vx. The current-voltage conversion circuit 60 stops part of the functions of the semiconductor integrated circuit when the voltage Vx obtained by the conversion exceeds a predetermined threshold voltage. In the first and second embodiments, the case where the charging function is stopped has been described.

電流電圧変換回路６０は、第１トランジスタＱ１〜第４トランジスタＱ４、第９抵抗Ｒ９を含む。第１トランジスタＱ１は、第１クランプ回路５６および第１スイッチＭ１と直列に、同一電流経路上に設けられる。第２〜第４トランジスタＱ２〜Ｑ４は、第１トランジスタＱ１とカレントミラー接続される。第２〜第４トランジスタＱ２〜Ｑ４よって複製された電流Ｉｘ’は、一端の電位が固定された第９抵抗Ｒ９に流され、Ｖｘ＝Ｒ９×Ｉｘ’の電圧が生成される。   The current-voltage conversion circuit 60 includes a first transistor Q1 to a fourth transistor Q4 and a ninth resistor R9. The first transistor Q1 is provided on the same current path in series with the first clamp circuit 56 and the first switch M1. The second to fourth transistors Q2 to Q4 are current mirror connected to the first transistor Q1. The current Ix ′ replicated by the second to fourth transistors Q2 to Q4 is passed through a ninth resistor R9 having a fixed potential at one end, and a voltage of Vx = R9 × Ix ′ is generated.

電圧Ｖｘは、エミッタ接地された第５トランジスタＱ５のベースに入力される。第１０抵抗Ｒ１０は、第５トランジスタＱ５のコレクタと、電源端子１０４ｂの間に設けられる。電圧Ｖｘが、しきい値電圧を超えて、第５トランジスタＱ５がオンすると、インバータ６２の出力はハイレベルとなる。インバータ６２の出力信号は、半導体集積回路の機能の一部を停止するために利用される。第１、第２の実施の形態では、インバータ６２の出力信号は、充電停止スイッチＭ３のゲートに供給される信号として利用された。   The voltage Vx is input to the base of the fifth transistor Q5 whose emitter is grounded. The tenth resistor R10 is provided between the collector of the fifth transistor Q5 and the power supply terminal 104b. When the voltage Vx exceeds the threshold voltage and the fifth transistor Q5 is turned on, the output of the inverter 62 becomes high level. The output signal of the inverter 62 is used to stop a part of the function of the semiconductor integrated circuit. In the first and second embodiments, the output signal of the inverter 62 is used as a signal supplied to the gate of the charge stop switch M3.

第２クランプ回路５８および第２スイッチＭ２は直列に接続され、第１スイッチＭ１から接地端子に至る経路と並列の経路に配置される。より具体的には、第２クランプ回路５８および第２スイッチＭ２は、第１スイッチＭ１のゲートと接地端子の間に、直列に接続される。また、第１スイッチＭ１のゲートソース間には、プルアップ抵抗Ｒ１１が設けられる。第２スイッチＭ２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ソースが接地され、ドレインが第２クランプ回路５８に接続される。   The second clamp circuit 58 and the second switch M2 are connected in series, and are arranged in a path parallel to the path from the first switch M1 to the ground terminal. More specifically, the second clamp circuit 58 and the second switch M2 are connected in series between the gate of the first switch M1 and the ground terminal. A pull-up resistor R11 is provided between the gate and source of the first switch M1. The second switch M <b> 2 is an N-channel MOSFET, the source is grounded, and the drain is connected to the second clamp circuit 58.

ここで、基準電圧源５２は、電源端子１０４ａに供給される電源電圧Ｖｄｄによって動作するため、電源電圧Ｖｄｄが低い場合には、所定の基準電圧Ｖｒｅｆが出力不能な状態となる場合がある。基準電圧源５２は、このような場合に、ハイレベルとなる低電圧検出信号ＶＬＯＷを出力するように構成される。低電圧検出信号ＶＬＯＷは、第２スイッチＭ２のゲートに印加される。その結果、第２スイッチＭ２は、低電圧検出信号ＶＬＯＷがハイレベルの期間、すなわち、所定の基準電圧Ｖｒｅｆが生成されない期間、オンとなる。   Here, since the reference voltage source 52 operates by the power supply voltage Vdd supplied to the power supply terminal 104a, when the power supply voltage Vdd is low, the predetermined reference voltage Vref may not be output. In such a case, the reference voltage source 52 is configured to output a low voltage detection signal VLOW that becomes a high level. The low voltage detection signal VLOW is applied to the gate of the second switch M2. As a result, the second switch M2 is turned on while the low voltage detection signal VLOW is at a high level, that is, during a period when the predetermined reference voltage Vref is not generated.

以上のように構成された過電圧保護回路５０の動作を説明する。
電源端子１０４ａに印加される電源電圧Ｖｄｄおよび電源端子１０４ｂに印加される電源電圧Ｖｄｄ’が、通常の動作電圧の場合、Ｖｄｄ’’＜Ｖｒｅｆが成り立つため、第１スイッチＭ１はオフとなり、第１クランプ回路５６および第１スイッチＭ１を含む経路には電流が流れず、クランプ機能は働かない。 The operation of the overvoltage protection circuit 50 configured as described above will be described.
When the power supply voltage Vdd applied to the power supply terminal 104a and the power supply voltage Vdd ′ applied to the power supply terminal 104b are normal operating voltages, Vdd ″ <Vref is established, so that the first switch M1 is turned off, and the first switch M1 is turned off. No current flows through the path including the clamp circuit 56 and the first switch M1, and the clamp function does not work.

過電圧状態において、電源端子１０４ａに印加される電源電圧Ｖｄｄおよび電源端子１０４ｂに印加される電源電圧Ｖｄｄ’が上昇すると、コンパレータ５４から出力される比較信号Ｖｃｍｐがローレベルとなり、第１スイッチＭ１がオン状態となる。このとき、第１スイッチＭ１および第１クランプ回路５６を含む経路に電流Ｉｘが流れ、第１クランプ回路５６によって、電源端子１０４ｂの電圧Ｖｄｄ’が所定のしきい値電圧Ｖｔｈ以下にクランプされる。このときのしきい値電圧Ｖｔｈは、Ｖｔｈ≒Ｖｆ×２＋ＶｄｓＭ１＋ＶｃｅＱ１で与えられる。ここで、Ｖｆは、第１クランプ回路５６のダイオードの順方向電圧、ＶｄｓＭ１は、第１スイッチＭ１のドレインソース間電圧、ＶｃｅＱ１は、第１トランジスタＱ１のコレクタエミッタ間電圧である。   In an overvoltage state, when the power supply voltage Vdd applied to the power supply terminal 104a and the power supply voltage Vdd ′ applied to the power supply terminal 104b rise, the comparison signal Vcmp output from the comparator 54 becomes low level, and the first switch M1 is turned on. It becomes a state. At this time, a current Ix flows through a path including the first switch M1 and the first clamp circuit 56, and the voltage Vdd 'of the power supply terminal 104b is clamped to a predetermined threshold voltage Vth or less by the first clamp circuit 56. The threshold voltage Vth at this time is given by Vth≈Vf × 2 + VdsM1 + VceQ1. Here, Vf is the forward voltage of the diode of the first clamp circuit 56, VdsM1 is the drain-source voltage of the first switch M1, and VceQ1 is the collector-emitter voltage of the first transistor Q1.

電源端子１０４ｂの電圧Ｖｄｄ’がクランプされると、電源端子１０４ａの電圧Ｖｄｄは、クランプ電圧Ｖｃｌｍｐ＝Ｖｔｈ−Ｖｆ以下にクランプされる。ここでＶｆは、保護トランジスタＴｒ３のベースエミッタ間電圧である。その結果、コンパレータ５４や基準電圧源５２に印加される電源電圧Ｖｄｄは、クランプ電圧以下に抑えられるため、回路保護が実現される。   When the voltage Vdd ′ at the power supply terminal 104b is clamped, the voltage Vdd at the power supply terminal 104a is clamped to a clamp voltage Vclmp = Vth−Vf or less. Here, Vf is a base-emitter voltage of the protection transistor Tr3. As a result, the power supply voltage Vdd applied to the comparator 54 and the reference voltage source 52 is suppressed to a clamp voltage or less, so that circuit protection is realized.

また、このとき、電流Ｉｘが、電流電圧変換回路６０によって電圧Ｖｘに変換され、Ｖｘ＞Ｖｆとなると、第５トランジスタＱ５がオンし、インバータ６２の出力信号によって、過電圧保護回路５０が内蔵される半導体集積回路の機能の一部が停止される。   At this time, when the current Ix is converted into the voltage Vx by the current-voltage conversion circuit 60 and Vx> Vf, the fifth transistor Q5 is turned on, and the overvoltage protection circuit 50 is built in by the output signal of the inverter 62. A part of the function of the semiconductor integrated circuit is stopped.

さらに、本実施の形態によれば、外部電源２１０からの外部電源電圧Ｖｄｃが、０Ｖ付近から急激に上昇した場合にも、好適に回路保護を実現することができる。外部電源電圧Ｖｄｃが、０Ｖ付近の場合、基準電圧源５２は基準電圧Ｖｒｅｆを生成することができず、また、コンパレータ５４自体も電圧比較を行うことができない。   Furthermore, according to the present embodiment, circuit protection can be suitably realized even when the external power supply voltage Vdc from the external power supply 210 suddenly rises from around 0V. When the external power supply voltage Vdc is near 0 V, the reference voltage source 52 cannot generate the reference voltage Vref, and the comparator 54 itself cannot perform voltage comparison.

この状態において、基準電圧源５２はハイレベルの低電圧検出信号ＶＬＯＷを出力しているため、第２スイッチＭ２がオンとなる。その結果、第１クランプ回路５６、プルアップ抵抗Ｒ１１、第２クランプ回路５８、第２スイッチＭ２を含む経路がアクティブとなり、クランプ回路として機能する。したがって、急激に外部電源電圧Ｖｄｃが上昇した場合においても、電源端子１０４ｂの電源電圧Ｖｄｄ’ならびに電源端子１０４ａの電源電圧Ｖｄｄを確実にクランプすることができる。   In this state, the reference voltage source 52 outputs the high level low voltage detection signal VLOW, so that the second switch M2 is turned on. As a result, a path including the first clamp circuit 56, the pull-up resistor R11, the second clamp circuit 58, and the second switch M2 becomes active and functions as a clamp circuit. Therefore, even when the external power supply voltage Vdc suddenly increases, the power supply voltage Vdd 'of the power supply terminal 104b and the power supply voltage Vdd of the power supply terminal 104a can be reliably clamped.

なお、外部電源電圧Ｖｄｃがある程度上昇して、基準電圧源５２により所定の基準電圧Ｖｒｅｆが生成されるようになると、第２スイッチＭ２がオフし、第１クランプ回路５６および第１スイッチＭ１を含む経路でのクランプ動作へと移行する。   When the external power supply voltage Vdc rises to some extent and the reference voltage source 52 generates a predetermined reference voltage Vref, the second switch M2 is turned off and includes the first clamp circuit 56 and the first switch M1. Transition to clamping operation in the path.

以上、実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能であることはいうまでもない。   Although the present invention has been described above based on the embodiments, it should be understood that the embodiments merely illustrate the principles and applications of the present invention, and the embodiments are within the scope of the claims. Needless to say, many modifications and arrangements can be made without departing from the concept of the present invention.

実施の形態でＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタは、必要に応じて適宜置き換えることが可能である。また、ＭＯＳＦＥＴのＮチャンネルとＰチャンネル、あるいはバイポーラトランジスタのＮＰＮ型とＰＮＰ型も、適宜置換してもよい。   In the embodiment, the MOSFET and the bipolar transistor can be appropriately replaced as necessary. Further, the N channel and P channel of the MOSFET or the NPN type and PNP type of the bipolar transistor may be appropriately replaced.

また、実施の形態では、充電トランジスタＴｒ１や充電制御トランジスタＴｒ２が充電制御回路１００の外部に設けられる場合について説明したが、これらを充電制御回路１００の内部に設けてもよい。したがって、いずれの回路素子を半導体集積回路の内部に形成するかは、使用する半導体プロセスや、回路に要求される仕様などに応じて適宜変更可能である。   Further, although the case where the charging transistor Tr1 and the charging control transistor Tr2 are provided outside the charging control circuit 100 has been described in the embodiment, they may be provided inside the charging control circuit 100. Therefore, which circuit element is formed in the semiconductor integrated circuit can be changed as appropriate according to the semiconductor process to be used, the specifications required for the circuit, and the like.

また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。   Further, in the present embodiment, the setting of high level and low level logical values is merely an example, and can be freely changed by appropriately inverting it with an inverter or the like.

第１の実施の形態に係る充電回路および電子機器全体の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the charging circuit which concerns on 1st Embodiment, and the whole electronic device. 第２の実施の形態に係る充電回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the charging circuit which concerns on 2nd Embodiment. 第１、第２の実施の形態においてクランプ回路として使用される過電圧保護回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the overvoltage protection circuit used as a clamp circuit in 1st, 2nd embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０ クランプ回路、 ２０ 電流調節回路、 ５０ 過電圧保護回路、 ５２ 基準電圧源、 ５４ コンパレータ、 ５６ 第１クランプ回路、 ５８ 第２クランプ回路、 ６０ 電流電圧変換回路、 １００ 充電制御回路、 １０４ 電源端子、 ２１０ 外部電源、 ２２０ 電池、 １０００ 電子機器、 Ｔｒ１ 充電トランジスタ、 Ｔｒ２ 充電制御トランジスタ、 Ｔｒ３ 保護トランジスタ、 Ｍ１ 第１スイッチ、 Ｍ２ 第２スイッチ、 Ｒ１１ プルアップ抵抗。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Clamp circuit, 20 Current adjustment circuit, 50 Overvoltage protection circuit, 52 Reference voltage source, 54 Comparator, 56 1st clamp circuit, 58 2nd clamp circuit, 60 Current voltage conversion circuit, 100 Charge control circuit, 104 Power supply terminal, 210 External power supply, 220 battery, 1000 electronic device, Tr1 charge transistor, Tr2 charge control transistor, Tr3 protection transistor, M1 first switch, M2 second switch, R11 pull-up resistor.

Claims (15)

半導体集積回路に内蔵され、本半導体集積回路の電源端子に供給される電源電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする過電圧保護回路であって、
前記半導体集積回路の電源端子および固定電圧端子間に、直列に設けられた第１クランプ回路および第１スイッチと、
所定の基準電圧を生成する基準電圧源と、
前記電源端子に供給される電源電圧に応じた電圧を、前記基準電圧と比較するコンパレータと、
前記第１クランプ回路および前記第１スイッチを含む経路に流れる電流を、電圧に変換する電流電圧変換回路と、
を備え、
前記コンパレータは、前記電源電圧に応じた電圧が前記基準電圧より高くなると、前記第１スイッチをオンし、
変換された電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、前記半導体集積回路の機能の一部を停止することを特徴とする過電圧保護回路。 An overvoltage protection circuit that is embedded in a semiconductor integrated circuit and clamps a power supply voltage supplied to a power supply terminal of the semiconductor integrated circuit below a predetermined clamp voltage,
A first clamp circuit and a first switch provided in series between a power supply terminal and a fixed voltage terminal of the semiconductor integrated circuit;
A reference voltage source for generating a predetermined reference voltage;
A comparator that compares a voltage according to a power supply voltage supplied to the power supply terminal with the reference voltage;
A current-voltage conversion circuit that converts a current flowing through a path including the first clamp circuit and the first switch into a voltage ;
With
The comparator turns on the first switch when a voltage corresponding to the power supply voltage becomes higher than the reference voltage,
Converted voltage exceeds a predetermined threshold voltage, over-voltage protection circuit you characterized by stopping a part of the function of the semiconductor integrated circuit. 前記第１スイッチから前記固定電圧端子へと至る経路と並列の経路に、直列に設けられた第２クランプ回路および第２スイッチをさらに含み、
前記基準電圧源は、前記半導体集積回路に供給される前記電源電圧が低いことにより、前記所定の基準電圧が出力不能な状態において所定レベルとなる低電圧検出信号を出力するように構成され、
前記第２スイッチは、前記低電圧検出信号が前記所定レベルの期間、オンすることを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。 A second clamp circuit and a second switch provided in series in a path parallel to the path from the first switch to the fixed voltage terminal;
The reference voltage source is configured to output a low voltage detection signal that is at a predetermined level when the power supply voltage supplied to the semiconductor integrated circuit is low and the predetermined reference voltage cannot be output.
2. The overvoltage protection circuit according to claim 1 , wherein the second switch is turned on while the low voltage detection signal is at the predetermined level. 半導体集積回路に内蔵され、本半導体集積回路の電源端子に供給される電源電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする過電圧保護回路であって、
前記半導体集積回路の電源端子および固定電圧端子間に、直列に設けられた第１クランプ回路および第１スイッチと、
所定の基準電圧を生成する基準電圧源と、
前記電源端子に供給される電源電圧に応じた電圧を、前記基準電圧と比較するコンパレータと、
前記第１スイッチから前記固定電圧端子へと至る経路と並列の経路に、直列に設けられた第２クランプ回路および第２スイッチと、
を備え、
前記コンパレータは、前記電源電圧に応じた電圧が前記基準電圧より高くなると、前記第１スイッチをオンし、
前記基準電圧源は、前記半導体集積回路に供給される前記電源電圧が低いことにより、前記所定の基準電圧が出力不能な状態において所定レベルとなる低電圧検出信号を出力するように構成され、
前記第２スイッチは、前記低電圧検出信号が前記所定レベルの期間、オンすることを特徴とする過電圧保護回路。 An overvoltage protection circuit that is embedded in a semiconductor integrated circuit and clamps a power supply voltage supplied to a power supply terminal of the semiconductor integrated circuit below a predetermined clamp voltage,
A first clamp circuit and a first switch provided in series between a power supply terminal and a fixed voltage terminal of the semiconductor integrated circuit;
A reference voltage source for generating a predetermined reference voltage;
A comparator that compares a voltage according to a power supply voltage supplied to the power supply terminal with the reference voltage;
A second clamp circuit and a second switch provided in series in a path parallel to the path from the first switch to the fixed voltage terminal ;
With
The comparator turns on the first switch when a voltage corresponding to the power supply voltage becomes higher than the reference voltage,
The reference voltage source is configured to output a low voltage detection signal that is at a predetermined level when the power supply voltage supplied to the semiconductor integrated circuit is low and the predetermined reference voltage cannot be output.
It said second switch, said low-voltage detection signal is a period of the predetermined level, on the over-voltage protection circuit you characterized by. 前記第１クランプ回路は、ダイオードを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の過電圧保護回路。 The overvoltage protection circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the first clamp circuit includes a diode. 前記第１スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の過電圧保護回路。 It said first switch, P-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ) overvoltage protection circuit according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the. 前記コンパレータは、前記電源電圧に応じた電圧が、前記基準電圧より高いとき、ローレベルの比較信号を、前記第１スイッチである前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートに出力することを特徴とする請求項５に記載の過電圧保護回路。   6. The comparator outputs a low level comparison signal to a gate of the P-channel MOSFET as the first switch when a voltage corresponding to the power supply voltage is higher than the reference voltage. The overvoltage protection circuit described in 1. 前記第１スイッチは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、
前記第２クランプ回路および前記第２スイッチは、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートおよび接地端子間に、直列に接続されるとともに、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間に、プルアップ抵抗を設けたことを特徴とする請求項２または３に記載の過電圧保護回路。 The first switch is a P-channel MOSFET;
The second clamp circuit and the second switch are connected in series between the gate and the ground terminal of the P-channel MOSFET,
4. The overvoltage protection circuit according to claim 2 , wherein a pull-up resistor is provided between the gate and source of the P-channel MOSFET. 前記電流電圧変換回路は、
前記第１クランプ回路および前記第１スイッチと直列に設けられた第１トランジスタと、
前記第１トランジスタとカレントミラー接続された第２トランジスタと、
一端の電位が固定された抵抗と、
を含み、前記第２トランジスタに流れる電流に応じた電流を、前記抵抗に流すことにより、電圧に変換することを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。 The current-voltage conversion circuit is
A first transistor provided in series with the first clamp circuit and the first switch;
A second transistor in current mirror connection with the first transistor;
A resistor with a fixed potential at one end;
Hints, a current corresponding to the current flowing in the second transistor, by flowing in the resistance, overvoltage protection circuit according to claim 1, characterized in that into a voltage. 外部電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する充電装置であって、
前記外部電源から前記電池への経路上に設けられた充電トランジスタと、
半導体基板上に集積化され、前記充電トランジスタのオン状態を調節して、前記電池に供給する充電電流を調節する充電制御回路と、
前記外部電源から前記充電制御回路の電源端子への電力供給経路上に設けられ、必要な電圧降下を生成する電圧調節回路と、
を備え、
前記充電制御回路は、
当該充電制御回路の電源端子の電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする請求項１から８のいずれかに記載の過電圧保護回路と、
前記電池の電圧が、所定の電圧値に近づくように、前記充電トランジスタのオン状態を調節する電流調節回路と、
を含むことを特徴とする充電装置。 A charging device for charging a battery based on a power supply voltage from an external power source,
A charging transistor provided on a path from the external power source to the battery;
A charge control circuit that is integrated on a semiconductor substrate and adjusts an on-state of the charging transistor to adjust a charging current supplied to the battery;
A voltage adjustment circuit that is provided on a power supply path from the external power supply to the power supply terminal of the charge control circuit and generates a necessary voltage drop;
With
The charge control circuit includes :
The overvoltage protection circuit according to any one of claims 1 to 8, wherein the voltage of the power supply terminal of the charge control circuit is clamped to a predetermined clamp voltage or less;
A current adjusting circuit that adjusts the on state of the charging transistor so that the voltage of the battery approaches a predetermined voltage value;
A charging device comprising: 前記電圧調節回路は、抵抗であることを特徴とする請求項９に記載の充電装置。   The charging device according to claim 9, wherein the voltage adjustment circuit is a resistor. 前記電圧調節回路は、
前記外部電源から前記充電制御回路の電源端子へ至る電力供給経路上に設けれた保護トランジスタと、
前記保護トランジスタの前記外部電源に接続される端子および前記保護トランジスタの制御端子間に設けられた抵抗と、
を含み、
前記過電圧保護回路は、前記保護トランジスタの制御端子の電圧を、所定の電圧以下にクランプすることにより、前記充電制御回路の電源端子の電圧を、前記クランプ電圧以下にクランプすることを特徴とする請求項９に記載の充電装置。 The voltage adjustment circuit includes:
A protection transistor provided on a power supply path from the external power supply to the power supply terminal of the charge control circuit;
A resistor provided between a terminal connected to the external power source of the protection transistor and a control terminal of the protection transistor;
Including
The overvoltage protection circuit clamps the voltage at the power supply terminal of the charge control circuit below the clamp voltage by clamping the voltage at the control terminal of the protection transistor below a predetermined voltage. Item 10. The charging device according to Item 9. 外部電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する充電装置であって、  A charging device for charging a battery based on a power supply voltage from an external power source,
前記外部電源から前記電池への経路上に設けられた充電トランジスタと、  A charging transistor provided on a path from the external power source to the battery;
半導体基板上に集積化され、前記充電トランジスタのオン状態を調節して、前記電池に供給する充電電流を調節する充電制御回路と、  A charge control circuit that is integrated on a semiconductor substrate and adjusts an on-state of the charging transistor to adjust a charging current supplied to the battery;
前記外部電源から前記充電制御回路の電源端子への電力供給経路上に設けられ、必要な電圧降下を生成する電圧調節回路と、  A voltage adjustment circuit that is provided on a power supply path from the external power supply to the power supply terminal of the charge control circuit and generates a necessary voltage drop;
を備え、  With
前記充電制御回路は、  The charge control circuit includes:
当該充電制御回路の電源端子の電圧を、所定のクランプ電圧以下にクランプする過電圧保護回路と、  An overvoltage protection circuit that clamps the voltage of the power supply terminal of the charge control circuit below a predetermined clamp voltage;
前記電池の電圧が、所定の電圧値に近づくように、前記充電トランジスタのオン状態を調節する電流調節回路と、  A current adjusting circuit that adjusts the on state of the charging transistor so that the voltage of the battery approaches a predetermined voltage value;
を含み、  Including
前記過電圧保護回路は、  The overvoltage protection circuit is:
前記充電制御回路の電源端子および固定電圧端子間に、直列に設けられた第１クランプ回路および第１スイッチと、  A first clamp circuit and a first switch provided in series between a power supply terminal and a fixed voltage terminal of the charge control circuit;
所定の基準電圧を生成する基準電圧源と、  A reference voltage source for generating a predetermined reference voltage;
前記電源端子に供給される電源電圧に応じた電圧を、前記基準電圧と比較するコンパレータと、  A comparator that compares a voltage according to a power supply voltage supplied to the power supply terminal with the reference voltage;
を備え、  With
前記コンパレータは、前記電源電圧に応じた電圧が前記基準電圧より高くなると、前記第１スイッチをオンし、  The comparator turns on the first switch when a voltage corresponding to the power supply voltage becomes higher than the reference voltage,
前記電圧調節回路は、  The voltage adjustment circuit includes:
前記外部電源から前記充電制御回路の電源端子へ至る電力供給経路上に設けれた保護トランジスタと、  A protection transistor provided on a power supply path from the external power supply to the power supply terminal of the charge control circuit;
前記保護トランジスタの前記外部電源に接続される端子および前記保護トランジスタの制御端子間に設けられた抵抗と、  A resistor provided between a terminal connected to the external power source of the protection transistor and a control terminal of the protection transistor;
を含み、  Including
前記過電圧保護回路は、前記保護トランジスタの制御端子の電圧を、所定の電圧以下にクランプすることにより、前記充電制御回路の電源端子の電圧を、前記クランプ電圧以下にクランプすることを特徴とする充電装置。  The overvoltage protection circuit clamps the voltage at the power supply terminal of the charge control circuit below the clamp voltage by clamping the voltage at the control terminal of the protection transistor below a predetermined voltage. apparatus. 前記保護トランジスタの制御端子および固定電圧端子間に設けられたキャパシタをさらに備えることを特徴とする請求項１１または１２に記載の充電装置。 The charging device according to claim 11 , further comprising a capacitor provided between a control terminal and a fixed voltage terminal of the protection transistor. 前記過電圧保護回路は、前記充電制御回路の電源端子の電圧が、クランプされた状態において、前記充電制御回路の充電機能を停止し、前記外部電源から前記電池に供給される充電電流を遮断することを特徴とする請求項１１から１３のいずれかに記載の充電装置。 The overvoltage protection circuit stops a charging function of the charging control circuit and cuts off a charging current supplied to the battery from the external power supply in a state where the voltage of the power supply terminal of the charging control circuit is clamped. The charging device according to claim 11, wherein: 電池と、
外部電源からの電源電圧にもとづいて前記電池を充電する請求項９から１４のいずれかに記載の充電装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。 Battery,
The charging device according to any one of claims 9 to 14, wherein the battery is charged based on a power supply voltage from an external power source;
An electronic device comprising:
JP2006130459A 2006-05-09 2006-05-09 Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same Expired - Fee Related JP4944489B2 (en)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006130459A JP4944489B2 (en) 2006-05-09 2006-05-09 Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same
TW096116308A TW200812191A (en) 2006-05-09 2007-05-08 Charging circuit
US11/801,305 US7821233B2 (en) 2006-05-09 2007-05-09 Charging circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006130459A JP4944489B2 (en) 2006-05-09 2006-05-09 Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2007306664A JP2007306664A (en) 2007-11-22
JP4944489B2 true JP4944489B2 (en) 2012-05-30

Family

ID=38840137

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006130459A Expired - Fee Related JP4944489B2 (en) 2006-05-09 2006-05-09 Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4944489B2 (en)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101131568B1 (en) * 2010-09-30 2012-04-04 주식회사 하이닉스반도체 Input circuit structure of semiconductor device
US8405347B2 (en) 2010-10-04 2013-03-26 Ford Global Technologies, Llc Input voltage based system and method for charging a vehicle battery
CN114762206A (en) * 2019-12-03 2022-07-15 Lg伊诺特有限公司 Voltage monitoring circuit
CN118435144A (en) * 2022-02-28 2024-08-02 罗姆股份有限公司 In-vehicle integrated circuit and in-vehicle electronic device

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3573550A (en) * 1969-03-07 1971-04-06 M & T Chemicals Inc Automatically resetting transient protection device
JPS58186750A (en) * 1982-04-24 1983-10-31 Canon Inc Developing agent
JPH0956056A (en) * 1995-08-18 1997-02-25 Fuji Photo Film Co Ltd Secondary-battery power unit, protective circuit, and method for protecting secondary battery from being abnormally charged
JP3848265B2 (en) * 2003-01-21 2006-11-22 ローム株式会社 Electronic equipment
JP3833649B2 (en) * 2003-11-28 2006-10-18 ローム株式会社 Charging device and portable electronic device including the same

Also Published As

Publication number Publication date
JP2007306664A (en) 2007-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4658855B2 (en) Charging circuit and electronic device using the same
US7821233B2 (en) Charging circuit
JP5139022B2 (en) Overvoltage protection circuit and power management circuit and electronic equipment using the same
US8531851B2 (en) Start-up circuit and method thereof
JP5722697B2 (en) Protection circuit
US9007737B2 (en) Overvoltage protection circuit and method thereof
US9195244B2 (en) Voltage regulating apparatus with enhancement functions for transient response
US20130148247A1 (en) Overvoltage protection circuit
JP2021518061A (en) Low quiescent current load switch
WO2006016456A1 (en) Circuit protection method, protection circuit and power supply device using the protection circuit
US8704506B2 (en) Voltage regulator soft-start circuit providing reference voltage ramp-up
JP5406443B2 (en) Overvoltage protection circuit
JP4658874B2 (en) Current detection circuit and charge control circuit, charging circuit and electronic device using the same
JP5954091B2 (en) Power switching device
JP4944489B2 (en) Overvoltage protection circuit and charging device and electronic device using the same
KR101751547B1 (en) Output circuit, temperature switch ic, and battery pack
JP2009104455A (en) Clamp circuit, overvoltage protection circuit using the same, and electronic equipment using the same
JP5481042B2 (en) Overvoltage protection circuit and electronic device using the same
JP2006115594A (en) Malfunction preventing circuit
JP5090849B2 (en) Overvoltage protection circuit and electronic device using the same
JP2014021634A (en) Rush current suppression circuit
US20120267958A1 (en) Current suppression circuit and electronic device employing the same
JP5529178B2 (en) Power connection device
US20220416535A1 (en) Inrush current protection circuit with noise immune latching circuit
JP2009284688A (en) Overvoltage protecting circuit and power management circuit using the same, and electronic apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090422

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20110214

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110329

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110530

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120228

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20120302

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4944489

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150309

Year of fee payment: 3

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees