JP4936322B2

JP4936322B2 - 非線形光ループミラー及び光ａ／ｄ変換器

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Publication number: JP4936322B2
Application number: JP2007047732A
Authority: JP
Inventors: 崇井上; 秀明飛岡; 周並木; 研一北山; 悠司三好
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd; National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd; National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST
Priority date: 2007-02-27
Filing date: 2007-02-27
Publication date: 2012-05-23
Anticipated expiration: 2027-02-27
Also published as: JP2008209775A

Description

本発明は、光ファイバを用いた非線形光ループミラー及び光Ａ／Ｄ変換器に関する。

アナログデジタル（ＡＤ）変換及びデジタルアナログ（ＤＡ）変換（以下、「Ａ／Ｄ変換」と記載する）は、連続的に変化するアナログ信号と、信号処理、伝達、記録などに適したデジタル信号とを結ぶ技術として研究及び開発が行われている。近年の信号処理速度の向上に伴い、電子デバイスの動作制限を受けない、超高速動作可能な光Ａ／Ｄ変換の開発が求められている。

そこで、この光Ａ／Ｄ変換の開発の一環として、例えば光信号の量子化及び符号化を一括して実現させるために、ＮＯＬＭを用いた方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この光符号化器１００は、図１０において、ＮＯＬＭ１０１と、２個の光カプラ１０２，１０３と、光アイソレータ１０４と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０５と、光ファイバ１０６とを備えている。
ここで、ＮＯＬＭ１０１は、後述する制御光（以下、「コントロール光」とよぶ）と信号光（以下、「プローブ光」とよぶ）に対してそれぞれ異なる群遅延特性（又は分散値）を有する所定長の複数本（少なくとも２本）の光ファイバを縦列接続してループを形成したものである。

ところで、特許文献１に記載されているＮＯＬＭ１０１を用いたＡ／Ｄ変換の技術について、これまで本発明に係る発明者らにより、１０Ｇsample/sの標本化周波数における動作が原理的に確認されている。ところで、この標本化周波数を高くして高速動作させるためには、より時間幅の狭い光パルスを用いる必要があるが、このパルス時間を短くすると、所謂「ウォークオフ」の効果が顕著となって、所望の伝達関数（光ファイバ１０６より入力されるコントロール光のピークパワーの変化に応じて、ＢＰＦ１０５を透過したプローブ光のピークパワーが変化する特性を与える関数）を実現することができない。

なお、光ファイバの分散値が零であれば、コントロール光とプローブ光の間の群速度差はなくなり、ウォークオフの問題は生じないが、一方で特許文献１に開示されているように、コントロール光がポンプとして作用して、プローブ光に対するパラメトリック利得が発生し、やはり所望の伝達関数が得られないといった問題が生じる。

そこで、時間幅の短い光パルスを用いてＮＯＬＭを動作させる際のウォークオフの問題を解決するために、ＮＯＬＭ内で分散値の異なるファイバを短い間隔で交互に接続し、局所分散値を零でない値とし、かつ累積分散値を小さく保つ「分散マネージメント」の構成が提案されている（例えば非特許文献１及び特許文献２参照）。
特開２００５−１７３５３０号公報特開２００３−１０７５４１号公報 T.Yamamoto et al.,"Ultrafast nonlinear optical loop mirror for demultiplexing 640 Gbit/s TDM signals," Electron. Lett. Vol.34 No.10, p.1013(1998)（Ｔ．ヤマモト、他著「６４０Ｇビット／秒のＴＤＭ信号の多重化解除のための超高速非線形光ループミラー」エレクトロニクスレターズ第３４巻、第１０号、１０１３ページ（１９９８年））

しかしながら、これらの文献中で実施されているＮＯＬＭは、Ａ／Ｄ変換ではない光信号処理を目的としており、高々半周期の伝達関数を必要とするものである。一方、特許文献１に開示されている方法によれば、ＮＯＬＭを用いてＮビットで量子化及び符号化するＡ／Ｄ変換を行う場合、詳細は実施形態で説明するが、所定の周期の正弦波伝達関数を持つＮＯＬＭが必要である。

また、光Ａ／Ｄ変換を目的として、多周期の伝達関数を持つＮＯＬＭを実現する場合は、分散マネージメント構成を採用したとしても、従来知られていなかった問題が発生する。それは、コントロール光がプローブ光に相互位相変調（以下、「ＸＰＭ；Cross Phase Modulation」とよぶ）の効果を及ぼす際、同時にコントロール光に発生する自己位相変調（以下、「ＳＰＭ；Self Phase Modulation」とよぶ）により、コントロール光のスペクトルが大きく広がって、プローブ光の帯域に干渉を及ぼし、所望の伝達関数が得られないという問題である。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたもので、時間幅の短い光パルスに対して動作し、多周期正弦波特性、特に四周期の正弦波特性を有する非線形光ループミラー、及びこの非線形光ループミラーを用いて３ビット以上、特に４ビットの光Ａ／Ｄ変換器を提供することを目的とする。

即ち、本発明においては、上記目的を達成するため、ループ状の光ファイバの両端から入力された光信号のうち、いずれか一方の光信号の位相差を制御光信号のパワーで調節することによって、前記ループ状の光ファイバから出力される前記光信号のパワーを制御する非線形光ループミラーを備え、前記非線形光ループミラーを用いて量子化及び符号化を行う光Ａ／Ｄ変換器であって、前記非線形光ループミラーは、前記ループ状の光ファイバと、前記光ファイバとは別に設けた前記光信号供給用の光ファイバから入力された前記光信号を２分岐して前記ループ状の光ファイバの両端に出力し、かつ、前記ループ状の光ファイバを周回して前記両端から入力される前記光信号を前記光信号供給用の光ファイバ及び光信号出力用の光ファイバに分岐出力するように接続された光カプラと、前記制御光信号を前記ループ状の光ファイバに入力させる制御光信号入力手段と、前記制御光信号入力手段の上流に設けられ、前記制御光信号と前記光信号との間に、最大ウォークオフ時間の半分の逆符号である初期時間差を与える時間遅延量調整手段と、前記ループ状の光ファイバの光路上に配置される非線形媒体とを有し、前記制御光信号と前記光信号が前記非線形媒体を伝搬し終えた際、自己位相変調（ＳＰＭ）によって広がった前記制御光信号のスペクトルが、前記光信号のスペクトルに干渉しない程度に、前記制御光信号と前記光信号との波長に差が与えられており、前記制御光信号は、前記時間遅延量調整手段により、前記光信号が前記制御光信号よりも前記初期時間差だけ時間的に先行するように、前記制御光信号入力手段に出力され、前記制御光信号と前記光信号との波長の差が４０〜５０ｎｍであり、前記制御光信号の入力ピークパワーの変化に対する前記光信号の出力ピークパワーの変化特性を示す伝達関数は、四周期の正弦波形状を有し、四ビットの量子化及び符号化を行うことを特徴とする光Ａ／Ｄ変換器を提案する。
また、好ましくは、前記非線形媒質は、二つ以上の要素に分割されており、前記要素の間に各要素の分散を補償する媒体が挿入されていることが好ましい。

本発明によれば、ループ状の光ファイバの両端から入力された光信号の位相差を制御光信号のパワーによって調節し、前記光ファイバの出力端から出力される前記光信号のパワーを制御する非線形光ループミラーであって、光ファイバと、光ファイバの出力端から入力された前記光信号を２分岐して前記光ファイバの両端に出力し、かつ、前記光ファイバの両端から入力される前記光信号をそれぞれ前記光ファイバの入力端及び出力端に分岐出力するように接続された光カプラと、前記制御光信号を前記光ファイバに入力させる制御光信号入力手段と、前記制御光信号入力手段の上流に設けられ、前記制御光信号と前記光信号との間に、最大ウォークオフ時間の逆符号である初期時間差を与える時間遅延量調整手段と、前記光ファイバの光路上に配置される非線形媒体とを有し、前記制御光信号と前記光信号が出力される際、ＳＰＭによって広がった前記制御光信号のスペクトルが、前記光信号のスペクトルに干渉しない程度に、前記制御光信号と前記光信号との波長に差が与えられており、前記制御光信号は、前記時間遅延量調整手段により、前記光信号が前記制御光信号よりも前記初期時間差だけ時間的に先行するように、前記制御光信号入力手段に出力される。また、制御光信号と光信号との波長の差が４０〜５０ｎｍであり、制御光信号の入力ピークパワーの変化に対する光信号の出力ピークパワーの変化特性を示す伝達関数は、四周期の正弦波形状を有し、四ビットの量子化及び符号化を行う。したがって、時間幅の短い光パルスに対して動作し、多周期正弦波特性、特に四周期の正弦波特性を有する非線形光ループミラー、及びこの非線形光ループミラーを用いて３ビット以上、特に４ビットの光Ａ／Ｄ変換器を提供することができる。また、制御光信号と光信号の重なりは時間的に対称になるため、ＸＰＭによる位相シフトが光信号のパルス全体に均一に及ぶこととなり、伝達関数の正弦波特性の品質を向上することができる。

以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
(第１の実施形態)
図１は、本発明の第１の実施形態に係る四ビットの量子化及び符号化を行う光Ａ／Ｄ変換器に使用可能な非線形光ループミラー（ＮＯＬＭ）１０を示すものであり、この非線形光ループミラー１０は、ループ状の光ファイバ１１と、３ｄＢカプラ１２と、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）カプラ１３と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１４と、第１、第２偏波コントローラＣＲ１、ＣＲ２と、正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６とを備えており、光ファイバ１１の両端（第１ポート１２Ｂ、第２ポート１２Ｃ）から入力された光信号（以下、「プローブ光」とよぶ）の位相差を後述する制御光信号（以下、「コントロール光」とよぶ）のパワーによって調節し、３ｄＢカプラ１２の出力端１２Ｄから出力される出力光信号のパワーを制御するようになっている。

光ファイバ１１は、３ｄＢカプラ１２とＷＤＭカプラ１３との間、および正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６との間をつなぐプローブ光やコントロール光の伝搬手段であり、分散値の調整を正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６で精度よく調整するため、ここでは使用する波長の光信号に対して分散零として機能するファイバを用いている。

３ｄＢカプラ１２は、光ファイバ１７と接続される入射ポート１２Ａから入力した波長λ_ｐの光パルス列であるプローブ光を２分岐して第１ポート（１２Ｂ）及び第２ポート（１２Ｃ）から光ファイバ１１の両端に出力するようになっている。また、この３ｄＢカプラ１２は、光ファイバ１１を周回した後に、光ファイバ１１両端から出力される２つのプローブ光を第１ポート１２Ｂ及び第２ポート１２Ｃから入力して合波した後、入射ポート１２Ａから光ファイバ１７及び透過ポート１２Ｄから光ファイバ１８にそれぞれ分岐出力する。本発明では、３ｄＢのカプラを用いることで、入射ポート１２Ａから入力するプローブ光は、光ファイバ１１両端へ出力する際に分岐比１：１で分岐出力されて、同一パワーのプローブ光が光ファイバ１１中を時計回り方向（これを、「プローブ光Ａ」とよぶ）及び反時計回り方向（これを、「プローブ光Ｂ」とよぶ）に伝搬するようになっている。なお、第２偏波コントローラＣＲ２は、ＮＯＬＭ１０が非線形光ループミラーとして適正に機能するように、プローブ光の偏波状態を調整するようになっている。

本実施形態のプローブ光は、４０Ｇsample/s以上の４ビット超高速光Ａ／Ｄ変換が実施できるようにするため、パルス幅を０．５ｐｓとするとともに、後述する制御光信号のパルス幅を１ｐｓとするように構成しており、これによって四周期の正弦波伝達関数（図２参照）が得られるようになっている。

光カプラ１３は、光ファイバ１９中を伝搬する制御光信号であるコントロール光を光ファイバに入力させる制御光信号入力手段として構成するようになっており、ＷＤＭカプラで構成されている。この光カプラ１３は、非線形媒体光であるファイバ中の非線形効果によってコントロール光と（光ファイバ１１中を時計周りに伝搬する）プローブ光Ａとの間にＸＰＭを発生させて、コントロール光のパワーに比例した位相シフトをプローブ光Ａに与えるものである。なお、第１偏波コントローラＣＲ１は、所望のＸＰＭが得られるようにコントロール光の偏波状態を制御するものである。

本実施形態のコントロール光は、プローブ光の波長λ_ｐと所定の波長差Δλを有する波長λ_ｃ(但し、λ_ｃ＜λ_ｐ)の光パルス列であるが、サンプリングされたアナログ信号として用いているので、パルスごとに光パワーが変化している。なお、波長差Δλの大きさについては、コントロール光とプローブ光が出力される際、周波数領域において、ＳＰＭによって広がったコントロール光のスペクトルが、コントロール光とともに光ファイバ１１中を時計周りに伝搬するプローブ光のスペクトルに干渉しない程度に、コントロール光とプローブ光との間に所要の波長差を与えるようになっている。即ち、プローブ光は、コントロール光との間で、所要の伝達関数が得られるような最小限の波長差Δλmin以上を確保するように、設定している。

さらに、このコントロール光と前述するプローブ光Ａとについては、時間領域でパルスの中心が一致するようにタイミングを合わせている。換言すれば、コントロール光をＷＤＭカプラ１３より入射してプローブ光Ａと重ねる際の時間差を零にするために、例えば光ファイバ１９中に図示しないが適宜手段、例えば時間遅延量調整手段を付設してある。なお、このコントロール光は、中心波長λ_ｃが１５３０ｎｍである近赤外光を用いている。一方、プローブ光の中心波長λ_ｐとしては、前述したように、λ_ｐ＝λ_ｃ＋Δλのもの、つまりコントロール光の波長よりも長波長側のものであって、コントロール光の中心波長との間に大きな波長差Δλを有するものを用いている。即ち、本実施形態では、プローブ光の中心波長がコントロール光の中心波長よりも４０ｎｍ程度、長波長側にあるものを用いている。また、本実施形態のコントロール光とプローブ光とについては、ｓｅｃｈ関数で示す波形のものが用いられているが、特にこの波形に限定されるものではない。

ＢＰＦ１４は、１２Ｄより出力されて光ファイバ１８を伝搬するコントロール光とプローブ光のうち、プローブ光のスペクトルの帯域にある光のみを出力して、コントロール光のスペクトルの帯域にある光を遮断するものであり、本実施形態では３ｄＢ幅が０．５ＴＨｚのガウス関数で与えられる特性のものが用いられている。

正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６は、これらの正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６を１組とした単位で複数組設置している。例えば本実施形態では、８組設置するようになっており、コントロール光とプローブ光の間で発生する群遅延（ウォークオフ）を各組ごとに補償するようになっている。

正常分散ファイバ１５は、高非線形光ファイバ（以下、「ＨＮＬＦ；highly nonlinear fiber」とよぶ）で構成されている。本実施形態では、分散値が−０．５ps/nm/km、非線形定数は１２/W/km、長さが２５ｍのものが用いられており、プローブ光の方がコントロール光よりも長波長のものを用いているので、この正常分散ファイバ１５中でのプローブ光は、コントロール光よりも速い群速度で進行する。

一方、異常分散ファイバ１６は、本実施形態では、分散値が１６ps/nm/km、非線形定数は１．３/W/km、長さが０．７８ｍのシングルモードファイバ（以下、「ＳＭＦ；Single Mode Fiber」とよぶ）で構成されている。従って、この異常分散ファイバ１６中を伝搬するプローブ光は、正常分散ファイバ１５の場合とは逆に、コントロール光よりも遅い群速度で進行する。

次に、本実施形態の作用について、図１を参照しながら説明する。
図１に示すように、３ｄＢカプラ１２から入射されたプローブ光は、パワーが同じプローブ光Ａ及びプローブ光Ｂとして１：１に等分され、ＮＯＬＭ１０中の光ファイバ１１をそれぞれ時計回り及び反時計回りに伝搬する。
一方、コントロール光は、サンプリングされたアナログ信号に相当するため、図１に示すように、パワーが変化しながらＷＤＭカプラ１３から光ファイバ１１に入射していき、光ファイバ１１中を時計回りの方向のみに伝搬する。但し、コントロール光は、図示外の時間遅延量調整手段により入射タイミングが調整され、プローブ光Ａと時間的に重なった状態で光ファイバ１１に入射する。

（Ｉ）ここで、このコントロール光が存在しないときには、ＮＯＬＭ１０は単なるループミラーとして動作するため、光ファイバ１１、正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６を伝搬し終えたプローブ光Ａ及びＢは、３ｄＢカプラ１２内部において所定の位相シフトの条件下で干渉し、全てのプローブ光が入力ポート１２Ａから光ファイバ１７へ出射され、透過ポート１２Ｄから光ファイバ１８へ出射されることはない。

（ＩＩ）一方、コントロール光が存在するときには、ＷＤＭ光カプラ１３のところで、時計回りで伝搬するプローブ光Ａとコントロール光とが同期して重ね合わされる。そして、特に正常分散ファイバ１５中の非線形効果によって、コントロール光とプローブ光Ａとの間でＸＰＭの作用が発生し、プローブ光Ａに対してコントロール光のパワーに比例した位相シフトが付与される。従って、その後、光ファイバ１１を伝搬し終えたプローブ光Ａ及びＢは、３ｄＢカプラ１２内で干渉されるが、ＸＰＭによってプローブ光Ａに付加された位相シフトの条件によって、一部ないしは全部のプローブ光が透過ポート１２Ｄへ出力され得る。この透過ポート１２Ｄへ出力されるプローブ光のパワーは、図２に示すように、コントロール光の入力パワーに対して正弦波特性となる。換言すれば、本実施形態の非線形光ループミラー１０によれば、二分の一周期以上、特に四周期の正弦波形状の伝達関数Ｆが得られるようになる。

ところで、本実施形態では、プローブ光Ａの中心波長がコントロール光の中心波長よりも４０ｎｍ程度長波長側にあるものを用いており、そのため正常分散ファイバ１５では、プローブ光Ａの群速度（ｖ_ｇ）がコントロール光の群速度よりも速くなる。例えば、コントロール光とプローブ光の波長差をΔλ＝λ_ｃ−λ_ｐ＝−４０ｎｍとし、それらのタイミングを完全に一致させて光ファイバ１１に入射した場合、分散値がＤ＝−０．５ｐｓ／ｎｍ／ｋｍであり、長さがＬ=２５ｍ（＝０．０２５ｋｍ）である正常分散ファイバ１５中を両者が伝搬すると、分散効果によってプローブ光に対して、Δｔ＝ＤΔλＬ＝−０．５×（−４０）×０．０２５＝０．５ｐｓの群遅延が発生する。これは、言い換えると、分散効果によってコントロール光がプローブ光から０．５ｐｓ遅延することを意味している。ここで、プローブ光から見たコントロール光の遅延時間を相対時間差と定義し、正の値はコントロール光がプローブ光より遅延していることを意味するものとする。また、ファイバの分散によって発生する最大の相対時間差を最大ウォークオフ時間Ｔ_Ｗと定義する。もしＮＯＬＭ１０内に異常分散ファイバ１６を備えていなければ、最大ウォークオフ時間Ｔ_Ｗは正常分散ファイバ１５の総長に比例して大きくなり、プローブ光とコントロール光は時間的に完全に分離してしまい、両者の間でＸＰＭが発生しなくなる。

一方、正常分散ファイバ１５を伝搬した直後のプローブ光Ａは、その直後には異常分散ファイバ１６に進行する。プローブ光Ａは、コントロール光よりも長波長側のものを用いているので、異常分散ファイバ１６中では、正常分散ファイバ１５の場合とは逆に、群速度がコントロール光よりも遅くなる。ここで、異常分散ファイバ１６の長さは、正常分散ファイバ１５で発生した分散効果を補償するように決められている。その結果、プローブ光Ａとコントロール光の間で発生した時間遅延は打ち消され、両者の時間差は正常分散ファイバ１５に入射したときの値に戻る。

このようにして、正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６からなる８組のものを伝搬後には、コントロール光とプローブ光の相対時間差が、最大ウォークオフ時間以上に大きくなることなく、両者の間で継続的にＸＰＭが発生し、プローブ光Ａに対してコントロール光のパワーに応じた位相差を与えることができる。また、コントロール光のスペクトルはＳＰＭの効果により周波数領域で大きく広がるが、コントロール光とプローブ光の波長差Δλを大きく取っているため、プローブ光の帯域に干渉することはない。その結果、３ｄＢカプラ１２からはＢＰＦ１４を透過可能な波長λ_ｐを有する出力プローブ光のみが出力され、コントロール光が出力されることはない。なお、第２偏波コントローラＣＲ２は、ＮＯＬＭ１０が非線形ループミラーとして適正に機能するように調整される。

従って、本実施形態によれば、コントロール光がプローブ光ＡにＸＰＭの効果を及ぼすのと同時に、そのコントロール光のスペクトルがＳＰＭの作用で広がるようになるが、双方の中心波長の間に所定の波長差Δλ、つまり４０ｎｍの波長差を設けてあるため、周波数領域でプローブ光の帯域にまで達することがない。その結果、四周期の正弦波形状の伝達関数Ｆが得られるようになる。

因みに、ＮＯＬＭを用いてＮビットで量子化及び符号化するＡ／Ｄ変換を行う場合、一般に、最大で２^Ｎ−２周期の正弦波伝達関数を持つＮＯＬＭが必要であることが知られている。従って、例えば、３ビットの場合、二周期の正弦波伝達関数を持つＮＯＬＭが必要であり、４ビットの場合は四周期の正弦波伝達関数が必要であることとなる。上述したように、本実施例によれば、このようなＮＯＬＭが実現可能となるわけである。

また、従来、電子回路の熱雑音、標本化のアパチャのジッタ、比較器の曖昧性、さらには、ハイゼンベルグの不確定性原理などの物理的な限界などの事情から、標本化周波数は高々数１０ＧＨｚ程度が限界とされていた。ところが、本実施形態によれば、より高速での処理を実現することができるようになる。このため、特に高速大容量化の要求が強い通信分野において、その効果が大きく期待できる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本実施形態において、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して重複説明を避ける。
図５は、本発明の第２の実施形態に係る四ビットの量子化及び符号化を行う光Ａ／Ｄ変換器に使用可能な非線形光ループミラー（ＮＯＬＭ）２０を示すものであり、この非線形光ループミラー２０には、時間遅延量調整手段２１を付加している。

時間遅延量調整手段２１は、図６（Ｂ）に示すように、コントロール光とプローブ光に最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ；図６（Ａ）参照）の半分の逆符号である初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）を与えている。

図６（Ａ）のように初期相対時間差が零の場合、コントロール光とプローブ光の時間的な重なりは、コントロール光は主に左半分（時間軸で負の方向）のみ、プローブ光は主に右半分(時間軸で正の方向)のみというように、非対称な形になる。パルスどうしの重なりが非対称の場合、発生するＸＰＭも非対称になる。このとき、ＸＰＭによる位相シフトがプローブ光のパルス全体に均一に及ばなくなり、３ｄＢカプラ１２における干渉によるスイッチングの特性が劣化し、図２に示すように、正弦波の山と谷の比が小さくなる結果となって、好ましくない。一方、図６（Ｂ）のように最大ウォークオフ時間の半分の逆符号である初期相対時間差（−Ｔ_ｗ／２）が与えられている場合は、コントロール光とプローブ光の重なりは時間的に対称になるため、ＸＰＭによる位相シフトはプローブ光のパルス全体に均一に及ぶこととなり、３ｄＢカプラ１２における干渉によるスイッチングの特性が向上し、結果的に図７に示す伝達関数のように、正弦波特性の山と谷の比が大きくなる。よって、初期相対時間差として−Ｔ_ｗ／２を与えることは、伝達関数の特性向上に対して非常に有効である。

次に、本実施形態の作用について説明する。
３ｄＢカプラ１２から入射されたプローブ光は、パワーが同じプローブ光Ａ及びプローブ光Ｂに１：１に等分され、ＮＯＬＭ１０中の光ファイバ１１をそれぞれ時計回り及び反時計回りに伝搬する。一方、コントロール光は、時間遅延量調整手段２１によりプローブ光よりも所定時間だけ先に、即ち時計回りで伝搬するプローブ光Ａの方がコントロール光よりも最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ；図６（Ａ）参照）の半分の逆符号である初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）だけ時間的に先行するように、ＷＤＭカプラ１３へ出力される。

コントロール光は、サンプリングされたアナログ信号に相当するため、パルスごとにパワーが変化しながらＷＤＭカプラ１３から光ファイバ１１に入射していき、光ファイバ１１中を時計回りの方向のみに伝搬する。

（Ｉ）ここで、このコントロール光が存在しないときには、第１の実施形態と同様にして、途中で正常分散ファイバ１５及び異常分散ファイバ１６を通過し、光ファイバ１１を伝搬し終えたプローブ光Ａ及びＢは、３ｄＢカプラ１２内部で干渉し、入力ポート１２Ａから光ファイバ１７に全て出射され、透過ポート１２Ｄから光ファイバ１８へ出射することはない。

（ＩＩ）一方、コントロール光が存在するときには、光カプラ１３のところで、時計回りで伝搬するプローブ光Ａとコントロール光が初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）だけずれて搬送される。そして、正常分散ファイバ１５において、群速度の速いプローブ光Ａが群速度の遅いコントロール光に追いついて追い越す際に、双方が重なり合うが、そのとき、正常分散ファイバ１５中の非線形効果によって、コントロール光とプローブ光Ａとの間にＸＰＭの作用が発生し、プローブ光Ａに対してコントロール光のパワーに比例した位相シフトが付与される。

その後、異常分散ファイバ１６において、群速度の遅いプローブ光Ａは、群速度の速いコントロール光に追いつかれる（追い越される）が、本実施形態では、非線形定数値が正常分散ファイバ１５に比べて小さいので、異常分散ファイバ１６中では非線形効果が殆ど発生することはない。

このようにして、主に正常分散ファイバ１５において、ＸＰＭ作用が都合８回発生し、コントロール光のパワー、つまり標本化されたアナログ信号の振幅に比例した位相シフトが付与される。
光ファイバ１１を伝搬し終えたプローブ光Ａ及びＢは、３ｄＢカプラ１２内で干渉する際に、ＸＰＭによって発生した位相シフトの条件によって、透過ポート１２Ｄへプローブ光が出力される。この透過ポート１２Ｄへ出力されるプローブ光のパワーは、第１の実施形態と同じく、コントロール光の入力パワーに対して正弦波特性となる。換言すれば、本実施形態の非線形光ループミラー１０によれば、二分の一周期以上、特に四周期の正弦波形状の高品質な伝達関数Ｆが得られるようになる。

ところで、本実施形態でも、コントロール光はプローブ光Ａに対してＸＰＭの効果を発生すると同時に、ＳＰＭによってそのスペクトルが広がる。しかしながら、コントロール光とプローブ光の波長差Δλを大きく設定してあるため、周波数領域でコントロール光のスペクトルがプローブ光の帯域に及んで、ＢＰＦ１４を通過することなく、所望の周期、特に四周期の正弦波特性を持つ伝達関数Ｆが得られるようになる。

図１に示す非線形光ループミラー１０において、４０Ｇsample/s以上の４ビット超高速光Ａ／Ｄ変換を実施するため、コントロール光のパルス幅を１ｐｓ、プローブ光のパルス幅を０．５ｐｓとしてＮＯＬＭ動作の検証を数値計算により行った。これにより、四周期の正弦波伝達関数が得られたことの検証結果について、具体的な数値計算結果数値計算を用いて、以下に定量的に説明する。

第１の実施形態で説明したように、正常分散ファイバ１５は、分散値が−０．５ps/nm/km、非線形定数は１２/Ｗ/km、長さが２５ｍのＨＮＬＦで構成している。一方、異常分散ファイバ１６は、分散値が１６ps/nm/km、非線形定数は１．３/Ｗ/km、長さが０．７８ｍのＳＭＦで構成しており、これらのファイバを交互に８組接続させて組み合わせたもので、ＮＯＬＭ内の非線形媒体を構成している。

また、第１の実施形態で説明したように、ＢＰＦ１４に、３ｄＢ幅が０．５ＴＨｚのガウシアンフィルタを用い、中心波長はプローブ光の波長と一致させてあり、また、入力パルス条件として、コントロール光とプローブ光には、共にｓｅｃｈ関数の波形を用いている。
ＮＯＬＭに入射する前のプローブ光のピークパワーＰ_Ｐは５０ｍＷとし、コントロール光のピークパワーＰ_Ｃは０から７Ｗまで変化させるようにした。さらに、コントロール光をＷＤＭカプラ１３から入射してプローブ光Ａと重ねる際の時間差を零とした。

さらに、コントロール光とプローブ光の波長差Δλを３０、４０、及び５０ｎｍとしたときの、入力プローブ光と出力プローブ光とのパルスピークパワーの相関性を示すグラフ、つまりＮＯＬＭの伝達関数を図２に示す。但し、第１の実施形態で説明したように、コントロール光の波長λ_ｃは１５３０ｎｍであり、プローブ光の波長は波長差に応じてコントロール光より長波長側に設定している。

ここで、例えば波長差がΔλ＝３０ｎｍのときには、即ちプローブ光の波長をλ_ｐ＝１５６０ｎｍに設定した場合には、伝達関数の形が正弦波としてみなせる周期が３周期未満である。一方、波長差をΔλ＝４０ｎｍあるいは５０ｎｍに設定すると、四周期の正弦波特性が実現されていることがわかる。

ここで、Δλ＝３０，４０，５０ｎｍの場合について、コントロール光のピークパワーＰ_Ｃ＝４Ｗとした際の、ＮＯＬＭ透過ポート１２Ｄを出射直後のコントロール光及びプローブ光のスペクトル波形を、それぞれ図３（Ａ）から（Ｃ）に示す。同様に、Ｐ_Ｃ＝５Ｗとしたときのスペクトル波形をそれぞれ図４（Ａ）から（Ｃ）に示す。なお、同図において、点線はＮＯＬＭ入力時のコントロール光とプローブ光Ａのスペクトルを示している。

図３と図４の各図を比較すると、Ｐｃ＝４Ｗの場合と比較してＰｃ＝５Ｗの場合には、コントロール光のスペクトルがＳＰＭによってより大きく広がっている。特に、両図（Ａ）よりΔλ＝３０ｎｍの場合、広がったコントロール光のスペクトルがプローブ光の波長領域（１５６０ｎｍ）に著しく及んでいることがわかる。その結果、ＢＰＦ１４を透過できるプローブ光の波長帯において、本来、コントロール光は通過できず、プローブ光成分のみがＸＰＭによる位相シフトに応じた出力パワーで得られるはずであるが、ＳＰＭによって広がったコントロール光のスペクトルがＢＰＦを透過してしまい、結果的に伝達関数は正弦波的な特性を満たさなくなる。一方、両図（Ｂ）および（Ｃ）より、Δλを４０ｎｍ以上に設定した場合は、ＳＰＭによって広がったコントロール光のスペクトルがプローブ光の帯域に十分に及んでいるとは言えない。結果的に、Δλを４０ｎｍあるいは５０ｎｍに設定することで、図２に示すように四周期の正弦波特性が得られている。

従って、三周期以上の正弦波特性を実現するためには、ＳＰＭによるコントロール光のスペクトルの広がりの程度を考慮した上で、コントロール光とプローブ光に４０ｎｍ以上の波長差を与えればよいことがわかる。ＳＰＭによるコントロール光のスペクトルの広がりを考慮し、コントロール光とプローブ光に大きな波長差を設けることは、半周期のＮＯＬＭ伝達特性を実現する際には不要であり、従来は考えられていなかった構成であるが、本実施例１により、多ビットＡＤ変換を実現するために多周期正弦波特性を伝達関数として実現しなければならないＮＯＬＭにおいては、このような構成が必要であるとの知見が得られた。

図５に示す非線形光ループミラー２０において、第１の実施例と同様、４０Ｇsample/s以上の４ビット超高速光Ａ／Ｄ変換を実施するため、コントロール光のパルス幅を１ｐｓ、プローブ光のパルス幅を０．５ｐｓとしてＮＯＬＭ動作の検証を数値計算により行った。これにより、本実施例でも、四周期の正弦波伝達関数が得られたことの検証結果について、具体的な数値計算結果を用いて、以下に定量的に説明する。

第１の実施例では、コントロール光をＷＤＭカプラより入射してプローブ光Ａと重ね合わせる際の時間差を零と設定したが、この条件ではコントロール光とプローブ光との間で発生する「ウォークオフ」により、それぞれのパルスが時間的に重なる度合いが時間的に非対称になる。このときの、ファイバ長手方向の距離に対するコントロール光とプローブ光Ａの相対時間差の模式図を、図６（Ａ）に示す。パルスどうしの重なり度合いが非対称になると、ＸＰＭによる位相シフトがプローブ光Ａのパルス全体に均一でないため、干渉によるスイッチングの特性が劣化し、伝達関数の正弦波特性の品質が劣化する。ここで、「正弦波特性の品質が良い」ということは、「正弦波の山と谷の差が大きく保たれている」ことである。一方、時間遅延量調整手段２１によりプローブ光Ａにコントロール光と最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ）の半分の逆符号である初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）を与えた場合、パルスが時間的に重なる度合いが時間的に対称になる。このときの、ファイバ長手方向の距離に対するコントロール光とプローブ光Ａの相対時間差の模式図を、図６（Ｂ）に示す。このとき、ＸＰＭによる位相シフトがプローブ光Ａのパルス全体に均一になるため、伝達関数の正弦波特性の品質が良化する。

なお第１の実施例では、Δλ＝３０、４０、５０ｎｍの場合について、正常分散ファイバ１５であるＨＮＬＦを伝搬後にプローブ光Ａとコントロール光の間で生じる最大の相対時間差（最大ウォークオフ時間Ｔ_ｗ）はそれぞれ、Ｔ_ｗ＝０．３７５、０．５、０．６２５ｐｓであった。プローブ光のパルス幅は０．５ｐｓであるので、最大ウォークオフ時間Ｔ_ｗが無視できない値であることが分かる。

一方、本実施例の場合には、プローブ光Ａとコントロール光との間には、予め、−Ｔ_ｗ／２の初期時間差を設けてあるので、最大ウォークオフ時間は第１の実施例の半分となる。

図５に示す非線形光ループミラー２０において、時間遅延量調整手段２１によりプローブ光Ａにコントロール光と最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ）の半分の逆符号である初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）を与えた場合（本実施例）について、プローブ光Ａと同期をとってＷＤＭカプラからのコントロール光を出射させる場合(第１の実施例)と同様の検証を行う。時間遅延量調整手段２１によりコントロール光とプローブ光Ａの間に初期時間差を与えること以外の条件は、第１の実施例と同様である。

次に、時間遅延量調整手段２１によりプローブ光Ａにコントロール光と最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ）の半分の逆符号である初期時間差（−Ｔ_ｗ／２）が与えている本実施例の場合において、ＮＯＬＭの伝達関数を図７に示す。また、コントロール光のピークパワーＰ_ｃが４Ｗ及び５Ｗの場合の、ＮＯＬＭ２０の透過ポート１２Ｄを透過直後のコントロール光およびプローブ光のスペクトルを、それぞれ図８及び図９に示す。

これによれば、第１の実施例と同様、プローブ光Ａとコントロール光との波長差がΔλ＝３０ｎｍ（つまり、プローブ光の波長λ_ｐ＝１５６０ｎｍ）の場合、伝達関数の正弦波特性は三周期に及んでいないが、Δλ＝４０、５０ｎｍ（つまり、プローブ光の波長λ_ｐ＝１５７０ｎｍ、１５８０ｎｍ）の場合は、正弦波特性の周期が四周期に達していることがわかる。一方、図２に示す伝達関数と比較すると、伝達関数の正弦波特性の品質が改善されていることが分かる。これは、コントロール光とプローブ光Ａの間に最大ウォークオフ時間（Ｔ_ｗ）の半分の逆符号である初期時間差を与えたことで、プローブ光Ａのパルス全体にコントロール光からのＸＰＭによる位相シフトが均一に作用した結果、３ｄＢカプラ１２における干渉によるプローブ光のスイッチングが良好に動作した結果である。

なお、本発明は特にこれらの実施形態に限定されるものではなく、各種の態様が適用可能である。即ち、第１の実施形態において、正常分散ファイバと異常分散ファイバとをこの順番で配置させるのではなく、逆の順番で配置させるとともに時計回りで伝搬するプローブ光Ａの方がコントロール光よりも中心波長が短波長側にあるものを用いるようにしてもよい。さらに、この正常分散ファイバと異常分散ファイバとを８組設置したが、特にこの組数に限定されるものではない。

同様に、第２の実施形態において、正常分散ファイバと異常分散ファイバとをこの順番で配置させるのではなく、逆の順番で配置させるとともに時計回りで伝搬するプローブ光Ａの方がコントロール光よりも最大ウォークオフ時間の半分の逆符号である初期時間差（＋Ｔ_ｗ／２）だけ進ませる構成であってもよい。

また、これらの実施形態では、正常分散特性を有するＨＮＬＦである正常分散ファイバ１５と、異常分散特性を有するＳＭＦである異常分散ファイバ１６とを交互に接続させたものでＮＯＬＭを構成したが、正常分散特性を有するＨＮＬＦと、異常分散特性を有するＨＮＬＦとを交互に接続させることで、ＮＯＬＭを構成するようにしてもよい。このように構成すれば、ファイバ長を短縮でき小型化するのに好適である。

本発明によれば、コントロール光とプローブ光の時間幅がそれぞれ極めて狭く、超高速標本化周波数にも対応し得る条件下で、ＮＯＬＭの伝達特性として高品質な多周期正弦波特性、特に四周期の正弦波特性を実現することができる。従って、ここで得られる四周期ＮＯＬＭを用いることにより、超高速標本化周波数のもとで４ビットの光Ａ／Ｄ変換動作が実現可能な光Ａ／Ｄ変換器を提供可能となる。

本発明の第１の実施形態に係るＮＯＬＭを示す構成図である。図１のＮＯＬＭにおける伝達関数を示すグラフである。（Ａ）から（Ｃ）は図１のＮＯＬＭにおいてコントロール光のパワーが４Ｗのときに出力される、コントロール光およびプローブ光のスペクトルを示すグラフである。（Ａ）から（Ｃ）は図１のＮＯＬＭにおいてコントロール光のパワーが５Ｗのときに出力される、コントロール光およびプローブ光のスペクトルを示すグラフである。本発明の第２の実施形態に係るＮＯＬＭを示す構成図である。（Ａ）は図５のＮＯＬＭでのコントロール光とプローブ光でのＷＤＭカプラ出射時の相対時間差を零とした場合の相対時間差の変化を示すグラフ、（Ｂ）はコントロール光とプローブ光でのＷＤＭカプラ出射時の相対時間差をＴ_ｗ／２とした場合の相対時間差の変化を示すグラフである。図５のＮＯＬＭにおける伝達関数を示すグラフである。（Ａ）から（Ｃ）は図５のＮＯＬＭにおいてコントロール光のパワーが４Ｗのときに出力される、コントロール光およびプローブ光のスペクトルを示すグラフである。（Ａ）から（Ｃ）は図５のＮＯＬＭにおいてコントロール光のパワーが５Ｗのときに出力される、コントロール光およびプローブ光のスペクトルを示すグラフである。従来のＮＯＬＭを示す構成図である。

符号の説明

１０・・・非線形光ループミラー（ＮＯＬＭ）
１１・・・光ファイバ
１２・・・３ｄＢカプラ
１２Ａ・・・入射ポート（入力端）
１２Ｂ・・・第１ポート
１２Ｃ・・・第２ポート
１２Ｄ・・・透過ポート（出力端）
１３・・・ＷＤＭカプラ（コントロール光入力手段）
１４・・・ＢＰＦ（Band Pass Filter）
１５・・・正常分散ファイバ（非線形媒体）
１６・・・異常分散ファイバ
１７・・・（光信号供給用）光ファイバ
１８・・・（光信号出力用）光ファイバ
１９・・・（コントロール光供給用）光ファイバ
２０・・・非線形光ループミラー（ＮＯＬＭ）
２１・・・時間遅延量調整手段
λｐ・・・（プローブ光の）波長
λｃ・・・（コントロール光の）波長
Ａ・・・プローブ光Ａ（光信号）
Ｂ・・・プローブ光Ｂ（光信号）
ＣＲ１、ＣＲ２・・・第１、第２偏波コントローラ

Claims

ループ状の光ファイバの両端から入力された光信号のうち、いずれか一方の光信号の位相差を制御光信号のパワーで調節することによって、前記ループ状の光ファイバから出力される前記光信号のパワーを制御する非線形光ループミラーを備え、前記非線形光ループミラーを用いて量子化及び符号化を行う光Ａ／Ｄ変換器であって、
前記非線形光ループミラーは、
前記ループ状の光ファイバと、
前記光ファイバとは別に設けた前記光信号供給用の光ファイバから入力された前記光信号を２分岐して前記ループ状の光ファイバの両端に出力し、かつ、前記ループ状の光ファイバを周回して前記両端から入力される前記光信号を前記光信号供給用の光ファイバ及び光信号出力用の光ファイバに分岐出力するように接続された光カプラと、
前記制御光信号を前記ループ状の光ファイバに入力させる制御光信号入力手段と、
前記制御光信号入力手段の上流に設けられ、前記制御光信号と前記光信号との間に、最大ウォークオフ時間の半分の逆符号である初期時間差を与える時間遅延量調整手段と、
前記ループ状の光ファイバの光路上に配置される非線形媒体と
を有し、
前記制御光信号と前記光信号が前記非線形媒体を伝搬し終えた際、自己位相変調（ＳＰＭ）によって広がった前記制御光信号のスペクトルが、前記光信号のスペクトルに干渉しない程度に、前記制御光信号と前記光信号との波長に差が与えられており、
前記制御光信号は、前記時間遅延量調整手段により、前記光信号が前記制御光信号よりも前記初期時間差だけ時間的に先行するように、前記制御光信号入力手段に出力され、
前記制御光信号と前記光信号との波長の差が４０〜５０ｎｍであり、
前記制御光信号の入力ピークパワーの変化に対する前記光信号の出力ピークパワーの変化特性を示す伝達関数は、四周期の正弦波形状を有し、四ビットの量子化及び符号化を行うこと、
を特徴とする光Ａ／Ｄ変換器。
前記非線形媒体は、二つ以上の要素に分割されており、前記要素の間に各要素の分散を補償する媒体が挿入されていることを特徴とする請求項１に記載の光Ａ／Ｄ変換器。