JP4903868B2 - 電圧変動率を有するスイッチ・モード電源の予測ヘルス監視 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、電子装置の故障の前兆としてのフォルト・ツー・フェイラ・シグネチャ（fault-to-failure signature）の検出に関し、詳細には、光アイソレータの故障の前兆としてのフォルト・ツー・フェイラ・シグネチャの検出に関する。

連邦政府による資金提供を受けた研究開発の記載
本発明の一部分は、NASA Ames Research Centerによって認められた契約ＮＮＡ０６ＡＡ２２Ｃによる政府支援により行われた。政府は本発明のいくつかの権利を有する場合がある。

関連出願の相互参照
本願は、全内容がここに援用される、２００６年７月１７日に出願された米国仮特許出願番号第６０／８３１，３１０号を有する「Health Monitoring in Switch-Mode Power Supplies with Voltage Regulation」と題する同時係属米国仮出願に優先権主張する。

高い故障率とシステムの性能への深刻な影響を有する構成要素を調べることによって導入システムの信頼性を改善するために、予測法（prognostic method）が使用される。検出器（即ち、センサ）は、そのようなシステムを監視し、高い故障率の構成要素が摩耗モードに入り故障しつつあることを示す故障の前兆を探す。装置の故障ダイナミクスの経過を知ることによって、故障するまでの時間又は残存有効寿命（ＲＵＬ）を正確に予測することができ、装置の取り外しや交換などの適切な保守操作を行って運転時間中のシステム障害を回避することができる。フォルト・ツー・フェイラ・シグネチャ検出は、構成装置又は構成要素を含む組立体の故障前兆（precursor-to-failure）又は初期故障状態を検出し報告する方法又は機能である。そのような検出は、劣化及び最終的な故障を早期に警告する通知機能の基本である。

１つの直接的な手法は、高い故障率を有する各構成要素の各ノードにボード・レベルでセンサを配置することであり、それにより故障が検出され追跡される。多くの場合、これらの追跡測定には相互依存性があり、ＲＵＬ推定をより高い精度で作成するエキスパート・システムが必要である。この直接的手法は、システム内の構成要素への内部アクセスを必要とするので侵襲的であり、電源内部にセンサを追加するので信頼性負担が大きくなる。スイッチ・モード電源の製造業者は、自社の電源の予測を可能にしたがらないことがあり、この機能の利点がコストを正当化せず且つ／又はそのような利点が信頼性負担の増加よりも重要ではないと考えられている。現在、この直接的予測法は、多くの用途で採用されていない。非侵襲的手法は、例えば出力電圧端子を使って、電子機器を取り付けて値を測定し、刺激を注入し、応答を検出する外部アクセス方法を使用する。

図１は、既知の先行技術によるスイッチ・モード電源（以下では「ＳＭＰＳ」）１の簡略化したブロック図である。ＳＭＰＳ１は、直流電圧入力３を有する。ＳＭＰＳは、回路内に含まれることもある電力用金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（以下では「ＭＯＳＦＥＴ」）スイッチ等の比較的高周波数のスイッチング素子を使用する。図１では、ＭＯＳＦＥＴスイッチは、パルス幅変調器（以下では「ＰＷＭ」）５に含まれる。入力直流電圧を第１のパルス波形７に変換するために、１０００００ヘルツ（１００ｋＨｚ）以上のスイッチング周波数が使用される。絶縁障壁を提供し且つ第１のパルス波形７を異なる電圧振幅を有する第２のパルス波形１１に昇圧するために、１つ又は複数の出力を有する絶縁装置９内の１つ又は複数の高周波変圧器が使用される。第２のパルス波形１１は、出力フィルタ１３によって整流されフィルタリングされて、正端子１５Ａと負端子１５Ｂに直流電圧入力３と異なる電圧レベルの１つ又は複数の直流電圧が生成される。帰還回路１７内の小さいパルス変換器又は光アイソレータを使用することによって帰還が提供される。帰還回路１７は、ＰＷＭ５への帰還出力１９を生成してＰＷＭ５内のスイッチング素子のパルス幅若しくはパルス周波数又は両方を制御し、端子１５Ａ及び１５Ｂの両端の出力直流電圧を調整する。

図２は、既知の先行技術による図１の帰還回路１７からの光アイソレータ２１の概略図である。図１と図２を参照すると、ＳＭＰＳ１には、大部分の故障の原因となる３つの構成要素があり、それは、（１）出力フィルタ１３内の出力キャパシタ、（２）パルス幅変調器５と絶縁装置９のいずれか又は両方内のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチ、及び（３）帰還回路１７内の光アイソレータである。光アイソレータ２１の基本動作は、図２に示したように、入力電流が第１の光アイソレータ入力端子２３Ａに入って発光ダイオード２５を通り、第２の光アイソレータ入力端子２３Ｂから出る。発光ダイオード２５を流れる電流は光２７を生成する。生成された光２７は、光アイソレータ・トランジスタ２９のベースに電流を流し、この電流によって、出力端子３１Ａ及び３１Ｂを介して光アイソレータ・トランジスタ２９に電流が流れる。光アイソレータ２１への入力電流は、図１の帰還回路１７内で光アイソレータ２１が接続された回路の出力であり、光アイソレータ・トランジスタ２９の上のコレクタは、図１に示したパルス幅変調器５内の回路に接続される。

光アイソレータ２１の入力電流に対する出力電流の比率は、光アイソレータ２１の電流伝達率（ＣＴＲ）として定義される。帰還回路１７は、図１の出力端子１５Ａ及び１５Ｂの両端に、調整され設定された直流出力電圧（Ｖ_DC）を発生させるように設計される。帰還回路１７は、ＣＴＲが１より大きくなるように設計される。動作中に、例えば熱又は電流によって光アイソレータ２１が負荷を受けたとき、光アイソレータ２１を構成する半導体材料の結晶格子に欠陥、特に点欠陥が生じる場合がある。これにより、光アイソレータ２１が破損する。そのような欠陥は、発光ダイオード２５の発光効率を低下させ、光アイソレータ・トランジスタ２７の増幅率を低下させ、それによりＣＴＲが低下する。ＣＴＲが低下したとき、光アイソレータ２１は、劣化状態で動作していると言われる。負荷状態が除去されたとき、結晶格子はセルフアニールし、格子破損の全てではないがほとんどが修復される。繰り返しサイクル後、ＣＴＲは、ＳＭＰＳ１が直流出力電圧（Ｖ_DC）を適正に調整できずＳＭＰＳ１が故障したと考えられるほどまで徐々に低下する。故障したＳＭＰＳ１は、通常、取り外され交換され、取り外されたＳＭＰＳ１は、その後の試験、評価及び修理のために除外される。故障したＳＭＰＳ１が除外されるので、負荷状態が除去され、光アイソレータ２１がセルフアニールし、ＣＴＲが大きくなる。多くの場合、ＣＴＲが上昇すると、再試験の際の電圧変動率が十分適正になり、ＳＭＰＳ１は故障していないと評価される。この断続的な故障挙動（動作に障害があるが再試験で問題がない）は、多数のＳＭＰＳが故障として交換され、保守で故障挙動が再現できなかった後に通常使用に戻される主な要因である。

光アイソレータ２１の基本的なフォルト・ツー・フェイラの進行は、時間の経過により電流伝達率（ＣＴＲ）が１．０より大きい値で通常は３．０未満の値から０．２以下の値まで徐々に低下するものである。ＣＴＲが低下するとき、ＳＭＰＳ１が直流出力電圧Ｖ_DCを調整する能力が低下してＳＭＰＳ１が直流出力電圧Ｖ_DCを十分に調整できなくなる。興味深いのは、（１）ＳＭＰＳ１の帰還ループ内の光アイソレータ２１のフォルト・ツー・フェイラ進行シグネチャの識別と特徴付け、（２）帰還ループ内の光アイソレータ２１を予測するための非侵襲的センサの設計と実装におけるフォルト・ツー・フェイラ進行シグネチャの使用方法、及び（３）電源が直流出力電圧Ｖ_DCを調整できなくするほど低い値にＣＴＲが低下するまでの時間の測定である。

スイッチング電源において、内部又は外部測定に依存する故障前兆を識別する幾つかの予測方法がある。既知の１つの方法は、非特許文献１に記載されたような電源の出力端子のリプル電圧を監視することである。Layyaniの方法の故障前兆は、故障するときのキャパシタの劣化増大によって生じるリプル電圧の上昇である。

Mineckに譲渡された特許文献１に開示された第２の方法は、調整電源のスイッチ・タイミングに関与する集積回路（ＩＣ）部品によって変調されたデューティ・サイクルを測定することである。Mineckは、故障し始めるときに電子部品が消費する電力が多くなるという前提に基づく。全体的な効率は、消費電力が増大するほど低下する。所定の設定値を生成するように出力を調整するとき、相対的オン・オフ時間を変更することによってスイッチング・デューティ・サイクルを補正しなければならない。Mineckで利用された故障前兆は、デューティ・サイクルの増大である。Mineckの方法は、どの部品が故障しているかは全く特定できない。更に、Mineckの方法は、中間ノードの電圧波形を測定しなければならないので侵襲的である。

明らかな予測方法には、実際の直流出力電圧と設計した直流出力電圧設定値との差を測定することがある。差の値の傾向は、電源がだんだん劣化し故障しつつあることを示すが、光アイソレータ２１の故障の予測又は前兆として、この手法は、光アイソレータ２１が実際に故障するまでＳＭＰＳ１が直流出力電圧を調整し続けるので制限され、直流出力電圧からの故障前兆はない。

検討した先行技術のどの方法にも、ＳＭＰＳ１の帰還ループ内で光アイソレータ２１の動作の劣化の進行を検出する機能がなく、ＳＭＰＳ１の直流出力電圧端子等の外部ノードでの測定だけを使用してその構成要素の故障を予測する既知の方法や手段はない。

直流出力電圧及び帰還回路１７の監視と関連した既存の特許がある。そのような場合は、監視は制御に使用され、帰還構成要素のヘルス(health)に関する情報を提供しない。これらの発明は、予測的発明と異なるカテゴリにある。また、集積回路で多数のパラメータを監視する手法が提案された特許文献２等のスイッチング電源内の監視データの処理と関連した特許出願がある。特許文献３は、急激な負荷変動を検出し、オーバーシュートを減少させ且つ全体的な過渡応答を改善する戦略の一部として実施される。

米国特許第４，２４５，２８９号明細書 米国特許出願公開番号２００５／０２８９３７８号明細書 米国特許出願公開番号２００３／００３９１２９号明細書

Layyaniによる「Failure Prediction of Electrolytic Capacitors of a Switch Mode Power Supply」IEEE Transactions on Power Electronics, VoI 13, No.6, Nov.1998

本発明の実施形態は、初期非ゼロ負荷電流を有するスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価するシステム及び方法を提供する。簡単に言うと、構造において、システムの一実施形態は、特に、以下のように実施することができる。システムは、スイッチ・モード電源と電気通信する電流注入装置を含む。電流注入装置は、活動化されたときに初期非ゼロ負荷電流を変更するように配置される。予測制御部（prognostic control）が、電流注入装置と通信し、電流注入装置の活動化を制御する。周波数検出器が、スイッチ・モード電源から出力信号を受け取るように配置され、出力信号内の正弦波のサイクルをカウントすることができる。出力装置が周波数検出器と通信する。出力装置は、カウントしたサイクルの結果を出力する。

本発明は、また、初期非ゼロ負荷電流を有するスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価する方法を提供すると見なすことができる。この点で、そのような方法の一実施形態は、特に、負荷電流の変化に対する減衰リンギング応答を検出する段階と、減衰リンギング応答の複数サイクルをカウントする段階と、複数のサイクル・カウントを出力し、それにより複数のサイクル・カウントが、スイッチ・モード電源とその中の少なくとも１つの光アイソレータの破損を示す段階とによって要約することができる。

本発明の他のシステム、方法、機能及び利点は、以下の図面と詳細な説明を検討することにより当業者に明らかになるであろう。そのような追加のシステム、方法、機能及び利点は全て、この説明に含まれ、本発明の範囲内にあり、添付の特許請求の範囲によって保護される。

先行技術によるスイッチ・モード電源の簡略ブロック図である。 既知の先行技術による図１の帰還回路からの光アイソレータの概略図である。 例えばＳＭＰＳの出力電圧５．０Ｖの電流の急激な変化に応じたリンギング応答を示す線グラフである。 ＳＭＰＳと周波数の関係のｄＢで表したゲイン（Ａ）と度で表した位相（Ｂ）の線グラフである。 ＳＭＰＳの帰還回路の第１の例示的実施形態の概略図である。 本発明の第１の例示的実施形態による例示的な電流注入装置の概略図である。 本発明の第１の例示的実施形態によるＳＭＰＳの出力電圧バスに接続されたＳＭＰＳヘルス・モニタのブロック図である。 本発明の第１の例示的実施形態による図７のＳＭＰＳヘルス・モニタが受け取ったモード入力信号と運転入力信号の線グラフである。 本発明の第１の例示的実施形態による図７のＳＭＰＳヘルス・モニタが受け取ったモード注入制御信号と周波数ゲート制御信号の線グラフである。 本発明の第１の例示的実施形態による２つの重要なタイプの減衰リンギング応答である固定周波数（Ａ）と可変周波数（Ｂ）を示す図である。 本発明の第１の例示的実施形態による図７に示したＳＭＰＳヘルス・モニタ用のリング周波数検出器の概略図である。 「劣化なし」と「中間劣化」の状態の固定周波数減衰リンギング応答のリング周波数検出器の出力のアナログ及びデジタル結果の線グラフである。 「劣化なし」と「中間低下」の状態の可変周波数減衰リンギング応答のリング周波数検出器の出力のアナログ及びデジタル結果の線グラフである。

本発明の多くの態様は、添付図面を参照してよりよく理解することができる。図面の構成要素は、必ずしも一定の縮尺ではなく、本発明の原理を明瞭に示す強調が施されている。更に、図面では、幾つかの図の全体にわたって類似の参照数字は対応する部分を示す。

例えば有効負荷抵抗の突然の変化によって起こるＳＭＰＳにおける急激な電流変化は、出力電圧のリンギング応答の減衰の原因となる。図３は、ＳＭＰＳの出力電圧５．０Ｖで、例えば電流の急激な変化に応じたリンギング応答を示す線グラフである。ＳＭＰＳは、出力として少なくとも１つの直流電圧４１を有し、この例ではこの直流電圧４１は５．０Ｖである。時間２５０マイクロ秒で電流の急激な変化が起き、これにより減衰リンギング応答が生じる。減衰リンギング応答は、リンギング電圧変化４３から始まる。減衰リンギング応答は、一定の共振周波数の一連の正弦波４５であり振幅が減衰する。減衰リンギング応答は、この例示的実施形態では約５００マイクロ秒の時間でほとんど完全に減衰し、その後、ＳＭＰＳは再び５．０Ｖの直流電圧を出力する。

図３に示したＳＭＰＳ出力は、以下の式でモデル化することができる。

ここで、Ｖ_DCはＳＭＰＳから出力される直流電圧４５であり、Ａ_Rは、減衰リンギング応答の最大振幅であり、ｔは時間であり、τは減衰時定数である。

ここで、ｆ_Rは減衰リンギング応答の共振周波数であり、φは共振周波数の位相ずれである。項Ａ_R、τ、及びωは、主にＳＭＰＳの厳密な接続形態（特に、帰還ループ）、ＳＭＰＳの電流モード（連続電流又は不連続電流）、及び急激な電流変化のタイプ（インパルス又はステップ）に依存する複雑な式である。連続電流モードでインパルス形の電流変化の場合、項は以下になる。

これらの表現と項の導出は、本発明には関係がなく、関係するのは、これらが振幅を示すことであり、リンギング持続時間とリンギング応答の周波数は、ＳＭＰＳの帰還ループのゲイン（Ａ）、抵抗（Ｒ）、キャパシタンス（Ｃ）、及びインダクタンス（Ｌ）に関連し依存する。

これらの式と表現で示したように、負荷電流の急激な変化等の急激な刺激に応じて変化する変量が３つあり、それは、振幅、減衰時間、及びリング周波数である。これらの３つのなかで減衰時間とリング周波数は特に予測方法の影響を受けやすい。

図４は、例示的なＳＭＰＳと周波数の関係のｄＢで表したループ・ゲイン５１（Ａ）と度数で表した位相５３（Ｂ）の線グラフである。交差周波数５５は、ループ・ゲイン５１が０ｄＢのときの周波数（ｆ_c）である。ＳＭＰＳが安定している場合、位相マージン５７（１８０度から位相の絶対値を引いたもの）は、正であり且つある程度の設計マージン（例えば、４５度）より大きくなければならない。位相マージン５７が４５度より大きいので、図４のグラフによって表わされたＳＭＰＳは安定している。ＳＭＰＳは、位相プロットの点５９で共振周波数（ｆ_R）を有する。共振周波数は、位相が−１８０度のときの周波数である。ＳＭＰＳは、ＳＭＰＳの共振周波数でゲイン・マージン６１が０ｄＢより小さいので発振しない（本明細書では、ゲイン・マージン６１は、位相５３が−１８０度の周波数でのループ・ゲイン５１として定義される）。例えば負荷電流の急激な変化によって生じた急激な変化によって、ＳＭＰＳが発振し始める混乱が導入される（リンギング応答）。ゲインが１（ｄＢで表した負の値）より小さいので、ＳＭＰＳには急激な電流変化に応じて減衰リンギングが生じる。

図５は、ＳＭＰＳの帰還回路の第１の例示的実施形態の概略図である。帰還回路１１７は、ＳＭＰＳの出力電圧の正ノードと負ノードに接続された入力端子１１５Ａと１１５Ｂを有する。出力端子１１９Ａと１１９Ｂは、図１に示したＰＷＭ等のＰＷＭに接続される。光アイソレータ１７２（増幅器）は、負荷抵抗器１７４に接続され、負荷抵抗器１７４は、演算増幅器でよい帰還増幅器１８０の出力に接続される。帰還増幅器１８０の第１の入力は、２つの抵抗器１８２及び１８４からなる分圧器に接続され、帰還増幅器１８０の第２の入力は、抵抗器１８６、１８８、１９０、第１のキャパシタ１９２、第２のキャパシタ１９４及びバイアス電圧１９６からなる入力回路網に接続される。抵抗器１８６、１８８、１９０及びバイアス電圧１９６の値は、帰還増幅器１８０の全体ゲインを決定する。帰還増幅器１８０のゲインと光アイソレータ１７２のゲインは、帰還回路１１７のゲインを決定する。キャパシタ１９２、１９４の値は、ゲイン５１と位相５３（両方とも図４に示した）が安定動作を保証するように選択される。帰還回路１１７のゲインの低下は、ほとんど常に、光アイソレータ１７２のゲインが低下し帰還増幅器１８０のゲインが低下しないからである。

図６は、本発明の第１の例示的実施形態による例示的な電流注入装置１３４である。電流注入装置１３４は、注入インバータ１３６、Ｐチャネル・パワーＭＯＳＦＥＴを有する注入スイッチ１３８、及び注入負荷抵抗器１４０を含む。電流注入装置１３４は、第１の接続点１０６で電圧出力バス１０４に接続された第１の端子１４２を有する。第２の端子１４４は、端子１１５Ａ又は端子１１５Ｂ（図５に示した）に接続される。注入インバータ１３６に接続された入力１４６が正のとき、注入インバータ１３６は、注入スイッチ１３８をオンにし、注入負荷抵抗器１４０を第１の接続点１０６で電圧出力バス１０４に接続する。正入力１４６の結果、ＳＭＰＳ（図１に示した先行技術のＳＭＰＳ等）の負荷電流が急激に変化し、これにより、図３に示したように減衰リンギングが生じる。電流注入装置１３４は、既知の持続時間の急激な電流変化を注入することができまた既知の振幅の電流変化を注入し、これは、注入負荷抵抗器１４０の値で割った電圧出力バス１０４での出力電圧である。

図７は、本発明の第１の例示的実施形態によるＳＭＰＳ１０１の出力電圧バス１０４に接続されたＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０のブロック図である。ＳＭＰＳ１０１は、電圧出力端子１０２を有し、この端子は、図５に示した正又は負端子１１５Ａ、１１５Ｂのいずれでもよい（第１の例示的な実施形態では、正出力端子が示されている）。電圧出力端子１０２は、第１の接続点１０６で電子組立体が接続された電圧出力バス１０４に繋がる。ＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０は、モード入力１２２Ａ、運転入力１２２Ｂ、フィルタ選択入力１２４、及びデジタル出力１１８を有する。ＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０は、また、予測制御部１２８、カウンタ１３０及びデジタル・フィルタ１３２を有するデジタル論理回路１２６を含む。ＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０は、また、電流注入装置１３４とアナログ入力周波数検出器１１０を含む。予測制御部１２８は、モード入力１２２Ａによって決定できるように、監視又は自己診断の２つのモードの少なくとも一方で動作する。

図７を更に参照すると、運転入力信号１２２Ｂを受け取り、予測制御部１２８が監視モードで動作しているとき、予測制御部１２８は、注入制御部１１２を電流注入装置１３４に送り、これにより第１の接続点１０６で急激な電流変化が起こる。次に、予測制御部１２８は、周波数ゲート制御１１４を周波数検出器１１０に送り、周波数検出器１１０は、減衰リンギング応答のアナログ負振動を検出する。検出されたアナログ負振動は、周波数検出器１１０によって増幅され、デジタル・パルスとしてカウンタ１３０に送られ、カウンタ１３０はパルスをカウントする。減衰リンギング応答によって生じたパルス数のカウントは、デジタル・フィルタ１３２に送られ、デジタル・フィルタ１３２は、デジタル・カウントをフィルタリングして予測出力１１８を作成する。予測出力１１８は、ＳＭＰＳ１０１内の帰還ループの劣化のレベルを示し、劣化は、帰還ループ内の光アイソレータ１７２のＣＴＲの低下による可能性が最も高い。クロック入力１２５は、デジタル論理回路１２６によって使用される。

図８は、本発明の第１の例示的実施形態による図７のＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０によって受け取られたモード入力１２２Ａ信号と運転入力１２２Ｂ信号の線グラフである。モード入力１２２Ａは２つの値を有し、モードが正１５０のとき、ＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０は監視モードであり、運転入力１２２Ｂが正パルス１５４のときはいつでも急激な電流変化をＳＭＰＳ１０１に注入する。モードが最初に低レベル１５２にプルされたとき、ＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０は、自己診断モードになり、予測制御部１２８は、リセット信号をカウンタ１３０に送る。運転入力１２２Ｂが正パルス１５６でモードが自己診断であるときはいつでも、カウンタ１３０が１増分される。自己診断モードでは、カウンタ１３０とデジタル・フィルタ１３２の適正な動作を検証できる。

図９は、本発明の第１の例示的実施形態による図７のＳＭＰＳヘルス・モニタによって受け取られたモード注入制御信号と周波数ゲート制御信号の線グラフである。図８（Ｂ）の運転入力１２２Ｂの正パルス１５４によって、予測制御部１２８は、第１の制御パルス１６０である注入制御１１２を生成する。予測制御部１２８は、また、第２の制御パルス１６２によって示したような周波数ゲート制御１１４を生成する。

図１０は、本発明の第１の例示的実施形態による２つの顕著なタイプの減衰リンギング応答である固定周波数（Ａ）と可変周波数（Ｂ）を示す。光アイソレータ１７２が劣化したとき、急激な電流変化によって、２つの極めて異なるタイプのフォルト・ツー・フェイラ進行（ＦＦＰ）シグネチャの一方が生じる。第１のタイプのＦＦＰシグネチャは、短い応答１８２と長い応答１８０の違いで分かるような応答の持続期間の減衰の大きな変化に特徴がある。この違いは、数１、数４及び数７によって予測される。長い応答１８０と短い応答１８２には、検出可能なサイクル数に大きな違いがある。数１と数３によって予測されたような振幅の減少も見られ、そのような振幅の減少によって、検出可能なリンギング・サイクルの数もまた減少する。

第２のタイプのＦＦＰシグネチャは、遅い応答１８６と速い応答１８４の違いで分かるようなリンギングの周波数の大きな減少に特徴がある。周波数の変化は、数１、数５及び数６によって予測される。速い応答１８４と遅い応答１８６を比べると分かるように、検出可能なリンギング・サイクルの数に大きな違いがある。減衰時間又はリンギング振幅の変化は、そのような変化があっても検出可能なリンギング・サイクル数の減少にも寄与するので、あってもなくても関係なく、重要でない。この検出可能なリンギング・サイクル数の減少は、帰還ループ内のゲイン低下と直接関連し、ゲイン低下は、光アイソレータ１７２のＣＴＲ低下による可能性が高く、ＣＴＲ低下は、光アイソレータ１７２の劣化による。振幅及び／又は周波数及び／又は減衰時間の減少による検出可能なリンギング周波数サイクル数の減少の利用は（全て、帰還ループ内の光アイソレータ１７２が劣化したときのゲイン低下に起因する）、本発明の重要な要素である。

図１１は、本発明の第１の例示的実施形態による図７に示したＳＭＰＳヘルス・モニタ１２０の周波数検出器１１０の概略図である。周波数検出器１１０は、差動入力回路増幅器１８８、検出器抵抗器１９０、検出器キャパシタ１９２、及びＡＮＤロジック・ゲート１９６を含む。周波数検出器１１０は、（図６に示した）電流注入装置１３４の第１と第２の端子１４２、１４４に接続される。検出器抵抗器１９０と検出器キャパシタ１９２は、電圧出力バス１０４の第１の接続点１０６での直流電圧に基づいて減衰リンギング周波数をフィルタリングして、差動入力回路増幅器１８８の正入力に直流電圧を提供する。このフィルタリングと、差動入力回路増幅器１８８の負入力を第１の接続点１０６に直接接続する結果、差動入力回路増幅器１８８は、減衰周波数応答における正弦波の負振動に対応する正パルスを出力する。差動入力回路増幅器１８８の出力１９４は、ＡＮＤロジック・ゲート１９６と周波数ゲート制御１１４によってＡＮＤ演算される。図１０Ａに示されたリンギング周波数応答１８０、１８２への差動入力回路増幅器１８８の出力１９４は、図１２Ａに示され、ＡＮＤロジック・ゲート１９６の出力１９８は、図１２Ｂに示される。出力１９８は、カウンタ１３０（図７に示した）に送られ、その結果、デジタル・フィルタ１３２（図７に示した）にカウント８とカウント４が入力される。同様に、リンギング周波数応答（図１０Ｂに示した）への差動入力回路増幅器１８８の出力１９４は、図１３Ａに示され、ＡＮＤロジック・ゲート１９６の対応する出力１９８は、図１３Ｂに示される。ＡＮＤロジックゲート１９６の出力１９８は、カウンタ１３０（図７に示した）に送られ、その結果、デジタル・フィルタ１３２（図７に示した）にカウント８とカウント５が入力される。デジタル・フィルタ１３２は、カウントが最大のときに劣化なし、カウントが０か１のときに最大劣化、及びカウントが最大と１の間のときに中間レベルの劣化に対応する予測ヘルス信号（prognostic health signal）を生成することになる。

デジタル論理回路１２６（図７に示した）は、Verilog等のハードウェア記述言語（ＨＤＬ）を使用してフィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）をプログラムすることによって容易に実現される。デジタル論理回路１２６の実施態様は本明細書では述べないが、当業者は、必要以上の実験なしに本明細書で述べたデジタル論理回路１２６を実施することができるであろう。デジタル論理回路１２６は、急激な電流変化を制御し順序付ける前述のような体系と、減衰周波数応答の周波数サイクルに対応するパルスを生成する周波数検出器のゲート制御と、そのようなパルスのカウントと、劣化なし、最大劣化及び中間レベルの劣化を示す予測ヘルス信号レベルの出力を含むことができる。そのような出力信号レベルは、劣化なしから最大劣化までの予測進行（prognostic progression）を提供し、予測進行とあるレベルから次のレベルに進むのにかかる時間の評価を加えたものが、正確なＲＵＬ推定を作成する基礎となる。

次に、Verilogプログラムを合成し、合成したプログラムを例えばフィールド・プログラマブル・ゲートアレイにロードするか、合成出力を使用して、集積回路又は離散的デジタル・ゲートの集合として実施することができるデジタル回路図を作成することによって、デジタル論理回路１２６を実施することができる。図７を参照すると、プログラムの例示的な挙動レベルは次の通りである。

１．モード入力１２２Ａが正エッジにあるとき、カウンタ１３０にデジタル・リセットを送り、制御１１２、１１４をインアクティブ低レベルにプルする。

２．モード入力１２２Ａが負エッジにあるとき、デジタル・リセットをカウンタ１３０に送る。

３．モード入力１２２Ａがアクティブ高レベルで、運転入力１２２Ｂで正パルスを受け取ったとき、注入制御１１２を介して正パルスを電流注入１３４に送ってＳＭＰＳ１０１の負荷電流に急激な変化を注入する。また、カウンタ１３０にリセット・パルスを送り、また周波数検出器１１０に正周波数ゲート制御１１４を送る。周波数ゲート制御１１４の長さは、所定数のデジタル・クロック・サイクルのものであり、その数は、減衰リンギング応答の見込み最大減衰時間に対応する。

４．モード入力１２２Ａがインアクティブ低レベルで、運転入力１２２Ｂで正パルスを受け取ったとき、検査増分カウント信号をカウンタ１３０に送って、デジタル・フィルタ１３２への増分検査カウントを作成する。

５．予測制御部１２８への入力ビット１２４の各デジタル値ごとに、所定数のクロック・サイクルが周波数ゲート制御１１４の幅を制御できるようにする。

６．デジタル・フィルタ１３２への入力ビット１２４の各デジタル値ごとに、対応する組の組み合わせ論理ゲートが、カウンタ１３０からのカウントを所定の予測ヘルス信号に変換できるようにする。

７．対応するＳＭＰＳ１０１又はＳＭＰＳ１０１グループごとに１組の組み合わせ論理ゲートを定義する。

本発明の以上述べた実施形態、特に任意の「好ましい」実施形態は、単に本発明の原理を明確に理解するために説明された単なる実施態様の例であることに注意されたい。本発明の精神及び原理から実質的に逸脱することなく本発明の前述の実施形態に多くの変形及び修正を行うことができる。そのような修正及び変形は全て、この開示と本発明の範囲に含まれ、併記の特許請求の範囲によって保護されるものである。

１０１ スイッチ・モード電源（ＳＭＰＳ）
１０２ 電圧出力端子
１０４ 電圧出力バス
１０６ 第１の接続点
１１０ 周波数検出器
１１２ 注入制御部
１１４ 周波数ゲート制御
１１８ 予測出力
１２０ ＳＭＰＳヘルス・モニタ
１２２Ａ モード入力
１２２Ｂ 運転入力
１２４ フィルタ選択入力
１２６ デジタル論理回路
１２８ 予測制御部
１３０ カウンタ
１３２ デジタル・フィルタ
１３４ 電流注入装置

Claims (25)

1. スイッチ・モード電源の少なくとも１つの帰還ループ内で使用される少なくとも１つの光アイソレータのＣＴＲを示す予測ヘルス信号（prognostic health signal）を生成する方法であって、
   負荷電流の変化に対する減衰リンギング応答を検出する段階と、
   前記減衰リンギング応答の周波数と減衰時間の少なくとも一方を表すパルス列を生成する段階と、
   前記パルス列の波をカウントする段階と、
   前記波のカウントをデジタル方式でフィルタリングして少なくとも１つの出力予測信号を生成する段階とを含み、
   前記出力予測信号は、前記減衰リンギング応答における正弦周波数の幾つかの検出可能サイクルを示し、それにより前記検出可能サイクルの数が、光アイソレータの残存有効寿命を決定するのに役立つ方法。
2. ＳＭＰＳ負荷電流の急激な変化を注入する段階を更に含み、前記急激な電流変化は、既知の振幅と持続時間のものである、請求項１に記載の方法。
3. ＳＭＰＳ負荷電流の急激な変化を注入して前記減衰リンギング応答を誘導する段階と、
   前記減衰リンギング応答の検出をゲート制御する段階であって、前記減衰リンギング応答が始まる時間の近くで始まり、前記減衰リンギング周波数が検出可能な最大時間が経過する時間の近くで終了する前記ゲート制御する段階とを含み、
   それにより、前記ゲート制御する段階は、パルス列のカウントを、ＳＭＰＳ負荷電流の前記注入された急激な変化によって誘導された前記減衰リンギング周波数応答に対応する期間に制限するためのものである、請求項１に記載の方法。
4. 前記パルス列の波をカウントする段階は、更に、注入されたＳＭＰＳ負荷電流の急激な変化に応じて前記パルス列の波をカウントする段階を含み、前記カウントは、標準のデジタル・カウンタ技術によって達成される、請求項１に記載の方法。
5. 前記パルス列の波の個別レベルのカウント値を更に含み、
   前記カウント値は、ＳＭＰＳ内の少なくとも１つの帰還ループのゲインの低下レベルと直接関連付けられ、
   前記カウント値は、最大値から最小値までの較正ＳＭＰＳモデルであり、
   前記最大値は、劣化なしの検出レベルに対応し、
   前記最小値は、最大劣化の検出レベルに対応し、
   最大値と最小値の間の前記カウントは、複数の中間レベルの予測ヘルスに対応する、請求項１に記載の方法。
6. 前記波カウントをデジタル方式でフィルタリングして少なくとも１つの出力予測信号を生成する段階は、更に、離散的カウント値をフィルタリングして複数の予測ヘルス信号を生成する段階を更に含み、
   前記予測ヘルス信号は、離散的デジタル信号であり、
   前記離散的予測ヘルス信号は、「劣化検出なし」から「劣化最大検出」の範囲を表し、
   前記離散的予測ヘルス信号は、劣化なしから最大劣化の複数の中間レベルの劣化を含む、請求項１に記載の方法。
7. 離散的予測ヘルス信号を生成するために使用される１組のカウント値を選択する段階を更に含む、請求項１に記載の方法。
8. ＳＭＰＳの動作を監視するために自己診断モードでカウントしデジタル方式でフィルタリングする段階を自動化する段階を更に含む、請求項１に記載の方法。
9. 初期非ゼロ負荷電流を有するスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価する方法であって、
   負荷電流の変化に対する減衰リンギング応答を検出する段階と、
   減衰リンギング応答における複数のサイクルをカウントする段階と、
   複数のサイクル・カウントを出力し、それによって複数のサイクル・カウントが、スイッチ・モード電源とその中の少なくとも１つの光アイソレータの破損を示す段階とを含む方法。
10. 前記減衰リンギング応答をデジタル方式でフィルタリングする段階を更に含む、請求項９に記載の方法。
11. 複数のサイクル・カウントをメモリに記録する段階を更に含み、複数の減衰リンギング応答からのカウントがメモリに記録される、請求項９に記載の方法。
12. 複数のサイクル・カウントを少なくとも１つ前の複数のサイクル・カウントと比較して、それによりスイッチ・モード電源の破損レベルを計算する段階を更に含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記比較に基づいてスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価する段階を更に含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記初期非ゼロ負荷電流に追加電流を注入し、それにより減衰リンギング応答を誘導する段階を更に含む、請求項９に記載の方法。
15. 前記追加電流は、実質的にパルス波である、請求項１４に記載の方法。
16. 初期非ゼロ負荷電流を有するスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価するシステムであって、
    前記負荷電流の変化に対する減衰リンギング応答を検出する手段と、
    前記減衰リンギング応答における複数のサイクルをカウントする手段と、
    そして
    前記複数のサイクル・カウントを出力し、それにより前記複数のサイクル・カウントが、前記スイッチ・モード電源と少なくとも１つの光アイソレータの破損を示す手段とを含むシステム。
17. 前記複数のサイクル・カウントをメモリに記録し、複数の減衰リンギング応答からのカウントがメモリに記録される手段を更に含む、請求項１６に記載のシステム。
18. 前記複数のサイクル・カウントを少なくとも１つ前の複数のサイクル・カウントと比較して、それにより前記スイッチ・モード電源の破損レベルを計算する手段と、
    前記比較に基づいて前記スイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価する手段とを含む、請求項１７に記載のシステム。
19. 初期非ゼロ負荷電流に追加電流を注入し、それにより前記減衰リンギング応答を誘導する手段を更に含む、請求項１６に記載のシステム。
20. ある時間期間にわたって前記追加電流を繰り返し注入することによってその時間期間にわたる前記スイッチ・モード電源の劣化レベルの監視を自動化する手段を更に含む、請求項１９に記載のシステム。
21. 初期非ゼロ負荷電流を有するスイッチ・モード電源の残存有効寿命を評価する装置であって、
    前記スイッチ・モード電源と電気通信し、活動化されたときに初期非ゼロ負荷電流を変更するように配置された電流注入装置と、
    前記電流注入装置と通信し、前記電流注入装置の活動化を制御する予測制御部と、
    前記スイッチ・モード電源から出力信号を受け取るように配置され、前記出力信号内の正弦波のサイクルをカウントすることができる周波数検出器と、
    前記周波数検出器と通信し、前記カウントされたサイクルの結果を出力する出力装置とを含む装置。
22. 前記カウントされたサイクルの結果が、前記スイッチ・モード電源の評価された残存有効寿命である、請求項２１に記載の装置。
23. 前記周波数検出器と前記出力装置と通信し、前記出力装置のために前記周波数検出器からの出力をフィルタリングするデジタル・フィルタを更に含む、請求項２１に記載の装置。
24. 前記予測制御部（prognostic control）と通信するクロックを更に含み、前記予測制御部は、前記電流注入装置を定期的に活動化して前記スイッチ・モード電源の負荷電流にパルス波を送る、請求項２１に記載の装置。
25. 前記予測制御部は、前記周波数検出器と通信し、前記予測制御部は、前記スイッチ・モード電源からの予想減衰リンギング応答と実質的に一致する離散的時間期間に前記周波数検出器を活動化する、請求項２１に記載の装置。

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