JP4902333B2 - 受信方法ならびにそれを利用した受信装置および受信システム - Google Patents

Description

本発明は、受信技術に関し、特に複数のアンテナによって信号を受信する受信方法ならびにそれを利用した受信装置および受信システムに関する。

ディジタル無線通信システムでの受信装置において受信される信号は、無線伝送路の影響を受けている。そのため、無線伝送路の状態や、送信装置と受信装置との間の距離に応じて、受信信号の強度は大きく変動する。受信装置は、一般的にＡＤ変換器によって受信信号をデジタル信号に変換した後に、デジタル信号に対して受信処理を実行する。ＡＤ変換器のダイナミックレンジは有限であるので、ＡＤ変換器に入力される信号の大きさはダイナミックレンジに合わせて調節される方が望ましい。そのため、一般的にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）がＡＤ変換器の前段に配置される。（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００５−１１７３４１号公報

無線通信において、一般的に限りある周波数資源の有効利用が望まれている。周波数資源を有効利用するための技術のひとつが、アダプティブアレイアンテナ技術である。アダプティブアレイアンテナ技術は、複数のアンテナによって送受信される信号の振幅と位相を制御して、アンテナの指向性パターンを形成する。すなわち、アダプティブアレイアンテナを備えた装置は、複数のアンテナにおいて受信した信号の振幅と位相をそれぞれ変化させ、変化させた複数の受信信号をそれぞれ加算する。これは、当該振幅と位相との変化量（以下、「ウエイト」という）に応じた指向性パターンのアンテナで受信される信号と同等の信号を受信することに相当する。また、ウエイトに応じたアンテナの指向性パターンによって信号が送信される。

アダプティブアレイアンテナ技術において、ウエイトを算出するための処理の一例には、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）法にもとづく方法がある。ＭＭＳＥ法において、ウエイトの最適値を与える条件としてウィナー解が知られており、さらにウィナー解を直接解くよりも計算量が少ない漸化式も知られている。漸化式としては、例えば、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムやＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムなどの適応アルゴリズムが使用される。

アダプティブアレイアンテナ技術においてウエイトを導出する際、一般的に、複数のアンテナによって受信された信号強度の情報が必要となる。つまり、ＡＤ変換器によってデジタル信号に変換された後でも、複数の受信信号間における強度の比の維持が要求される。そのため、複数の受信信号に対して、ＡＧＣは、共通の増幅率によって増幅を実行する。このような増幅率の設定では、複数の受信信号の中に十分に増幅されていない受信信号が存在する場合もある。その結果、アダプティブアレイアンテナ技術による特性の改善も十分でなくなる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、複数のアンテナを備えている場合でも、効率的にＡＤ変換を実行する受信技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、複数のアンテナのそれぞれに対応した複数の入力部と、複数の入力部のそれぞれに対応した複数の補正部と、複数の補正部に接続した受信処理部とを備える。複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号には、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他のアンテナにおいて受信した信号とは独立した増幅率による増幅がなされた後に、アナログ−デジタル変換がなされ、複数の補正部のそれぞれは、対応した入力部において入力した信号に対して、雑音に対応した成分を推定するとともに、雑音に対応した成分による補正を実行し、受信処理部は、複数の補正部のそれぞれにおいて補正した信号に対して、受信処理を実行する。

この態様によると、独立した増幅率によって増幅された後に、アナログ−デジタル変換された信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、効率よくアナログ−デジタル変換を実行できる。

複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、複数の補正部のそれぞれは、既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリア信号から既知信号の成分を除去する除去部と、除去部において既知信号の成分を除去したサブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算することによって雑音に対応した成分を推定する推定部と、を備えてもよい。この場合、近傍のサブキャリア信号間における伝送路特性が等しいと近似するので、雑音に対応した成分を簡易に推定できる。

複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号は、複数の系列によって構成されており、複数の補正部のそれぞれは、系列単位の信号に分離し、分離した信号をマルチキャリア信号として除去部に出力する分離部と、を備えてもよい。この場合、複数の系列を分離するので、複数の系列にて形成される信号を処理対象とする場合でも、雑音に対応した成分を推定できる。

本発明の別の態様もまた、受信装置である。この装置は、複数のアンテナのそれぞれに対応した複数の増幅部と、複数の増幅部のそれぞれに対応した複数の変換部と、複数の変換部のそれぞれに対応した複数の補正部と、複数の補正部に接続した受信処理部とを備える。複数の増幅部のそれぞれは、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他の増幅部にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行し、複数の変換部のそれぞれは、対応した増幅部において増幅した信号に対して、アナログ−デジタル変換を実行し、複数の補正部のそれぞれは、対応した変換部において変換した信号に対して、雑音に対応した成分を推定するとともに、雑音に対応した成分による補正を実行し、受信処理部は、複数の補正部のそれぞれにおいて補正した信号に対して、受信処理を実行する。

この態様によると、独立した増幅率によって増幅した後に、アナログ−デジタル変換した信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、効率よくアナログ−デジタル変換を実行できる。

本発明のさらに別の態様は、受信システムである。この受信システムは、複数のアンテナのそれぞれに対応した複数のＲＦ処理装置と、複数のＲＦ処理装置のそれぞれとケーブルを介して接続したベースバンド処理装置とを備える。複数のＲＦ処理装置のそれぞれは、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他のＲＦ処理装置にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行した後に、アナログ−デジタル変換を実行し、ベースバンド処理装置は、複数のＲＦ処理装置のそれぞれにおいて変換した信号に対して、雑音に対応した成分を推定するとともに、雑音に対応した成分による補正を実行した後に、補正した信号に対して、受信処理を実行する。

この態様によると、独立した増幅率によって増幅した後に、アナログ−デジタル変換した信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、効率よくアナログ−デジタル変換を実行できる。

本発明のさらに別の態様は、受信方法である。この方法は、複数のアンテナのそれぞれに対応した信号であって、かつ対応したアンテナおいて受信した信号に対して、他のアンテナにおいて受信した信号とは独立した増幅率による増幅がなされた後に、アナログ−デジタル変換がなされた信号を入力するステップと、入力した信号のそれぞれに対して、雑音に対応した成分を推定するとともに、雑音に対応した成分による補正を実行するステップと、補正した信号のそれぞれに対して、受信処理を実行するステップと、を備えること特徴とする受信方法。

入力するステップにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、補正を実行するステップは、既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリア信号から既知信号の成分を除去するステップと、既知信号の成分を除去したサブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算することによって、雑音に対応した成分を推定するステップと、を備えてもよい。入力するステップおいて入力される信号は、複数の系列によって構成されており、補正を実行するステップは、系列単位の信号に分離し、分離した信号をマルチキャリア信号として除去するステップに出力するステップと、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、複数のアンテナを備えている場合でも、効率的にＡＤ変換を実行できる。

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠した無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式が使用された通信システムにおける受信装置に関する。本発明の実施例における受信装置は、複数のアンテナを備えているが、一体的に構成されておらず、複数の装置によって構成されている。つまり、受信装置は、複数のＲＦ処理装置とひとつのベースバンド処理装置とによって構成されており、複数のＲＦ処理装置のそれぞれは、ケーブルを介してベースバンド処理装置に接続されている。

ＲＦ処理装置は、アンテナと接続され、アンテナによって受信した信号に対して、無線周波数からベースバンド周波数への周波数変換を実行するとともに、アナログからデジタルへのＡＤ変換を実行する。ベースバンド処理装置は、複数のＲＦ処理装置のそれぞれから、ベースバンドかつデジタルの受信信号を受けつけ、それらに対してアダプティブアレイ信号処理を実行する。このような構成において、効率的にＡＤ変換を実行するために、本発明の実施例は、次に処理を実行する。

ＲＦ処理装置は、ＡＧＣによる増幅を実行した後に、ＡＤ変換を実行する。ここで、各ＲＦ処理装置は、互いに独立して動作を実行するので、ＡＧＣにおける増幅率は、ＲＦ処理装置ごとに独立して設定される。そのため、複数の受信信号のそれぞれに適した増幅率による増幅が実行されるので、効率的なＡＤ変換が実行される。ベースバンド処理装置は、複数の受信信号を受けつけると、それぞれに含まれた雑音に対応した成分を推定し、推定した雑音に対応した成分によって受信信号を補正する。さらに、ベースバンド処理装置は、補正した受信信号をアダプティブアレイ信号処理を実行する。

図１は、本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す。特に、図１は、ＯＦＤＭ変調方式での信号のスペクトルを示す。ＯＦＤＭ変調方式における複数のキャリアのひとつをサブキャリアと一般的に呼ぶが、ここではひとつのサブキャリアを「サブキャリア番号」によって指定するものとする。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ規格に準拠した通信システム（以下、「ＭＩＭＯシステム」という）には、サブキャリア番号「−２８」から「２８」までの５６サブキャリアが規定されている。なお、サブキャリア番号「０」は、ベースバンド信号における直流成分の影響を低減するため、ヌルに設定されている。一方、ＭＩＭＯシステムに対応していないシステム（以下、「従来システム」という）には、サブキャリア番号「−２６」から「２６」までの５２サブキャリアが規定されている。従来システムの一例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格に準拠した無線ＬＡＮである。

また、複数のサブキャリアにて構成されたひとつの信号の単位であって、かつ時間領域のひとつの信号の単位は、「ＯＦＤＭシンボル」と呼ばれるものとする。それぞれのサブキャリアは、可変に設定された変調方式によって変調されている。変調方式には、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭのいずれかが使用される。ここで、複数のサブキャリアのうち、サブキャリア番号「−２１」、「−７」、「７」、「２１」の４つのサブキャリアにパイロット信号が配置されている。また、ひとつのサブキャリアに配置されたパイロット信号は、４ＯＦＤＭシンボルごとに同一の値となるようなパターンを有する。

図２（ａ）−（ｂ）は、本発明の実施例に係るパケット信号のフォーマットを示す。本発明は、従来システムを説明の対象とするので、図２（ａ）は、従来システムのパケット信号のフォーマットに相当する。パケット信号には、プリアンブル信号あるいはトレーニング信号としての「Ｌ−ＳＴＦ」、「Ｌ−ＬＴＦ」につづいて、「Ｌ−ＳＩＧ」、「データ」が配置される。「Ｌ−ＳＴＦ」、「Ｌ−ＬＴＦ」、「Ｌ−ＳＩＧ」は、従来システムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号、制御信号にそれぞれ相当する。図２（ｂ）は、図２（ａ）の「Ｌ−ＬＴＦ」の構成を示す。「Ｌ−ＬＴＦ」は、「ＧＩ２」、「Ｔ１」、「Ｔ２」によって構成される。「Ｔ１」、「Ｔ２」は、同一の信号パターンを有しており、それぞれは、１回のＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって出力される信号の長さを有する。「ＧＩ２」は、ガードインターバルであり、それは、「Ｔ２」の後部が複製されることによって形成されている。

図３は、本発明の実施例に係る通信システム１００の構成を示す。通信システム１００は、送信装置１０、ＲＦ処理装置１２と総称される第１ＲＦ処理装置１２ａ、第２ＲＦ処理装置１２ｂ、第ＮＲＦ処理装置１２ｎ、ベースバンド処理装置３４を含む。ここで、ＲＦ処理装置１２およびベースバンド処理装置３４が、受信装置に相当する。送信装置１０は、ベースバンド部２６、変調部２８、無線部３０、送信用アンテナ１６を含む。第１ＲＦ処理装置１２ａは、第１受信用アンテナ１４ａを含み、第２ＲＦ処理装置１２ｂは、第２受信用アンテナ１４ｂを含み、第ＮＲＦ処理装置１２ｎは、第Ｎ受信用アンテナ１４ｎを含む。

ここで、第１受信用アンテナ１４ａ、第２受信用アンテナ１４ｂ、第Ｎ受信用アンテナ１４ｎは、受信用アンテナ１４と総称される。ベースバンド処理装置３４は、補正部５０と総称される第１補正部５０ａ、第２補正部５０ｂ、第Ｎ補正部５０ｎ、信号処理部１８、復調部２０、ＩＦ部２２、制御部２４を含む。また、信号として、増幅受信信号３２０と総称される第１増幅受信信号３２０ａ、第２増幅受信信号３２０ｂ、第Ｎ増幅受信信号３２０ｎ、デジタル受信信号３００と総称される第１デジタル受信信号３００ａ、第２デジタル受信信号３００ｂ、第Ｎデジタル受信信号３００ｎ、合成信号３０４を含む。

送信装置１０は、受信装置に接続し、受信装置との間において通信を実行する。ベースバンド部２６は、送信装置１０に接続したＰＣや、送信装置１０内部のアプリケーションとのインタフェースであり、通信システム１００において伝送の対象となる情報信号の送信処理を行う。また、誤り訂正や自動再送処理がなされてもよいが、ここではこれらの説明を省略する。変調部２８は、前述のＢＰＳＫ等へのマッピング、ＩＦＦＴ、直交変調を実行することによって、送信信号を生成する。

ここで、送信処理において変調部２８から出力される信号は、ＯＦＤＭ信号のごとく、マルチキャリア信号を形成している。また、マルチキャリア信号は、パケット信号を構成している。無線部３０は、周波数変換処理を実行する。また、無線部３０は、増幅処理、ＤＡ変換処理等を行う。無線部３０は、送信用アンテナ１６を介して、無線装置に無線周波数の信号を送信する。

ＲＦ処理装置１２は、一端において受信用アンテナ１４を接続し、他端においてベースバンド処理装置３４を接続する。ここで、ひとつのＲＦ処理装置１２は、ひとつの受信用アンテナ１４をそれぞれ接続する。つまり、複数のＲＦ処理装置１２は、複数の受信用アンテナ１４のそれぞれに対応する。ＲＦ処理装置１２は、受信用アンテナ１４によって受信した無線周波数のマルチキャリア信号を周波数変換し、ベースバンドの信号を導出する。前述のごとく、マルチキャリア信号は、パケット信号を構成しており、パケット信号の先頭部分には、トレーニング信号が連続的に含まれている。また、マルチキャリア信号には、所定のサブキャリアにパイロット信号が含まれており、パイロット信号は、所定のパターンの繰り返しによって形成されている。

複数のＲＦ処理装置１２には、局部発振器がそれぞれ含まれており、ＲＦ処理装置１２は、局部発振器から出力されるローカル信号によって、複数のマルチキャリア信号をそれぞれ周波数変換する。また、複数のＲＦ処理装置１２のそれぞれは、対応した受信用アンテナ１４において受信した信号に対して、他のＲＦ処理装置１２にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行した後に、アナログ−デジタル変換を実行する。ＲＦ処理装置１２は、増幅したベースバンドの信号を増幅受信信号３２０としてベースバンド処理装置３４に出力する。一般的に、ベースバンドの信号は、同相成分と直交成分によって形成されるので、ふたつの信号線によって伝送されるべきであるが、ここでは、図を明瞭にするためにひとつの信号線だけを示すものとする。

ベースバンド処理装置３４は、複数のＲＦ処理装置１２のそれぞれとケーブルを介して接続される。補正部５０は、ＲＦ処理装置１２のそれぞれに対応するように設けられており、ＲＦ処理装置１２から増幅受信信号３２０を入力する。つまり、補正部５０のそれぞれにおいて入力される信号には、対応した受信用アンテナ１４において受信した信号に対して、他の受信用アンテナ１４において受信した信号とは独立した増幅率による増幅がなされた後に、アナログ−デジタル変換がなされている。複数の補正部５０のそれぞれは、増幅受信信号３２０に対して、雑音に対応した成分を推定するとともに雑音に対応した成分による補正を実行する。なお、補正部５０における雑音に対応した成分の推定方法と雑音に対応した成分による補正方法の詳細は、後述する。また、補正部５０は、補正した信号をデジタル受信信号３００として出力する。

信号処理部１８は、複数の補正部５０に接続されており、複数の補正部５０のそれぞれからのデジタル受信信号３００に対して、受信処理を実行する。ここで、信号処理部１８は、複数のデジタル受信信号３００をそれぞれ周波数領域に変換し、周波数領域の信号に対してアダプティブアレイ信号処理を実行する。信号処理部１８は、アダプティブアレイ信号処理の結果を合成信号３０４として出力する。ここで、周波数領域の信号である合成信号３０４は、図１のごとく、複数のサブキャリアの成分を含むものとする。図を明瞭にするために、周波数領域の信号は、サブキャリア番号の順番に並べられて、シリアル信号を形成しているものとする。

図４は、周波数領域の信号の構成を示す。ここで、図１に示したサブキャリア番号「−２８」から「２８」のひとつの組合せを「ＯＦＤＭシンボル」というものとする。なお、ここでは、周波数領域のひとつの信号の単位も、「ＯＦＤＭシンボル」と呼ぶものとする。「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルは、サブキャリア番号「１」から「２８」、サブキャリア番号「−２８」から「−１」の順番にサブキャリア成分を並べているものとする。また、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの前に、「ｉ−１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置され、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの後ろに、「ｉ＋１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置されているものとする。なお、従来システムにおいては、ひとつの「ＯＦＤＭシンボル」に対して、サブキャリア番号「−２６」から「２６」の組合せが使用される。図３に戻る。

信号処理部１８における受信処理をさらに詳しく説明する。信号処理部１８は、パケット信号のトレーニング信号期間にわたって、複数のデジタル受信信号３００に対して、受信ウエイトベクトルを導出する。なお、受信ウエイトベクトルは、伝送路特性をもとに導出される。伝送路特性は、送信用アンテナ１６と受信用アンテナ１４との間の伝送路における信号の減衰量と信号の位相回転量とを示す。そのため、伝送路特性は、送信用アンテナ１６と受信用アンテナ１４との組合せの数と、サブキャリア数との乗算結果に応じた数の成分を有する。

例えば、図２の場合、ひとつの送信用アンテナ１６とＮ個の受信用アンテナ１４とが存在するので、ひとつのサブキャリアに対する伝送路特性は、Ｎ個の成分を含む。また、伝送路特性から導出される受信ウエイトベクトルも、伝送路特性と同一数の成分を有する。つまり、ひとつのサブキャリアに対する受信ウエイトベクトルは、受信用アンテナ１４のそれぞれに対応した成分を有する。トレーニング信号期間の終了後、信号処理部１８は、受信ウエイトベクトルを使用しながら、デジタル受信信号３００に対してアレイ合成を実行する。

復調部２０は、復調とデインタリーブを実行する。なお、復調は、サブキャリア単位でなされる。復調部２０は、復調した信号をＩＦ部２２に出力する。ＩＦ部２２は、図示しないネットワークとのインタフェースである。制御部２４は、ベースバンド処理装置３４のタイミング等を制御する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図５は、第１ＲＦ処理装置１２ａの構成を示す。第１ＲＦ処理装置１２ａは、周波数変換部１４６、ＡＧＣ１４８、直交検波部１５０、ＡＤ変換部１５２、局部発振部１６６を含む。また、他のＲＦ処理装置１２も同様に構成される。

周波数変換部１４６は、受信信号に対して無線周波数と中間周波数間の周波数変換を行う。ＡＧＣ１４８は、受信した信号の振幅をＡＤ変換部１５２のダイナミックレンジ内の振幅にするために、利得を自動的に制御する。ＡＧＣ１４８の構成として公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。しかしながら、第１ＲＦ処理装置１２ａに含まれたＡＧＣ１４８は、図示しない他のＲＦ処理装置１２に含まれたＡＧＣ１４８とは独立に動作する。つまり、ＡＧＣ１４８は、他のＲＦ処理装置１２に含まれたＡＧＣ１４８にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行する。

直交検波部１５０は、中間周波数の信号を直交検波して、ベースバンドのアナログ信号を生成する。局部発振部１６６は、直交検波部１５０に対して、所定の周波数を有したローカル信号を供給する。ＡＤ変換部１５２は、ベースバンドのアナログ信号をデジタル信号に変換し、変換した結果を第１増幅受信信号３２０ａとして出力する。

図６は、ＡＤ変換部１５２の構成を示す。ＡＤ変換部１５２は、抵抗Ｒ、コンパレータ８０と総称される第１コンパレータ８０ａ、第２コンパレータ８０ｂ、第３コンパレータ８０ｃ、第４コンパレータ８０ｄ、第５コンパレータ８０ｅ、第６コンパレータ８０ｆ、第７コンパレータ８０ｇ、第９コンパレータ８０ｈ、エンコーダ８２を含む。

ＲおよびＲ／２は、図示のごとく直列に接続されており、参照電圧「＋Ｖｒｅｆ」、「−Ｖｒｅｆ」を受けつける。また、ＲおよびＲ／２は、参照電圧「＋Ｖｒｅｆ」、「−Ｖｒｅｆ」の電圧を変化させることによって、複数の参照信号を生成する。コンパレータ８０は、一端に、図５の直交検波部１５０からの信号を「Ｖｉｎ」として受けつけ、他端に、Ｒからの参照信号を受けつける。コンパレータ８０は、「Ｖｉｎ」と参照信号との比較結果をエンコーダ８２に出力する。

エンコーダ８２は、コンパレータ８０での比較結果を符号化し、第１増幅受信信号３２０ａを生成する。全体的に「Ｖｉｎ」が大きければ、多くのビットが使用されるので、デジタル信号の精度が高くなる。一方、全体的に「Ｖｉｎ」が小さければ、少しのビットしか使用されないので、デジタル信号の精度が悪くなる。なお、ここでは、ＡＤ変換部１５２としてフラッシュ型のＡＤ変換器を示したが、これに限定される必要はなく、例えば、逐次変換型のＡＤ変換器やパイプライン型のＡＤ変換器であってもよい。

図７は、第１補正部５０ａの構成を示す。第１補正部５０ａは、実行部５２、推定部５４を含む。また、他の補正部５０も同様に構成される。

第１補正部５０ａには、第１増幅受信信号３２０ａが入力される。第１増幅受信信号３２０ａは、図２（ａ）−（ｂ）のごとく構成されており、ＯＦＤＭ信号であり、かつパケット信号の先頭部分にトレーニング信号が配置されている。ここでは、実行部５２、推定部５４の処理を説明する前に、両者による処理の概要を説明する。まず、ＯＦＤＭ信号の場合に、隣接したサブキャリア間の伝送路特性が同一であると仮定する。このような仮定のもと、補正部５０は、トレーニング信号を使用することによって、雑音に対応する成分ｎを次のように推定する。

ｎ＝ｒ（ｆ１）ｓ^＊（ｆ１）−ｒ（ｆ２）ｓ^＊（ｆ２）
＝｛ｈ（ｆ１）ｓ（ｆ１）＋ｎ（ｆ１）｝ｓ^＊（ｆ１）−｛ｈ（ｆ２）ｓ（ｆ２）＋ｎ（ｆ２）｝ｓ^＊（ｆ２）
＝ｈ（ｆ１）＋ｎ（ｆ１）ｓ^＊（ｆ１）−ｈ（ｆ２）−ｎ（ｆ２）ｓ^＊（ｆ２）
＝ｎ（ｆ１）ｓ^＊（ｆ１）−ｎ（ｆ２）ｓ^＊（ｆ２） (∵ｓ^２＝１) （１）
ここで、ｒ（ｆ１）とｒ（ｆ２）は、周波数ｆ１とｆ２のそれぞれに対応したサブキャリアでの受信信号であり、ｓ（ｆ１）とｓ（ｆ２）は、周波数ｆ１とｆ２のそれぞれに対応したサブキャリアでのトレーニング信号であり、ｈ（ｆ１）とｈ（ｆ２）は、周波数ｆ１とｆ２のそれぞれに対応したサブキャリアでの伝送路特性である。また、前述した仮定のもと、ｈ（ｆ１）はｈ（ｆ２）に等しいとされる。

推定部５４は、トレーニング信号の期間において、ＯＦＤＭ信号に含まれたサブキャリア信号からトレーニング信号の成分を除去する。これは、式（１）におけるｒ（ｆ１）ｓ^＊（ｆ１）およびｒ（ｆ２）ｓ^＊（ｆ２）に相当する。推定部５４は、トレーニング信号の成分を除去したサブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算する。これは、式（１）におけるｒ（ｆ１）ｓ^＊（ｆ１）−ｒ（ｆ２）ｓ^＊（ｆ２）に相当する。なお、推定部５４は、複数のサブキャリア信号間において差異を計算し、それらを平均化し、二乗和を計算することによって、最終的な雑音に対応した成分を導出する。実行部５２は、推定部５４において導出した雑音によって、増幅受信信号３２０を補正する。補正は、例えば、雑音に対応した成分の平方根によって増幅受信信号３２０を除算することによってなされる。

図８は、信号処理部１８の構成を示す。信号処理部１８は、ＦＦＴ部４０と総称される第１ＦＦＴ部４０ａ、第２ＦＦＴ部４０ｂ、第ＮＦＦＴ部４０ｎ、合成部６０、受信ウエイトベクトル計算部６８、参照信号記憶部７０を含む。また、合成部６０は、乗算部６２と総称される第１乗算部６２ａ、第２乗算部６２ｂ、第Ｎ乗算部６２ｎ、加算部６４を含む。また信号として、参照信号３０６、受信ウエイトベクトル信号３１２と総称される第１受信ウエイトベクトル信号３１２ａ、第２受信ウエイトベクトル信号３１２ｂ、第Ｎ受信ウエイトベクトル信号３１２ｎを含む。

ＦＦＴ部４０は、入力したデジタル受信信号３００に対して、ＦＦＴを実行する。つまり、ＦＦＴ部４０は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ここでは、周波数領域に変換された信号もデジタル受信信号３００と示す。また、周波数領域に変換されたデジタル受信信号３００は、図４のごとく構成される。ここで、デジタル受信信号３００は、複数の受信用アンテナ１４のそれぞれに対応した複数のマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのサブキャリアにパイロット信号が配置された複数のマルチキャリア信号である。

合成部６０は、乗算部６２において、デジタル受信信号３００を受信ウエイトベクトル信号３１２で受信用アンテナ１４単位およびサブキャリア単位にそれぞれ重みづけし、その結果を加算部６４で加算して、合成信号３０４を出力する。なお、ひとつの乗算部６２における乗算は、サブキャリアごとになされ、合成信号３０４は、図４のごとく構成される。参照信号記憶部７０は、トレーニング信号期間中に予め記憶した既知のトレーニング信号を参照信号３０６として出力する。

受信ウエイトベクトル計算部６８は、トレーニング信号期間中にわたって、デジタル受信信号３００、参照信号３０６から、伝送路特性を導出する。伝送路特性の導出には、公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。前述のごとく伝送路特性は、複数の受信用アンテナ１４と複数のサブキャリアとのそれぞれに対応した成分を有し、それぞれの成分は同相成分と直交成分とを有する。また、受信ウエイトベクトル計算部６８は、伝送路特性から受信ウエイトベクトル信号３１２を導出する。受信ウエイトベクトル信号３１２の導出にも、公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。受信ウエイトベクトル信号３１２は、伝送路特性と同一数の成分によって形成される。

以上の構成によるＲＦ処理装置１２およびベースバンド処理装置３４の動作を説明する。各ＲＦ処理装置１２は、受信信号に対して、ＡＧＣ１４８において独自の増幅率による増幅を実行した後、ＡＤ変換部１５２においてアナログ−デジタル変換を実行する。また、各ＲＦ処理装置１２は、ベースバンド処理装置３４に対して、増幅受信信号３２０を出力する。ベースバンド処理装置３４の中の各補正部５０は、トレーニング信号期間において増幅受信信号３２０に含まれた雑音に対応した成分を推定し、推定した雑音に対応した成分によって増幅受信信号３２０を補正する。信号処理部１８は、補正した増幅受信信号３２０、つまりデジタル受信信号３００に対して、アダプティブアレイ信号処理を実行する。

以下、本発明に係る変形例を説明する。本発明の実施例では、通信システム１００が従来システムであるとしたが、本発明の変形例では、通信システム１００は、従来システムでなく、ＭＩＭＯシステムであるとする。ＭＩＭＯシステムでのパケット信号は、複数の系列によって構成されているので、それに対応するために、送信装置１０は、複数の送信用アンテナ１６、複数の無線部３０、複数の変調部２８を備える。また、ベースバンド処理装置３４は、複数の信号処理部１８、複数の復調部２０を備える。そのような構成において、送信装置１０およびベースバンド処理装置３４は、複数の系列を並列に処理する。まず、ＭＩＭＯシステムが適用される際のパケット信号について説明する。

図９（ａ）−（ｃ）は、本発明の変形例に係るパケット信号のフォーマットを示す。図９（ａ）は、系列の数が「４」である場合に対応し、図９（ｂ）は、系列の数が「３」である場合に対応し、図９（ｃ）は、系列の数が「２」である場合に対応する。図９（ａ）では、４つの系列に含まれたデータが、送信の対象とされるものとし、第１から第４の系列に対応したパケットフォーマットが上段から下段に順に示される。

第１の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号またはトレーニング信号として「Ｌ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」等が配置される。「ＨＴ−ＳＩＧ」は、ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号にそれぞれ相当する。ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号には、例えば、系列の数に関する情報やデータ信号の宛先が含まれている。「ＨＴ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」は、ＭＩＭＯシステムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号に相当する。また、第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＦＴ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。ここで、これらを順に、すべての系列において「第１成分」、「第２成分」、「第３成分」、「第４成分」と呼ぶ。「データ１」は、データ信号である。なお、Ｌ−ＬＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦは、ＡＧＣの設定だけでなく、タイミングの推定にも使用される。

また、第２の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−４００ｎｓ）」等が配置される。また、第３の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１００ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−２００ｎｓ）」等が配置される。また、第４の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−６００ｎｓ）」等が配置される。

ここで、「−４００ｎｓ」等は、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）におけるタイミングシフト量を示す。ＣＤＤとは、所定の期間において、時間領域の波形をシフト量だけ後方にシフトさせ、所定の期間の最後部から押し出された波形を所定の期間の先頭部分に循環的に配置させる処理である。すなわち、「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」には、「Ｌ−ＳＴＦ」に対して、−５０ｎｓの遅延量にて循環的なタイミングシフトがなされている。なお、Ｌ−ＳＴＦとＨＴ−ＳＴＦは、８００ｎｓの期間の繰り返しによって構成され、その他のＨＴ−ＬＴＦ等は、３．２μｓの期間の繰り返しによって構成されているものとする。ここで「データ１」から「データ４」にもＣＤＤがなされており、タイミングシフト量は、前段に配置されたＨＴ−ＬＴＦでのタイミングシフト量と同一の値である。

「Ｌ−ＬＴＦ」から「ＨＴ−ＳＩＧ」等までの部分には、従来システムと同様に、「５２」サブキャリアが使用される。なお、「５２」サブキャリアのうちの「４」サブキャリアがパイロット信号に相当する。一方、「ＨＴ−ＬＴＦ」等以降の部分は、「５６」サブキャリアを使用する。

図９（ａ）において、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号は、以下のように規定されている。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「−」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「−」、「＋」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「−」の順に並べられている。しかしながら、符号は、以下のように規定されていてもよい。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「−」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「−」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられる。このような符号であっても、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。

図９（ｂ）は、図９（ａ）の第１の系列から第３の系列に相当する。図９（ｃ）は、図９（ａ）に示したパケットフォーマットのうちの第１系列と第２系列に類似している。ここで、図９（ｃ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置が、図９（ａ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置と異なっている。すなわち、ＨＴ−ＬＴＦには、第１成分と第２成分だけが含まれている。第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置され、第２の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。これらも、前述のごとく、直交関係といえる。

変形例に係るベースバンド処理装置３４の構成は、図２と同様のタイプであるので、ここでは、説明を省略する。図１０は、本発明の変形例に係る第１補正部５０ａの構成を示す。第１補正部５０ａは、実行部５２、推定部５４、分離部５６、平均部５８を含む。また、他の補正部５０も同様に構成される。

第１補正部５０ａには、第１増幅受信信号３２０ａが入力されるが、第１増幅受信信号３２０ａは、複数の系列によって構成されている。分離部５６は、第１増幅受信信号３２０ａを系列単位の信号に分離する。分離部５６における分離処理は、以下のように実行される。補正部５０は、図９（ａ）の受信信号に対して、第１成分−第２成分＋第３成分−第４成分の演算を行うことによって、第１の系列の成分を抽出する。また、補正部５０は、受信信号に対して、第１成分＋第２成分＋第３成分＋第４成分の演算を行うことによって、第２の系列の成分を抽出する。また、補正部５０は、受信信号に対して、第１成分−第２成分−第３成分＋第４成分の演算を行うことによって、第３の系列の成分を抽出する。また、補正部５０は、受信信号に対して、第１成分＋第２成分−第３成分−第４成分の演算を行うことによって、第４の系列の成分を抽出する。これらは、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。なお、加減処理は、ベクトル演算にて実行される。

また、補正部５０は、図９（ｃ）の受信信号に対して、第１成分＋第２成分の演算を行うことによって、第１の系列の成分を抽出する。また、補正部５０は、受信信号に対して、第１成分−第２成分の演算を行うことによって、第２の系列の成分を抽出する。分離部５６は、以上の説明のごとく、抽出した各成分を平均部５８に出力する。平均部５８は、受けつけた各成分の平均値を計算し、平均値を式（１）における受信信号ｒ（ｆ１）やｒ（ｆ２）として、推定部５４に出力する。

図１１は、本発明の変形例に係る信号処理部１８の構成を示す。信号処理部１８は、ＦＦＴ部４０と総称される第１ＦＦＴ部４０ａ、第２ＦＦＴ部４０ｂ、第ＮＦＦＴ部４０ｎ、合成部２２０と総称される第１合成部２２０ａ、第２合成部２２０ｂ、第Ｍ合成部２２０ｍ、受信ウエイトベクトル計算部２２２、参照信号記憶部７０を含む。

信号処理部１８は、複数の受信用アンテナ１４のそれぞれに対応したデジタル受信信号３００であって、かつ図９（ａ）−（ｃ）のごとく、複数の系列によって形成されたデジタル受信信号３００を入力する。ＦＦＴ部４０は、図８のＦＦＴ部４０に対応する。合成部２２０は、アレイ合成を実行する。また、合成部２２０は、系列にあわせてＭ個設けられる。ひとつの合成部２２０は、受信用アンテナ１４単位およびサブキャリア単位に、デジタル受信信号３００に対する重みづけを実行し、合成をサブキャリア単位に実行する。ひとつの合成部２２０における重みづけと合成の処理は、図８の合成部６０と同様になされる。

受信ウエイトベクトル計算部２２２は、合成部２２０での重みづけにおいて使用される受信ウエイトベクトルを生成する。なお、Ｍ個の合成部２２０は、Ｍ個の系列にそれぞれ対応しているので、受信ウエイトベクトル計算部２２２は、Ｍ個の系列にそれぞれ対応した受信ウエイトベクトルを導出する。さらに、ひとつの合成部２２０に対応した受信ウエイトベクトルは、これまでに説明した受信ウエイトベクトル信号３１２と同様に、受信用アンテナ１４の数とサブキャリア数に応じた成分を有する。

本発明の実施例によれば、独立した増幅率によって増幅された後に、アナログ−デジタル変換された信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、効率よくアナログ−デジタル変換を実行できる。また、独立した増幅率によって増幅された後に、アナログ−デジタル変換された信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、多くのビットを使用できる。

また、近傍のサブキャリア信号間における伝送路特性が等しいと近似するので、雑音に対応した成分を簡易に推定できる。また、複数のサブキャリア間の雑音に対応した成分を平均することによって、増幅された信号に対する雑音に対応した成分を推定するので、推定精度を向上できる。また、独立のＡＧＣが組み込まれてしまったＲＦ処理装置を使用する場合であっても、共通の増幅率を設定するＡＧＣシステムを使用する場合と同等の性能を実現できる。また、複数の系列を分離するので、複数の系列にて形成される信号を処理対象とする場合でも、雑音に対応した成分を推定できる。また、系列間の雑音に対応した成分を平均するので、雑音に対応した成分の推定精度を向上できる。

また、ＡＤ変換部の有効ビットを最大限利用できる。また、ＡＧＣを共通に制御する場合ではＡＤ変換部のビット幅が有効に使えていなかったが、本実施例によってＡＤ変換部の有効ビットを最大限利用できる。また、ＡＧＣを共通に制御した場合にでも、同じ電流をＶＧＡにセットしても、ＬＮＡの特性差により増幅率が若干異なったり、各ＲＦ処理装置の温度が違うとそもそも載ってくるノイズ量が異なるように、アナログ回路の特性により系統ごとに異なった大きさの雑音が付加される場合があるが、本実施例によって、各系統に含まれる雑音に対応した成分がデジタル領域で補正されるので、最大比合成やアレイ合成の効果を大きくできる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例において、受信装置は、複数のＲＦ処理装置１２とベースバンド処理装置３４によって構成されている。しかしながらこれに限らず例えば、受信装置は、一体的に構成されてもよい。その際、複数の受信用アンテナ１４のそれぞれに対応した複数のＡＧＣ、複数のＡＧＣのそれぞれに対応した複数のＡＤ変換部、複数のＡＤ変換部のそれぞれに対応した複数の補正部５０、複数の補正部５０に接続した信号処理部１８が含まれる。複数のＡＧＣのそれぞれは、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他のＡＧＣにて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行する。複数のＡＤ変換部のそれぞれは、対応したＡＧＣにおいて増幅した信号に対して、アナログ−デジタル変換を実行する。複数の補正部５０のそれぞれは、対応したＡＤ変換部において変換した信号に対して、雑音に対応した成分を推定するとともに雑音に対応した成分による補正を実行する。信号処理部１８は、複数の補正部５０のそれぞれにおいて補正した信号に対して、受信処理を実行する。本変形例によれば、独立した増幅率によって増幅した後に、アナログ−デジタル変換した信号に対して、雑音に対応した成分による補正を実行するので、複数の信号を処理対象とする場合であっても、効率よくアナログ−デジタル変換を実行できる。

本発明の実施例において、推定部５４は、隣接したサブキャリア信号間の伝送路特性が等しいという仮定のもと、雑音に対応した成分の推定を実行している。しかしながらこれに限らず例えば、推定部５４は、図２（ｂ）での「Ｔ１」、「Ｔ２」のごとく、２回繰り返された既知の成分を利用し、「Ｔ２」における受信信号から「Ｔ１」における受信信号を減算することによって、雑音に対応した成分を推定してもよい。
ｒ（ｔ）−ｒ（ｔ−３．２ｕｓ）＝ｈｓ＋ｎ２−ｈｓ−ｎ１＝ｎ２−ｎ１ （２）
ここで、ｒ（ｔ）は、時間ｔにおける受信信号を示す。また、式（２）の二乗和が雑音に対応した成分に相当する。この時の正規化係数は以下のように示される。
ｓｑｒｔ（Σ｛ｒ（ｔ）−ｒ（ｔ−３．２ｕｓ）｝^２） （３）
である。なお、簡易的に以下のように正規化係数が導出されてもよい。
Σａｂｓ（ｒ（ｔ）−ｒ（ｔ−３．２ｕｓ）） （４）
また、推定部５４は、受信信号と、再変調された信号との減算によって、雑音に対応した成分を導出してもよい。
ｒ（ｔ）−ｈｓ＝ｈｓ＋ｎ−ｈｓ＝ｎ （５）
本変形例によれば、さまざまな方法で雑音に対応した成分を推定できる。

本発明の実施例において、ＯＦＤＭ信号を伝送するための通信システム１００に本発明を適用している。しかしながらこれに限らず、通信システム１００は、シングルキャリア信号を使用してもよい。その際、推定部５４は、前述の再変調を使用することによって雑音に対応した成分を推定する。本変形例によれば、さまざまな通信システム１００に本発明を適用できる。

本発明の実施例において、平均部５８、推定部５４は、複数の処理結果に対して平均処理を実行している。しかしながらこれに限らず例えば、平均部５８、推定部５４は、平均処理の代わりに、いずれかを選択してもよい。本変形例によれば、処理を簡易にできる。

本発明の実施例において、通信システム１００をＣＳＭＡをベースにした通信システム１００に適用している。しかしながらこれに限らず例えば、受信装置はＣＳＭＡ以外の通信システムに適用されてもよく、例えば、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などが使用されてもよい。この変形例によれば、さまざまな通信システムに本発明を適用できる。つまり、送信装置１０からの信号を受信する受信装置であればよい。

本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。 図２（ａ）−（ｂ）は、本発明の実施例に係るパケット信号のフォーマットを示す図である。 本発明の実施例に係る通信システムの構成を示す図である。 図３における周波数領域の信号の構成を示す図である。 図３の第１ＲＦ処理装置の構成を示す図である。 図５のＡＤ変換部の構成を示す図である。 図３の第１補正部の構成を示す図である。 図３の信号処理部の構成を示す図である。 図９（ａ）−（ｃ）は、本発明の変形例に係るパケット信号のフォーマットを示す図である。 本発明の変形例に係る第１補正部の構成を示す図である。 本発明の変形例に係る信号処理部の構成を示す図である。

符号の説明

１２ ＲＦ処理装置、 １４ 受信用アンテナ、 １８ 信号処理部、 ２０ 復調部、 ２２ ＩＦ部、 ２４ 制御部、 ３４ ベースバンド処理装置、 １００ 通信システム。

Claims (5)

1. 複数のアンテナのそれぞれに対応した複数の入力部と、
   前記複数の入力部のそれぞれに対応した複数の補正部と、
   前記複数の補正部に接続した受信処理部とを備え、
   前記複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、
   前記複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号には、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他のアンテナにおいて受信した信号とは独立した増幅率による増幅がなされた後に、アナログ−デジタル変換がなされ、
   前記複数の補正部のそれぞれは、
   既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれた各サブキャリア信号から既知信号の成分を除去する除去部と、
   前記除去部において既知信号の成分を除去した各サブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算し、それらを平均してから二乗和を計算することによって、雑音に対応した成分を推定する推定部と、
   前記推定部において推定した成分の平方根によってマルチキャリア信号を除算する実行部とを備え、
   前記受信処理部は、前記複数の補正部のそれぞれにおいて補正した信号に対して、受信処理を実行することを特徴とする受信装置。
2. 前記複数の入力部のそれぞれにおいて入力される信号は、複数の系列によって構成されており、
   前記複数の補正部のそれぞれは、
   系列単位の信号に分離し、分離した信号をマルチキャリア信号として前記除去部に出力する分離部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 複数のアンテナのそれぞれに対応した複数の増幅部と、
   前記複数の増幅部のそれぞれに対応した複数の変換部と、
   前記複数の変換部のそれぞれに対応した複数の補正部と、
   前記複数の補正部に接続した受信処理部とを備え、
   前記複数の増幅部のそれぞれにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、
   前記複数の増幅部のそれぞれは、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他の増幅部にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行し、
   前記複数の変換部のそれぞれは、対応した増幅部において増幅した信号に対して、アナログ−デジタル変換を実行し、
   前記複数の補正部のそれぞれは、
   既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれた各サブキャリア信号から既知信号の成分を除去する除去部と、
   前記除去部において既知信号の成分を除去した各サブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算し、それらを平均してから二乗和を計算することによって、雑音に対応した成分を推定する推定部と、
   前記推定部において推定した成分の平方根によってマルチキャリア信号を除算する実行部とを備え、
   前記受信処理部は、前記複数の補正部のそれぞれにおいて補正した信号に対して、受信処理を実行することを特徴とする受信装置。
4. 複数のアンテナのそれぞれに対応した複数のＲＦ処理装置と、
   前記複数のＲＦ処理装置のそれぞれとケーブルを介して接続したベースバンド処理装置とを備え、
   前記複数のＲＦ処理装置のそれぞれにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、
   前記複数のＲＦ処理装置のそれぞれは、対応したアンテナにおいて受信した信号に対して、他のＲＦ処理装置にて設定される増幅率とは独立した増幅率による増幅を実行した後に、アナログ−デジタル変換を実行し、
   前記ベースバンド処理装置は、
   前記複数のＲＦ処理装置のそれぞれにおいて変換した信号に対して、既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれた各サブキャリア信号から既知信号の成分を除去する除去部と、
   前記除去部において既知信号の成分を除去した各サブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算し、それらを平均してから二乗和を計算することによって、雑音に対応した成分を推定する推定部と、
   前記推定部において推定した成分の平方根によってマルチキャリア信号を除算することによって、アンテナ毎に補正した信号をする実行部と、
   前記実行部においてアンテナ毎に補正した信号に対して、受信処理を実行する受信処理部とを備えることを特徴とする受信システム。
5. 複数のアンテナのそれぞれに対応した信号であって、かつ対応したアンテナおいて受信した信号に対して、他のアンテナにおいて受信した信号とは独立した増幅率による増幅がなされた後に、アナログ−デジタル変換がなされた信号を入力するステップと、
   入力した信号のそれぞれに対して、雑音に対応した成分を推定するとともに、雑音に対応した成分による補正を実行するステップと、
   補正した信号のそれぞれに対して、受信処理を実行するステップとを備え、
   前記入力するステップにおいて入力される信号は、マルチキャリア信号であって、かつ所定の期間に既知信号を含んでおり、
   前記補正するステップは、
   既知信号が含まれた期間において、マルチキャリア信号に含まれた各サブキャリア信号から既知信号の成分を除去するステップと、
   既知信号の成分を除去した各サブキャリア信号に対して、近傍のサブキャリア信号との差異を計算し、それらを平均してから二乗和を計算することによって、雑音に対応した成分を推定するステップと、
   推定した成分の平方根によってマルチキャリア信号を除算するステップとを備えることを特徴とする受信方法。

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