JP4872621B2 - DC-DC converter and control method thereof - Google Patents

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Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびその制御方法に関する。
より詳細には、電流不連続モードでＰＷＭ制御またはスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の発振を防止する技術に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter and a control method thereof.
More specifically, the present invention relates to a technique for preventing oscillation of an output voltage of a DC-DC converter that performs PWM control or switching frequency control in a current discontinuous mode.

従来、入力された直流電流を昇圧または降圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータは公知となっている。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御としては、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するコイルに流れる電流（コイル電流）の挙動に基づく区分である電流連続モードおよび電流不連続モードと呼ばれる制御が知られている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a DC-DC converter that boosts or steps down an input direct current and outputs it is known.
As control of the DC-DC converter, there are known controls called a current continuous mode and a current discontinuous mode, which are classification based on the behavior of a current (coil current) flowing in a coil constituting the DC-DC converter.

以下では、図８を用いて電流不連続モードについて説明する。
図８の（ａ）に示す「電流不連続モード」はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子がオフのときにＤＣ−ＤＣコンバータのコイル電流が一度ゼロとなる（コイル電流が不連続となる）ものである。
これに対して、図８の（ｂ）に示す「電流連続モード」はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに関わらず常にＤＣ−ＤＣコンバータのコイル電流がゼロにならない（コイル電流が連続的となる）ものである。 Hereinafter, the current discontinuous mode will be described with reference to FIG.
In the “current discontinuous mode” shown in FIG. 8A, the coil current of the DC-DC converter once becomes zero (the coil current becomes discontinuous) when the switching element of the DC-DC converter is off. is there.
On the other hand, in the “current continuous mode” shown in FIG. 8B, the coil current of the DC-DC converter does not always become zero regardless of whether the switching element of the DC-DC converter is on or off (the coil current is continuous). ).

電流不連続モードのＤＣ−ＤＣコンバータは、当該コンバータを構成するスイッチング素子をオンにする際にコイル電流がゼロになっていることからいわゆるソフトスイッチングを容易に達成することが可能であり、ひいてはスイッチングによる電力損失を低減することが可能である。
特に、近年はＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数が大きく（高く）なり、単位時間当たりのスイッチング動作の回数が多くなる傾向にあることから、ソフトスイッチングによる電力損失の低減の効果は大きい。 The DC-DC converter in the discontinuous current mode can easily achieve so-called soft switching because the coil current is zero when the switching elements constituting the converter are turned on. It is possible to reduce the power loss due to.
In particular, in recent years, the switching frequency of the switching elements constituting the DC-DC converter has been increased (high), and the number of switching operations per unit time tends to increase. large.

図９に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータを構成する入力変換回路５１１は、電流不連続モードでスイッチング動作を行い、入力された直流電流を昇圧または降圧して出力するもの、すなわち昇圧回路または降圧回路として機能するものである。   The input conversion circuit 511 constituting the conventional DC-DC converter shown in FIG. 9 performs a switching operation in a current discontinuous mode, and boosts or steps down an input DC current, that is, a step-up circuit or a step-down circuit. It functions as.

入力変換回路５１１は主としてスイッチング素子５１１ａ、スイッチング素子５１１ｂ、インダクタ５１１ｃ、キャパシタ５１１ｄを具備する。
スイッチング素子５１１ａ・５１１ｂはＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなり、ゲートに信号が入力されることにより、ソースとドレインの間の導通および遮断、すなわちスイッチング動作を行う。
インダクタ５１１ｃおよびキャパシタ５１１ｄは入力変換回路５１１の共振部を構成し、スイッチング素子５１１ａ・５１１ｂのスイッチング動作に伴って共振することによりスイッチング素子５１１ａのドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）の上昇を抑制し、スイッチング動作時のエネルギーロスを低減するものである。 The input conversion circuit 511 mainly includes a switching element 511a, a switching element 511b, an inductor 511c, and a capacitor 511d.
The switching elements 511a and 511b are formed of an N-channel MOSFET (Metal Oxide Field Effect Effect Transistor), and when a signal is input to the gate, the switching between the source and the drain is performed.
The inductor 511c and the capacitor 511d constitute a resonance part of the input conversion circuit 511, and resonate with the switching operation of the switching elements 511a and 511b to suppress an increase in the drain-source voltage (Vds) of the switching element 511a. It reduces energy loss during switching operation.

スイッチング素子５１１ａ・５１１ｂが協動的にスイッチング動作を行う（交互にオン・オフを繰り返す）ことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ（入力変換回路５１１）に入力された直流電流の電圧を昇圧または降圧して出力する。
なお、入力変換回路５１１が昇圧回路または降圧回路のいずれとして機能するかは、スイッチング素子５１１ａ・５１１ｂのスイッチング動作の先後により決まる。 The switching elements 511a and 511b cooperatively perform switching operations (alternately turning on and off alternately), thereby increasing or decreasing the voltage of the direct current input to the DC-DC converter (input conversion circuit 511). Output.
Note that whether the input conversion circuit 511 functions as a step-up circuit or a step-down circuit is determined by the switching operation of the switching elements 511a and 511b.

また、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の制御方法としては、スイッチング素子のオンデューティ（デューティ比）を制御することにより所望の出力電圧を得るＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）制御、あるいはスイッチング素子のスイッチング周波数（スイッチング周期）を制御することにより所望の出力電圧を得るスイッチング周波数制御が知られている。   As a method for controlling the output voltage of the conventional DC-DC converter, PWM (Pulse Width Modulation) control for obtaining a desired output voltage by controlling the on-duty (duty ratio) of the switching element, or Switching frequency control for obtaining a desired output voltage by controlling the switching frequency (switching cycle) of the switching element is known.

図１０に示す如く、電流不連続モードでＰＷＭ制御を行う場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する入力変換回路のスイッチング素子のオン時間を長くしてデューティ比を大きくする（パルス幅を大きくする）とＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、ひいては出力電力（負荷への供給電力）が大きくなる。
また、電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行う場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する入力変換回路のスイッチング素子のオン・オフを一回ずつ行う周期（スイッチング周期）を長くしてスイッチング周波数を小さくするとＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、ひいては出力電力（負荷への供給電力）が大きくなる。 As shown in FIG. 10, when PWM control is performed in the current discontinuous mode, the duty ratio is increased (the pulse width is increased) by increasing the ON time of the switching elements of the input conversion circuit constituting the DC-DC converter. The output voltage of the DC-DC converter, and hence the output power (power supplied to the load) increases.
Also, when switching frequency control is performed in the current discontinuous mode, if the switching frequency of the switching element of the input conversion circuit constituting the DC-DC converter is turned on and off once (switching period) is lengthened and the switching frequency is reduced. The output voltage of the DC-DC converter, and hence the output power (power supplied to the load) increases.

図１１に示す如く、入力変換回路５１１は制御面だけから考えるとＰＷＭ制御におけるパルス幅で出力電流を制御することが可能な可変電流源とモデル化することが可能であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１は入力変換回路５１１の出力電圧の安定化を図るための最も簡素なものの一つである。   As shown in FIG. 11, the input conversion circuit 511 can be modeled as a variable current source capable of controlling the output current with the pulse width in the PWM control in view of only the control surface, and the DC-DC converter 501. Is one of the simplest ones for stabilizing the output voltage of the input conversion circuit 511.

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１は入力変換回路５１１の他、キャパシタ５０２、コンパレータ５０３および制御装置５０４を具備し、これらによりフィードバック系を形成する。   In addition to the input conversion circuit 511, the DC-DC converter 501 includes a capacitor 502, a comparator 503, and a control device 504, which form a feedback system.

キャパシタ５０２はＤＣ−ＤＣコンバータ５０１（入力変換回路５１１）から出力される直流電流を平滑化するためのキャパシタである。キャパシタ５０２の一端は入力変換回路５１１の出力側に接続され、キャパシタ５０２の他端はグラウンドに接続される。   The capacitor 502 is a capacitor for smoothing the direct current output from the DC-DC converter 501 (input conversion circuit 511). One end of the capacitor 502 is connected to the output side of the input conversion circuit 511, and the other end of the capacitor 502 is connected to the ground.

コンパレータ５０３はＤＣ−ＤＣコンバータ５０１（入力変換回路５１１）の出力電圧と目標電圧（所望の電圧）とを比較するものである。コンパレータ５０３はＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が目標電圧よりも高いときはＨｉ信号（コンパレータ出力＝１）、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が目標電圧よりも低いときはＬｏ信号（コンパレータ出力＝０）を出力する。   The comparator 503 compares the output voltage of the DC-DC converter 501 (input conversion circuit 511) with a target voltage (desired voltage). The comparator 503 outputs a Hi signal (comparator output = 1) when the output voltage of the DC-DC converter 501 is higher than the target voltage, and a Lo signal (comparator output = when the output voltage of the DC-DC converter 501 is lower than the target voltage. 0) is output.

制御装置５０４はコンパレータ５０３によるＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧と目標電圧との比較結果に基づいて入力変換回路５１１のスイッチング素子５１１ａ・５１１ｂのデューティ比を制御するものである。
制御装置５０４はコンパレータ５０３の出力＝１のときはデューティ比を所定の微小値Δだけ小さくし（ＰＷＭ＝ＰＷＭ−Δ）、コンパレータ５０３の出力＝０のときはデューティ比を所定の微小値Δだけ大きくする（ＰＷＭ＝ＰＷＭ＋Δ）。 The control device 504 controls the duty ratio of the switching elements 511a and 511b of the input conversion circuit 511 based on the comparison result between the output voltage of the DC-DC converter 501 and the target voltage by the comparator 503.
When the output of the comparator 503 is 1, the control device 504 decreases the duty ratio by a predetermined minute value Δ (PWM = PWM−Δ), and when the output of the comparator 503 is 0, the duty ratio is decreased by a predetermined minute value Δ. Increase (PWM = PWM + Δ).

このようにＤＣ−ＤＣコンバータ５０１を構成することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧を所望の値に制御している。
また、上記微小値Δの大きさを制御対象の現在の動作状況や推定された所定時間経過後の動作状況等に基づいて適宜調整する技術（いわゆるＰ制御）も知られている。例えば、特許文献１に記載の如くである。 By configuring the DC-DC converter 501 in this way, the output voltage of the DC-DC converter 501 is controlled to a desired value.
There is also known a technique (so-called P control) in which the magnitude of the minute value Δ is appropriately adjusted based on the current operation state of the control target, the operation state after an estimated predetermined time has elapsed, or the like. For example, as described in Patent Document 1.

しかし、上記の如くフィードバック系を形成するＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧には「発振」が生じるという問題がある。
ここで「発振」とは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧の近傍で振動した状態、または目標電圧を跨いで振動した状態が継続することを指す。
図１２の（ａ）に示す如く、初期電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の起動時の出力電圧）が目標電圧と異なる場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の起動時から比較的大きな振幅の発振が生じる。しかも、当該発振の振幅は時間の経過とともに大きくなり、発振の周波数は低くなる（周期が長くなる）。
また、図１２の（ｂ）に示す如く、初期電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の起動時の出力電圧）が目標電圧と同じである場合であっても、図１２の（ａ）と同様に発振の振幅が時間の経過とともに大きくなり、発振の周波数は低くなる（周期が長くなる）。 However, there is a problem that “oscillation” occurs in the output voltage of the DC-DC converter 501 forming the feedback system as described above.
Here, “oscillation” indicates that the state in which the output voltage of the DC-DC converter oscillates in the vicinity of the target voltage or the state in which the output voltage oscillates across the target voltage continues.
As shown in FIG. 12A, when the initial voltage (the output voltage at the start of the DC-DC converter 501) is different from the target voltage, oscillation with a relatively large amplitude from the start of the DC-DC converter 501 occurs. Arise. In addition, the amplitude of the oscillation increases with time, and the oscillation frequency decreases (the period increases).
Further, as shown in FIG. 12B, even when the initial voltage (the output voltage when the DC-DC converter 501 is started) is the same as the target voltage, the oscillation is the same as in FIG. As the time elapses, the oscillation frequency decreases and the oscillation frequency decreases (the period increases).

以下では、図１３を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ５０１における発振の発生メカニズムについて説明する。   Hereinafter, an oscillation generation mechanism in the DC-DC converter 501 will be described with reference to FIG.

図１３の（１）に示す如く、初期状態（ｔ＝０）では出力電流が目標電流よりも小さく、出力電圧は目標電圧と同じであるとする。
初期状態からしばらくの間はＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電流が目標電流よりも小さいため、キャパシタ５０２に蓄えられていた電荷が減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電流が上昇して目標電流に近付いていくとともにＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が低下していく。
図１３の（２）に示す如く、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電流が目標電流よりも大きくなると、キャパシタ５０２に蓄えられる電荷が増加し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が上昇に転じる。
図１３の（３）に示す如く、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が目標電圧よりも大きくなると、制御装置５０４は出力電圧を下げるべくデューティ比を小さくする制御を行う。
その結果、出力電流は低下していくが、出力電流が目標電流を上回っている間はキャパシタ５０２に蓄えられる電荷が増加し続けるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電圧が上昇し続ける。 As shown in (1) of FIG. 13, it is assumed that the output current is smaller than the target current in the initial state (t = 0), and the output voltage is the same as the target voltage.
Since the output current of the DC-DC converter 501 is smaller than the target current for a while from the initial state, the charge stored in the capacitor 502 decreases, and the output current of the DC-DC converter 501 increases to reach the target current. As the voltage approaches, the output voltage of the DC-DC converter 501 decreases.
As shown in (2) of FIG. 13, when the output current of the DC-DC converter 501 becomes larger than the target current, the charge stored in the capacitor 502 increases, and the output voltage of the DC-DC converter 501 starts to increase.
As shown in (3) of FIG. 13, when the output voltage of the DC-DC converter 501 becomes larger than the target voltage, the control device 504 performs control to reduce the duty ratio so as to lower the output voltage.
As a result, although the output current decreases, the charge stored in the capacitor 502 continues to increase while the output current exceeds the target current, so the output voltage of the DC-DC converter 501 continues to increase.

このように、上記（１）〜（３）のサイクルの繰り返しにより発振が生じ、その振幅が増大していく。   Thus, oscillation is generated by repeating the cycles (1) to (3), and the amplitude increases.

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１における発振の発生は、フィードバック系の処理速度（フィードバック周期）、演算毎のＰＷＭ値（デューティ比）の変化量（微小値Δの大きさ）、キャパシタ５０２の容量にかかわらず必ず発生する原理的なものであり、これらのパラメータは発振の振幅の増加速度の大きさに寄与するのみである。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１における発振の発生メカニズムにフィードバック系のサンプリングによる遅れ要素がある場合には、図１３の（２）に対する（３）のタイミングがさらに遅れることとなり、発振の振幅を更に増大させる要因となる。
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１における発振の発生メカニズムには発振の振幅を抑制する（小さくする）要素が無いことから、図１２の（ａ）および（ｂ）に示す如く、発振の振幅は時間の経過とともに単調増加し、発振の周波数は小さくなる（発振の周期は長くなる）。 Oscillation occurs in the DC-DC converter 501 regardless of the processing speed of the feedback system (feedback cycle), the amount of change in PWM value (duty ratio) for each calculation (the magnitude of the minute value Δ), and the capacitance of the capacitor 502. The principle that occurs, these parameters only contribute to the magnitude of the rate of increase of the oscillation amplitude.
Further, when there is a delay element due to sampling of the feedback system in the oscillation generation mechanism in the DC-DC converter 501, the timing of (3) with respect to (2) in FIG. 13 is further delayed, and the oscillation amplitude is further increased. It becomes a factor to make.
Furthermore, since the oscillation generation mechanism in the DC-DC converter 501 does not include an element for suppressing (decreasing) the oscillation amplitude, the oscillation amplitude is time-dependent as shown in FIGS. As the time elapses, it increases monotonously and the oscillation frequency becomes smaller (the oscillation period becomes longer).

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電流の変動よりもフィードバック系の処理速度を十分に大きくしても、上記問題を解消することが困難である。   Therefore, even if the processing speed of the feedback system is sufficiently larger than the fluctuation of the output current of the DC-DC converter 501, it is difficult to solve the above problem.

上記問題を解消する方法としては、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０１の出力電流を検出することが考えられるが、一般に直流電流の検出は直流電圧の検出に比べて回路が複雑になることから、製造コストが上昇するという問題がある。   As a method for solving the above problem, it is conceivable to detect the output current of the DC-DC converter 501, but generally the detection of the direct current is more complicated than the detection of the direct current voltage. There is a problem of rising.

また、上記問題を解消する別の方法としては、Ｐ制御（観測値と目標値との差分に応じて制御量を変化させる）を出力電圧の制御に適用することが考えられるが、Ｐ制御を行うためには観測値と目標値との差分を連続値で（アナログで）取得しなければならず、大規模なアナログ回路あるいはＡ／Ｄコンバータが必要となり、製造コストが上昇するという問題がある。
特開平１１−２６５２０３号公報 As another method for solving the above problem, it is conceivable to apply P control (control amount is changed according to the difference between the observed value and the target value) to control the output voltage. In order to do this, the difference between the observed value and the target value must be acquired as a continuous value (in analog), and a large-scale analog circuit or A / D converter is required, which increases the manufacturing cost. .
JP 11-265203 A

本発明は以上の如き状況に鑑み、電流不連続モードでＰＷＭ制御またはスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧の発振を防止する（または容易に収束させる）ことが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、およびその制御方法を提供するものである。   In view of the above situation, the present invention is a DC-DC converter capable of preventing (or easily converging) output voltage oscillation in a DC-DC converter that performs PWM control or switching frequency control in a current discontinuous mode. A converter and a control method thereof are provided.

本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段を説明する。   The problem to be solved by the present invention is as described above. Next, means for solving the problem will be described.

即ち、請求項１においては、
電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比（ｄ１）を記憶するデューティ比記憶部と、
前記デューティ比記憶部がデューティ比（ｄ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のデューティ比（ｄ２）と前記デューティ比記憶部に記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−ｋ×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とするデューティ比制御部と、
を具備するものである。 That is, in claim 1,
A DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode,
A duty ratio storage unit for storing a duty ratio (d 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the duty ratio storage unit stores the duty ratio (d 1 ), the duty ratio is changed so that the difference approaches zero until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (d 2 −d) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 1 ) is multiplied by a coefficient (k; 0 <k <1), and a value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is calculated at this time A duty ratio control unit for setting a duty ratio (d 3 ) of
It comprises.

請求項２においては、
前記係数ｋ＝１／２とするものである。 In claim 2,
The coefficient k = 1/2.

請求項３においては、
電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのスイッチング周波数（ｆ１）を記憶するスイッチング周波数記憶部と、
前記スイッチング周波数記憶部がスイッチング周波数（ｆ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）と前記スイッチング周波数記憶部に記憶されたスイッチング周波数（ｆ１）との差分（ｆ２−ｆ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）から減じた値（ｆ２−ｋ×（ｆ２−ｆ１））を今回演算時のスイッチング周波数（ｆ３）とするスイッチング周波数制御部と、
を具備するものである。 In claim 3,
A DC-DC converter that performs switching frequency control in a current discontinuous mode,
A switching frequency storage unit that stores a switching frequency (f 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the switching frequency storage unit stores the switching frequency (f 1 ), the switching frequency is changed in the direction in which the difference approaches zero until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (f 2 −f) between the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation and the switching frequency (f 1 ) stored in the switching frequency storage unit 1 ) multiplied by a coefficient (k; 0 <k <1) and a value (f 2 −k × (f 2 −f 1 )) obtained by subtracting from the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation at the time of the current calculation A switching frequency control unit having a switching frequency (f 3 ) of
It comprises.

請求項４においては、
前記係数ｋ＝１／２とするものである。 In claim 4,
The coefficient k = 1/2.

請求項５においては、
電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比（ｄ１）を記憶し、
当該デューティ比（ｄ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のデューティ比（ｄ２）と先に記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−ｋ×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とするものである。 In claim 5,
A control method of a DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode,
Store the duty ratio (d 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed.
The duty ratio is changed in the direction in which the difference approaches zero until the difference between the output voltage and the target voltage is reversed next after the duty ratio (d 1 ) is stored, and then the output voltage and the target When the sign of the difference from the voltage is reversed, the coefficient (k; 0 <0) is added to the difference (d 2 −d 1 ) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the previously stored duty ratio (d 1 ). A value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting a value obtained by multiplying k <1) from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is set as the duty ratio (d 3 ) at the current calculation. Is.

請求項６においては、
前記係数ｋ＝１／２とするものである。 In claim 6,
The coefficient k = 1/2.

請求項７においては、
電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのスイッチング周波数（ｆ１）を記憶し、
当該スイッチング周波数（ｆ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）と先に記憶されたスイッチング周波数（ｆ１）との差分（ｆ２−ｆ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）から減算した値（ｆ２−ｋ×（ｆ２−ｆ１））を今回演算時のスイッチング周波数（ｆ３）とするものである。 In claim 7,
A method for controlling a DC-DC converter that performs switching frequency control in a discontinuous current mode,
Store the switching frequency (f 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed.
From the time when the switching frequency (f 1 ) is stored until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the switching frequency is changed so that the difference approaches zero, and then the output voltage and the target When the sign of the difference from the voltage is reversed, the coefficient (k; 0 <0) is added to the difference (f 2 −f 1 ) between the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation and the previously stored switching frequency (f 1 ). A value (f 2 −k × (f 2 −f 1 )) obtained by subtracting a value obtained by multiplying k <1) from the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation is set as the switching frequency (f 3 ) at the current calculation. Is.

請求項８においては、
前記係数ｋ＝１／２とするものである。 In claim 8,
The coefficient k = 1/2.

本発明の効果は、電流不連続モードによるＰＷＭ制御またはスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧の発振を防止する、または、容易に収束させることである。   The effect of the present invention is to prevent or easily converge the output voltage in a DC-DC converter that performs PWM control or switching frequency control in a current discontinuous mode.

以下では、図１乃至図７を用いて、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１について説明する。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１おける出力電圧の制御は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の実施の一形態に相当する。 Below, the DC-DC converter 101 which is one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention is demonstrated using FIG. 1 thru | or FIG.
The control of the output voltage in the DC-DC converter 101 corresponds to an embodiment of the control method of the DC-DC converter according to the present invention.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータである。
「電流不連続モード」は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式の一つであって、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子がオフのときにＤＣ−ＤＣコンバータを構成するコイルの電流が一度ゼロとなる（コイル電流が不連続となる）ものを広く指す。
「ＰＷＭ制御」はスイッチング素子のオンデューティ（デューティ比）を制御することにより所望の出力電圧を得る制御方式である。 The DC-DC converter 101 is a DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode.
The “current discontinuous mode” is one of the control methods of the DC-DC converter, and when the switching element that constitutes the DC-DC converter is off, the current of the coil that constitutes the DC-DC converter once becomes zero. Widely (the coil current becomes discontinuous).
“PWM control” is a control method for obtaining a desired output voltage by controlling the on-duty (duty ratio) of a switching element.

図１に示す如く、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は入力変換回路１１１の他、キャパシタ１０２、コンパレータ５０３および制御装置１０４を具備し、これらによりフィードバック系を形成する。   As shown in FIG. 1, the DC-DC converter 101 includes an input conversion circuit 111, a capacitor 102, a comparator 503, and a control device 104, which form a feedback system.

図２に示す如く、入力変換回路１１１は主としてスイッチング素子１１１ａ、スイッチング素子１１１ｂ、インダクタ１１１ｃ、キャパシタ１１１ｄを具備する。
スイッチング素子１１１ａ・１１１ｂはＮチャネルのＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートに信号が入力されることにより、ソースとドレインの間の導通および遮断、すなわちスイッチング動作を行う。
インダクタ１１１ｃおよびキャパシタ１１１ｄは入力変換回路１１１の共振部を構成し、スイッチング素子１１１ａ・１１１ｂのスイッチング動作に伴って共振することによりスイッチング素子１１１ａのドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）の上昇を抑制し、スイッチング動作時のエネルギーロスを低減するものである。 As shown in FIG. 2, the input conversion circuit 111 mainly includes a switching element 111a, a switching element 111b, an inductor 111c, and a capacitor 111d.
The switching elements 111a and 111b are formed of N-channel MOSFETs, and perform conduction and interruption between the source and the drain, that is, a switching operation when a signal is input to the gate.
The inductor 111c and the capacitor 111d constitute a resonance part of the input conversion circuit 111, and resonate with the switching operation of the switching elements 111a and 111b to suppress an increase in the drain-source voltage (Vds) of the switching element 111a. It reduces energy loss during switching operation.

スイッチング素子１１１ａ・１１１ｂが協動的にスイッチング動作を行う（交互にオン・オフを繰り返す）ことにより、入力変換回路１１１に入力された直流電圧を昇圧または降圧して出力する。
なお、入力変換回路１１１が昇圧回路または降圧回路のいずれとして機能するかは、スイッチング素子１１１ａ・１１１ｂのスイッチング動作の先後により決まる。 The switching elements 111a and 111b cooperatively perform switching operations (alternately turning on and off alternately), thereby boosting or stepping down the DC voltage input to the input conversion circuit 111 and outputting it.
Note that whether the input conversion circuit 111 functions as a step-up circuit or a step-down circuit depends on the switching operation of the switching elements 111a and 111b.

図３に示す如く、スイッチング素子１１１ａをオンからオフにすると、インダクタ１１１ｃからスイッチング素子１１１ａに向かって流れていた直流電流の電荷が共振部を構成するキャパシタ１１１ｄに移動して蓄えられる。
よって、スイッチング素子１１１ａをオンからオフにするタイミングにおいてはスイッチング素子１１１ａのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの急激な上昇が抑制されるので、特に制約無くソフトスイッチングを達成することが可能である。換言すれば、オン時間（スイッチング素子１１１ａがオフからオンになった時点から再びオフになる時点までに要する時間）が任意の長さにおいてソフトスイッチングを達成することが可能である。
このように、入力変換回路１１１が電流不連続モードでスイッチング動作を行う場合、スイッチング素子１１１ａをオンにする際にコイル電流ＩＬがゼロになっていることからソフトスイッチングを達成することが可能であり、ひいてはスイッチングによる電力損失を低減することが可能である。
なお、本実施例では入力変換回路１１１がスイッチング素子１１１ａ・１１１ｂのスイッチング動作の先後により昇圧回路としても降圧回路としても機能する構成としたが、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータはこれに限定されず、入力変換回路がいわゆる昇圧回路、降圧回路あるいは反転回路としてのみ機能する構成であっても良い。 As shown in FIG. 3, when the switching element 111a is turned from on to off, the charge of the direct current flowing from the inductor 111c toward the switching element 111a is moved and stored in the capacitor 111d constituting the resonance unit.
Therefore, since the rapid rise in the drain-source voltage Vds of the switching element 111a is suppressed at the timing when the switching element 111a is turned off, soft switching can be achieved without any particular limitation. In other words, soft switching can be achieved with an arbitrary length of on-time (the time required from when the switching element 111a is turned on to when it is turned off).
As described above, when the input conversion circuit 111 performs the switching operation in the current discontinuous mode, it is possible to achieve soft switching because the coil current IL is zero when the switching element 111a is turned on. As a result, power loss due to switching can be reduced.
In this embodiment, the input conversion circuit 111 is configured to function as both a step-up circuit and a step-down circuit before and after the switching operation of the switching elements 111a and 111b. However, the DC-DC converter according to the present invention is not limited to this. Instead, the input conversion circuit may function only as a so-called step-up circuit, step-down circuit, or inverting circuit.

図１に示す如く、キャパシタ１０２はＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）から出力される直流電流を平滑化するためのキャパシタである。キャパシタ１０２の一端は入力変換回路１１１の出力側に接続され、キャパシタ１０２の他端はグラウンドに接続される。   As shown in FIG. 1, the capacitor 102 is a capacitor for smoothing the direct current output from the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111). One end of the capacitor 102 is connected to the output side of the input conversion circuit 111, and the other end of the capacitor 102 is connected to the ground.

図１に示す如く、コンパレータ１０３はＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧と目標電圧（所望の電圧）とを比較するものである。コンパレータ１０３はＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧が目標電圧よりも高いときはＨｉ信号（コンパレータ出力＝１）、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧が目標電圧よりも低いときはＬｏ信号（コンパレータ出力＝０）を出力する。   As shown in FIG. 1, the comparator 103 compares the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) with a target voltage (desired voltage). The comparator 103 outputs a Hi signal (comparator output = 1) when the output voltage of the DC-DC converter 101 is higher than the target voltage, and a Lo signal (comparator output = when the output voltage of the DC-DC converter 101 is lower than the target voltage. 0) is output.

制御装置１０４はコンパレータ１０３によるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧と目標電圧との比較結果に基づいて入力変換回路１１１のスイッチング素子１１１ａ・１１１ｂのデューティ比を制御するものである。
制御装置１０４はコンパレータ１０３の出力端子に接続され、コンパレータ１０３からの出力信号を取得することが可能である。 The control device 104 controls the duty ratio of the switching elements 111 a and 111 b of the input conversion circuit 111 based on the comparison result between the output voltage of the DC-DC converter 101 and the target voltage by the comparator 103.
The control device 104 is connected to the output terminal of the comparator 103 and can acquire an output signal from the comparator 103.

図１に示す如く、制御装置１０４はデューティ比記憶部１０４ａ、デューティ比制御部１０４ｂを具備する。   As shown in FIG. 1, the control device 104 includes a duty ratio storage unit 104a and a duty ratio control unit 104b.

デューティ比記憶部１０４ａは出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比を記憶するものである。デューティ比記憶部１０４ａの具体例としてはメモリ（バッファメモリ）等が挙げられる。
なお、本実施例のデューティ比記憶部１０４ａは出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比のうち、直近の値（ｄ１）を記憶する構成としたが、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータのデューティ比記憶部はこれに限定されず、直近の値（ｄ１）以前の値も含めて複数記憶可能な構成としても良い。 The duty ratio storage unit 104a stores the duty ratio when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. A specific example of the duty ratio storage unit 104a is a memory (buffer memory).
The duty ratio storage unit 104a of the present embodiment is configured to store the latest value (d 1 ) among the duty ratios when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. The duty ratio storage unit of the DC-DC converter is not limited to this, and may be configured to be able to store a plurality of values including values before the most recent value (d 1 ).

デューティ比制御部１０４ｂはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１のデューティ比を制御するものである。
より詳細には、デューティ比制御部１０４ｂはデューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（ｄ１）、前回の演算時のデューティ比（ｄ２）、コンパレータ１０３からの出力信号（出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したか否かに係る情報）等に基づいて、今回の演算時のデューティ比（ｄ３）を決定する。 The duty ratio control unit 104b controls the duty ratio of the DC-DC converter 101.
More specifically, the duty ratio control unit 104b includes the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 104a, the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation, and the output signal (output voltage and target) from the comparator 103. The duty ratio (d 3 ) at the time of the current calculation is determined based on information regarding whether the sign of the difference from the voltage is reversed.

以下では、図４を用いてデューティ比制御部１０４ｂによるデューティ比制御の詳細について説明する。   Hereinafter, details of the duty ratio control by the duty ratio control unit 104b will be described with reference to FIG.

まず、ステップＳ１０００において、デューティ比制御部１０４ｂは、コンパレータ１０３からの出力信号に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧が目標電圧よりも大きいか否かを判定する。
より具体的には、デューティ比制御部１０４ｂは、コンパレータ１０３の出力＝１のときにはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧が目標電圧よりも大きいと判定し、コンパレータ１０３の出力＝０のときにはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧が目標電圧よりも小さいと判定する。
ステップＳ１０００において、デューティ比制御部１０４ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧が目標電圧よりも大きいと判定した場合にはステップＳ１１１０に移行し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧が目標電圧よりも小さいと判定した場合にはステップＳ１１２０に移行する。 First, in step S1000, the duty ratio control unit 104b determines whether the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) is higher than the target voltage based on the output signal from the comparator 103.
More specifically, the duty ratio control unit 104b determines that the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) is larger than the target voltage when the output of the comparator 103 = 1, and the output of the comparator 103 = When 0, it is determined that the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) is smaller than the target voltage.
In step S1000, when the duty ratio control unit 104b determines that the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) is larger than the target voltage, the process proceeds to step S1110, and the DC-DC converter 101 (input). If it is determined that the output voltage of the conversion circuit 111) is smaller than the target voltage, the process proceeds to step S1120.

ステップＳ１１１０およびステップＳ１１２０において、デューティ比制御部１０４ｂは、コンパレータ１０３からの出力信号についてのフラグ（正負フラグ）の正負を判定する。
デューティ比制御部１０４ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧と目標電圧との差分の正負が負から正に逆転（移行）したときには負のフラグ、正から負に逆転（移行）したときには正のフラグを立て、出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転していないときには前回演算時と同じフラグを立てるが、前回演算時に立てた正負フラグが正のフラグまたは負のフラグのいずれであるかを判定する。
ステップＳ１１１０において、デューティ比制御部１０４ｂは、正負フラグが負であると判定した場合にはステップＳ１２１０に移行し、正負フラグが正であると判定した場合にはステップＳ１２２０に移行する。
また、ステップＳ１１２０において、デューティ比制御部１０４ｂは、正負フラグが負であると判定した場合にはステップＳ１２３０に移行し、正負フラグが正であると判定した場合にはステップＳ１２４０に移行する。 In step S1110 and step S1120, the duty ratio control unit 104b determines whether the flag (positive / negative flag) for the output signal from the comparator 103 is positive or negative.
The duty ratio control unit 104b is a negative flag when the difference between the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) and the target voltage is reversed (shifted) from negative to positive, and reversed from positive to negative ( A positive flag when the difference between the output voltage and the target voltage is not reversed, the same flag is set as at the previous calculation, but the positive / negative flag set at the previous calculation is a positive flag or negative Determine which of the flags is.
In step S1110, the duty ratio control unit 104b proceeds to step S1210 when it is determined that the positive / negative flag is negative, and proceeds to step S1220 when it is determined that the positive / negative flag is positive.
In step S1120, the duty ratio control unit 104b proceeds to step S1230 when it is determined that the positive / negative flag is negative, and proceeds to step S1240 when it is determined that the positive / negative flag is positive.

ステップＳ１２１０において、デューティ比制御部１０４ｂは、前回演算時のデューティ比（ｄ２）から所定の微小値Δを減算したもの（ｄ２−Δ）を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とし（ｄ３＝ｄ２−Δ）、ステップＳ１３１０に移行する。
なお、微小値Δの大きさはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧の大きさ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１が適用される回路等の条件に応じて適宜選択することが可能である。また、微小値Δの大きさは一定値でも良く、可変値（例えば出力電圧と目標電圧との差分に略比例する値）としても良い。 In step S1210, the duty ratio control unit 104b subtracts a predetermined minute value Δ from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation (d 2 −Δ) as the duty ratio (d 3 ) at the current calculation ( d 3 = d 2 −Δ), and the process proceeds to step S1310.
The magnitude of the minute value Δ can be appropriately selected according to the magnitude of the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111), the conditions of the circuit to which the DC-DC converter 101 is applied, and the like. is there. The magnitude of the minute value Δ may be a constant value or a variable value (for example, a value substantially proportional to the difference between the output voltage and the target voltage).

ステップＳ１２２０において、デューティ比制御部１０４ｂは、デューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（ｄ１）と前回演算時のデューティ比（ｄ２）との平均値（（ｄ１＋ｄ２）／２）を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とし（ｄ３＝（ｄ１＋ｄ２）／２）、ステップＳ１３１０に移行する。 In step S1220, the duty ratio control unit 104b determines the average value ((d 1 + d 2 ) / 2 of the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 104a and the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation. ) Is the duty ratio (d 3 ) at the time of the current calculation (d 3 = (d 1 + d 2 ) / 2), and the process proceeds to step S1310.

上記ステップＳ１２２０におけるデューティ比制御部１０４ｂの演算は、換言すると、前回演算時のデューティ比（ｄ２）とデューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数ｋ（＝１／２）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−（１／２）×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とする（ｄ３＝ｄ２−（１／２）×（ｄ２−ｄ１））ものである。 In other words, the calculation of the duty ratio control unit 104b in step S1220 is, in other words, the difference (d 2 −d) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 104a. 1 ) is multiplied by a coefficient k (= 1/2), and a value (d 2 − (1/2) × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is calculated this time. The duty ratio (d 3 ) at the time of calculation is (d 3 = d 2 − (1/2) × (d 2 −d 1 )).

ステップＳ１２３０において、デューティ比制御部１０４ｂは、デューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（ｄ１）と前回演算時のデューティ比（ｄ２）との平均値（（ｄ１＋ｄ２）／２）を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とし（ｄ３＝（ｄ１＋ｄ２）／２）、ステップＳ１３２０に移行する。 In step S1230, the duty ratio control unit 104b determines the average value ((d 1 + d 2 ) / 2 of the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 104a and the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation. ) Is the duty ratio (d 3 ) at the time of the current calculation (d 3 = (d 1 + d 2 ) / 2), and the process proceeds to step S1320.

上記ステップＳ１２３０におけるデューティ比制御部１０４ｂの演算は、換言すると、前回演算時のデューティ比（ｄ２）とデューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数ｋ（＝１／２）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−（１／２）×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とする（ｄ３＝ｄ２−（１／２）×（ｄ２−ｄ１））ものである。 In other words, the calculation of the duty ratio control unit 104b in step S1230 is, in other words, the difference (d 2 −d) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 104a. 1 ) is multiplied by a coefficient k (= 1/2), and a value (d 2 − (1/2) × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is calculated this time. The duty ratio (d 3 ) at the time of calculation is (d 3 = d 2 − (1/2) × (d 2 −d 1 )).

ステップＳ１２４０において、デューティ比制御部１０４ｂは、前回演算時のデューティ比（ｄ２）に所定の微小値Δを加算したもの（ｄ２＋Δ）を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とし（ｄ３＝ｄ２＋Δ）、ステップＳ１３２０に移行する。 In step S1240, the duty ratio control unit 104b sets a value (d 2 + Δ) obtained by adding a predetermined minute value Δ to the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation as the duty ratio (d 3 ) at the current calculation (d 3 ). 3 = d 2 + Δ), the process proceeds to step S1320.

上記デューティ比制御部１０４ｂによるデューティ比制御の演算は、所定の演算周期毎に繰り返し行われる。   The calculation of the duty ratio control by the duty ratio control unit 104b is repeatedly performed every predetermined calculation cycle.

以下では、図５を用いて、図４に示すデューティ比制御を行った場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１のデューティ比、出力電流および出力電圧の挙動について説明する。   Hereinafter, the behavior of the duty ratio, output current, and output voltage of the DC-DC converter 101 when the duty ratio control shown in FIG. 4 is performed will be described with reference to FIG.

デューティ比記憶部１０４ａは、時間ｔ１において出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（正→負に移行する）ことから、時間ｔ１におけるデューティ比を記憶する。   The duty ratio storage unit 104a stores the duty ratio at the time t1 because the positive / negative of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed at the time t1 (shift from positive to negative).

デューティ比制御部１０４ｂは、時間ｔ１から時間ｔ２まで、すなわちデューティ比記憶部１０４ａがデューティ比を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（負→正に移行する）まで（図５中の（１））は、ステップＳ１０００→ステップＳ１１２０→ステップＳ１２４０→ステップＳ１３２０→ステップＳ１０００→・・・という一連のフローを繰り返すことにより、出力電圧と目標電圧との差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させる（デューティ比を徐々に大きくしていく）。   From time t1 to time t2, that is, after the duty ratio storage unit 104a stores the duty ratio, the duty ratio control unit 104b then reverses the difference between the output voltage and the target voltage (shifts from negative to positive). ) ((1) in FIG. 5), the difference between the output voltage and the target voltage is zero by repeating a series of steps of step S1000 → step S1120 → step S1240 → step S1320 → step S1000 →. The duty ratio is changed in the direction approaching (the duty ratio is gradually increased).

デューティ比制御部１０４ｂは、時間ｔ２において出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（負→正に移行する）ことから、ステップＳ１０００→ステップＳ１１１０→ステップＳ１２２０→ステップＳ１３１０という一連のフローにより、デューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（時間ｔ１におけるデューティ比）と前回演算時のデューティ比（時間ｔ２の一回前の演算時におけるデューティ比）とに基づいて今回演算時のデューティ比（時間ｔ２におけるデューティ比）を算出する。   The duty ratio control unit 104b reverses the difference between the output voltage and the target voltage at time t2 (shifts from negative to positive), and therefore, a sequence of steps S1000 → step S1110 → step S1220 → step S1310 is performed. Based on the duty ratio (duty ratio at time t1) stored in the duty ratio storage unit 104a and the duty ratio at the previous calculation (duty ratio at the previous calculation at time t2), the duty ratio at the current calculation (Duty ratio at time t2) is calculated.

デューティ比記憶部１０４ａは、今回演算時のデューティ比（時間ｔ２におけるデューティ比）を新たに記憶する。   The duty ratio storage unit 104a newly stores the duty ratio at this time (duty ratio at time t2).

デューティ比制御部１０４ｂは、時間ｔ２から時間ｔ３まで、すなわちデューティ比記憶部１０４ａが（新たに）デューティ比を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（正→負に移行する）まで（図５中の（２））は、ステップＳ１０００→ステップＳ１１１０→ステップＳ１２１０→ステップＳ１３１０→ステップＳ１０００→・・・という一連のフローを繰り返すことにより、出力電圧と目標電圧との差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させる（デューティ比を徐々に小さくしていく）。   From time t2 to time t3, that is, after the duty ratio storage unit 104a (newly) stores the duty ratio, the duty ratio control unit 104b then reverses the difference between the output voltage and the target voltage (positive → 5 ((2) in FIG. 5) is repeated until the output voltage and the target voltage are obtained by repeating a series of steps S1000 → step S1110 → step S1210 → step S1310 → step S1000 →. The duty ratio is changed in a direction in which the difference between the two approaches zero (the duty ratio is gradually reduced).

デューティ比制御部１０４ｂは、時間ｔ３において出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（正→負に移行する）ことから、ステップＳ１０００→ステップＳ１１２０→ステップＳ１２３０→ステップＳ１３２０というフローにより、デューティ比記憶部１０４ａに記憶されたデューティ比（時間ｔ２におけるデューティ比）と前回演算時のデューティ比（時間ｔ３の一回前の演算時におけるデューティ比）とに基づいて今回演算時のデューティ比（時間ｔ３におけるデューティ比）を算出する。   Since the difference between the output voltage and the target voltage is reversed (shifts from positive to negative) at time t3, the duty ratio control unit 104b performs a duty cycle according to the flow of step S1000 → step S1120 → step S1230 → step S1320. Based on the duty ratio (duty ratio at time t2) stored in the ratio storage unit 104a and the duty ratio at the previous calculation (duty ratio at the previous calculation of time t3), the duty ratio (time at the current calculation) Duty ratio at t3) is calculated.

デューティ比記憶部１０４ａは、今回演算時のデューティ比（時間ｔ３におけるデューティ比）を新たに記憶する。   The duty ratio storage unit 104a newly stores the duty ratio at the time of the current calculation (duty ratio at time t3).

デューティ比制御部１０４ｂは、時間ｔ３から時間ｔ４まで、すなわちデューティ比記憶部１０４ａがデューティ比を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転する（負→正に移行する）まで（図５中の（３））は、ステップＳ１０００→ステップＳ１１２０→ステップＳ１２４０→ステップＳ１３２０→ステップＳ１０００→・・・というフローを繰り返すことにより、出力電圧と目標電圧との差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させる（デューティ比を徐々に大きくしていく）。   From time t3 to time t4, that is, after the duty ratio storage unit 104a stores the duty ratio, the duty ratio control unit 104b then reverses the difference between the output voltage and the target voltage (shifts from negative to positive). ) ((3) in FIG. 5), by repeating the flow of step S1000 → step S1120 → step S1240 → step S1320 → step S1000 →..., The difference between the output voltage and the target voltage approaches zero. The duty ratio is changed in the direction (the duty ratio is gradually increased).

図４に示すデューティ比制御を行った場合、図５に示す如くＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電圧の振幅は時間の経過とともに小さくなる。すなわち、出力電圧の発振が抑制される。
また、図６および図７に示す如く、スイッチング素子１１１ａ・１１１ｂのデューティ比が収束するとともにＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（入力変換回路１１１）の出力電流も所望の値に収束し、発振が発生していない（発振が防止された）ことが分かる。 When the duty ratio control shown in FIG. 4 is performed, the amplitude of the output voltage of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) decreases as time passes as shown in FIG. That is, the oscillation of the output voltage is suppressed.
Further, as shown in FIGS. 6 and 7, the duty ratios of the switching elements 111a and 111b converge, and the output current of the DC-DC converter 101 (input conversion circuit 111) also converges to a desired value, causing oscillation. It can be seen that there was no oscillation (oscillation was prevented).

以上の如く、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、
電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比（ｄ１）を記憶するデューティ比記憶部１０４ａと、
デューティ比記憶部１０４ａがデューティ比（ｄ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のデューティ比（ｄ２）と前記デューティ比記憶部に記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数（ｋ＝１／２）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−ｋ×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とするデューティ比制御部１０４ｂと、
を具備するものである。
このように構成することにより、出力電圧の発振を防止しつつ所望の出力電圧を得ることが可能である。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を実現する場合に必要なアナログ要素は出力電圧および目標電圧のいずれが大きいかを判定する部分（本実施例の場合、コンパレータ１０３）のみであることから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の制御をデジタル処理で行うのに適している。 As described above, the DC-DC converter 101 which is one embodiment of the DC-DC converter according to the present invention is
A DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode,
A duty ratio storage unit 104a that stores a duty ratio (d 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the duty ratio storage unit 104a stores the duty ratio (d 1 ), the duty ratio is changed in the direction in which the difference approaches zero until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (d 2 −d) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 1 ) multiplied by a coefficient (k = 1/2) and a value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting a value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation. A duty ratio control unit 104b having a ratio (d 3 );
It comprises.
With this configuration, it is possible to obtain a desired output voltage while preventing oscillation of the output voltage.
Further, since the analog element necessary for realizing the DC-DC converter 101 is only a part for determining which of the output voltage and the target voltage is larger (in the present embodiment, the comparator 103), the DC-DC It is suitable for controlling the converter 101 by digital processing.

なお、本実施例ではデューティ比記憶部１０４ａが次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときに演算に用いる係数ｋを１／２とした（ｋ＝１／２）が、本発明はこれに限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータおよび周囲の回路等の条件に応じて係数ｋの値を０＜ｋ＜１の範囲で適宜選択すれば良い。
ただし、デューティ比と出力電流との間に略比例の関係がある場合には、ｋの値を１／２近傍（例えば０．４＜ｋ＜０．６）に設定することが望ましい。ｋ＝１／２とした場合には、デューティ比制御部を実現する際にシフトレジスタ（１ビットシフト回路）を用いることが可能であり、回路構成を簡素化することが可能である。 In this embodiment, when the duty ratio storage unit 104a next reverses the sign of the difference between the output voltage and the target voltage, the coefficient k used for the calculation is set to 1/2 (k = 1/2). The invention is not limited to this, and the value of the coefficient k may be appropriately selected within the range of 0 <k <1 according to the conditions of the DC-DC converter and surrounding circuits.
However, when there is a substantially proportional relationship between the duty ratio and the output current, it is desirable to set the value of k in the vicinity of ½ (for example, 0.4 <k <0.6). When k = 1/2, a shift register (1-bit shift circuit) can be used when realizing the duty ratio control unit, and the circuit configuration can be simplified.

また、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、デューティ比記憶部１０４ａとデューティ比制御部１０４ｂとを具備する構成としたが、本発明はこれに限定されず、
電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのスイッチング周波数（ｆ１）を記憶するスイッチング周波数記憶部と、
スイッチング周波数記憶部がスイッチング周波数（ｆ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）とスイッチング周波数記憶部に記憶されたスイッチング周波数（ｆ１）との差分（ｆ２−ｆ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）から減じた値（ｆ２−ｋ×（ｆ２−ｆ１））を今回演算時のスイッチング周波数（ｆ３）とするスイッチング周波数制御部と、
を具備する構成としても同様の効果を奏する。 The DC-DC converter 101 of this embodiment is a DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode, and includes a duty ratio storage unit 104a and a duty ratio control unit 104b. The invention is not limited to this,
A DC-DC converter that performs switching frequency control in a current discontinuous mode,
A switching frequency storage unit that stores a switching frequency (f 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the switching frequency storage unit stores the switching frequency (f 1 ), the switching frequency is changed in a direction in which the difference approaches zero until the next positive / negative of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (f 2 −f 1 ) between the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation and the switching frequency (f 1 ) stored in the switching frequency storage unit A value obtained by multiplying the value obtained by multiplying the coefficient (k; 0 <k <1) by the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation (f 2 −k × (f 2 −f 1 )) at the time of the current calculation A switching frequency control unit having a frequency (f 3 );
The same effects can be achieved with the configuration including the above.

なお、スイッチング周波数制御部において「出力電圧と目標電圧との差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させる」とは、出力電圧と目標電圧との差分が正である場合（出力電圧が目標電圧より大きい場合）にはスイッチング周波数を大きくする（スイッチング周期を短くする）ことであり、出力電圧と目標電圧との差分が負である場合（出力電圧が目標電圧より小さい場合）にはスイッチング周波数を小さくする（スイッチング周期を長くする）ことである。   In the switching frequency control unit, “change the switching frequency in a direction in which the difference between the output voltage and the target voltage approaches zero” means that the difference between the output voltage and the target voltage is positive (the output voltage is the target voltage). If the output voltage is larger than the target voltage, the switching frequency is increased (decreasing the switching cycle). If the difference between the output voltage and the target voltage is negative (when the output voltage is smaller than the target voltage), the switching frequency is increased. To make it smaller (to increase the switching period).

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態を示す図。The figure which shows one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態における入力変換回路を示す図。The figure which shows the input conversion circuit in one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態における入力変換回路の挙動を示すタイミングチャート図。The timing chart figure which shows the behavior of the input conversion circuit in one execution form of the DC-DC converter which relates to this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態におけるデューティ比制御部の演算フロー図。The calculation flow figure of the duty ratio control part in one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態におけるデューティ比、出力電流および出力電圧の初期の挙動を示す図。The figure which shows the initial behavior of the duty ratio, output current, and output voltage in one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態におけるデューティ比、の挙動を示す図。The figure which shows the behavior of the duty ratio in one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の一形態におけるデューティ比および出力電圧の挙動のシミュレーション結果を示す図。The figure which shows the simulation result of the behavior of the duty ratio and output voltage in one Embodiment of the DC-DC converter which concerns on this invention. 電流不連続モードおよび電流連続モードの出力電流の挙動を示す模式図。The schematic diagram which shows the behavior of the output current of a current discontinuous mode and a current continuous mode. 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの入力変換回路の一例を示す図。The figure which shows an example of the input conversion circuit of the conventional DC-DC converter. 電流不連続モードにおけるデューティ比と出力電流の関係を示す模式図。The schematic diagram which shows the relationship between the duty ratio in an electric current discontinuous mode, and output current. 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図。The figure which shows an example of the conventional DC-DC converter. 従来の電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの発振を示す図。The figure which shows the oscillation of the DC-DC converter which performs PWM control in the conventional current discontinuous mode. 発振のメカニズムを示す模式図。The schematic diagram which shows the mechanism of oscillation.

符号の説明Explanation of symbols

１０１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０４ａ デューティ比記憶部
１０４ｂ デューティ比制御部 101 DC-DC converter 104a Duty ratio storage unit 104b Duty ratio control unit

Claims (8)

電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比（ｄ１）を記憶するデューティ比記憶部と、
前記デューティ比記憶部がデューティ比（ｄ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のデューティ比（ｄ２）と前記デューティ比記憶部に記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−ｋ×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とするデューティ比制御部と、
を具備するＤＣ−ＤＣコンバータ。 A DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode,
A duty ratio storage unit for storing a duty ratio (d 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the duty ratio storage unit stores the duty ratio (d 1 ), the duty ratio is changed so that the difference approaches zero until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (d 2 −d) between the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation and the duty ratio (d 1 ) stored in the duty ratio storage unit 1 ) is multiplied by a coefficient (k; 0 <k <1), and a value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is calculated at this time A duty ratio control unit for setting a duty ratio (d 3 ) of
A DC-DC converter comprising: 前記係数ｋ＝１／２とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The DC-DC converter according to claim 1, wherein the coefficient k = ½. 電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのスイッチング周波数（ｆ１）を記憶するスイッチング周波数記憶部と、
前記スイッチング周波数記憶部がスイッチング周波数（ｆ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させるとともに、次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）と前記スイッチング周波数記憶部に記憶されたスイッチング周波数（ｆ１）との差分（ｆ２−ｆ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）から減じた値（ｆ２−ｋ×（ｆ２−ｆ１））を今回演算時のスイッチング周波数（ｆ３）とするスイッチング周波数制御部と、
を具備するＤＣ−ＤＣコンバータ。 A DC-DC converter that performs switching frequency control in a current discontinuous mode,
A switching frequency storage unit that stores a switching frequency (f 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed;
After the switching frequency storage unit stores the switching frequency (f 1 ), the switching frequency is changed in the direction in which the difference approaches zero until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed. When the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference (f 2 −f) between the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation and the switching frequency (f 1 ) stored in the switching frequency storage unit 1 ) multiplied by a coefficient (k; 0 <k <1) and a value (f 2 −k × (f 2 −f 1 )) obtained by subtracting from the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation at the time of the current calculation A switching frequency control unit having a switching frequency (f 3 ) of
A DC-DC converter comprising: 前記係数ｋ＝１／２とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The DC-DC converter according to claim 3, wherein the coefficient k = ½. 電流不連続モードでＰＷＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのデューティ比（ｄ１）を記憶し、
当該デューティ比（ｄ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にデューティ比を変化させるとともに、
次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のデューティ比（ｄ２）と先に記憶されたデューティ比（ｄ１）との差分（ｄ２−ｄ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のデューティ比（ｄ２）から減算した値（ｄ２−ｋ×（ｄ２−ｄ１））を今回演算時のデューティ比（ｄ３）とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 A control method of a DC-DC converter that performs PWM control in a current discontinuous mode,
Store the duty ratio (d 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed.
From the time when the duty ratio (d 1 ) is stored until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the duty ratio is changed in a direction in which the difference approaches zero,
The next time you sign reversal of the difference between the output voltage and the target voltage, the duty ratio of the previous operation (d 2) with the previously stored duty ratio (d 1) and the difference (d 2 -d 1) A value (d 2 −k × (d 2 −d 1 )) obtained by subtracting a value obtained by multiplying the coefficient (k; 0 <k <1) from the duty ratio (d 2 ) at the previous calculation is the duty ratio at the current calculation. A control method of the DC-DC converter as (d 3 ). 前記係数ｋ＝１／２とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。   The DC-DC converter control method according to claim 5, wherein the coefficient k = ½. 電流不連続モードでスイッチング周波数制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときのスイッチング周波数（ｆ１）を記憶し、
当該スイッチング周波数（ｆ１）を記憶してから次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転するまでは当該差分がゼロに近付く方向にスイッチング周波数を変化させるとともに、
次に出力電圧と目標電圧との差分の正負が逆転したときには、前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）と先に記憶されたスイッチング周波数（ｆ１）との差分（ｆ２−ｆ１）に係数（ｋ；０＜ｋ＜１）を乗算した値を前回演算時のスイッチング周波数（ｆ２）から減算した値（ｆ２−ｋ×（ｆ２−ｆ１））を今回演算時のスイッチング周波数（ｆ３）とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 A method for controlling a DC-DC converter that performs switching frequency control in a discontinuous current mode,
Store the switching frequency (f 1 ) when the difference between the output voltage and the target voltage is reversed.
From the time when the switching frequency (f 1 ) is stored until the next time the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the switching frequency is changed in a direction in which the difference approaches zero,
The next time the sign of the difference between the output voltage and the target voltage is reversed, the difference between the switching frequency of the previous operation (f 2) with the previously stored switching frequency (f 1) (f 2 -f 1) A value (f 2 −k × (f 2 −f 1 )) obtained by subtracting a value obtained by multiplying the coefficient (k; 0 <k <1) from the switching frequency (f 2 ) at the previous calculation is the switching frequency at the current calculation. A control method of the DC-DC converter as (f 3 ). 前記係数ｋ＝１／２とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。   The method for controlling a DC-DC converter according to claim 7, wherein the coefficient k = ½.
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