JP4835996B2

JP4835996B2 - Ｐｗｍ制御システム

Info

Publication number: JP4835996B2
Application number: JP2006312105A
Authority: JP
Inventors: 啓佐敏竹内
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2006-11-17
Filing date: 2006-11-17
Publication date: 2011-12-14
Anticipated expiration: 2026-11-17
Also published as: JP2008131704A

Description

本発明はＰＷＭ制御システムに関するものであり、特に、ＰＷＭ変調がなされた指令信号をモータ等の負荷の駆動回路に加えることによって、負可の駆動をＰＷＭ制御によって実現するＰＷＭ制御システムである。

ＰＷＭはモータの出力を制御する制御技術として知られている。三角波などの基準信号とモータに対する指令信号とを比較して、基準信号を指令信号によってＰＷＭ制御したＰＷＭ制御信号をスイッチング信号とする。このスイッチング信号をモータの駆動回路に供給することにより、モータの出力を制御することができる（例えば、特開平７−１６３１８９号公報）。

出願人は、ＰＷＭ制御されるモータ技術として、交互に異極に着磁された複数の永久磁石を連続して配置した移動体に対して、複数の電磁コイルをステータとして前記移動体に非接触に配置し、この電磁コイルに励磁電流を供給して前記移動体と電磁コイルとの間の吸引−反発により当該移動体を移動運動させるようにした、前記移動体と前記電磁コイルとを備えたモータの駆動システムを提案した（特開２００５−２６１１３５号公報）。

この駆動システムは、前記永久磁石の移動による周期的な磁界変化を検出するセンサを備え、このセンサの出力を前記電磁コイルの駆動回路に供給してモータを始動させ、また、モータをフィードバック制御する。

複数のコイルからなるコイルの組はＡ及びＢの２相から形成され、Ａ相とＢ相その間に移動体が配置されている。Ａ相、Ｂ相のそれぞれに、センサとしてのホール素子を互いに位相をシフトさせて設けている。移動体における互いに隣接する異極の間を２πとした際に、センサは記２π間の任意位置をリニアに検出できる。

ところで、既述の三角波などの基準値を用いたＰＷＭ制御方式は、アナログ電圧比較器により指令信号と三角波からなる基準信号とを比較するために電圧比較誤差が発生する問題がある他、規定の三角波からなる基準信号によりＰＷＭの分解能が固定される問題があり、そして三角波からなる基準信号のデータを格納したＲＯＭを設けなければならない問題があった。

そこで、出願人は、ＰＷＭ制御システムにおいて、基本周波数信号を分周してＰＷＭ基本波を形成するＰＷＭ基本波発生手段と、ＰＷＭ基本波に基づいてＰＷＭ周期を設定するＰＷＭ周期設定手段と、ＰＷＭの周期内のデューティ比（Ｎ／Ｍ：Ｎ≦Ｍ，Ｍは最大クロック数）を形成するデューティ比形成手段と、このデューティ比を持ったＰＷＭ制御信号を負荷の駆動回路に出力するＰＷＭ制御信号出力手段と、を備えたＰＷＭ制御システムを提案した（特開２００４−３６４３６６号公報）。さらに、当該公報の図６にはＰＷＭ周期を交流駆動周波数にロックすることにより、交流ＰＷＭ制御信号によって負荷の駆動回路を制御することが示されている。

このＰＷＭ制御システムによれば、ＰＷＭ周期を変動可能であり、かつ、負荷の運転状態に応じてデューティ比を設定することができる。さらに、このＰＷＭ制御システムはフルロジックで構成可能である。
特開平７−１６３１８９号公報特開２００５−２６１１３５号公報特開２００４−３６４３６６号公報

既述のＰＷＭ制御システムでは、アナログセンサから出力されたアナログ電圧値をデジタル変換してＰＷＭ制御に利用している。ここで８ビットでのデジタル変換を例にすると、アナログ出力が０〜２５５に変換される。交流ＰＷＭ変換を実現するために中央値を“０”とすると、アナログ値は“−１２８”〜“０”〜“＋１２７”に変換される。したがって、プラス側とマイナス側で“１”の誤差が発生していた。

そこで、本発明はこのような誤差がなく安定した交流ＰＷＭ制御を実現可能な制御システムを提供することを目的とするものである。

目的を達成するため本発明は、基本クロック発生回路と、基本クロックを分周してＰＷＭ周期信号を発生する分周回路と、負荷からアナログ値を検出する検出回路と、アナログ値をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換回路と、デジタル値を符号化する符号化回路と、ＰＷＭ周期信号と符号化後の信号に基づいて交流ＰＷＭ制御波を形成し、交流ＰＷＭ制御波を負荷にスイッチング信号として供給するＰＷＭ制御部と、を備えるＰＷＭ制御システムであって、負荷は、交互に異極に着磁された複数の永久磁石を連続して配置した移動体と、移動体に非接触に配置した複数の電磁コイルと、を備え、交流ＰＷＭ制御波を供給することによって生じる移動体と電磁コイルとの間の吸引及び反発により当該移動体を移動運動させるモータであり、符号化回路は、アナログ−デジタル変換回路の変換後出力である、０〜２ｎ＋１（ｎは１以上の自然数）のデジタル出力を、−ｎ〜−０，＋０〜＋ｎ（ｎは１以上の整数）に符号化した振幅値Ｍと変換後出力の極性を示す極性値Ｐとを出力し、ＰＷＭ制御部は、基本クロックに対応して振幅値Ｍをセットし、ＰＷＭ周期信号によってセットした振幅値Ｍからカウントすることにより振幅値Ｍに対応するパルス幅を有するカウンタ信号を出力するＭ値カウンタと、制御端子に加えられる極性値Ｐに対応する信号が第１の論理である場合にカウンタ信号を電磁コイルの一方の端子に加えられる第１の相駆動信号として出力し、カウンタ信号の逆極性の信号を電磁コイルの他方の端子に加えられる第２の相駆動信号として出力し、制御端子に加えられる極性値Ｐに対応する信号が第２の論理である場合にカウンタ信号の逆極性の信号を第１の相駆動信号として出力し、カウンタ信号を第２の相駆動信号として出力するバッファ部と、を備える。

本発明によれば、負荷から検出されたアナログ値をＰＷＭ変換する際に、プラス側とマイナス側とで変換誤差がなく、負荷を安定してＰＷＭ制御することが可能なＰＷＭ制御システムを提供することができる。

次に本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明に係わるＰＷＭ制御システムのハードウエアブロック構成を示したものである。図１において、符号１０は、センサから出力されたアナログ値である。このアナログ値はアナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ部）でデジタル値に変換される。デジタル値は符号化回路１８で符号化が行われる。この符号化は、デジタル値に対して後述の符号化変換処理を行うことによって達成される。この符号化変換回路は符号化変換処理がなされた変換値の符号（＋又は−）ＲＩと、Ｍ値（絶対値）をＰＷＭ（変換）制御部２４に出力する。

符号２０は基本クロックを出力するＰＬＬ回路である。主制御部（ＣＰＵ）１４はＰＬＬ回路を制御して基本クロック（ＰＣＬ）を形成する。符号２２は分周回路であって、基本クロック（ＰＣＬ）をＮ分周して、基本クロックの周波数が１／Ｎされた周波数（ＰＷＭ周波数）を持った制御波（ＳＤＣ）が形成される。

ＣＰＵ１４は分周回路２２に分周率（Ｎ）を設定する。符号３２は負荷であるモータの回転方向を設定する回路であって、ＣＰＵ１４からの指令を受けてモータの正回転又は逆回転を電磁コイル３０に指示する。バッファ１７はＰＷＭ制御部２４からの制御信号を受けて電磁コイルに供給する駆動電流を形成する。符号１２は、電磁コイル３０を励磁する交流電圧のうちコイルを励磁する最適領域を設定して電磁コイルに供給する、励磁領域設定回路である。励磁領域設定回路から最適領域設定信号ＥｎｂがＰＷＭ制御部２４に出力される。

モータの一例は、特開２００５−２６１１３５号公報にあるように、交互に異極に着磁された複数の永久磁石を連続して配置したロータと、複数の電磁コイルからなるスータとを備え、このステータを前記移動体に非接触に配置し、電磁コイルに励磁電流を供給して移動体と電磁コイルとの間の吸引−反発により移動体を回転させるように構成されている。

図２はロータ３１に対するセンサ３３の位置関係を示したブロック図である。複数の永久磁石が円形のロータに連続に配列されている。センサ３３はステータに設けられている。センサ３３としてはホール素子が好適である。ホール素子は、ロータが回転するのに合わせて変換する磁界強度を検出し、この磁界強度に合わせたアナログ電圧を出力する。図４に示すように、センサ３３はホール素子３１Ａと、ホール素子の出力を増幅するアンプ３１Ｂから構成される。

図３はセンサ３３の永久磁石に対する位置（（１）：Ｎ極とＳ極との中間位置、（２）：Ｎ極の中心、（３）：Ｓ極の中心）に応じて、センサから出力されるアナログ電圧値が変化する様子を示す特性図である。ロータ３１が回転することによって、図３で説明する特性に基づいて図５に示すような正弦波５０からなるアナログ電圧が出力される。図１に示すＰＷＭ制御部２４はアナログ電圧を図５の５２で示すように交流ＰＷＭに変換して負荷（モータ等の電磁コイル）３０に対するバッファ１７にスイッチング信号として供給して、負荷に加わる電圧のデューティを制御する。

ＡＤＣ部１６はホール素子から出力されたアナログ値を８ビットでのデジタル値に変換する。図６はＡＤＣ部１６と符号化回路１８とで実行される変換表である。ＰＷＭ制御システムはこの変換表のように論理演算器を構成し、ＡＤＣ部１６及び符号化回路１８はこの論理演算器を参照しながらアナログ値をＰ値及びＭ値に変換する。Ｐ値、Ｍ値については後述する。

図６において、（１）は、アナログ値を１０進値０〜２５５に変換した出力をヘキサデシマル００（０）〜ＦＦ（２５５）で表示した。（）内は１０進値である。１０進値の中央値（“８０”）を“０”として、＋側及び−側に符号を付すと（２）のように、＋１２７〜０〜−１２８となる。これでは＋−極間で“１”の誤差が生じて正確なＰＷＭ変換が行えない。

そこで、図６の変換表では、“７Ｆ”（ヘキサデシマル）を“−０”に、“８０”（ヘキサデシマル）を“＋０”に変換するにした、即ち、二つの基準値を設けたことにより、符号化回路１６がアナログ値を＋１２７〜＋０,−０〜ー１２７に変換して出力するようにした。（３）はこの出力値の符号“Ｐ”（−又は＋）であり、（４）はこの出力値の絶対値“Ｍ”である。

図７は、Ｍ値に応じてＰＷＭ制御回路２４からバッファ１７を介して電磁コイル３０に出力されるＰＷＭ制御波を示したものである。Ｍ値に応じてＰＷＭ制御波のデューティ比が制御されていることがわかる。Ｐが＋側であれば、ＰＷＭ制御波は＋側に形成され、Ｐが−側であればＰＷＭ制御波は−側に形成される。

図８は、ＡＤＣ部１６からの出力とＭ値信号とＰ信号との関係を示したタイミングチャートである。アナログ電圧値がデジタルに変換され、符号化回路は図６の変換表に基づいてデジタル値からＭ値及びＰ値を形成する。

図９はＰＷＭ制御部２４の詳細な構成を示すものであり、ＰＷＭ制御部はＭ値カウンタ４０と、ＥＸＯＲ素子４１とを備えている。基本周波数信号（ＳＤＣ）、分周波信号（ＰＣＬ）、及びＭ値がＭ値カウンタ４０に入る。Ｍ値カウンタの出力（１）は負荷である電磁コイル３０へ駆動波（３）,（４）を形成するバッファ（駆動波形形成部）１７へ出力される。正逆方向指示回路３２からの出力（ＲＩ）及び符号化回路１８からの出力（符号Ｐ）はＥＸＯＲゲート４１に供給され、２入力のＸＯＲ演算の結果（２）がバッファ１７に出力される。励磁領域設定信号Ｅｎｂもバッファ１７に出力されている。バッファ１７はコイルに対して交流ＰＷＭ制御波のプラス側の駆動信号（Ａ１駆動信号）と−側の駆動信号（Ａ２駆動信号）とを出力する。なお、図９では、ロータに対して複数の励磁コイルからなるロータが一相である場合を説明している。

図１０は図９に対応して各入力信号及び出力信号のタイミングチャートであある。ＳＤＣの周波数がＰＷＭ周波数に該当し、ＰＭＷの分解能を決定する。図１０の例では、基本クロック（ＰＣＬ）の７パルスがＳＤＣの１周期に対応している。

ＳＤＣの１周期の期間、アナログ出力がＰＷＭ変換される。ＣＭは、Ｍ値を基本クロック毎にカウントダウンする機能である。Ｍ値カウンタ４０はＭ値を、ＣＭのように“Ｍ”から“１”までカウントダウン（ＣＭ≠０）し、この間“Ｈ”（１）をバッファ１７に出力する。ＥＸＯＲゲート４１からの出力（２）が“Ｌ”のときＭ値カウンタの出力（１）がＡ１駆動信号（３）としてコイルに供給される。

ＥＸＯＲゲート４１からの出力（２）が“Ｈ”のときＭ値カウンタの出力（１）がＡ２駆動信号（４）として、Ａ１相駆動信号（３）とは逆極性でコイルに供給される。負荷部（コイル）両端の電圧はＡ１駆動信号（３）とＡ２駆動信号（４）とを合わせた波形となる。図１１は、正逆方向指示部３２がＣＰＵからの指令信号を受けてモータを逆回転させる場合のタイミングチャートである。図１１からわかるように負荷部両端に加わる電圧波形の極性が図１０から反転されている。

図１７は、モータ１７０のステータの各コイルにＰＷＭ制御波（バッファ１７から出力される駆動信号／図９参照）を供給する駆動回路２６の詳細構成を示すブロック図である。Ａ１駆動信号がレベルシフタ回路１７６に供給されると増幅されてスイッチングトランジスタ１７２Ａがオンされ、トランジスタ１７２Ｄがオンされる。その結果、＋ｉＡの電流がモータ１７０に供給される。Ａ２駆動信号がレベルシフタ回路１７４に供給されると増幅されてスイッチングトランジスタ１７２Ｃがオンされ、トランジスタ１７２Ｂがオンされる。その結果、−ｉＡの電流がモータ１７０に供給される。

図１２は図１の励磁領域設定部１２の詳細構成である。符号６０は、ヒステリシス制御用のボリュームであり、６４Ａ及び６２Ｂはウィンドコンパレータである。センサからのアナログ出力はウィンドコンパレータ６２Ａの＋極に、ウィンドコンパレータの６２Ｂの−極に供給されている。

ヒステリシスレベルの上限値（ＵＰ）がウィンドコンパレータ６２Ａの−極に供給され、下限値（ＤＯＷＮ）がウィンドコンパレータ６２Ｂの＋極に供給される。ウィンドコンパレータ６２Ａからは正極信号がＯＲゲート６４に出力され、ウィンドコンパレータ６２Ｂからは負極信号ＯＲゲート６４に出力される。ＯＲゲートから既述の励磁領域設定信号Ｅｎｂがバッファ２６に出力される。ＣＰＵはボリュームを制御してヒステリシスレベルを調整することができる。

図１３に示すように、センサからのアナログ信号５０とヒステリシスレベルの上限値（ＵＰ）とが比較されて正極信号が形成され、アナログ信号５０と下限値（ＤＯＷＮ）とが比較されて負極信号が形成される。正極信号と負極信号とにＯＲ演算が行われ、演算結果が励磁領域設定信号（Ｅｎｂ）としてＰＷＭ制御部２４に供給される。したがって、回転駆動トルクが最も効率よく得られる回転角（π／２）点及び（３π／２）点を中心とした励磁領域が設定される。

図１４は図１の変形例であるＰＭＷ制御システムのブロック図である。図１４の制御システムが図１の制御システムと異なる点は、符号化出力（Ｍ）にＣＰＵから指令され指令値８２（Ｙ：０〜１．０）についてＭ＊Ｙ（＝Ｍ´）を実行する乗算回路８０を備えることである。Ｍ´がＰＷＭ制御部２４に供給される。したがって、ＰＷＭ制御部２４からバッファ１７に供給されるＰＷＭ制御信号のデューティ比はゲイン（Ｙ）によって変更される。ＣＰＵ１４はモータに対するアクセルの開度に基づいてゲイン（Ｙ）を０〜１．０の範囲内で変更する。

図１５は“Ｙ＝１．０”における、アナログ値５０とＰＷＭ制御信号５２との関係を示した特性図である。図１６に示すように“Ｙ＝０．５”にすると、ＰＷＭ制御信号５２のデューティが図１５から半分に低下し、アナログ電圧出力は図１５の半分となる。

以上説明した実施形態によれば、本発明が適用される負荷としてモータを説明したがこれに限られず、負荷を熱源や光源とした、ＰＷＭ制御が適用できるものであれば負荷はモータに限られない。

本発明に係わるＰＷＭ制御システムの一実施形態に係わるハードウエアブロック図である。センサと永久磁石(ロータ)との位置関係を示すブロック図である。センサと永久磁石の位置関係の相違によってホール素子から出力されるアナログ電圧の出力値の変化を示す特性図である。センサの構造を示すブロック図である。図１の制御システムによって、センサからのアナログ電圧信号が交流ＰＷＭ信号に変換される様子を説明する制御波形図である。アナログ値を符号変換する際にＰＷＭ制御システムが利用する変換表である。符号変換後の絶対値がＰＷＭ制御波のデューティ比の変化に及ぼす影響を説明する、交流ＰＷＭ制御波形図である。センサからのアナログ信号をデジタル変換したデジタル値と、符号化後の信号の絶対値（Ｍ信号）と、正又は負の符号（Ｐ信号）と、の関係を示すタイミングチャートである。図１の制御システムのＰＷＭ変換部の構成を説明するハードウエアブロック図である。ＰＷＭ変換部におけるＰＭＷ変換動作を説明するタイミングチャートである。ＰＷＭ変換部にπ移相変換要求（モータの逆転要求）が加わった場合における、タイミングチャートである。図１の制御システムの励磁領域設定部の詳細な構成を示すブロック図である。励磁領域の設定動作を示すタイミングチャートである。ＰＷＭ制御システムの他の実施形態を説明するブロック図である。図１４の制御システムにおいて、ゲインが１．０の場合におけるＰＷＭ制御波の特性図である。図１４の制御システムにおいて、ゲインが０．５の場合におけるＰＷＭ制御波の特性図である。モータの駆動回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０センサからの出力(アナログ値)、１６アナログ−デジタル変換回路、１８符号化回路、２０基本クロック出力回路、２２分周回路、２４ＰＷＭ変換部、３０負荷（電磁コイル）

Claims

基本クロック発生回路と、前記基本クロックを分周してＰＷＭ周期信号を発生する分周回路と、負荷からアナログ値を検出する検出回路と、前記アナログ値をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換回路と、前記デジタル値を符号化する符号化回路と、前記ＰＷＭ周期信号と前記符号化後の信号に基づいて交流ＰＷＭ制御波を形成し、前記交流ＰＷＭ制御波を前記負荷にスイッチング信号として供給するＰＷＭ制御部と、を備えるＰＷＭ制御システムであって、
前記負荷は、交互に異極に着磁された複数の永久磁石を連続して配置した移動体と、前記移動体に非接触に配置した複数の電磁コイルと、を備え、前記交流ＰＷＭ制御波を供給することによって生じる前記移動体と前記電磁コイルとの間の吸引及び反発により当該移動体を移動運動させるモータであり、
前記符号化回路は、前記アナログ−デジタル変換回路の変換後出力である、０〜２ｎ＋１（ｎは１以上の自然数）のデジタル出力を、−ｎ〜−０，＋０〜＋ｎ（ｎは１以上の整数）に符号化した振幅値Ｍと前記変換後出力の極性を示す極性値Ｐとを出力し、
前記ＰＷＭ制御部は、
前記基本クロックに対応して前記振幅値Ｍをセットし、前記ＰＷＭ周期信号によってセットした前記振幅値Ｍからカウントすることにより前記振幅値Ｍに対応するパルス幅を有するカウンタ信号を出力するＭ値カウンタと、
制御端子に加えられる前記極性値Ｐに対応する信号が第１の論理である場合に前記カウンタ信号を前記電磁コイルの一方の端子に加えられる第１の相駆動信号として出力し、前記カウンタ信号の逆極性の信号を前記電磁コイルの他方の端子に加えられる第２の相駆動信号として出力し、
前記制御端子に加えられる前記極性値Ｐに対応する信号が第２の論理である場合に前記カウンタ信号の逆極性の信号を前記第１の相駆動信号として出力し、前記カウンタ信号を前記第２の相駆動信号として出力するバッファ部と、を備える、
ＰＷＭ制御システム。
前記検出回路は、前記移動体の移動に伴って変化する磁界を前記アナログ値として検出するホール素子である、請求項１に記載のＰＷＭ制御システム。
前記符号化回路の出力に乗じるゲイン出力するゲイン決定回路を備える、請求項１に記載のＰＷＭ制御システム。
前記ゲイン決定回路に前記ゲインを決定するための指令値を設定する制御回路を備える、請求項３に記載のＰＷＭ制御システム。
前記制御回路は、前記モータの回転速度設定手段からの設定値に応じて前記ゲインを決定する、請求項４に記載のＰＷＭ制御システム。
前記ＰＷＭ制御部は、
前記モータの移動方向を指示する信号ＲＩと前記極性値Ｐとの排他的論理和を演算して前記バッファ部の前記制御端子に出力する排他的論理和ゲートをさらに備える、
請求項１に記載のＰＷＭ制御システム。