JP4805950B2 - アップリンク負荷推定方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に通信ネットワークに関するものであり、特にセルラー方式の通信ネットワークにおける負荷推定の分野に関する。

広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）通信システムは、将来の通信サービスの開発に利用可能な多くの魅力的な特性を有している。例えばＷＣＤＭＡおよびこれに類似したシステムにおける、具体的な技術的課題は、干渉状態が好ましく、且つ当該セルのアップリンク内に拡張アップリンク・チャネルを可能にするだけの十分な容量が存在する場合に、拡張アップリンク・チャネルを複数のタイムインターバル（時間間隔）に対してスケジューリングすることである。セルに存在するユーザはすべて、ＷＣＤＭＡシステムにおけるアップリンク内の干渉レベルの一因となることは、よく知られている。この理由は、ＣＤＭＡ技術が使用されるとき、セルの全ユーザおよび共通チャネルは、同じ周波数帯で送信されるからである。セルの負荷は、同じセルの干渉レベルに直接関連する。

セルの安定性を維持するために、負荷は一定のレベル以下に維持される必要がある。アップリンク・ユーザ・チャネルの大多数は、少なくともＷＣＤＭＡでは電力制御されるので、このことは、当然その必要条件を満足することになる。この電力制御は、具体的なサービス要件を満足することができるように、各チャネルの受信電力レベルを一定の信号対干渉比（ＳＩＲ）に維持することを狙っている。このＳＩＲレベルは、普通、無線基地局（ＲＢＳ）の受信電力が干渉レベルより数ｄＢ低くなるようにする。いわゆるレイク（ＲＡＫＥ）受信機で逆拡散して、次に送信されたビットを、例えば信号処理チェーン内のチャネル復号器およびその後音声コーデックで、さらに処理できる信号レベルに各チャネルを増幅する。

ＲＢＳは、各チャネルを固有の好ましいＳＩＲ値に維持しようと試みるので、追加のユーザが参加してくると干渉レベルが増加し、それによってつかの間ではあるが他のユーザに対するＳＩＲを低下させることがある。それに対して、ＲＢＳは、他の全ユーザに電力増を命令するため、干渉がさらに増大してしまう。普通このプロセスは、ある負荷レベル以下では安定している。また、高容量のチャネルが突然現れると、干渉の増加が大きくなり、電力急増と言われる不安定な状態になる恐れが増す。それ故、不安定な状態を確実に避けることができるように、ＷＣＤＭＡのＥ−ＵＬチャネルのような高容量アップリンク・チャネルをスケジュールする必要性がある。そうするためには、瞬間的な負荷がＲＢＳで測定されなければならない。これにより、不安定点までにはどれだけの容量余裕があるかを評価することが可能になる。

ＣＤＭＡシステム内のセルの負荷は、たいていノイズ上昇またはＲＯＴ(Rise Over Thermal)と表現される。正確な数学的定義は、以下の記述の中で詳細に定められる。ここでは、ノイズ上昇の推定値を確定するためには、ノイズ・フロア（理想的には熱雑音）および合計電力レベルを知る必要がある、と述べれば十分であろう。合計電力レベルは、受信部で容易に測定できる。しかし、ノイズ・フロアは評価がより難しい。先行技術によるノイズ・フロアの推定は、通常、比較的大きな不確実さが結びついていて、その不確実さは、得られる容量余裕全体と同じ程度の大きさのことさえある。したがって、それに関係する負荷推定を改善することなしには、拡張アップリンク・チャネル機能を実装することは実際のところ非常に難しい。

先行技術の通信ネットワークの一般的な問題は、注意深い負荷制御を困難してしまうような精度でしか、負荷推定が提供されないことである。特に、拡張アップリンク・チャネルに関連するノイズ上昇の決定は、ノイズ・フロア推定の困難さにより主に引き起こされる不確実さによって困難となっている。

本発明の全体的な目的は、改善した負荷推定方法および装置を提供することである。本発明の他の目的は、ノイズ上昇をより正確に決定する方法および装置を提供することである。本発明のさらに他の目的は、ノイズ・フロアの推定を改善する方法および装置を提供することである。

上記の目的は、添付の特許請求の範囲に記載された方法および装置によって達成される。一般的言葉では、時間変動を追跡することで熱雑音電力レベルの上限を推定することにより、熱雑音の電力レベルに内在する観測不可能さを巧みに回避している。合計受信広帯域電力の瞬時値は受信部（受信機）で測定される。受信機と同じセル内で使用される全通信リンクの電力の瞬時値の和も提供されるのが好ましい。合計受信広帯域電力の瞬時値に由来する量は、好ましくは合計受信広帯域電力の瞬時値と、同じセル内で使用される全リンクの電力の瞬時値の和との差で表され、所定期間の間、追跡される。その量の極値、一般的に最小値は、次に熱雑音電力レベルの上限の推定値として使用される。所定期間は、スライディングウィンドウとして構成されるのが好ましい。次いで改善されたノイズ上昇の測定値が計算され、セル内のトラヒックを制御するために使用される。

したがって、本発明の利点は、近隣セルの干渉および外部干渉源が存在しても、ＲＢＳが正確なノイズ上昇の推定を実行可能なことである。

ＲＢＳにおけるフロントエンド・スケール係数の較正は費用のかかるものであったが、これを避けることができることは、本発明のさらなる利点である。

以下では、先行技術の解決策が直面する問題の深刻さを明らかにするために、この問題を深く掘り下げて説明するとともに、負荷推定の実施方法について説明することにする。

ＲＢＳの典型的な信号チェーンが図１に描かれている。アンテナ１からの受信広帯域信号はまず、ケーブル、フィルタ等から構成されるアナログ信号調整チェーン２を通過する。温度ドリフトとともに構成部品間のばらつきにより、信号が受信部（受信機）３に入力されるとき、システムのこの部分のスケール係数は、約２〜３ｄＢの範囲で不確定さを有する。受信部３では、相当数の演算が行われる。負荷推定では、合計受信広帯域電力がいずれかの構成要素で測定されることが不可欠であり、この測定部は、図１では５で示されている。さらに、この実施形態では、符号電力測定は構成要素６で行われると想定されている。推定量に関する基準点は４である。有効な推定量となり、かつ、測定が行われるチェーン内の測定ポイントの概略が、図１に示されている。

詳細な説明では、以下の一般表記が使用される。

合計受信広帯域電力の測定は、受信部で実施される。この測定値は、Ｐ^Total（ｔ）で示される。ここでtは離散時間を示す。測定頻度はＴ^-1Ｈｚである。

符号電力の測定は、在圏セルの全制御チャネルに対して、受信部で実施されてもよい。これらの測定値は、Ｐ_{i,Measurement} ^Code（ｔ）で示される。測定頻度はＴ_i ^-1Ｈｚである。

制御チャネルｉに対応するデータチャネルｉ（ＣＳまたはＰＳ）の符号電力は、直接測定されない。その代わり、実際の受信符号電力に従属し、次式により求められる。

ここで、スケール係数η_i（ｔ）は、サービス次第で決まる値であり、所与の時刻（ＴＦＣＩ復号化のため遅延した時間の可能性もあるが）において受信部で知られている。ｎ_Codeは接続で使用される符号の有効数を示す。

サンプリング周期は、すべての他のサンプリング周期がこのサンプリング周期の整数倍となるような最小のサンプリング周期が存在するようなすべてサンプリング周期とする。

本開示を通して使用されるだろう量は、一般的なチャネルｉに対する制御信号電力とデータチャネル電力の和を示すために使用されるＰ_i ^Code（ｔ）である。測定値Ｐ_{i,Measurement} ^Code（ｔ）は、制御チャネル電力だけを測定した値であることに注意。したがって、ノイズのない理想的状況では、次式が成立する。

図２は、チャネルｉに関する簡単な電力制御ループの原理を示した図である。Ｃ／Ｉに対する目標値（ＴＡＲＧＥＴ）１０は（Ｃ／Ｉ）^Tで示されるが、これが供給される。この目標値１０に基づき、係数Ｌ_i ^Tが算出部１１で計算されるが、それは、Ｐ^Totalで示される合計電力１２と、Ｐ_i ^CodeRefで示されるチャネルに関する符号基準値１４との間の関係を表す。それ故、乗算部１３において係数Ｌ_i ^Tと合計電力１２を乗算し、符号基準値１４を求める。希望値からの偏差を一定の基準にするため、減算部１５において符号基準値１４から使用符号電力が減算され、求められた差がインナーループ制御部１６への入力として使用される。インナーループ制御部は、定常状態でエラー０を達成するよう動作する。加算部１７においてインナーループ制御部１６からの出力にエラー項１８が通常加算され、Ｐ_i ^Codeで示されるチャネルｉの測定出力チャネル電力１９が取得される。次いでこの出力電力１９は、減算器１５へのフィードバックに使用される。

出力チャネル電力１９の変化は合計電力１２に影響を及ぼすので、全出力チャネル電力と合計電力１２を接続する、アウター電力制御ループも存在する。

背景技術セクションに示されているように、追加のチャネルを取り込むと、合計電力１２が増加する。図２からわかるように、合計電力１２の増加は出力チャネル電力１９を増加させる。アウター電力制御ループによって、これは順に合計電力１２をさらに増加させるだろう。比較的低い負荷に対しては、および比較的小さな負荷の増加に対しては、この制御特性は一定の閾値以下では、通常、安定している。しかし、この閾値を越えるときかまたは非常に大きな負荷の増加に対しては、不安定な状態になる恐れがある。

図３は、この状態を例示する図である。アンテナ・コネクタで測定される合計電力と熱雑音レベルＰ_Nとの間の比率と定義されるノイズ上昇Ｎ_Rは、ノイズ・フロアとも呼ばれ、負荷の尺度である。ノイズ上昇閾値Ｎ_R ^thrの上では、状態は不安定になる。合計ビットレートとノイズ上昇Ｎ_Rとの関係１００は、制御ループの設計から知ることができる。追加チャネルのスケジューリングは、いったんノイズ上昇の瞬時値Ｎ_Rが決定されると実施できる。極容量Ｃ_poleは最大ビットレート能力を示す。閾値Ｎ_R ^thrと熱雑音レベルにより定められるレベルＰ_Nとの間の典型的な差△Ｎは、通常７ｄＢである。しかし、ノイズ・フロア、すなわち熱雑音レベルＰ_Nは直ぐには入手できない。例えば、受信部のスケール係数の不確実さは恐らく２〜３ｄＢになるほど大きく、利用できる許容範囲の大部分はそのような持ち込まれた不確実さにより影響を受ける。

サーマル・ノイズ・フロア電力を推定するのが難しい理由がいくつかある。先に示された１つの理由は、他の受信電力と同様にサーマル・ノイズ・フロア電力も、アナログ受信部フロントエンド内にある構成部品の不確実さにより影響を受ける。この不確実さは、熱ドリフトも備えている。

もう１つ理由は、すべての測定がデジタル受信部でされる場合でさえ、ノイズ・フロアを直接測定することができない（少なくともＲＢＳではできない）ことに関係する。直接測定できない理由は、近隣セルの干渉および外部信号源からの干渉が受信部に影響を及ぼし、そのような干渉の平均値はノイズ・フロアから分離できないためと説明されている。しかし、自セルのチャネルの電力測定は実施できることに注意が必要である。しかし、その測定では、問題は解決しない。またもう１つの理由は、サーマル・ノイズ・フロアはいつでも算出された量というわけではない。定常的な干渉がＲＢＳの受信部に著しい影響を及ぼす状況がある。この定常的な干渉物は、上記の安定性には影響を及ぼさず、むしろ熱雑音の増加、すなわちサーマル・ノイズ・フロアの上昇のように見える。

上に挙げた問題を巧みに回避することができない限り、費用のかかる現場でのサーマル・ノイズ・フロアの個別測定以外に、十分に高い負荷推定性能を達成するための代替案はなさそうである。

電力と干渉測定への数学的手法を、以下に提示する。電力と干渉の測定値はいつも、逆拡散の前に明確にされる。逆拡散後の値が求められた場合、拡散率でのスケーリングが必要とされる。同様のスケーリングは、信号処理チェーンのどのレベルにも合うように量を変化させるため、適用することができる。上記の主な想定と首尾一貫させるために、以下で基準にされるＣ／Ｉは、逆拡散前のＣ／Ｉを意味するものとする。これは、表記（Ｃ／Ｉ）_chipに反映され、ここで添え字の_chipはチップレートあたりの電力を意味する。

制御チャネルｉに対する干渉レベルは、今や以下に従う。

したがって、アウター電力制御ループ（図２参照）により支配される負荷係数Ｌ_i ^T（ｔ）は、以下のように表すことができることになる。

時間指標（インデックス）は、相対干渉値の（低速）アウター電力制御ループの更新を示すことに注意のこと。

逆拡散前の符号電力と合計電力との間の対応関係は、ＳＩＲ値(逆拡散後に定められる）に関して表すと、以下の式になることも注意のこと。

ここで、Ｎ_iは拡散率である。

負荷推定に関し求められる量は、先述のように、通常ノイズ上昇Ｎ_R（ｔ）であり、

で定義される。ここでＰ_Nは、アンテナ・コネクタで測定される熱雑音レベルである。Ｐ^Total（ｔ）が表すものを、数学的に定義することが残っている。この相対的な尺度は、どの逆拡散が適用されても影響されない。ここで使用される定義は、

であり、これもまたアンテナ・コネクタで測定される。ここでＰ^E+N（ｔ）は、外部信号源（^Ｅ）からＷＣＤＭＡシステムへの電力に加えて、近隣のセル（^Ｎ）から受信する電力を示す。ここで非常に難しいのは、熱雑音電力と近隣セルからの干渉とを分離する必要があることである。

図４は、ＲＢＳ２０に関連する電力測定への寄与を示す図である。ＲＢＳ２０はセル３０と関連する。セル３０内に相当数の携帯端末２５が存在し、別々のリンクを通じてＲＢＳ２０と通信し、それぞれが、Ｐ_i ^Code（ｔ）で合計受信電力に寄与する。セル３０は、同じＷＣＤＭＡシステム内に相当数の近隣セル３１を有し、それぞれがＲＢＳ２１と関連する。近隣セルにも、移動端末２６が存在する。携帯端末２６は、無線周波数電力を放射し、その寄与の全部の和がＰ^Ｎで示される。例えば、レーダー基地４１などの他のネットワーク外の放射源も存在する可能性がある。そのような外部信号源からの寄与は、Ｐ^Ｅで示される。最後に、Ｐ_N項が受信部それ自体から生じる。

先に簡単に述べた具体的な問題は、信号基準点が、定義上、アンテナ・コネクタに位置することである。しかし、測定値は、アナログ信号調整チェーン後のデジタル受信部の中で取得される。アナログ信号調整チェーンは、補償するのが難しい２〜３ｄＢのスケール係数エラーをもたらす。幸運なことに、式（５）の全電力は、スケール係数エラーにより等しく影響を受けるので、式（４）が計算されるとき、スケール係数エラーは、以下のように打ち消される。

追加の信号経路が無線基地局間に持ち込まれない限り、Ｐ^E+N（ｔ）とＰ_Nとは、直接測定できない。したがって何らかの方法で推定または消去される必要がある。

ＳＩＲ_i ^T（ｔ）したがって（Ｃ／Ｉ）_chip,i ^Tが変化しない期間中、および電力制御が適切に動作しているところでは、制御チャネルに対する受信符号チャネル電力および対応する定常状態データチャネルは、高速電力制御ループが効率的に動作すると想定すると、比較的に安定しているはずである。次いで適切な動的モデルは、離散時間ランダムウォークにより与えられる。

ここで、ｗ_i ^Code（ｔ）は平均値０の白色ガウス雑音と想定される。

電力は正の量であるので、ランダムウォークは適切なモデルであることに注意のこと。時定数を持つモデルが含まれるだろう場合、そのモデルへの正の入力信号もまた持ち込まれ、その値が推定される必要があるだろうということに当然なる。とりわけ、ランダムウォークは、推定量は「ほとんど一定」であることを表す方法である。

他方、例えばチャネル状態が悪い、ＲＡＢの変更、またはパケットトラヒックの変動に起因して、（Ｃ／Ｉ）_chip,i ^T（ｔ）が変化する状況では、もっと一般的なモデルが必要である。そのモデルは、図２による高速電力制御ループの簡潔なモデルの導入により含むことができる。

（Ｃ／Ｉ）_chip,i ^T（ｔ）は、アウター電力制御ループにより更新される。チャネルの制御チャネル部とデータチャネル部との和に対する負荷率と合計電力Ｐ^Total（ｔ）を掛けることにより、チャネルの符号電力基準値Ｐ_i ^CodeRef（ｔ）が取得される。

このより一般的な事例では、制御部１６（図２）は定常状態エラー０に到達するために積分演算を有する。純粋の積分器が使用される場合は、符号電力に対する差分式は、

で求められる。ここで（１−Ｋ）は、高速電力制御ループの本当の時間定数に似ているはずである。したがって、式（７）と式（８）は、セルの制御チャネルとトラヒックチャネルのモデル化の２つの代替案を構成する。モデル式（８）内の式（９）部分は、受信部で確かめられる基準電力を計算することに注意のこと。この基準電力は、高速電力制御ループが達成しようとしているのと同じ値である。それ故、（Ｃ／Ｉ）_chip,i ^T（ｔ）の変更が命令されるとき、チャネル電力の過渡現象は、かなり精度よくモデル化されるはずである。けれどもモデルは当てにならない。なぜなら、電力コマンドのビットエラーが実際に命令された端末の電力を不確かにするからである。これは、式（９）の付加的システムノイズで捕捉される必要がある。

外部電力および近隣セル電力についての事前情報が入手できないので、ランダムウォークでモデル化するのは自然であり、すなわち以下のようになる。

同様に、熱雑音はランダムウォーク・モデルでモデル化されるが、システムノイズは非常に小さい。

デジタル受信部で実施される測定は、在圏セル内の関連するチャネルのすべてに対する受信制御符号電力に加えて、合計受信広帯域電力も含む。熱雑音レベルならびに近隣セルと外部信号源からの干渉は、直接測定することはできない。符号電力測定は、２つの方法のいずれかで記述できる。最もわかりやすい方法は、

を使用することである。あるいはまた、式（２）の関係を利用でき、それに式（５）より、次のように表示できる。

合計広帯域電力測定は、以下により表すことができる。

Ｐ^E+N（ｔ）とＰ_Nの線形推定は観測できる問題ではないことは、数学的に証明できる。Ｐ^E+N＋Ｐ_Nの和だけは、利用できる測定値から観測できる。両方の量は正であるので、おのおのは２つの和から推定できないことは明らかである。

Ｐ^E+N（ｔ）とＰ_Nの一方を消去するのを可能にする数学的なモデル化は入手できないこともわかる。

Ｐ^E+N＋Ｐ_Nの和だけが、合計広帯域電力と全チャネルに関する符号電力の測定から観測することができるという事実を受入れて、まだ役に立つ情報を演繹することができるかどうか調査されなければならない。本発明は、上に挙げた問題を巧みに回避する解決策、特にノイズ・フロアはＲＢＳで利用できる測定からは観測できない量であるという基本的な問題を巧みに回避することを目指している。その問題は、すなわち、ノイズ・フロアと隣接セルの干渉およびセルラーシステムの外部干渉源が起源である電力平均値とを分離するために使用できる従来の推定技術はないということである。結果的にわかることだが、ノイズ・フロアの電力と隣接および外部の干渉電力との和だけを観測することができる。この事実を簡単に述べると、２つの（正の）数の和が知られている場合、この情報だけでは、２つの数のそれぞれを決定するには十分でない。

したがって、以下では代わりに、本発明による適切な時間に分散している最小電力を観することにより、再び観測可能とする手法を記述する。本発明による解決策は、適切に選ばれたタイムインターバル（時間間隔）にわたり、合計受信広帯域電力から導き出せる量の最小値としてノイズ・フロアを決定することで、観測可能性を再実現するものである。

図５は、合計電力関連量の時間変動１１０を示す図である。典型的な事例では、合計電力関連量Ｐ^＊は、合計電力それ自体の表示であるかまたは合計電力と符号電力和との間の差である。時間間隔中、合計電力関連量は、例えば高トラヒック負荷期間に対応する高い値を示す。しかし、ある場合には、合計電力へのいつもの寄与の多くがなくなることを示して、合計電力関連量は小さくなる。

図５の例から、最小値Ｐ_MINは時間ｔ_０で現れることがわかる。合計電力への寄与はすべて正の量であり、Ｐ_Nは本質的に一定と見なされるので、これから、Ｐ_Nの寄与はＰ_MINより大きくなることはできないと結論することができる。それ故、Ｐ_MINはＰ_Nの上限である。

時間ロギングは、現在の時間に終わりＴ_Lagの継続時間を有する一定の時間ウィンドウ内に行われるのが好ましい。継続時間Ｔ_Lagを適正に選定することにより、

はＰ_Nの役に立つ推定値になる。

例えば、次の量

を仮定しよう。これは、式（５）によればＰ^E+N（ｔ）＋Ｐ_N（ｔ）に相当するだろう。システムの負荷は普通時刻により変化する事実を考慮すると、Ｐ^E+N（ｔ）はある時間帯中は非常に小さいはずだと推測できる。そうであれば、

は、Ｐ_N（ｔ）の役に立つ推定になるであろう。ただし、Ｐ^E+N（ｔ）の非常に小さい値が［ｔ−Ｔ_Lag，ｔ］内に発生するのを可能にするように、時間経過Ｔ_Lagが十分に長く選ばれるという条件が前提である。Ｔ_Lag内のスケール係数に影響を及ぼす温度変動は、この手順にエラーを持ち込むだろうことに注意が必要である。しかし、アナログ信号調整チェーン内の構成部品間の固定したばらつきは、補償することができる。

好ましい実施形態で提案された解決策は、セルの負荷の測定はすべてデジタル受信部で実施されると想定している。上記の数学的評価から見て、この手法は、急に動作特性が変化しないスケール係数エラーを少なくとも補償できる可能性がある。

上記のように、単純化した代替案は、

を測定することである。

の推定と比べて、この方法は憶測である可能性がある
・符号電力測定が利用されていないので、計算の複雑さは少ない。
・例えば集中的なデータトラヒックに起因して、在圏セルの電力が速く変化するので、性能は低い。
・負荷がどの時間中も低くならなさそうで、かつ周りのセルが高い可能性で負荷が低そうなセルでは、性能は低い。

いったん、

が確かめられと、典型的にＲＢＳでは、負荷推定、すなわち通常ノイズ上昇Ｎ_R（ｔ）は、これらの量のどちらかでＰ^Total（ｔ）を分割することになる。

もっと一般的な事例では、時間内に続く量は、異なる関係によれば合計電力に依存する量のことがある。使用される実際の関係次第で、極値、通常は最小値または最大値のどちらかが追跡される。この極値から、合計電力の最小が計算できるか、または合計電力と符号電力和との間の差が計算でき、それから上述した対応する処理が実施される。

上記によれば、電力推定はアップリンク通信に関連すると想定されている。その場合、電力測定は、無線アクセスネットワークまたはコアネットワーク内のノード、典型的には無線基地局で実施される。しかし、手順の少なくとも一部、例えば、決定工程および／または推定工程は、通信ネットワークの他の部分、例えば無線ネットワーク制御部で実施されてもよい。図６は、本発明によるシステムの実施形態の主要部を示す図である。無線通信システム５０は、ＵＭＴＳ地上無線アクセス網（ＵＴＲＡＮ）５１を備える。携帯端末２５は、ＵＴＲＡＮ５１内のＲＢＳ２０と無線により情報を送受信し合っている。ＲＢＳ２０は無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）５２により制御される。ＲＮＣ５２は順に、コアネットワークＣＮ５３の移動通信交換局／在圏ロケーション・レジスタ（ＭＳＣ／ＶＬＲ）５４および在圏ＧＰＲＳサポート・ノード（ＳＧＳＮ）５５に接続している。

この実施形態では、ＲＢＳ２０は、合計受信広帯域電力の測定値（瞬時値）を取得する手段６０と、上記の電力量の極値を決定する手段６１と、熱雑音電力レベル上限を推定する手段６２とを備える。これら６０〜６２の手段は、個別の単体としてかまたは少なくとも部分的に統合された単体として実装できる。

代替の実施形態では、手段６１、６２は代わりに、図６の破線の囲みで示されるＲＮＣ５２の中に備えられる。測定手段６０の少なくとも一部は、アンテナが近いことに起因して通常はＲＢＳ２０に残る。また、当業者の誰もが理解するように、手段６０〜６２の他の代替構成も可能である。

上の記述は、ＣＤＭＡシステムおよびＷＣＤＭＡシステムに対する実装を想定している。これらのシステム種類は、本発明が現在とても有利であると考えられている。しかし、この技術は、他のシステムにもまた適用してもよい。他の多元接続分割方法が使用される場合、符号に関する上記の検討は、例えば周波数または時間関連の類似物で、置き換えられてもよい。

ほとんどの検討の中で、アップリンク通信が検討され、とりわけ拡張アップリンク・チャネル・アプリケーションとの関連で検討されている。次いで電力推定は、合計受信広帯域電力の瞬時値と熱雑音電力レベルの上限推定値との間の比率として、ノイズ上昇の推定値（瞬時値）を計算するために使用されるだろう。次いでこのノイズ上昇は、セル内のトラヒックを制御するために使用できる。対応する手段は提供されるが、できればＲＢＳまたはＲＮＣの中で提供されるのが好ましい。

図７は、本発明による方法の実施形態に係る主要工程を示すフローチャートである。手順は、工程２００から開始される。工程２１０で、合計受信広帯域電力の瞬時値が受信部で測定される。所定期間中の測定値から導出された量の極値、通常は最小値が、工程２１２で決定される。工程２１４で、熱雑音電力レベルの上限は、極値の決定値であると推定される。手順は工程２９９で終了する。

上記の実施形態は、本発明の説明に役立ついくつかの例と理解されるべきものである。多様な修正、組み合わせおよび変更を、本発明の範囲から逸脱することなしに、実施形態に対して行うことができることは、当業者に理解されるであろう。とりわけ、様々な実施形態の中の一部異なる解決策が、技術的に実現可能であり、これを他の構成の中に組み合わせてもよい。しかし、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲で規定される。

負荷推定を実施する無線基地局の信号チェーンを示す図である。 電力制御の単純化した典型的なモデルの図である。 セル内のノイズ上昇と合計ビットレートとの間の典型的な関係の図である。 典型的なモバイル通信ネットワークで発生する信号電力の概略図である。 合計受信電力測定に由来する電力量の典型的な時間変動を説明する図である。 本発明によるシステムの実施形態の主要部のブロック図である。 本発明による方法の実施形態の主要工程のフロー図である。

Claims (15)

1. セルラー通信システム（５０）において熱雑音電力を推定する方法であって、
   受信機における合計受信広帯域電力の瞬時値を測定するとともに、前記セルラー通信システムのセル（３０）において使用されているすべてのリンクに係る電力の和の瞬時値であって、前記受信機に関連付けられる和の瞬時値を測定するステップ（２１０）と、
   所定期間にわたり測定された前記合計受信広帯域電力の瞬時値と前記セルにおいて使用されているすべてのリンクに係る電力の和の瞬時値との差についての極値を決定するステップ（２１２）と、
   前記極値から前記受信機によって測定されたものとして熱雑音電力レベルの上限値を推定するステップ（２１４）と
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記極値は最小値であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記所定期間は、予め定められた長さのスライディングウインドウによって確定された期間であることを特徴とする請求項１又は２に記の方法。
4. セルラー通信システムにおける負荷を推定する方法であって、
   請求項１ないし３の何れか１つに記載された前記方法にしたがって熱雑音電力レベルの上限値を推定するステップと、
   前記合計受信広帯域電力の瞬時値と前記熱雑音電力レベルの上限値との間の比率として、ノイズ上昇の瞬時値の推定値を算出するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
5. セルラー通信システムにおけるトラヒックを制御する方法であって、
   請求項４に記載された前記方法にしたがって、ノイズ上昇の瞬時値を推定するステップと、
   推定された前記ノイズ上昇の瞬時値に基づいて前記セルにおけるトラヒックを制御するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
6. 前記トラヒックは、ＷＣＤＭＡタイプのセルラー通信システムにおける拡張されたアップリンクのトラヒックであることを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. セルラー通信システムにおけるノード装置（２０、２５、５０）であって、
   受信機（１０、２０）における合計受信広帯域電力の瞬時値の測定値を取得する手段（６０）と、
   前記セルラー通信システムのセル（３０）において使用されているすべてのリンクに係る電力の和の瞬時値であって、前記受信機に関連付けられる和の瞬時値の測定値を取得する手段と、
   所定期間にわたり測定された前記合計受信広帯域電力の瞬時値の測定値と前記セル（３０）において使用されているすべてのリンクに係る電力の和の瞬時値との差について極値を決定する手段（６１）と、
   前記極値から前記受信機によって測定されたものとして熱雑音電力レベルの上限値を推定する手段（６２）と
   を含むことを特徴とするノード装置。
8. 前記極値は最小値であることを特徴とする請求項７に記載のノード装置。
9. 前記ノード装置は、前記受信機を含み、
   前記合計受信広帯域電力の瞬時値の測定値を取得する手段（６０）は、前記受信機において、前記合計受信広帯域電力の瞬時値を測定する手段であることを特徴とする請求項７又は８に記載のノード装置。
10. 前記所定期間は、予め定められた長さのスライディングウインドウによって確定された期間であることを特徴とする請求項７に記載のノード装置。
11. 前記合計受信広帯域電力の瞬時値の測定値と前記熱雑音電力レベルの上限値との間の比率として、ノイズ上昇の瞬時値の推定値を算出する手段をさらに含むことを特徴とする請求項７ないし１０の何れか１項に記載のノード装置。
12. 前記ノイズ上昇の瞬時値に基づいて前記セルにおけるトラヒックを制御する手段をさらに含むことを特徴とする請求項７ないし１１の何れか１項に記載のノード装置。
13. 前記トラヒックは、ＷＣＤＭＡタイプのセルラー通信システムにおける拡張されたアップリンクのトラヒックであることを特徴とする請求項１２に記載のノード装置。
14. 前記ノード装置の一部は無線基地局（５１）内に設けられていることを特徴とする請求項７ないし１３の何れか１項に記載のノード装置。
15. 前記ノード装置の一部は無線ネットワーク制御装置（５２）内に設けられていることを特徴とする請求項７ないし１３の何れか１項に記載のノード装置。

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