JP4803928B2

JP4803928B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4803928B2
Application number: JP2001278295A
Authority: JP
Inventors: 藤真也後; 坪亮大
Original assignee: Toshiba Elevator Co Ltd
Current assignee: Toshiba Elevator and Building Systems Corp
Priority date: 2001-09-13
Filing date: 2001-09-13
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2021-09-13
Also published as: JP2003088098A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機に可変周波数の交流電力を供給するための電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機に可変周波数の交流電力を供給するための電力変換装置は、直流電源とその直流電力を所定周波数の交流に変換するインバータとから成っている。直流電力は交流電源からコンバータを介して得る場合が多い。図１０にそのようなコンバータとインバータとからなる一般的な電力変換装置を示す。
【０００３】
図１０に示す電力変換装置は、３相交流電源１からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ２と、コンバータ２からの整流直流電力を平滑する平滑コンデンサ３と、平滑化された直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に変換するインバータ４とから構成されている。インバータ４の交流出力端から電力変換装置全体の交流出力が取り出され、交流電動機５に供給される。
【０００４】
コンバータ２の各アーム２ＵＰ，２ＶＰ，２ＷＰ，２ＵＮ，２ＶＮ，２ＷＮは、整流作用を行うダイオードと、それに逆並列に接続されて回生時にインバータ作用を行うためのスイッチング素子とからなっている。同様にインバータ４の各アーム４ＵＰ，４ＶＰ，４ＷＰ，４ＵＮ，４ＶＮ，４ＷＮは、インバータ作用を行うためのスイッチング素子とそれに逆並列に接続されて回生時に整流器として作用するダイオードとからなっている。ここでアームを表す３個の英数字符号のうち、２番目のＵ，Ｖ，Ｗは交流側から見たときの相別を表し、３番目のＰ，Ｎは直流側から見たときの正負の別（Ｐは正側、Ｎは負側）を表す。３相交流電源１がコンバータ２の３相交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、コンバータ２の直流端子とコンデンサ３の両端とインバータ４の直流端子はそれぞれ直流ブスＰ，Ｎに接続され、インバータ４の３相交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗは交流電動機５に接続される。コンバータ２およびインバータ４の各アームのスイッチング素子としては、自己消弧型スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラ・トランジスタ）が用いられる。
【０００５】
各アームは回路電圧および回路電流に応じて一般に直並列接続された複数個の単位アーム素子で構成され、それらの各単位アーム素子は接続導体を介して相互接続される。図１１，１２はコンバータ２およびインバータ４のＵ相１相分のアームを例として、各アームを４並列の単位アーム素子から構成する場合の構成例を示すものである。図１１に示すコンバータ２の正側Ｕ相アーム２ＵＰは、並列接続された４つの単位アーム素子２ＵＰ１，２ＵＰ２，２ＵＰ３，２ＵＰ４からなり、負側Ｕ相アーム２ＵＮは、並列接続された４つの単位アーム素子２ＵＮ１，２ＵＮ２，２ＵＮ３，２ＵＮ４からなっている。図１２に示すインバータ４の正側Ｕ相アーム４ＵＰは、並列接続された４つの単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２，４ＵＰ３，４ＵＰ４からなり、負側Ｕ相アーム４ＵＮは、並列接続された４つの単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２，４ＵＮ３，４ＵＮ４からなっている。同様に、平滑コンデンサ３は、図１１，１３に示すように、４個の単位コンデンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄを２直列２並列とした例を示している。
【０００６】
図１３，１４は、図１２に示したインバータ４の４個の正側単位アーム素子４ＵＰ１〜４ＵＰ４と４個の負側単位アーム素子４ＵＮ１〜４ＵＮ４、並びに４個の単位コンデンサ３Ａ〜３Ｄの空間的配置状態を示すものである。正側および負側の各単位アーム素子は冷却体８上に２列に直線状に配置され、その側に４個の単位コンデンサが並置されている。
【０００７】
両単位コンデンサ３Ａ，３Ｂは接続導体６Ａによって直列接続され、両単位コンデンサ３Ｃ，３Ｄは接続導体６Ｂによって直列接続され、それらの両端がそれぞれ正側ブスＰ９および負側ブスＮ９に接続されている。正側単位アーム素子４ＵＰ１の交流端子側（エミッタ）と負側単位アーム素子４ＵＮ１の交流端子側（コレクタ）が接続導体７Ａによって直列に接続され、以下同様に、正側単位アーム素子４ＵＰ２，４ＵＰ３，４ＵＰ４の交流端子側（エミッタ）と負側単位アーム素子４ＵＮ２，４ＵＮ３，４ＵＮ４の交流端子側（コレクタ）が接続導体７Ｂ，７Ｃ，７Ｄによって直列に接続されている。正側単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２の正側（コレクタ）が接続導体７Ｅによって接続され、負側単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２の負側（エミッタ）が接続導体７Ｆによって接続され、正側単位アーム素子４ＵＰ３，４ＵＰ４の正側（コレクタ）が接続導体７Ｇによって接続され、負側単位アーム素子４ＵＮ３，４ＵＮ４の負側（エミッタ）が接続導体７Ｈによって接続されている。
【０００８】
コンバータ２、コンデンサ３、およびインバータ４に沿って正側ブスＰ１および負側ブスＮ１が配設され、これらのブスＰ１，Ｎ１から単位コンデンサおよび単位アーム素子の間を正側ブスＰ９および負側ブスＮ９が上下方向に位置して分岐されている。接続導体７Ｅ，７Ｆは接続導体７Ｉ，７Ｊを介して正側ブスＰ９に接続され、同様に、接続導体７Ｇ，７Ｈは接続導体７Ｋ，７Ｌを介して負側ブスＮ９に接続されている。接続導体７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄは図示していない接続導体を介してＵ相出力端子が導出される。
【０００９】
図１５は図１３，１４の電力変換装置を筐体２１に収納した状態を概略的に示す説明図である。ここには、筐体２１に、コンバータ２の単位アーム素子２ＵＰ１，２ＵＮ１，２ＵＰ２，２ＵＮ２、およびインバータ４の各アーム素子４ＵＰ１，４ＵＮ１，４ＵＰ２，４ＵＮ２がそれぞれゲート駆動回路基板２２，２３と共に収納された様子が示されている。図示していないが、筐体２１の前後に単位平滑コンデンサ３Ａ，３Ｂおよび３Ｃ，３Ｄが分散配置される。ゲート駆動回路基板２２の正側および負側の素子駆動用信号出力端が、コンバータ２の各単位アーム素子のゲート端子にゲート抵抗Ｒｇを介して接続され、同様にゲート駆動回路２３の正側および負側の素子駆動用信号出力端がゲート抵抗Ｒｇを介してインバータ４の各単位アーム素子のゲート端子の接続も行われる。
【００１０】
図１６は、ゲート駆動回路基板２２，２３の駆動回路出力部を、ゲート駆動回路基板２３とインバータ４の単位アーム素子（２単位アーム素子のみを例示）について示したものである。ゲート駆動回路基板２３上のゲート駆動回路１２は、上位コントローラーから入力される正または負のＰＷＭ制御信号に応じてコンプリメンタリ・トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続中点から例えば＋１５Ｖのゲート信号または−１５Ｖのゲート信号を出力し、抵抗Ｒ３の両端に生ずる正（オン制御時）または負（オフ制御時）のゲート電圧が各スイッチング素子にゲート抵抗Ｒｇｎ１，Ｒｇｎ２を介して印加される。このゲート電圧は抵抗Ｒ３に並列接続された過電圧保護手段（例えばツェナーダイオード）ＺＤによって制限される。周知のごとく、通常状態において、同一相の正負両側のアーム素子が同時にオンすることはなく、いずれか一方がオンするとき他方はオフとなっている。各単位アーム素子に含まれるスイッチング素子のゲートはそれぞれ直列接続のゲート抵抗Ｒｇｐ１，Ｒｇｐ２，Ｒｇｎ１，Ｒｇｎ２および接続電線を介してゲート駆動回路１２の出力端に接続される。ゲート駆動回路１２においては、負側の単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２のための駆動回路についてのみ詳細に示している。正側の単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２に関しては詳細回路の図示を省略しているが、負側回路用のものとは絶縁されているものの、同一回路構成の駆動回路が構成されている。２並列接続の単位スイッチング素子のゲートからゲート駆動回路１２への配線は並列接続のスイッチング素子群毎にまとめられてゲート駆動回路１２へ導かれる。
【００１１】
ゲート駆動回路１２内において、中点付きゲート信号電源１１の両端が直列接続のコンプリメンタリ・トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両端に接続され、両トランジスタの共通接続点とゲート信号電源１１の中点から導出された基準電位線１４との間に負荷抵抗Ｒ３が接続されている。抵抗Ｒ３に並列に過電圧保護手段としてツェナーダイオードＺＤが接続されている。抵抗Ｒ３の両端からゲート信号が取り出され、ゲート抵抗Ｒｇｐ１，Ｒｇｐ２を介して単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２に対して印加される。ゲート信号電源１１は全体として例えば３０Ｖであり、上位制御手段からの正または負の制御信号に応じて、ゲート制御手段１０およびトランジスタＴｒ１またはＴｒ２を介して＋１５Ｖ（オン時）または−１５Ｖ（オフ時）の方形波状のＰＷＭ制御信号が各単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２のスイッチング素子に印加される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
複数素子の並列接続により大容量化を図る電力変換装置では、ＰＷＭ制御により複数の並列接続されたスイッチング素子を同時にスイッチングし大電流を通電させている。しかし、短絡事故等に際して大電流を減少させたりオフしたりするために、スイッチング素子のゲート・エミッタ間電圧を変化させる際に、ゲート信号が発振し、スイッチング素子を破損させる恐れがある。またゲート信号にノイズが重畳することにより、スイッチング素子が誤動作して耐量を超える過電流が流れることによる素子破損を防ぐために、短絡検出手段１３を備え、短絡を検出した際に、全相のスイッチング素子のゲート信号を一旦同時にオンした後、ゲート信号を絞り電流を低減し遮断する短絡保護方法が考えられている。しかし、保護動作において全相を一旦オンし、スイッチング素子のゲート・エミッタ間電圧を絞る際に、図１７に示すようにゲート信号３１が発振し短絡電流３２が流れてスイッチング素子を破損させる恐れがあった。
【００１３】
これらの場合はいずれも大電流通電時にゲート信号を変化させる際に生じる共通の問題である。ゲート信号３１が発振する要因としては、ゲート信号変動時（オフ時のテール等）にスイッチング素子内部のインピーダンスと、並列接続される単位アーム素子間接続導体の配線インピーダンスを含んで構成される閉回路が共振することが考えられる。
【００１４】
その影響により制御側のゲート線からその発振が基板内に伝搬して、ゲート駆動トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタからベース側へと、べース・エミッタ間浮遊容量を介して流れ込み、そのノイズが再び増幅されゲート信号が発振状態になることと、大電流のスイッチングによりゲート信号線にゲート駆動回路部までの間にノイズが重なることとにより、上記と同様にゲート信号を発振させ、スイッチング素子を破損させる恐れがある。
【００１５】
本発明の目的は、複数の単位素子を並列接続してなる電力変換装置において、ゲート信号が発振することなく、安定した大電流通電、および確実な短絡保護を行い得る電力変換装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明の電力変換装置は、一つのアームを並列接続された複数のゲート制御型単位アーム素子から構成すると共に、前記各単位アーム素子にオンオフ用ゲート信号を供給するゲート駆動回路を備えた電力変換装置において、
前記ゲート駆動回路の出力端に３個の抵抗をＴ形に結線してなるＴ形抵抗回路を配置し、前記Ｔ形抵抗回路を、第１の抵抗の一端と第２の抵抗の一端とを接続すると共に、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とを接続する接続中点に第３の抵抗の一端を接続し、前記第３の抵抗の他端を前記ゲート駆動回路の基準電位線に接続し、前記第１の抵抗の他端を前記Ｔ形抵抗回路の入力端とし、前記第２の抵抗の他端を前記Ｔ形抵抗回路の出力端とした、ものとして構成し、前記出力端から前記各単位アーム素子へのゲート線を分岐させ、分岐されたゲート線を介して送信されたゲート信号をそれぞれ単位アーム素子側に各単位アーム素子毎に配置されたゲート抵抗を介して各単位アーム素子のゲートに供給することを特徴とする。
この発明によれば、Ｔ形抵抗回路の出力端側に設けられた抵抗すなわちダンピング抵抗により、アームを構成するスイッチング素子の負側振動と、ゲート駆動回路までのゲート配線上で重なるノイズをゲート駆動回路の手前で抑制し、それにより、ゲート駆動回路に含まれる駆動トランジスタのエミッタ部の振動を抑制し、トランジスタの誤動作を無くし、大電流通電時のゲート振動を無くすことができる。
【００１７】
請求項２に係る発明は、請求項１記載の電力変換装置において、一つのアームを、並列接続された２組の単位アーム素子を構成単位として複数の構成単位から構成し、ゲート駆動回路の出力端に備えられるＴ形抵抗回路の単位アーム素子側の抵抗をダンピング抵抗として構成単位毎に設けたことを特徴とする。この発明によれば、２並列接続分をそれぞれ接続したことによる振動の重なりを防ぎ、ゲート駆動用出力端のトランジスタの誤動作を防止することができる。
【００１８】
請求項３に係る発明は、請求項１記載の電力変換装置において、ゲート駆動回路の出力端に備えられるＴ形抵抗回路の単位アーム素子側の抵抗をダンピング抵抗として各単位アーム素子毎に設けたことを特徴とする。この発明によれば、振動抑制を一層効果的にし、ゲート駆動回路の誤動作を防止することができる。
【００１９】
請求項４に係る発明は、請求項２記載の電力変換装置において、各構成単位を、各単位アーム素子への接続導体を含めて、各構成単位毎に構造的にユニット化し、ダンピング抵抗を各構成単位毎に設けたことを特徴とする。この発明によれば、他の単位アーム素子からの影響を低減しゲート駆動回路の誤動作を防止することができる。
【００２０】
請求項５に係る発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、Ｔ形抵抗回路に加えて、帰路側ゲート信号線のゲート駆動回路側にもダンピング抵抗を接続したことを特徴とする。この発明によれば、大きな電流の通電／遮断に関して、スイッチング素子エミッタ側のゲート線の振動をゲート駆動回路側の出力端でもダンピングすることにより、エミッタ側ラインからの振動を低減し、ゲート駆動回路出力端トランジスタの誤動作を防止し、単位アーム素子の破損を防止することができる。
【００２１】
請求項６に係る発明は、請求項１記載の電力変換装置において、一つのアームを、並列接続された奇数個の単位アーム素子から構成し、ゲート駆動回路の出力端に備えられるＴ形抵抗回路の単位アーム素子側の抵抗を、並列接続された２組の単位アーム素子毎に設けた第１のダンピング抵抗と、単一の単位アーム素子に対して設けた第２のダンピング抵抗とから構成し、第１のダンピング抵抗の抵抗値Ｒ２１と第２のダンピング抵抗の抵抗値Ｒ２２との比を、ほぼ、２・Ｒ２１＝Ｒ２２としたことを特徴とする。この発明によれば、一つのアームが奇数個の単位アーム素子からなる場合に、２並列接続構成単位分と、ｌ構成単位とに分割され、それにより、並列接続構成のスイッチング素子の２並列接続側のスイッチング素子ゲートヘ電流が流れにくくなることがなく、またスイッチングロスが増えることもなく、１並列接続側とのバランスをとり同様な条件にするために損失のバランス化を図ることができる。
【００２２】
請求項７に係る発明は、請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ゲート駆動回路の出力端に、単位アーム素子へ個々にゲート信号を供給する各単位アーム素子毎の一対の信号線に対してそれぞれノイズ吸収用のフェライトコアを挿入したことを特徴とする。この発明によれば、アーム素子のエミッタ側の振動に対してコモンモードでの振動に対してノイズ耐量を向上させることができ、それにによりゲート駆動回路側へ波及する振動を抑制することができる。
【００２３】
請求項８に係る発明は、請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ゲート駆動回路は各単位アーム素子にオンオフ用ゲート信号を供給するために直列接続の一対のコンプリメンタリ・トランジスタを備え、各トランジスタの共通接続側の電極端子にそれぞれノイズ吸収用のアモルファスコアを挿入したことを特徴とする。この発明によれば、トランジスタのエミッタへ流人するノイズを低減し、エミッタ・ベース間の浮遊容量からベース側ヘノイズが伝播し、そのノイズが再び増幅されることによるトランジスタの誤動作を防止することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００２５】
＜実施の形態１＞
図１は請求項１に係る発明の実施形態の要部とその制御装置部分の要部を示すものである。
【００２６】
図１は電力変換装置を構成するインバータ４とそのための制御装置部分を示すものである。インバータ４は３相型のものであるが（図１０参照）、ここにはＵ相アーム４ＵＰ，４ＵＮのみを代表的に示し、しかも正負各アームがそれぞれ２並列の単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２および４ＵＮ１，４ＵＮ２によって構成されている。インバータ４の正側単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２および負側単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２は、直流側で直流ブスＰ，Ｎを介して他相の単位アーム素子に接続されると共に、平滑コンデンサ３およびコンバータ２の直流側に接続され、交流側で交流電動機５に接続される。
【００２７】
各単位アーム素子に含まれるスイッチング素子のゲートはそれぞれ直列接続のゲート抵抗Ｒｇｐ１，Ｒｇｐ２，Ｒｇｎ１，Ｒｇｎ２および接続電線を介してゲート駆動回路１２の出力端に接続される。ゲート駆動回路１２においては、負側の単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２のための駆動回路についてのみ詳細に示している。正側の単位アーム素子４ＵＰ１，４ＵＰ２に関しては詳細回路の図示を省略しているが、負側回路用のものとは絶縁されているものの、同一回路構成の駆動回路が設けられている。２並列接続の単位スイッチング素子のゲートから駆動回路基板１２への配線は並列接続のスイッチング素子群毎にまとめられて駆動回路基板１２へ導かれる。
【００２８】
ゲート駆動回路１２内において、直列接続のコンプリメンタリ・トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の共通接続点とゲート信号電源１１の中点から導出された基準電位線１４との間に接続された抵抗Ｒ３の入力側及び出力側にダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に接続され、ダンピング抵抗Ｒ２の出力側からゲート配線が導出される。結果的に３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３はＴ型回路を形成している。トランジスタＴｒ１のコレクタはゲート信号電源１１の例えば＋１５Ｖ端子に接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは電源１１の−１５Ｖ端子に接続され、基準電位線１４は電源１１の中点すなわち０Ｖ電位点から導出される。かくして、上位制御手段からの正または負の制御信号に応じてゲート制御手段１０は正または負のゲート制御信号を出力し、それにより抵抗Ｒ３に、トランジスタＴｒ１を介して＋１５Ｖ（オン時）のＰＷＭ制御信号が生ずるか、またはトランジスタＴｒ２を介して−１５Ｖ（オフ時）の方形波状のＰＷＭ制御信号が生じ、それがゲート抵抗Ｒｇｎ１，Ｒｇｎ２を介して単位アーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２のスイッチング素子にゲート制御電圧として印加される。
【００２９】
図１の回路構成によれば、大電流通電時におけるＰＷＭ制御スイッチング時の電流減少時のオフ動作時に発生するスイッチング素子の負側振動がスイッチング素子からゲート駆動回路１２へ伝搬する際にダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２により各並列接続素子のゲートからの振動がダンピングされ、トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２への振動伝搬を防ぎ、トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の誤動作によるさらなる振動を抑制することができる。また抵抗Ｒ１側では過電圧保護手段ＺＤにより、混入する過振動を抑制することができる。
【００３０】
短絡保護動作時においては、短絡検出手段１３により短絡電流を検出した後、インバータ４の全相全アームを一旦オン状態にするため非常に大きな短絡電流が流れ、その後ゲート電圧を絞り、短絡電流を絞る動作を行うが、その際にも、同様にスイッチング素子からの振動を抑制することができる。
【００３１】
＜実施の形態２＞
次に図２を参照して請求項２に係る発明の実施の形態について説明する。図２はインバータ４の１相分の回路構成を示している。
【００３２】
Ｕ相アーム４ＵＰおよび４ＵＮはそれぞれ４つの正側単位アーム素子４ＵＰ１〜４ＵＰ４および負側単位アーム素子４ＵＮ１〜４ＵＮ４によって構成されている。正側の単位アーム素子の正側は正側ブスＰを介して、また負側の単位アーム素子の負側は負側ブスＮを介してそれぞれ他相のインバータアームおよびコンバータ２の直流端子に接続される。
【００３３】
ゲート駆動回路１２からそれぞれゲート抵抗Ｒｇｐ１〜Ｒｇｐ４およびＲｇｎ１〜Ｒｇｎ４を介して各スイッチング素子のゲートに接続される。
【００３４】
図２に示すゲート駆動回路１２の特徴は、アーム４ＵＰおよび４ＵＮを構成する各４つの単位アーム素子を２つ毎にまとめて構成単位とし、各構成単位毎に共通のダンピング抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂを配置したことにある。その他の構成は実施の形態１と同様である。
【００３５】
この実施の形態によれば、大電流通電時や短絡保護動作時において、２並列接続分を単位として単位アーム素子のゲート接続線を駆動回路側でまとめ、一旦２並列接続分をダンピングした後で、他の並列接続構成部のゲートとまとめて接続し、その接続部と駆動回路側出力間にダンピング抵抗を配置することにより、２並列接続分をそれぞれ接続したことによる振動の重なりを防ぎ、ゲート駆動用出力端のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の誤動作を防止することができる。また、各２並列接続毎に分割することにより、単位アーム素子のゲートヘの流入電流を実施の形態１と比較し減らすことなく構成できるため、単位アーム素子のスイッチングロスを並列接続構成が増えても増大させることなくゲート振動を抑えることができる。
【００３６】
＜実施の形態３＞
次に図３を参照して請求項３に係る発明の実施の形態について説明する。
【００３７】
図３の回路では、各相アームを２並列の単位アーム素子によって構成するインバータ４の１相分（Ｕ相）を示している。ここでは、負側のみについて述べるならば、各単位アーム素子のゲートが各ゲート抵抗Ｒｇｎ１，Ｒｇｎ２を介してゲート駆動回路１２に導入され、その内部において各スイッチング素子毎にダンピング抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して抵抗Ｒ３に接続される。
【００３８】
本実施の形態では、各素子毎にダンピング抵抗を配設することにより、隣り合う並列接続構成間の抵抗値が通常より高くなることから、並列接続構成内での振動抑制を効果的に抑制することができる。また駆動時の各単位アーム素子のゲートヘの流入電流を複数の並列接続構成で共通に挿入するものよりも大きくすることができ、スイッチングによる損失を低減することができる。
【００３９】
＜実施の形態４＞
次に、図４および図５を参照して請求項４に係る発明の実施の形態を説明する。図４はインバータ１相分の回路構成図であり、図５は２並列を１ユニット化して構成される合計２ユニット４並列接続のスタック構成図を示すものである。
【００４０】
電気的回路構成は図２のものと同様である。この実施の形態は、図５に示すように、４並列構成を、単位アーム素子４ＵＰｌ，４ＵＰ２，４ＵＮ１，４ＵＮ２、単位コンデンサ３Ａ，３Ｂ、および第１の接続導体群からなる第１のユニットと、単位アーム素子４ＵＰ３，４ＵＰ４，４ＵＮ３，４ＵＮ４、単位コンデンサ３Ｃ，３Ｄ、および第２の接続導体群からなる第２のユニットとから構成している。第１の接続導体群は、既に述べた接続導体７Ａ，７Ｂ，７Ｅ，７Ｆ，７Ｉ，８Ａのほか、正側接続板Ｐ４を単位コンデンサ３Ａの正極付近に備え、また負側接続板Ｎ４を単位コンデンサ３Ｂの負極付近に備えている。正側接続板Ｐ４は単位コンデンサ３Ａの正極に接続されるとともに接続導体７Ｉに接続される。なお、接続導体７Ｉは、場合によっては接続板Ｐ４と一体に構成されてもよい。負側接続板Ｎ４は図示していない接続導体によって接続導体７Ｆに接続される。第２の接続導体群は、既に述べた接続導体７Ｃ，７Ｄ，７Ｇ，７Ｈ，７Ｊ，８Ｂのほか、正側接続板Ｐ５を単位コンデンサ３Ｃの正極付近に備え、また負側接続板Ｎ５を単位コンデンサ３Ｄの負極付近に備えている。正側接続板Ｐ５は単位コンデンサ３Ｃの正極に接続されるとともに接続導体７Ｊに接続される。なお、接続導体７Ｊは、場合によっては接続板Ｐ５と一体に構成されてもよい。負側接続板Ｎ５は図示していない接続導体によって接続導体７Ｈに接続される。
【００４１】
正側接続板Ｐ４，Ｐ５はそれぞれ接続導体２１Ｐ，２２Ｐを介して正側ブスＰ１に接続され、負側接続板Ｎ４，Ｎ５はそれぞれ接続導体２１Ｎ，２２Ｎを介して負側ブスＮ１に接続される。
【００４２】
ユニット化された４並列接続の各アームに含まれる単位スイッチング素子のゲート端子Ｇはそれぞれゲート線を介してゲート駆動回路１２に接続される。各２並列接続構成のゲート線は駆動回路入力部でまとめられ、第１の２並列接続構成部分はダンピング抵抗Ｒ２ａを介して、また第２の２並列接続構成部分はダンピング抵抗Ｒ２ｂを介して、駆動用トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を含むゲート駆動回路１２に接続される。その他の構成は実施の形態１の場合と同様である。
【００４３】
この実施の形態は、図２の実施の形態の発展形に相当し、各並列接続構成を２並列接続１ユニットとすることにより、主回路部のエミッタラインの他並列接続構成の単位アーム素子からの影響を低減することが可能となる。
【００４４】
＜実施の形態５＞
図６を参照して請求項５に係る発明の実施の形態について説明する。ここでは図１の回路構成を基本とし、同一機能部の説明は省略する。
【００４５】
図６の回路の特徴は、駆動回路１２の単位アーム素子のコレクタライン側出力端に挿入されたダンピング抵抗Ｒ２のほかに、エミッタライン側出力端にもダンピング抵抗Ｒ４を設けたことにある。
【００４６】
このように両側にダンピング抵抗を接続したことにより、並列接続構成からなる単位アーム素子のエミッタラインの振動を駆動回路１２側のゲート保護用ツェナーダイオードＺＤを介して、駆動トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタヘの振動の流入が抑制されることにより、トランジスタＴＲｌ，Ｔｒ２の誤動作によるゲート信号の振動を抑え単位アーム素子の破損を防ぐことができる。
【００４７】
＜実施の形態６＞
次に図７を参照して請求項６に係る発明の実施の形態について説明する。
【００４８】
この実施の形態では、奇数個の単位アーム素子を並列接続してなるインバータおよび（または）コンバータを備えた電力変換装置として、３並列接続構成を想定する場合について説明する。第１および第２の２つのアーム素子４ＵＮ１，４ＵＮ２のスイッチング素子のゲートに対して共通のダンピング抵抗Ｒ２１を用い、第３のアーム素子４ＵＮ３に対してダンピング抵抗Ｒ２２を用いる。この場合、ダンピング抵抗Ｒ２１を仮に１Ωとした場合、ダンピング抵抗Ｒ２２をその倍の２Ωとする。すなわち、２・Ｒ２１＝Ｒ２２とする。こうすることにより、インバータ４内の各スイッチング素子のゲート抵抗が同一、すなわち、Ｒｇｎ１＝Ｒｇｎ２＝Ｒｇｎ３であるとして、駆動トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２により各ゲートへ流される電流は同一値となる。
【００４９】
これによりダンピング抵抗を節約しつつ並列接続構成の単位アーム素子の２並列接続側の単位アーム素子の各ゲートにゲート電流を均等に流すことができ、スイッチングによる損失のバランス化を各並列接続構成単位アーム素子間で行うことができる。
【００５０】
＜実施の形態７＞
次に図８を参照して請求項７に係る発明の実施の形態について説明する。
【００５１】
この実施の形態は、基本的には図２の実施の形態と同様であるが、ここではゲート駆動回路１２と単位アーム素子のゲートを接続する信号線のゲート駆動回路出力端部分に、各単位アーム素子４ＵＮ１〜４ＵＮ４および４ＵＰ１〜４ＵＰ４への往復一対の信号線毎にノイズ吸収用のフェライトコアＬ１〜Ｌ４およびＬ５〜Ｌ８を挿入した点に特徴を有する。
【００５２】
こうすることにより、各単位アーム素子のエミッタ側の振動に対するコモンモードでの振動に対してノイズ耐量を向上させることができ、それによりゲート駆動回路側へ波及する振動を抑制することができる。
【００５３】
＜実施の形態８＞
次に図９を参照して請求項８に係る発明の実施の形態について説明する。
【００５４】
この実施の形態は、図１の装置と同様に、一つのアームを２組の単位アーム素子から構成した２並列接続構成の電力変換装置を対象としたものであり、ゲート駆動用トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ端子にそれぞれノイズ吸収用アモルファスコアＬ９を挿入したことを特徴としている。
【００５５】
この実施の形態によれば、単位アーム素子の振動や単位アーム素子のゲートと駆動回路１２までの間にスイッチング等によるノイズがゲート信号線に重畳された場合に、そのノイズはトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ端子へ波及する前にコアＬ９により減衰させ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース側へのノイズおよび振動の伝播を抑制し、その誤動作を防止することができる。
【００５６】
＜他の実施の形態＞
以上説明した実施の形態はインバータについてのものであるが、本発明は可制御形コンバータにも同様に適用し、同様の作用・効果を奏することができる。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によれば、大電流通電時のスイッチング時におけるゲート信号の発振状態や、短絡保護動作を行う際のゲート電圧絞り時のゲート振動により、アーム素子を破損させる恐れに対して、それらを抑制することができ、それにより安定した大電流通電および安定した短絡保護動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図２】本発明の実施の形態２に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図３】本発明の実施の形態３に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図４】本発明の実施の形態４に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図５】図４におけるスタック構成を示す平面図。
【図６】本発明の実施の形態５に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図７】本発明の実施の形態６に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図８】本発明の実施の形態７に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図９】本発明の実施の形態８に係わる電力変換装置の要部の回路構成図。
【図１０】周知の電力変換装置の回路結線図。
【図１１】図１０におけるコンバータアームを４並列の単位アーム素子から構成し、平滑コンデンサを２直列２並列の単位コンデンサから構成する例を示す結線図。
【図１２】図１０における平滑コンデンサを２直列２並列の単位コンデンサから構成し、インバータアームを４並列の単位アーム素子から構成する例を示す結線図。
【図１３】従来の電力変換装置のスタック構成を示す平面図。
【図１４】図１１に示すスタック構成の側面図。
【図１５】従来の電力変換装置の外観正面図。
【図１６】従来のゲート駆動回路構成図。
【図１７】従来の短絡保護動作時のゲート振動波形図。
【符号の説明】
１３相交流電源
２コンバータ
３平滑コンデンサ
３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ単位コンデンサ
４インバータ
４ＵＰ，４ＵＮＵ相アーム
４ＵＰ１〜４ＵＰ４，４ＵＮ１〜４ＵＮ４単位アーム素子
５交流電動機
８冷却体
１０ゲート制御手段
１１ゲート信号電源
１２ゲート駆動回路基板
１３短絡検出手段
Ｔｒ１，Ｔｒ２ゲート駆動トランジスタ
Ｒ２，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ４ダンピング抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter for supplying AC power of variable frequency to an electric motor.
[0002]
[Prior art]
In general, a power converter for supplying variable frequency AC power to an electric motor includes a DC power supply and an inverter that converts the DC power into AC having a predetermined frequency. DC power is often obtained from an AC power source via a converter. FIG. 10 shows a general power conversion device including such a converter and an inverter.
[0003]
10 includes a converter 2 that converts AC power from the three-phase AC power source 1 into DC power, a smoothing capacitor 3 that smoothes rectified DC power from the converter 2, and smoothed DC power. It is comprised from the inverter 4 which converts into AC power of variable frequency and variable voltage. The AC output of the entire power conversion device is taken out from the AC output terminal of the inverter 4 and supplied to the AC motor 5.
[0004]
Each arm 2UP, 2VP, 2WP, 2UN, 2VN, 2WN of the converter 2 is composed of a diode that performs a rectifying action and a switching element that is connected in reverse parallel thereto and performs an inverter action during regeneration. Similarly, each arm 4UP, 4VP, 4WP, 4UN, 4VN, 4WN of the inverter 4 is composed of a switching element for performing an inverter action and a diode that is connected in reverse parallel thereto and acts as a rectifier during regeneration. Here, among the three alphanumeric codes representing the arm, the second U, V, W represents the phase when viewed from the AC side, and the third P, N is positive / negative when viewed from the DC side. (P is the positive side and N is the negative side). A three-phase AC power source 1 is connected to the three-phase AC terminals R, S, and T of the converter 2, and the DC terminal of the converter 2, both ends of the capacitor 3, and the DC terminal of the inverter 4 are connected to the DC buses P and N, respectively. Four three-phase AC terminals U, V, and W are connected to the AC motor 5. As a switching element of each arm of the converter 2 and the inverter 4, a self-extinguishing switching element, for example, an IGBT (Gate Insulated Bipolar Transistor) is used.
[0005]
Each arm is generally composed of a plurality of unit arm elements connected in series and parallel according to a circuit voltage and a circuit current, and these unit arm elements are interconnected via a connection conductor. FIGS. 11 and 12 show an example of a configuration in which each arm is composed of four parallel unit arm elements, taking as an example an arm for one phase of the U phase of the converter 2 and the inverter 4. The positive U-phase arm 2UP of the converter 2 shown in FIG. 11 is composed of four unit arm elements 2UP1, 2UP2, 2UP3, 2UP4 connected in parallel, and the negative U-phase arm 2UN is four unit arms connected in parallel. It consists of elements 2UN1, 2UN2, 2UN3, 2UN4. 12 includes four unit arm elements 4UP1, 4UP2, 4UP3, 4UP4 connected in parallel, and the negative U-phase arm 4UN includes four unit arms connected in parallel. It consists of elements 4UN1, 4UN2, 4UN3, 4UN4. Similarly, as shown in FIGS. 11 and 13, the smoothing capacitor 3 shows an example in which four unit capacitors 3A, 3B, 3C, and 3D are arranged in two series and two in parallel.
[0006]
FIGS. 13 and 14 are spatial views of the four positive unit arm elements 4UP1 to 4UP4, the four negative unit arm elements 4UN1 to 4UN4, and the four unit capacitors 3A to 3D of the inverter 4 shown in FIG. An arrangement state is shown. The positive and negative unit arm elements are linearly arranged in two rows on the cooling body 8, and four unit capacitors are juxtaposed on that side.
[0007]
Both unit capacitors 3A and 3B are connected in series by a connecting conductor 6A, both unit capacitors 3C and 3D are connected in series by a connecting conductor 6B, and both ends thereof are connected to a positive bus P9 and a negative bus N9, respectively. The AC terminal side (emitter) of the positive unit arm element 4UP1 and the AC terminal side (collector) of the negative unit arm element 4UN1 are connected in series by the connecting conductor 7A, and similarly, the positive unit arm elements 4UP2, 4UP3 The AC terminal side (emitter) of 4UP4 and the AC terminal side (collector) of negative unit arm elements 4UN2, 4UN3, 4UN4 are connected in series by connecting conductors 7B, 7C, 7D. The positive side (collector) of the positive unit arm elements 4UP1 and 4UP2 are connected by the connecting conductor 7E, and the negative side (emitter) of the negative unit arm elements 4UN1 and 4UN2 are connected by the connecting conductor 7F, and the positive unit arm element 4UP3 , 4UP4 are connected by a connecting conductor 7G, and the negative side (emitters) of negative unit arm elements 4UN3, 4UN4 are connected by a connecting conductor 7H.
[0008]
A positive bus P1 and a negative bus N1 are arranged along the converter 2, the capacitor 3, and the inverter 4, and a positive bus P9 and a negative bus are connected between these buses P1 and N1 between the unit capacitor and the unit arm element. N9 is branched in the vertical direction. The connection conductors 7E and 7F are connected to the positive bus P9 via the connection conductors 7I and 7J. Similarly, the connection conductors 7G and 7H are connected to the negative bus N9 via the connection conductors 7K and 7L. For the connection conductors 7A, 7B, 7C, and 7D, U-phase output terminals are derived through connection conductors (not shown).
[0009]
FIG. 15 is an explanatory view schematically showing a state in which the power conversion device of FIGS. Here, unit arm elements 2UP1, 2UN1, 2UP2, 2UN2 of converter 2 and each arm element 4UP1, 4UN1, 4UP2, 4UN2 of inverter 4 are housed together with gate drive circuit boards 22 and 23 in casing 21, respectively. The situation is shown. Although not shown, unit smoothing capacitors 3A, 3B and 3C, 3D are dispersedly arranged before and after the casing 21. The positive side and negative side element drive signal output terminals of the gate drive circuit board 22 are connected to the gate terminals of the unit arm elements of the converter 2 via the gate resistor Rg. The negative side element drive signal output terminal is also connected to the gate terminal of each unit arm element of the inverter 4 via the gate resistance Rg.
[0010]
FIG. 16 shows the drive circuit output sections of the gate drive circuit boards 22 and 23 for the gate drive circuit board 23 and the unit arm elements of the inverter 4 (only two unit arm elements are illustrated). The gate drive circuit 12 on the gate drive circuit board 23 is, for example, a + 15V gate signal or a −15V gate from the midpoint of connection of the complementary transistors Tr1 and Tr2 according to a positive or negative PWM control signal input from the host controller. A signal is output, and a positive (on control) or negative (off control) gate voltage generated across the resistor R3 is applied to each switching element via the gate resistors Rgn1 and Rgn2. This gate voltage is limited by overvoltage protection means (for example, a Zener diode) ZD connected in parallel to the resistor R3. As is well known, in the normal state, the arm elements on both the positive and negative sides of the same phase are not turned on at the same time, and when one of them is turned on, the other is turned off. The gates of the switching elements included in each unit arm element are connected to the output terminal of the gate driving circuit 12 via serially connected gate resistors Rgp1, Rgp2, Rgn1, Rgn2 and connecting wires. In the gate drive circuit 12, only the drive circuit for the negative unit arm elements 4UN1 and 4UN2 is shown in detail. Although the detailed circuit of the positive-side unit arm elements 4UP1 and 4UP2 is not shown, a drive circuit having the same circuit configuration is configured although it is insulated from that for the negative-side circuit. Wirings from the gates of the two parallel-connected unit switching elements to the gate drive circuit 12 are collected for each parallel-connected switching element group and guided to the gate drive circuit 12.
[0011]
In the gate drive circuit 12, both ends of the gate signal power supply 11 with the middle point are connected to both ends of the complementary transistors Tr 1 and Tr 2 connected in series, and are derived from the common connection point of both transistors and the middle point of the gate signal power supply 11. A load resistor R3 is connected to the reference potential line. A zener diode ZD is connected in parallel with the resistor R3 as overvoltage protection means. A gate signal is taken out from both ends of the resistor R3 and applied to the unit arm elements 4UN1 and 4UN2 via the gate resistors Rgp1 and Rgp2. The gate signal power supply 11 is, for example, 30 V as a whole, and is +15 V (on) or −15 V (off) via the gate controller 10 and the transistor Tr1 or Tr2 in accordance with a positive or negative control signal from the host controller. ) Is applied to the switching elements of the unit arm elements 4UN1 and 4UN2.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In a power conversion device that increases the capacity by parallel connection of a plurality of elements, a plurality of switching elements connected in parallel are simultaneously switched by PWM control to energize a large current. However, when the voltage between the gate and the emitter of the switching element is changed in order to reduce or turn off a large current in the case of a short circuit accident or the like, there is a possibility that the gate signal oscillates and damages the switching element. In addition, in order to prevent damage to the element due to malfunction of the switching element due to the noise superimposed on the gate signal and the overcurrent exceeding the tolerance, the short-circuit detection means 13 is provided, and switching of all phases is detected when a short-circuit is detected. There has been considered a short-circuit protection method in which the gate signal of the element is turned on at the same time and then the gate signal is reduced to cut off the current. However, when all the phases are turned on once in the protection operation and the gate-emitter voltage of the switching element is reduced, the gate signal 31 oscillates and the short-circuit current 32 flows as shown in FIG. there were.
[0013]
These cases are common problems that occur when changing the gate signal when a large current is applied. The factors that cause the gate signal 31 to oscillate include a closed circuit that includes the impedance inside the switching element when the gate signal fluctuates (such as a tail when off) and the wiring impedance of the connecting conductors between unit arm elements connected in parallel Is considered to resonate.
[0014]
As a result, the oscillation propagates from the gate line on the control side into the substrate and flows from the emitter to the base side of the gate drive transistors Tr1 and Tr2 via the base-emitter stray capacitance, and the noise is again generated. The gate signal is oscillated in the same way as above due to the amplification and the gate signal oscillating, and the noise that overlaps the gate signal line to the gate drive circuit due to large current switching, and the switching element is damaged. There is a fear.
[0015]
An object of the present invention is to provide a power conversion device in which a plurality of unit elements are connected in parallel, which can perform stable large-current conduction and reliable short-circuit protection without oscillation of a gate signal. It is in.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided a power converter including a plurality of gate-controlled unit arm elements connected in parallel with one arm, and a gate driving circuit for supplying an on / off gate signal to each unit arm element. In the power converter provided,
A T-type resistor circuit formed by connecting three resistors in a T shape is arranged at the output end of the gate drive circuit, and the T-type resistor circuit is connected to one end of the first resistor and one end of the second resistor. And connecting one end of a third resistor to a connection midpoint connecting the first resistor and the second resistor, and connecting the other end of the third resistor to a reference potential line of the gate drive circuit. The other end of the first resistor is used as an input end of the T-type resistor circuit, and the other end of the second resistor is used as an output end of the T-type resistor circuit. The gate line from the end to each unit arm element is branched, and the gate signal transmitted through the branched gate line is respectively connected to each unit arm element on the unit arm element side through the gate resistor. It supplies to the gate of a unit arm element.
According to the present invention, the resistance provided on the output end side of the T-type resistance circuit, that is, the damping resistance, causes the negative vibration of the switching element constituting the arm and the overlapping noise on the gate wiring to the gate driving circuit to be gate driven. It is possible to suppress the oscillation before the circuit, thereby suppressing the oscillation of the emitter portion of the driving transistor included in the gate driving circuit, eliminating the malfunction of the transistor, and eliminating the gate oscillation when a large current is applied.
[0017]
According to a second aspect of the present invention, in the power conversion device according to the first aspect, one arm is composed of a plurality of structural units with two sets of unit arm elements connected in parallel as a structural unit, and the output of the gate drive circuit The resistance on the unit arm element side of the T-type resistance circuit provided at the end is provided as a damping resistance for each structural unit. According to the present invention, it is possible to prevent overlapping of vibrations caused by connecting two parallel connections, and to prevent malfunction of the transistor at the gate drive output terminal.
[0018]
The invention according to claim 3 is the power conversion device according to claim 1, wherein the resistance on the unit arm element side of the T-type resistance circuit provided at the output terminal of the gate drive circuit is provided for each unit arm element as a damping resistance. It is characterized by that. According to the present invention, vibration suppression can be made more effective and malfunction of the gate drive circuit can be prevented.
[0019]
The invention according to claim 4 is the power conversion device according to claim 2, wherein each structural unit is structurally unitized for each structural unit including a connection conductor to each unit arm element, and the damping resistance is It is provided for each structural unit. According to the present invention, it is possible to reduce the influence from other unit arm elements and to prevent malfunction of the gate drive circuit.
[0020]
According to a fifth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to fourth aspects, in addition to the T-type resistor circuit, a damping resistor is connected to the gate drive circuit side of the return side gate signal line. It is characterized by that. According to the present invention, with respect to energization / cutoff of a large current, the oscillation from the emitter side line is reduced by damping the oscillation of the gate line on the emitter side of the switching element at the output end on the gate drive circuit side. The malfunction of the output terminal transistor can be prevented, and the unit arm element can be prevented from being damaged.
[0021]
The invention according to claim 6 is the power conversion device according to claim 1, wherein one arm is composed of an odd number of unit arm elements connected in parallel, and is provided at the output terminal of the gate drive circuit. The unit arm element side resistance is composed of a first damping resistor provided for each of two sets of unit arm elements connected in parallel and a second damping resistor provided for a single unit arm element. The ratio of the resistance value R21 of the first damping resistor and the resistance value R22 of the second damping resistor is approximately 2 · R21 = R22. According to the present invention, when one arm is composed of an odd number of unit arm elements, it is divided into two parallel connection structural units and l structural units, whereby two parallel connection of switching elements of parallel connection structure The current does not easily flow to the switching element gate on the side, and the switching loss does not increase, and the balance of the loss can be balanced in order to balance with the one parallel connection side and make the same condition.
[0022]
According to a seventh aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the first to sixth aspects, each unit arm element that individually supplies a gate signal to the unit arm element at the output terminal of the gate drive circuit. A noise absorbing ferrite core is inserted into each of the pair of signal lines. According to the present invention, it is possible to improve the noise immunity against the vibration in the common mode with respect to the vibration on the emitter side of the arm element, thereby suppressing the vibration spreading to the gate drive circuit side.
[0023]
According to an eighth aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the first to seventh aspects, the gate drive circuit has a pair of complementary circuits connected in series so as to supply an on / off gate signal to each unit arm element. A transistor is provided, and an amorphous core for noise absorption is inserted into the electrode terminal on the common connection side of each transistor. According to the present invention, it is possible to reduce noise flowing to the emitter of the transistor, prevent noise from propagating from the emitter-base stray capacitance to the base side, and amplifying the noise again. it can.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0025]
<Embodiment 1>
FIG. 1 shows a main part of an embodiment of the invention according to claim 1 and a main part of its control device part.
[0026]
FIG. 1 shows an inverter 4 constituting a power conversion device and a control device portion therefor. Although the inverter 4 is of a three-phase type (see FIG. 10), only U-phase arms 4UP and 4UN are representatively shown, and unit arms 4UP1, 4UP2 and 4UN1 each having two parallel positive and negative arms are shown. , 4UN2. The positive side unit arm elements 4UP1 and 4UP2 and the negative side unit arm elements 4UN1 and 4UN2 of the inverter 4 are connected to the unit arm elements of other phases via the DC buses P and N on the DC side, and the smoothing capacitor 3 and the converter 2 is connected to the DC side, and is connected to the AC motor 5 on the AC side.
[0027]
The gates of the switching elements included in each unit arm element are connected to the output terminal of the gate driving circuit 12 via serially connected gate resistors Rgp1, Rgp2, Rgn1, Rgn2 and connecting wires. In the gate drive circuit 12, only the drive circuit for the negative unit arm elements 4UN1 and 4UN2 is shown in detail. Although the detailed circuit of the positive unit arm elements 4UP1 and 4UP2 is not shown, a drive circuit having the same circuit configuration is provided although it is insulated from that for the negative circuit. The wiring from the gates of the two parallel-connected unit switching elements to the drive circuit board 12 is grouped for each parallel-connected switching element group and led to the drive circuit board 12.
[0028]
In the gate drive circuit 12, the input side and output of the resistor R3 connected between the common connection point of the complementary transistors Tr1 and Tr2 connected in series and the reference potential line 14 derived from the middle point of the gate signal power supply 11 Damping resistors R1 and R2 are connected in series on the side, and a gate wiring is derived from the output side of the damping resistor R2. As a result, the three resistors R1, R2, and R3 form a T-type circuit. The collector of the transistor Tr1 is connected to, for example, the + 15V terminal of the gate signal power supply 11, the collector of the transistor Tr2 is connected to the −15V terminal of the power supply 11, and the reference potential line 14 is derived from the midpoint of the power supply 11, that is, the 0V potential point. . Thus, the gate control means 10 outputs a positive or negative gate control signal in response to a positive or negative control signal from the higher-order control means, whereby a PWM of +15 V (when ON) is supplied to the resistor R3 via the transistor Tr1. A control signal is generated, or a -15V (OFF) square-wave PWM control signal is generated via the transistor Tr2, which is gate-controlled to the switching elements of the unit arm elements 4UN1 and 4UN2 via the gate resistors Rgn1 and Rgn2. Applied as a voltage.
[0029]
According to the circuit configuration of FIG. 1, the damping resistance R1 is generated when the negative vibration of the switching element generated during the OFF operation when the current is reduced during PWM control switching when a large current is applied propagates from the switching element to the gate drive circuit 12. , R2 dampens vibrations from the gates of the parallel connection elements, thereby preventing vibration propagation to the transistors Trl and Tr2, and further suppressing vibration due to malfunction of the transistors Trl and Tr2. On the resistor R1 side, the overvoltage protection means ZD can suppress the mixed over vibration.
[0030]
At the time of short-circuit protection operation, after detecting the short-circuit current by the short-circuit detection means 13, a very large short-circuit current flows to turn on all the arms of the inverter 4 once, and then the gate voltage is reduced to reduce the short-circuit current. In this case, vibration from the switching element can be similarly suppressed.
[0031]
<Embodiment 2>
Next, an embodiment of the invention according to claim 2 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a circuit configuration for one phase of the inverter 4.
[0032]
U-phase arms 4UP and 4UN are respectively constituted by four positive unit arm elements 4UP1 to 4UP4 and negative unit arm elements 4UN1 to 4UN4. The positive side of the positive unit arm element is connected to the inverter arm of the other phase and the DC terminal of the converter 2 via the positive side bus P and the negative side of the negative side unit arm element is connected to the negative side bus N. Is done.
[0033]
The gate drive circuit 12 is connected to the gates of the switching elements through gate resistors Rgp1 to Rgp4 and Rgn1 to Rgn4, respectively.
[0034]
The gate drive circuit 12 shown in FIG. 2 is characterized in that each of the four unit arm elements constituting the arms 4UP and 4UN is grouped into two structural units, and common damping resistors R2a and R2b are arranged for the respective structural units. It is to have done. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
[0035]
According to this embodiment, after energizing a large current or short-circuit protection operation, the gate connection lines of the unit arm elements are grouped on the drive circuit side in units of two parallel connections, and once the two parallel connections are damped. By connecting them together with the gates of the other parallel connection components and arranging a damping resistor between the connection and the output on the drive circuit side, it is possible to prevent the overlap of vibration caused by connecting two parallel connections. It is possible to prevent malfunction of the transistors Tr1 and Tr2 at the driving output end. Further, by dividing each two parallel connections, the current flowing into the gates of the unit arm elements can be configured without decreasing as compared with the first embodiment, so that the switching loss of the unit arm elements can be increased even if the parallel connection configuration is increased. Gate vibration can be suppressed without increasing it.
[0036]
<Embodiment 3>
Next, an embodiment of the invention according to claim 3 will be described with reference to FIG.
[0037]
The circuit of FIG. 3 shows one phase (U phase) of the inverter 4 in which each phase arm is constituted by two parallel unit arm elements. Here, if only the negative side is described, the gate of each unit arm element is introduced into the gate drive circuit 12 via the gate resistances Rgn1 and Rgn2, and inside each of the switching elements via the damping resistances R21 and R22. Connected to the resistor R3.
[0038]
In the present embodiment, by providing a damping resistor for each element, the resistance value between adjacent parallel connection configurations becomes higher than usual, so that vibration suppression in the parallel connection configuration is effectively suppressed. be able to. In addition, the current flowing into the gate of each unit arm element during driving can be made larger than that inserted in common in a plurality of parallel connection configurations, and loss due to switching can be reduced.
[0039]
<Embodiment 4>
Next, an embodiment of the invention according to claim 4 will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a circuit configuration diagram for one phase of the inverter, and FIG. 5 is a stack configuration diagram of a total of two units and four parallel connections configured by uniting two parallel units.
[0040]
The electrical circuit configuration is the same as that of FIG. In this embodiment, as shown in FIG. 5, a four parallel configuration has a first unit composed of unit arm elements 4UPl, 4UP2, 4UN1, 4UN2, unit capacitors 3A, 3B, and a first connection conductor group, The unit arm elements 4UP3, 4UP4, 4UN3, 4UN4, unit capacitors 3C, 3D, and a second unit including a second connection conductor group are included. The first connection conductor group includes the connection conductors 7A, 7B, 7E, 7F, 7I, and 8A described above, and a positive connection plate P4 in the vicinity of the positive electrode of the unit capacitor 3A, and the negative connection plate N4 as a unit. It is provided near the negative electrode of the capacitor 3B. The positive side connection plate P4 is connected to the positive electrode of the unit capacitor 3A and to the connection conductor 7I. Note that the connection conductor 7I may be configured integrally with the connection plate P4 in some cases. The negative side connection plate N4 is connected to the connection conductor 7F by a connection conductor (not shown). In addition to the connection conductors 7C, 7D, 7G, 7H, 7J, and 8B described above, the second connection conductor group includes a positive connection plate P5 in the vicinity of the positive electrode of the unit capacitor 3C, and a negative connection plate N5 as a unit. It is provided near the negative electrode of the capacitor 3D. The positive side connection plate P5 is connected to the positive electrode of the unit capacitor 3C and to the connection conductor 7J. Note that the connection conductor 7J may be configured integrally with the connection plate P5 in some cases. The negative side connection plate N5 is connected to the connection conductor 7H by a connection conductor (not shown).
[0041]
The positive side connection plates P4 and P5 are connected to the positive side bus P1 via connection conductors 21P and 22P, respectively, and the negative side connection plates N4 and N5 are connected to the negative side bus N1 via connection conductors 21N and 22N, respectively. .
[0042]
The gate terminals G of the unit switching elements included in each of the four unitized parallel arms are connected to the gate driving circuit 12 through gate lines. The gate lines of each of the two parallel connection configurations are grouped together at the drive circuit input unit, the first two parallel connection configuration parts via the damping resistor R2a, and the second two parallel connection configuration parts via the damping resistor R2b, The gate driving circuit 12 includes driving transistors Tr1 and Tr2. Other configurations are the same as those in the first embodiment.
[0043]
This embodiment corresponds to a development of the embodiment of FIG. 2, and each parallel connection configuration is made up of two parallel connections and one unit, so that from the unit arm element of the parallel connection configuration in addition to the emitter line of the main circuit section. It becomes possible to reduce the influence of.
[0044]
<Embodiment 5>
An embodiment of the invention according to claim 5 will be described with reference to FIG. Here, the circuit configuration shown in FIG.
[0045]
The circuit of FIG. 6 is characterized in that in addition to the damping resistor R2 inserted at the collector line side output end of the unit arm element of the drive circuit 12, a dumping resistor R4 is also provided at the emitter line side output end.
[0046]
By connecting the damping resistors on both sides in this way, the oscillation of the emitter line of the unit arm element having the parallel connection configuration is caused to pass through the gate protection Zener diode ZD on the drive circuit 12 side to the emitters of the drive transistors Tr1 and Tr2. By suppressing the inflow of vibration, it is possible to suppress the vibration of the gate signal due to the malfunction of the transistors TRl and Tr2, and to prevent the unit arm element from being damaged.
[0047]
<Embodiment 6>
Next, an embodiment of the invention according to claim 6 will be described with reference to FIG.
[0048]
In this embodiment, a case will be described in which a three-parallel connection configuration is assumed as a power conversion device including an inverter and / or a converter in which an odd number of unit arm elements are connected in parallel. A common damping resistor R21 is used for the gates of the switching elements of the first and second arm elements 4UN1, 4UN2, and a damping resistor R22 is used for the third arm element 4UN3. In this case, if the damping resistance R21 is set to 1Ω, the damping resistance R22 is set to 2Ω that is twice that amount. That is, 2 · R21 = R22. By doing so, the gate resistance of each switching element in the inverter 4 is the same, that is, assuming that Rgn1 = Rgn2 = Rgn3, the currents flowing to the respective gates by the drive transistors Tr1, Tr2 have the same value.
[0049]
As a result, the gate current can be made to flow evenly to the gates of the unit arm elements on the two parallel connection side of the unit arm elements in the parallel connection configuration while saving the damping resistance, and the loss balance due to switching can be balanced in each parallel connection configuration unit. It can be performed between arm elements.
[0050]
<Embodiment 7>
Next, an embodiment of the invention according to claim 7 will be described with reference to FIG.
[0051]
This embodiment is basically the same as the embodiment of FIG. 2, but here, each unit is connected to the gate drive circuit output end portion of the signal line connecting the gate drive circuit 12 and the gate of the unit arm element. It is characterized in that ferrite cores L1 to L4 and L5 to L8 for noise absorption are inserted for each pair of signal lines reciprocating to the arm elements 4UN1 to 4UN4 and 4UP1 to 4UP4.
[0052]
By doing so, it is possible to improve the noise tolerance against the vibration in the common mode with respect to the vibration on the emitter side of each unit arm element, thereby suppressing the vibration spreading to the gate drive circuit side.
[0053]
<Eighth embodiment>
Next, an embodiment of the invention according to claim 8 will be described with reference to FIG.
[0054]
As in the device of FIG. 1, this embodiment is directed to a power conversion device having a two parallel connection configuration in which one arm is composed of two sets of unit arm elements. The gate drive transistors Tr1, Tr2 This is characterized in that a noise absorbing amorphous core L9 is inserted into each of the emitter terminals.
[0055]
According to this embodiment, when noise due to switching or the like is superimposed on the gate signal line between the vibration of the unit arm element or the gate of the unit arm element and the drive circuit 12, the noise is applied to the transistors Tr1 and Tr2. Before spreading to the emitter terminal, it is attenuated by the core L9, and the propagation of noise and vibration to the base side of the transistors Tr1 and Tr2 can be suppressed, and its malfunction can be prevented.
[0056]
<Other embodiments>
Although the embodiment described above is for an inverter, the present invention can be applied to a controllable converter in the same manner, and the same operations and effects can be achieved.
[0057]
【The invention's effect】
According to the present invention, the oscillation state of the gate signal at the time of switching when energizing a large current and the gate vibration at the time of gate voltage reduction when performing the short circuit protection operation are suppressed against the possibility of damaging the arm element. Accordingly, stable large-current energization and stable short-circuit protection operation can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a fourth embodiment of the present invention.
5 is a plan view showing a stack configuration in FIG. 4. FIG.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of a main part of a power conversion device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit connection diagram of a known power conversion device.
11 is a connection diagram illustrating an example in which the converter arm in FIG. 10 is configured from four parallel unit arm elements, and the smoothing capacitor is configured from two series and two parallel unit capacitors.
12 is a connection diagram illustrating an example in which the smoothing capacitor in FIG. 10 is configured from two series and two parallel unit capacitors, and the inverter arm is configured from four parallel unit arm elements.
FIG. 13 is a plan view showing a stack configuration of a conventional power converter.
14 is a side view of the stack configuration shown in FIG. 11. FIG.
FIG. 15 is an external front view of a conventional power converter.
FIG. 16 is a configuration diagram of a conventional gate drive circuit.
FIG. 17 is a waveform diagram of gate vibration during a conventional short-circuit protection operation.
[Explanation of symbols]
1 3-phase AC power supply
2 Converter
3 Smoothing capacitor
3A, 3B, 3C, 3D Unit capacitor
4 Inverter
4UP, 4UN U-phase arm
4UP1-4UP4, 4UN1-4UN4 Unit arm element
5 AC motor
8 Cooling body
10 Gate control means
11 Gate signal power supply
12 Gate drive circuit board
13 Short-circuit detection means
Tr1, Tr2 Gate drive transistor
R2, R2a, R2b, R21, R22, R4 Damping resistor

Claims

In a power conversion device comprising a gate drive circuit configured to configure one arm from a plurality of gate-controlled unit arm elements connected in parallel and supplying an on / off gate signal to each unit arm element,
A T-type resistor circuit formed by connecting three resistors in a T shape is arranged at the output end of the gate drive circuit, and the T-type resistor circuit is connected to one end of the first resistor and one end of the second resistor. And connecting one end of a third resistor to a connection midpoint connecting the first resistor and the second resistor, and connecting the other end of the third resistor to a reference potential line of the gate drive circuit. The other end of the first resistor is used as an input end of the T-type resistor circuit, and the other end of the second resistor is used as an output end of the T-type resistor circuit. The gate line from the end to each unit arm element is branched, and the gate signal transmitted through the branched gate line is respectively connected to each unit arm element on the unit arm element side through the gate resistor. A power conversion device, characterized in that it is supplied to a gate of a unit arm element.

2. The power conversion device according to claim 1, wherein one arm is composed of a plurality of structural units with two sets of unit arm elements connected in parallel as a structural unit, and is provided at an output terminal of the gate drive circuit. A power conversion device, wherein a resistance on a unit arm element side of a circuit is provided as a damping resistor for each of the structural units.

2. The power conversion device according to claim 1, wherein a resistance on a unit arm element side of a T-type resistance circuit provided at an output end of the gate drive circuit is provided for each unit arm element as a damping resistor. apparatus.

3. The power conversion device according to claim 2, wherein each structural unit is structurally unitized for each structural unit including a connection conductor to each unit arm element, and the damping resistor is provided for each structural unit. A power converter characterized by the above.

5. The power conversion device according to claim 1, wherein, in addition to the T-type resistor circuit, a damping resistor is also connected to the gate drive circuit side of the return-side gate signal line. Power conversion device.

2. The power conversion device according to claim 1, wherein one arm is composed of an odd number of unit arm elements connected in parallel, and the resistance on the unit arm element side of the T-type resistance circuit provided at the output terminal of the gate drive circuit. Is composed of a first damping resistor provided for each of two sets of unit arm elements connected in parallel, and a second damping resistor provided for a single unit arm element. A ratio of the resistance value R21 and the resistance value R22 of the second damping resistor is approximately 2 · R21 = R22.

7. The power conversion device according to claim 1, wherein a pair of signal lines for each unit arm element that supplies a gate signal to the unit arm element individually is provided at an output end of the gate drive circuit. 8. On the other hand, a power conversion device in which a ferrite core for noise absorption is inserted.

8. The power conversion device according to claim 1, wherein the gate driving circuit includes a pair of complementary transistors connected in series to supply on / off gate signals to the unit arm elements, A power conversion device, wherein an amorphous core for noise absorption is inserted into each electrode terminal on the common connection side of the transistors.