JP4784783B2 - チューナおよびチューナの製造方法 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル放送の画像受信機若しくは音声受信機に関する発明である。より具体的には、校正信号発生部を有するチューナおよびその周辺回路を含む受信回路およびそれらを含むテレビ受信機および音声受信機また、チューナの製造方法に関するものである。

近年普及が進むデジタル放送は、高品質かつ多チャンネルのサービスを受信できるというメリットがあるほか、デジタル信号処理の特性を活かして移動体での受信性能の向上が期待される。それに伴い、携帯電話のような携帯受信端末や移動する自動車内で、デジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送を受信する受信機（以下「デジタル放送受信機」という。）の普及が予想される。

このような受信機では、駆動電力を電池に頼る局面が多いため、受信機の省電力化は大きな課題となる。デジタル放送受信機では、装置全体の制御回路、表示部分などの駆動回路と共にチューナを含む受信回路が主として電力を消費する部分となる。

受信回路を低電力化する方法の１つとして、高周波で受信した信号を、直接ベースバンドに周波数変換を行い、元信号を復調するダイレクトコンバージョン方式がある。この方式は、受信した信号を一度中間周波数に変換してから所望の処理を行い、さらにベースバンドまで周波数変換するＩＦ方式より直接的であるために、省電力化が図れるものである。

しかし、この方式では２次もしくは３次の変調歪みが、ベースバンド帯域に発生する場合があるため、変調歪み（以後単に「歪」ともいう。）に対する線形性が非常に重要な課題となる。

ダイレクトコンバージョン方式の受信回路における歪みの低減には、増幅器の利得を動的に変化させながら歪みを小さくするもの（特許文献２参照）等がある。その中には、校正信号（若しくは試験信号）を受信回路に入力し、増幅回路や周波数変換回路の調節を行うことで、線形性を確保しようとする手法がある（特許文献１若しくは２参照）。

以下図を参照して特許文献１に開示された試験信号発生回路付のダイレクトコンバージョン方式の携帯無線機の受信回路の説明を行う。

図２８は、校正信号発生回路を有するダイレクトコンバージョン方式の受信回路を示す。アンテナ（Ｐ１０１）で受信した高周波信号は増幅器（Ｐ１０３）で増幅された後、ミキサ（Ｐ１０４、Ｐ１０７）に入力される。ミキサ（Ｐ１０４、Ｐ１０７）には、ローカル発振器（Ｐ１０６）から変調周波数と等しい信号が入力され、受信した高周波信号と掛け合わされることで、ベースバンド帯域に周波数変換される。この際に一方のミキサ（図ではＰ１０７）には、ローカル発振器（１０６）の信号の位相をπ／２だけ進めた信号を掛け合わせる。

それぞれの信号はコンデンサ（Ｐ１０８とＰ１０９）によって、直流成分をカットされ、さらに低域フィルタ（Ｐ１１０とＰ１１１）によって高域成分もカットされる。そして、ベースバンドアンプ（Ｐ１１２とＰ１１３）により増幅して、復調器（Ｐ１１４）で足しあわされた後、復調される。

このようなダイレクトコンバージョン方式の受信回路において、試験信号発生回路（Ｐ１２０）は、バッファ（Ｐ１２１）、変調信号発生器（Ｐ１２２）、乗算回路（Ｐ１２３）からなる。調整を行う際は、スイッチ（Ｐ１２５）を試験信号発生回路側にたおし、ローカル発振器（Ｐ１０６）の信号と、変調信号発生器（Ｐ１２２）からの信号を掛け合わせた信号を、アッテネータ（Ｐ１２４）によって適正レベルに変換し、ミキサ（Ｐ１０４とＰ１０７）に入力する。

試験信号の出力結果は、歪出力検出回路（Ｐ１１５）で検出する。そして、その歪出力レベルによって、ミキサ（Ｐ１０４とＰ１０７）のパラメーターを変えて非線形性の改善を図る。また、試験信号は所望信号の受信時以外の期間で行われる。

特開平８−８７７５号公報 特開２００１−６９０２２号公報 特開２００５−１４２９４８号公報

ダイレクトコンバージョン方式の受信機において、校正信号を受信回路に入力し、歪みの補償を行うには、校正信号の正確さが重要になる。すなわち、校正信号自体に歪みが存在していると、受信回路の歪みと校正信号の歪みの合成歪みを補償するため、受信回路自体の非線形性を補償することにならないという課題がある。

また、上記従来技術は、無線通信機の受信回路を校正信号によって補償することを想定している。そのため、校正信号は所望信号の受信時でないときに入力し、回路を歪補償する。しかし、テレビ受信機やラジオ受信機のように、常時受信状態にある機器においては、所望信号の受信時中であっても受信回路を歪補償すべき局面が生じる。

例えば、テレビ放送を移動しながら受信する場合である。このような場合は、信号の受信中に受信状態が変化するため、受信しながら受信回路を補償する必要が生じる。すなわち、本発明は、所望信号の受信中には校正信号を使った受信回路の歪補償はできなかったという課題を解決するためにも創作されたものである。

上記課題を解決するために、本願の請求項１にかかわる第１の発明は
校正信号を出力する校正信号発生部と、
受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記周波数成分検出部で検出した前記周波数成分の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
前記校正信号発生部は、
複数の基本信号を非線形合成した変調信号を複数個発生させる信号発生部と、
前記複数の変調信号のそれぞれで前記高周波信号を変調し変調高周波信号を発生する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器から出力された前記変調高周波信号を加算する加算器を有するチューナを提供する。

このような校正信号は歪を検出する周波数において、校正信号が歪による信号成分を持たないため、受信回路自体の歪を検出し、補償校正することができる。また、基本信号に矩形波デジタル信号を用いることによって、乗算器をアナログスイッチで構成することができ、消費電力の低いチューナを実現することが可能である。

また本願の請求項２に関わる第２の発明は、
校正信号を出力する校正信号発生部と、
受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部と、
前記受信信号の所定の期間を識別する信号期間識別部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記信号期間識別部が所定の期間を識別した場合に、前記校正信号発生部に前記校正信号を出力させ、前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
前記校正信号発生部は、
複数の基本信号を非線形合成した変調信号を複数個発生させる信号発生部と、
前記複数の変調信号のそれぞれで前記高周波信号を変調し変調高周波信号を発生する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器から出力された前記変調高周波信号を加算する加算器を有するチューナを提供する。

この第２の発明は、所定の期間としてＯＦＤＭ信号のガードインタバル期間を検出することで、受信中でもガードインタバル期間を利用した歪補償校正を可能にする。

また本願の請求項４に関わる第３の発明は、
校正信号を出力する校正信号発生部と、
受信した受信信号と前記校正信号が加算される加算器と、
前記加算器の出力が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の期間を識別する信号期間識別部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と
前記信号期間識別部が所定の期間を識別した場合に、前記校正信号発生部に前記校正信号を出力させ、前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを有し、
前記所定の期間はＯＦＤＭ方式の信号のシンボル信号期間であるチューナを提供する。

この第３の発明は、校正信号をチャンネル間のガードバンドに発生させることで、ＯＦＤＭ方式のシンボル信号期間の受信中であっても校正信号を使って歪補償校正を可能にする。

また本願の請求項７に関わる第４の発明は、
校正信号を出力する校正信号発生部と、
受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記ダウンコンバートされた信号を復調する復調部と、
前記復調部の出力のエラーレートを測定するエラーレート測定部と、
前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
前記校正信号発生部は、前記エラーレート測定部の出力に基づいて校正信号の発生周期を変えるチューナを提供する。

この第４の発明は、エラーレートが高い場合は補償校正を頻繁に行い、エラーレートが低くなって受信状態がよい場合は補償校正を行う間隔を長くすることで、チューナを含む装置全体の省エネに役立つ。

また本願の請求項８に関わる第５の発明は、
校正信号を出力する校正信号発生部と、
受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記周波数変換部の出力が前記校正信号をダウンコンバートした信号である場合は所定の周波数成分を検出し、前記受信信号をダウンコンバートした信号である場合は当該信号を復調する復調部と、
前記復調部で検出した所定の周波数成分の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する第1の制御部と、
前記受信信号がダウンコンバートされた信号を復調した信号を復号する復号部と、
前記復号部で復号した前記受信信号に含まれた前記受信信号の送信情報に基づいて、所定のタイミングで前記校正信号発生部に校正信号を発生させる第2の制御部を有するチューナを提供する。

この第５の発明によって、タイムスライスを行う技術においては、受信信号中にある送信情報に基づいてチューナが受信動作をしない期間を知り、その期間に歪補償校正を行うことができる。

また本願の請求項９に関わる第６の発明は、
少なくとも大きさの異なる２種類の校正信号を発生する校正信号発生部と、
受信した受信信号若しくは前記校正信号のいずれかが入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記２種類の校正信号による前記周波数成分検出器の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含むチューナを提供する。

この第６の発明によって、大きさの異なる校正信号を順次受信回路に入力し、その出力を調べることで、仮に校正信号に歪があったとしても、受信回路だけの歪を検出し、補償校正することができる。

また、本願の請求項１２に関わる第７の発明は、
入力信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記ダウンコンバートされた信号の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部と、
前記制御部が制御するために出力する調整信号の値を記憶するメモリとを含み、
前記制御部は、校正信号が前記入力信号として入力されると、前記周波数成分検出部が検出した所定の周波数成分の大きさに基づいて、前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する調整信号の値を変更し、前記メモリに前記調整信号の値を記憶するチューナを提供する。

この第７の発明はによって、チューナ自身が校正機能を有し、一度設定された校正値を記憶し、その値に基づいて動作することができるので、工場出荷時若しくは修理時の校正が非常に簡便になる。
また、本願の請求項１３に関わる第８の発明は、
信号が入力される増幅部と、
前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
前記ダウンコンバートされた信号の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
前記周波数成分検出部が検出した周波数成分に係る情報を外部へ出力する歪検出出力部とを含み、
前記増幅部と前記周波数変換部は、外部からの信号で特性を設定可能な素子を有し、
前記素子の特性を設定する信号を入力する調整信号入力部を有するチューナを提供する。

この第８の発明によって、校正信号発生部をチューナ外部に設け、そこからの校正信号を用いてチューナ自身が校正を行えるようにしたので、工場出荷時の調整工程が簡便にできる。

また本願の請求項１４に関わる第９の発明は、
外部からの信号で特性が変化して固定される素子を含んで構成され、受信信号が入力される増幅部と、
外部からの信号で特性が変化して固定される素子を含んで構成され、前記増幅部の出力を外部からの基準周波数信号源の信号で駆動される局部発振部の高周波を用いて周波数変換する周波数変換部の、
いずれか一方若しくは両方と、
前記周波数変換部の出力の周波数成分を検出する周波数成分検出部とを有するチューナの製造方法であって、
外部において発生させた校正信号を前記増幅部に入力する工程と、
前記周波数成分検出部からの信号を取り出す工程と、
前記信号を取り出す工程で取り出した信号に基づいて少なくとも前記増幅部若しくは前記周波数変換部の一方の特性を変化させ固定させる信号を入力する工程とを含む半導体基板上に構成されたチューナの製造方法を提供する。

この第９の発明によって、特性を可変に制御できる素子を増幅部と周波数変換部の両方若しくは一方に備えることで、外部からの校正信号と外部からの調整信号によって、校正された特性が固定されるため、校正信号発生部や制御部のための設定場所が不要となり、チューナを小型化できる。特に本発明のチューナをＩＣ（Integrated Circuit）上で作成する場合に、小面積化に効果がある。

本発明のチューナは、校正信号の歪み発生を非常に低減させることができるので、受信回路を適切に補償することができる。また、仮に校正信号に歪みが生じたとしても、校正信号の歪みと受信回路で生じた歪みを分離することができるので、受信回路だけの歪み補償を行うことができる。

また、ＯＦＤＭの信号方式に特有の性質を使い、受信中も校正信号で補償校正することができるため、受信を中断することなく、受信状態を適切な状態に維持することができるという効果がある。

さらに、本発明により、受信回路の歪によって発生する信号を検出するのにＯＦＤＭ復調器を用いることで歪検出に対する新たなハードウェアを必要としないといった効果をもたらす。

さらに、本発明においては、歪補償校正信号を作成するのに２値または３値のデジタル信号で高周波信号を変調するので、歪補償校正信号を発生させるためのハードウェアを少なく抑えることができる。

実施の形態１のチューナの構成を示す図。 実施の形態１の周波数変換部の構成を示す図。 実施の形態１の復調部の構成を示す図。 実施の形態１の信号発生部の構成を示す図。 実施の形態１の２次歪用信号発生部の構成を示す図。 実施の形態１の３次歪用信号発生部の構成を示す図。 実施の形態１の周波数変換部の複素乗算部の構成を示す図。 実施の形態１の２次歪を測定する校正信号の周波数配置を示す図。 実施の形態１の３次歪を測定する校正信号の周波数配置を示す図。 実施の形態２のチューナの構成を示す図。 低雑音アンプ部と加算器の構成を例示する図。 実施の形態２の信号発生部の構成を示す図。 実施の形態２の校正信号の周波数配置を示す図。 実施の形態３のチューナの構成を示す図。 カードインタバルのタイミングを示す図。 実施の形態３のチューナ構成の変形例を示す図。 実施の形態４のチューナの構成を示す図。 実施の形態４のチューナの処理フローを示す図。 実施の形態５の送信波の構成を示す図。 実施の形態５のチューナの構成を示す図。 実施の形態６の信号発生部の構成を示す図。 実施の形態６の２次歪み用校正信号の周波数配置を示す図。 実施の形態６の３次歪み用校正信号の週は巣配置を示す図。 実施の形態７のチューナの構成を示す図。 実施の形態７のアッテネータ部の構成を示す図。 実施の形態８のチューナと校正信号発生部の構成を示す図。 実施の形態９のチューナと校正信号発生部および制御部の構成を示す図。 従来技術を示す図。

（実施の形態１）
全体構成と基本動作
図１に本発明のチューナ（１０）のブロック図を示す。本発明のチューナは、低雑音アンプ部（１１；図では「ＬＮＡ」と記載した。）と、周波数変換部（１２；図では「ＭＩＸ」と記載した。）と、フィルタ部（１３；図では「ＦＬＴ」と記載した。）と、増幅部（１４；図では「ＡＭＰ」と記載した。）と、復調部（１５；図では「ＤＥＭ」と記載した。）と、局部発振部（１６；図では「ＬＯ」と記載した。）と、制御部（４；図では「Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ」と記載した。）と、校正信号発生部（３）と、スイッチ（２８）を含む。

アンテナ（９）で受信した高周波の受信信号は、スイッチ（２８）を経て低雑音アンプ部（１１）で増幅される。この増幅された受信信号は、周波数変換部（１２）で高周波信号から元信号（以後「ベースバンド信号」という。）に変換される。アンテナで受信された受信信号は、高周波搬送波（以後「キャリア」という。）をベースバンド信号で変調した形になっている。周波数変換部（１２）は、信号を非線形合成する手段である。非線形合成とは信号同士に加算以外の演算操作を行うことである。なお、ベースバンド信号がある帯域をベースバンド帯域という。

ここでは、周波数変換部（１２）は、乗算回路であり、復調したいチャンネルのキャリア周波数と同一周波数の信号を受信した受信信号に乗算することで、受信信号を高周波信号からベースバンド信号に戻す事ができる。また、キャリア周波数よりも低い周波数の信号を受信信号に乗算することで中間周波数帯域（以後「ＩＦ帯域」という。）の信号（以後「ＩＦ信号」という。）とすることもできる。この様な操作をダウンコンバートという。よって、周波数変換部（１２）の出力をダウンコンバートされた信号と呼ぶ。ダウンコンバートされた信号は、ベースバンド信号やＩＦ信号を含む。また、周波数変換部（１２）に供給され、受信信号に乗算される信号をＬＯ信号（Local Oscillator信号）と呼ぶ。

ＬＯ信号の周波数はｆｏである。ダイレクトコンバージョン方式のチューナの場合、ＬＯ信号はキャリアと同一の高周波の信号になる。ＬＯ信号を発生するのは、局部発振部（１６）である。局部発振部（１６）は、位相が９０度違う２種類のＬＯ信号を発生する２相信号発生器を用いる。また、２種類のＬＯ信号は、それぞれ１８０度位相が異なる信号を出力することもできる。結果、２相信号発生器は、ゼロ度、９０度、１８０度、２７０度の４つの位相の信号を出力することもできる。

なお、受信はアンテナ（９）で受信するとしたが、ケーブル等から受信してもよい。また、アンテナ（９）で受信した信号が低雑音アンプ部（１１）へ入力されるとしたが、その間に同調フィルタ（トラッキングフィルタ）などが介在してもよい。

図２に周波数変換部（１２）の構成を示す。周波数変換部（１２）は、乗算器（３１、３２）を含む。乗算器（３１、３２）は、平衡ミキサで構成される直交ミキサである。低雑音アンプ部（１１）からのＲＦ信号（図２ではＲＦｓｉｇと記した。）は、２系統に分かれてそれぞれ乗算器（３１）と乗算器（３２）に入力される。ＲＦ信号は、受信信号である。それぞれの乗算器には、局部発振部（１６）からのＬＯ信号が入力され、ＲＦ信号と乗算される。

ここで、局部発振部（１６）からの位相ゼロ度のＬＯ信号がＲＦ信号と乗算される回路経路をＩ相、他方の回路経路をＱ相と呼ぶ。ＲＦ信号を、位相が９０度異なるこれら２つの回路経路で並列的に処理することで、ＲＦ信号に対するベースバンド信号やＩＦ信号に対して、正負両方の周波数の信号を扱うことができる。

Ｉ相の乗算器（３１）は、局部発振部（１６）からのＬＯ信号によって周波数変換された信号ＩＦ＿Ｉを出力する。同じくＱ相の乗算器（３２）はＩＦ＿Ｑを出力する。本実施の形態の場合、ＩＦ＿ＩおよびＩＦ＿Ｑは、ともに周波数変換されたベースバンド信号を含む信号である。

また、乗算器（３１、３２）は制御部（４）からの補償調整信号（ａ２）を受け、平衡が調整されることで２次歪みの補償ができる。具体的にはそれぞれの乗算器のバイアス電流を変更するなどであるが、調整手段はこれに限定されるものではない。乗算器（３１、３２）への補償調整信号は、それぞれａ２１、ａ２２とする。

図１に戻って、ダウンコンバートされた信号は、フィルタ部（１３）で不要な高周波成分を除去され所望の帯域の信号となる。フィルタ部（１３）の構成の例としては、ダイレクトコンバージョン方式のチューナの場合は、ローパスフィルタとなる。また、低ＩＦ（Low Intermediate Frequency）方式のチューナである場合は、フィルタ部（１３）は、ポリフェーズフィルタとバンドパスフィルタの組み合わせ等で構成する。

所望の帯域に変換された信号は、増幅部（１４）により、後段で扱えるように増幅される。増幅された信号は、復調部（１５）で復調される。本実施の形態では、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の信号をダイレクトコンバージョン方式のチューナで受信する場合について説明を続ける。

図３にＯＦＤＭ方式の場合の復調部（１５）の構成を示す。復調部（１５）は、Ａ／Ｄ変換器（３４）、ガードインタバル除去部（３５）、ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer）処理部（３６）、サブキャリア復調部（３７）、パラレルシリアル変換部（３８）を含む。増幅部（１４）で増幅されたベースバンド信号（Ｓｂ）は、Ａ／Ｄ変換器（３４）でデジタル信号に変換される。

そして、ガードインタバル除去部（３５：図では「ＧＤ−Ｉ」と記載した。）でガードインタバルの期間を削除する。ガードインタバルはＯＦＤＭ方式の信号がマルチパスの影響を少なくするために有するシンボル信号以外の期間である。なお、ガードインタバル除去部（３５）は校正信号（Ｓｃ）が低雑音アンプ部（１１）に入力された場合は、ダウンコンバートされた校正信号を通過させる。

ガードインタバルを削除された信号は、ＦＦＴ処理部（３６）によって１シンボル期間ごとにＦＦＴ処理され、各サブキャリア毎のデジタル信号へ変換される。ＦＦＴ処理とは入力された信号の各周波数成分の大きさ、位相等を検出する処理である。各サブキャアリアのデジタル信号はサブキャリア復調部（３７）で復調され、パラレルシリアル変換部（３８）でシリアルのデジタル信号に戻される。

なお、ＦＦＴ処理部（３６）は、検出した所定の周波数成分の大きさや位相といった情報を別途出力検出信号（８）として出力できる。どの周波数成分を出力するかは制御部（４）の指示で行うが、外部からの指示であってもよい。ガードインタバル除去部（３５）は、ガードインタバル期間のほか、ダウンコンバートされた信号の所定の期間を検出し、若しくは到来のタイミングに関するタイミング通知信号（７）を出力できる。この意味でガードインタバル除去部（３５）は、信号期間識別部とも言える。

また、Ａ／Ｄ変換器（３４）の後の信号を出力（１１０）として取り出すこともできる。また、図１では、復調部（１５）への入力はＩ相とＱ相の２つの信号が入力されるが、図３では１つの入力と省略して記載した。ＦＦＴ処理部（３６）までの信号は、Ｉ相、Ｑ相の２相の信号として処理される。従って、Ａ／Ｄ変換器（３４）の出力（１１０）もＩ相、Ｑ相の２相の信号があるものとする。また、図３ではサブキャリア復調部（３７）を４つ描いたが、これは例示であって、サブキャリアの数だけ用意されるものである。

図１に戻って、以上のように、信号を受信している状態においては、アンテナ（９）、スイッチ（２８）、低雑音アンプ部（１１）、周波数変換部（１２）、フィルタ部（１３）、増幅部（１４）、復調部（１５）の経路で所望のベースバンド信号を取得する事が出来る。低雑音アンプ部（１１）以降を受信回路系と呼ぶ。

次に受信回路系の歪補償校正について説明する。なお、歪補償とは、歪を相殺させることで、歪補償校正とは、歪補償の量を適正に調整することを言う。歪補償校正を行う際には、スイッチ（２８）は校正信号発生部（３）側を選択する。スイッチ（２８）の切り替え後、校正信号発生部（３）から校正信号（Ｓｃ）が受信回路系に入力される。

スイッチ（２８）による選択や校正信号（Ｓｃ）の発生は、制御部（４）以外の制御装置の指示によって行われてもよいし、制御部（４）が行なってもよい。すなわち制御部（４）は１つである必要はなく、本明細書中での制御部の役目の一部を担う複数の制御部があってもよい。校正信号（Ｓｃ）はスイッチ（２８）から受信回路系に入力される。制御部（４）は、校正信号（Ｓｃ）が受信回路系を通った結果、復調部（１５）のＦＦＴ処理部（３６）で検出される所定周波数成分の情報を出力検出信号（８）として受け取り、受信回路系の歪みを検知する。制御部（４）は検出したこの歪量に応じて補償調整信号（ａ２、ａ３）を出力し歪補償校正を行う。

校正信号（Ｓｃ）は常時発生していてもよいが、受信機全体の省電力には、歪補償校正する時だけ校正信号（Ｓｃ）を発生するようにするのがよい。従って、スイッチ（２８）は物理的に回路経路を切替えるスイッチでなく、加算器等で置き換えてもよい。

本発明では、校正信号（Ｓｃ）は歪みを検出する周波数で、校正信号自身の歪みによる周波数成分をほとんど発生しないため、制御部（４）が検知した歪みは受信回路系での歪みとしてよい。この歪みをできるだけ小さくなるように歪補償するために低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）に対して制御部（４）は補償調整信号（ａ２、ａ３）を送る。このような歪補償校正によって受信回路系の歪を最小にすることができる。

本発明における校正信号発生部（３）は、次数の異なる歪み用校正信号を発生することができる。また、それぞれの校正信号は異なる位相の信号を発生することができる。具体的には、校正信号発生部（３）は２次および３次の歪用校正信号を発生し、それぞれの信号は位相が９０度異なる２種類の信号を発生できる。これによって、周波数変換部（１２）のＩ相およびＱ相の乗算器を調整することができる。

なお、発生する校正信号を２次歪用および３次歪用としたのは、チューナとしては、これらの次数の歪の影響が大きいためであり、より次数の高い歪みを補償するための校正信号を発生してもよい。

校正信号発生部
次に校正信号発生部（３）について詳細を説明する。本実施の形態では、上述したようにＯＦＤＭ方式のデジタルテレビジョンチューナを想定し、チューナ方式はダイレクトコンバージョン方式である。バンド幅は、７．６１ＭＨｚで、サブキャリア間隔は１／４４８ＭＨｚである。

校正信号発生部（３）は、信号発生部（２；図１では「ＳＧ」と記載した。）と、乗算器（２３、２４、２５、２６）と、加算器（２７）を含む。信号発生部（２）からは４つの変調信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）を発生することができる。これらの変調信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）の詳細は後述するが、デジタル信号を別の周波数のデジタル信号で変調した信号であり、−１と０と１または−１と１の値を持つデジタル信号である。これらの信号はまた、デジタル信号同士を論理演算したことによって得られた信号とも言える。４つの信号はそれぞれ別々の乗算器に入力される。

また、局部発振部（１６）からの位相違いのＬＯ信号はそれぞれ２つの乗算器に入力される。具体的に述べると、乗算器（２３）は、変調信号（Ｓ１）と局部発振部（１６）の位相ゼロのＬＯ信号が入力される。以下、乗算器（２４）は変調信号（Ｓ２）と局部発振部（１６）の位相ゼロのＬＯ信号、乗算器（２５）は変調信号（Ｓ３）と局部発振部（１６）の位相９０度のＬＯ信号、乗算器（２６）は変調信号（Ｓ４）と局部発振部（１６）の位相９０度のＬＯ信号が、それぞれ入力される。

後述するように、変調信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）は、−１と０と１または−１と１の値を持つデジタル信号であるので、乗算器（２３、２４、２５、２６）はアナログスイッチにより実現でき、歪の少ない乗算機能を簡易なハードウェアにより低消費電力で容易に実装することができる。

ここで、校正信号発生部（３）の出力である校正信号（Ｓｃ）は、少なくとも局部発振部（１６）の同一位相のＬＯ信号に対して少なくとも二つの変調信号により変調した信号（以後「変調高周波信号」という）を加算して生成する。例えば局部発振部（１６）の位相０度のＬＯ信号を変調信号Ｓ１で変調した信号とＳ２で変調した信号を作り、それらの信号を加算する。このように、同一位相のＬＯ信号を変調信号で変調した変調高周波信号を複数用意し、それらを加算することで歪の少ない校正信号の生成を可能にしている。

このとき、局部発振部（１６）の位相９０度のＬＯ信号を変調信号で変調して生成した変調高周波信号をさらに加算しても良い。これは、変調信号Ｓ１からＳ４全てを同時に用いている場合に該当する。従って、同一位相だけでなく、異なる位相のＬＯ信号を変調信号で変調した変調高周波信号を複数用意し、それらを加算してもよい。その際、少なくとも片方の位相において二つ以上の変調高周波信号を加算する。

信号の歪みは主として乗算器において発生する。具体的には、乗算器（ここでは２３乃至２６）等である。複数の信号を加算したものを乗算器にかけると、もとの信号同士の変調歪みも発生してしまう。しかし、それぞれの信号（ここでは変調信号Ｓ１ないし変調信号Ｓ４）を先に高周波帯域に変調しておき、それを加算すると元の信号同士に起因する歪みの発生が抑えられる。

図４を参照して、信号発生部（２）の構成について説明する。信号発生部（２）には、２次歪用信号発生部（４０）と、３次歪用信号発生部（５０）と、ＳＧスイッチ（３９）を含む。２次歪用信号発生部（４０）と３次歪用信号発生部（５０）はそれぞれ変調信号Ｓ１乃至変調信号Ｓ４の信号を発生する。それらの信号は、ＳＧスイッチ（３９）に入力される。ＳＧスイッチ（３９）は、２次歪用信号発生部（４０）からの信号または、３次歪用信号発生部（５０）からの信号を切り替えて出力する。

図５に２次歪用信号発生部（４０）の構成を示す。２次歪用信号発生部（４０）は、２つの矩形波信号源（４１、４２）と、２つの乗算器（４６ａ、４６ｂ）を含む。これらの乗算器は論理演算素子で構成する。矩形波信号源（４１）の周波数をｆ１、矩形波信号源（４２）の周波数をｆ２とする。また、ｆ２の値はｆ１の値の偶数倍となるようにする。後述するが、本実施の形態においては、歪検出のための周波数にスプリアスを持たない校正信号を作成するためにこの条件を用いた。

矩形波信号源（４１）は、０と１の値を持つデューティー比１／２の矩形波であるデジタル信号を発生する。また、矩形波信号源（４１）は、位相がゼロと９０度の２種類の矩形波であるデジタル信号を発生する。矩形波信号源（４２）は、−１と１の値を持つディーティー比１／２の矩形波であるデジタル信号を発生する。位相は１種類である。これらの信号が校正信号の基本信号となる。なお、矩形波であるデジタル信号を「矩形波デジタル信号」とも呼ぶ。従って、「矩形波信号」は矩形波であるデジタル信号と矩形波であるアナログ信号を含む。

矩形波信号源（４１）からの位相ゼロの矩形波デジタル信号と、矩形波信号源（４２）からの矩形波デジタル信号は、乗算器（４６ａ）に入力される。乗算器（４６ａ）は論理演算素子であるので、入力されたデジタル信号同士の演算結果が出力される。すなわち出力は、−１と０と１の値を有するデジタル信号となる。また、矩形波信号源（４１）の位相９０度の矩形波デジタル信号と、矩形波信号源（４２）の矩形波デジタル信号は乗算器（４６ｂ）に入力される。ここでも乗算器（４６ｂ）は論理演算素子であるので同様に論理演算が行われ、出力は同じく−１と０と１の値を有するデジタル信号となる。乗算器（４６ａ）と乗算器（４６ｂ）の出力は変調信号Ｓ１乃至変調信号Ｓ４となる。

このように、変調信号Ｓ１乃至変調信号Ｓ４は、論理演算素子である乗算器（４６ａ）と乗算器（４６ｂ）を経て作成される信号であり、−１と０と１の値を取る３値デジタル信号（すなわち２ビット信号）である。乗算器（４６ａ）と乗算器（４６ｂ）は、論理演算素子で構成したので、これらの乗算器は演算器と言え、特に論理積演算器と言える。また、より広義には、非線形合成部と言い換えることもできる。非線形合成部とは加算以外の操作を行う素子を含む意味である。例えば乗算や論理演算を行う素子が含まれることを意味する。基本信号に矩形波であるデジタル信号を用いたのは、基本信号同士の乗算を論理演算で得ることができるからである。これによって、アナログ信号同士を乗算する場合のような歪の発生を抑制することができる。

乗算器（４６ａ）と乗算器（４６ｂ）の出力は、それぞれ変調信号Ｓ１および変調信号Ｓ２となる。また、それぞれ変調信号Ｓ３および変調信号Ｓ４の信号にもなる。すなわち、受信回路系のＩ相を校正する場合は変調信号Ｓ１および変調信号Ｓ２の信号として出力し、Ｑ相側回路経路を補償校正する場合は変調信号Ｓ３および変調信号Ｓ４の信号として出力する。変調信号Ｓ１乃至変調信号Ｓ４の信号から校正信号は作成される。

変調信号Ｓ１乃至変調信号Ｓ４の出力の切り替えは、切替えスイッチ（４８）にて行う。また、切替えスイッチ（４８）は、変調信号Ｓ１から変調信号Ｓ４の信号を同時に出力することもできる。すなわち、乗算器（４６ａ）の出力を変調信号Ｓ１および変調信号Ｓ３として、また乗算器（４６ｂ）の出力を変調信号Ｓ２および変調信号Ｓ４として同時に出力することもできる。

図６には３次歪用信号発生部（５０）の詳細な構成を示す。３次歪信号発生部（５０）は、３つの矩形波信号源（５１、５２、５３）と、複素乗算部（５７）を含む。矩形波信号源（５１）は、周波数ｆ１、デューティー比１／２の矩形波デジタル信号を発生し、また、位相がゼロと９０度の２種類の矩形波デジタル信号を発生する。

矩形波信号源（５２）は、周波数ｆ２、デューティー比１／２の矩形波デジタル信号で、位相がゼロ度と９０度の２種類の信号を発生する。矩形波信号源（５３）は矩形波信号源（５２）の２倍の周波数の信号を発生する。すなわち、周波数２＊ｆ２、デューティー比１／２の矩形波デジタル信号で、位相がゼロ度と９０度の２種類を発生する。また、３つの矩形波信号源（５１、５２、５３）は、それぞれ−１から１までの値の矩形波デジタル信号を発生する。ここでもｆ２の値はｆ１の値の偶数倍とした。なお、「＊」は乗算を表す（以下同じ）。

複素乗算部（５７）には、矩形波信号源（５１）と矩形波信号源（５２）からの位相がゼロと９０度のそれぞれの矩形波デジタル信号が入力される。複素乗算部（５７）は、これらの信号を複素数として乗算を行う。従って、複素乗算部（５７）の出力は位相がゼロと９０度の成分が出力される。位相がゼロの場合を変調信号Ｓ１、位相が９０度の場合を変調信号Ｓ３とする。

矩形波信号源（５３）の出力は直接３次歪用信号発生部（５０）の出力となり、位相がゼロの場合は変調信号Ｓ２、位相が９０度の場合は変調信号Ｓ４となる。３次歪用信号発生部（５０）は、２次歪用信号発生部（４０）の切替えスイッチ（４８）に相当する部分を持たない。すなわち、３次歪を校正する際は変調信号Ｓ１ないし変調信号Ｓ４の信号を全て同時に出力する。

図７に複素乗算部（５７）の内容を示す。複素乗算部（５７）には、周波数ｆ１の位相ゼロ度と９０度の矩形波デジタル信号および周波数ｆ２の位相ゼロ度と９０度信の矩形波デジタル信号の４つの矩形波デジタル信号が入力される。出力信号の周波数はｆ１＋ｆ２の周波数となる。そして、４つの乗算器（６１乃至６４）と２つの加算器（６５、６６）から構成される。乗算器は２値信号に対する乗算を行う。

加算器（６５）は２つの入力値を加算したものを、２で割った値を出力するもので、加算器（６６）は２つの入力の差を２で割った値を出力する。これらの加算回路は２値を入力として３値信号を出力するものである。４つの乗算器（６１乃至６４）と２つの加算器（６５、６６）は論理演算素子である。つまり、複素乗算部（５７）は論理演算素子により実現される。すなわち、複素乗算部（５７）は非線形合成部と言える。

複素乗算部（５７）の出力は、位相ゼロ度をｃｏｓ成分、位相９０度をｓｉｎ成分とした際の複素計算の結果が得られる。具体的に記載すると、位相ゼロ度の出力（すなわち変調信号Ｓ１）は、ｃｏｓ（２＊π（ｆ１＋ｆ２）ｔ）を基本波成分とするデジタル波であり、位相９０度（すなわち変調信号Ｓ３）はｓｉｎ（２＊π（ｆ１＋ｆ２）ｔ）を基本波成分とするデジタル波である。このような処理を行うことで、イメージ信号（この場合はｆ１−ｆ２の周波数の信号）の発生を抑えることができるため、複素乗算部（５７）は、イメージ・リジェクション・ミキサとも呼ばれる。

校正信号と補償の説明
２次歪みの補償
図８を参照して２次歪用校正信号について説明する。なお、図１で示した本発明のチューナと図５で示した２次歪用信号発生部（４０）については、適宜参照するものとする。

矩形波信号源（４１）の周波数ｆ１と矩形波信号源（４２）の周波数ｆ２は、以下のように決める。ｆ２は受信信号帯域幅の半分より高い値を選び、ｆ１は十分に低い値にする。局部発振部（１６）が発生するＬＯ信号の周波数ｆｏは、ｆ２より十分に高い値である。従ってＩ相用の２次歪用校正信号は、Ｓ１＊ｃｏｓ（（２π＊ｆｏ）＊ｔ）＋Ｓ２＊ｃｏｓ（（２π＊ｆｏ）＊ｔ）となる。このような場合、信号発生部（２）から変調信号Ｓ１および変調信号Ｓ２を出力すると、校正信号発生部（３）の出力すなわち校正信号は、図８（ａ）のような信号となる。

図８は、横軸が周波数で、縦軸が信号の強度を示す。実際には、多くの周波数で高調波による出力（スプリアス）があるが、説明に必要な近辺だけを示してある。最も大きな出力はｆｏ＋ｆ２にあり、その脇にｆ１だけ離れたｆｏ＋ｆ２＋ｆ１とｆｏ＋ｆ２−ｆ１がある。ｆｏ＋ｆ２から離れると共に強度は低下してゆく。ところで、周波数ｆ１の信号はデューティー比１／２の矩形波デジタル信号であるので、偶数次高調波はゼロになる。

すなわち、２＊ｆ１といったオフセット周波数成分は校正信号（Ｓｃ）では発生せず、局部発振部（１６）の周波数ｆｏの周辺にはｆｏ±ｆ１、ｆｏ±３＊ｆ１といったスプリアスは発生するものの、ｆｏ±２＊ｆ１の信号は発生しない。ｆ２を大きく設定したのは、校正信号における受信信号帯域内の信号レベルを小さくするためである。

この校正信号（Ｓｃ）を受信回路系に入力し、局部発振部（１６）によるＬＯ信号を用いる周波数変換部（１２）で周波数変換を行うと、図８（ｂ）のような信号になる。ここで、周波数変換部（１２）での操作は周波数ｆｏだけ周波数を下げることである。従って、図８（ａ）のｆｏは図８（ｂ）のｆ＝０の点に周波数変換される。

このとき、校正信号（Ｓｃ）には、ｆｏ±２＊ｆ１の信号はないので、校正信号（Ｓｃ）を周波数変換した結果からは、２＊ｆ１という信号は出てこない。すなわち、２＊ｆ１という信号が復調部（１５）からの出力で確認されたとすると、これは低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）等の受信回路系で発生した２次歪みであることがわかる。

さらに、強度の大きな信号であるｆｏ＋ｆ２やｆｏ＋ｆ２−ｆ１、ｆｏ＋ｆ２＋ｆ１は、それぞれｆ２、ｆ２−ｆ１、ｆ２＋ｆ１に周波数変換される。ｆ２は受信信号帯域幅の半分より高いため、２＊ｆ１よりも十分周波数は高い。ｆ２が受信信号帯域幅の半分より十分に高いために、校正信号の受信信号帯域内の成分が小さくなる。従って、ダイナミックレンジがあまり高くないＡ／Ｄ変換器（３４）やＯＦＤＭ処理部部（３６）を用いても、歪によって発生した信号成分を精度良く検出できる。

このように、校正信号発生部（３）からの校正信号（Ｓｃ）を受信回路系に入力し、復調部（１５）が有するＦＦＴ処理部（３６）からの２＊ｆ１の信号成分を検出することで、受信回路系の２次歪み量を知る事が出来る。

この結果を制御部（４）が受け取り、２＊ｆ１の信号成分が最小になるように２次歪み補償調整信号（ａ２）を調整することで、受信回路系の２次歪みを歪補償校正する。受信回路系全体で見ると２次歪みは低雑音アンプ部（１１）においても発生し、低雑音アンプ部（１１）の出力信号の平衡もずれている。そこで、周波数変換部（１２）の平衡ミキサである乗算器（３１）および乗算器（３２）の平衡を調整することにより低雑音アンプ（１１）を含めた平衡を調整し、受信回路系全体の２次歪みを補償校正する。

次に２次歪用校正信号と２次歪の補償校正の手順を具体的に例示する。ｆ１を１／１４ＭＨｚ（０．０７１ＭＨｚ）とし、ｆ２を６４／７ＭＨｚ（９．１４ＭＨｚ）とする。これは、ｆ２が受信信号帯域幅の半分より高く、ｆ１を受信信号帯域幅の半分より低いという上記の条件を満たしている。またｆ２はｆ１の偶数倍にもなっている。

ｆ２−ｆ１は１２７／１４ＭＨｚ（約９．０７ＭＨｚ）となり、チャンネルの帯域すなわち受信信号帯域幅（７．６１ＭＨｚ）の半分より十分に高い。また２次歪みは復調部（１５）の出力において２／１４ＭＨｚ（＝１／７ＭＨｚ）の成分を調べ、この成分が小さくなるように２次歪補償調整信号で周波数変換部（１２）を調整すればよい。２／１４ＭＨｚは、２＊ｆ１の周波数に相当する。

図１乃至図３を参照して、周波数変換部（１２）の乗算器（３１）の調整を説明する。乗算器（３１）はＩ相の回路経路である。まず、信号発生部（２）により変調信号Ｓ１およびＳ２を出力する。変調信号Ｓ３およびＳ４はゼロとする。そして、ベースバンド信号（Ｓｂ）における１／７ＭＨｚの信号成分を復調部（１５）により検出し、その信号成分の値に応じて２次歪み補償調整信号（ａ２１）を調整する。この調整は、ベースバンド信号（Ｓｂ）における１／７ＭＨｚの信号成分の大きさが最小になるように行う。

復調部（１５）はＦＦＴ処理部（３６）を含むので、ベースバンド信号（Ｓｂ）における１／７ＭＨｚ信号をベクトルとして検出できる。２次歪みによって発生するベースバンド信号（Ｓｂ）における１／７ＭＨｚの信号のベクトルの方向は、矩形波信号源（４１、４２）の出力信号の位相および受信器における２次歪補償の過不足によってきまるので、２分法やニュートン法を用いて２次歪補償調整信号（ａ２１）の最適値を探索する事が出来る。

次に乗算器（３２）を調整する。乗算器（３２）はＱ相の回路経路である。信号発生部（２）により変調信号Ｓ３およびＳ４を出力し、変調信号Ｓ１およびＳ２はゼロとする。乗算器（３１）を調整するのと同じように２次歪補償調整信号（ａ２２）を調整してベースバンド信号の２＊ｆ１の信号成分が最小になるようにする。このときは、２次歪みによって発生するベースバンド信号（Ｓｂ）における１／７ＭＨｚの信号成分のベクトル方向が乗算器（３１）を調整するときとは異なる。以上のようにＩ相およびＱ層の回路経路を別々に調整して、受信回路系の２次歪みを補償校正する。

３次歪みの補償
次に図９を参照して、３次歪用の校正信号について説明する。３次歪用校正信号は、３次歪用信号発生部（５０）で変調信号（Ｓ１乃至Ｓ４）を発生させ、信号発生部（２）から出力され、そして、周波数がｆｏである局部発振部（１６）のＬＯ信号と乗算されて作られる。３次歪用校正信号（Ｓｃ）は図９（ａ）のようになる。

図９（ａ）は、図８（ａ）と同じく、横軸が周波数、縦軸は強度を表す。強度の大きな信号は、ｆｏ＋ｆ１＋ｆ２とｆｏ＋２＊ｆ２である。ここで、ｆｏに近い３次歪みは、２＊（ｆｏ＋ｆ１＋ｆ２）−（ｆｏ＋２＊ｆ２）＝ｆｏ＋２＊ｆ１である。しかし、ｆ１の偶数次高調波の項はゼロになるので、校正信号（Ｓｃ）には、ｆｏ＋２＊ｆ１の成分はない。つまりこのようになるようにｆ１とｆ２を選択するわけである。従ってこの校正信号（Ｓｃ）を受信回路系に入力して局部発振部（１６）で周波数変換した後の信号に２＊ｆ１の成分があれば、それは受信回路系で発生した３次歪みであることがわかる。

また、この校正信号で発生する２次歪みはｆｏ＋ｆ１＋ｆ２とｆｏ＋２＊ｆ２等が発生するが、局部発振部（１６）で周波数変換した後の信号はｆ１＋ｆ２若しくは２＊ｆ２であり、２＊ｆ１の信号の周波数より充分高い。すなわち、３次歪みを検出する２＊ｆ１の信号は他の信号の影響を受けないように設定されている。

このように、受信信号帯域幅の半分よりある程度高い周波数ｆ２と十分に低い周波数ｆ１を選び、上記に説明したような３次歪用校正信号をつくることで、校正信号（Ｓｃ）中における受信信号帯域内の信号成分を小さく抑えることができるので、復調部（１５）のＡ／Ｄ変換器（３４）やＦＦＴ処理部（３６）のダイナミックレンジがあまり大きくなくても、歪信号成分を精度良く検出することができ、精度の高い歪補償校正が可能となる。

次に３次歪用の校正信号を具体的に例示する。矩形波信号源（５１）の周波数ｆ１は１／１４ＭＨｚとする。この信号はデューティー比１／２の矩形波デジタル信号である。矩形波信号源（５２）の周波数ｆ２は６４／７ＭＨｚとする。ｆ１とｆ２は２次歪用校正信号の場合と同じである。従って、３次歪として２＊ｆ２の信号を発生する矩形波信号源（５３）の周波数は１２８／７ＭＨｚとなる。この場合の校正信号Ｓｃは、レベルが−３０ｄＢｍとなるように生成する。３次歪は復調部（１５）により１／７ＭＨｚの信号を検出することにより測定する。１／７ＭＨｚは２＊ｆ１の信号である。

この場合においても、校正信号（Ｓｃ）の受信信号帯域内の信号のレベルは信号全体のレベルより約２９ｄＢ低い値となるので、復調部（１５）の分解能があまり高くなくても歪によって発生した信号を感度よく検出することができる。また、デューティー比１／２の矩形波デジタル信号は偶数次の高調波成分をもたないので、校正信号（Ｓｃ）自体に対しては２＊ｆ１であるオフセット（１／７）ＭＨｚにスプリアスを持たず、感度のよい３次歪の検出が可能である。

復調部（１５）で検出した３次歪に基づいて、制御部（４）は、低雑音アンプ部（１１）に対して３次歪補償調整信号（ａ３）を出力する。３次歪みの場合も検出した３次歪み、すなわち、１／７ＭＨｚの周波数成分がゼロになるように調整を行う。

ここで、周波数変換部（１２）においても３次歪は発生するが、２つの平衡ミキサである乗算器（３１と３２）の特性がそろっている場合は、低雑音アンプ部（１１）と周波数変換部（１２）において発生する３次歪を３次歪補償調整信号（ａ３）により調整してヌル・ポイントに調整することができる。しかし、２つの平衡ミキサの３次歪の特性が完全に揃うわけではないので、受信回路系の３次歪である１／７ＭＨｚもしくは−１／７ＭＨｚの信号をゼロにできない場合もある。その場合は、これらの信号が最小になるように調整する。

以上のように本実施の形態では、矩形波信号源からデューティー比１／２で、一方の周波数が他方の偶数倍になる矩形波デジタル信号を２種類発生させ、それらの信号をもとに４種類の２値若しくは３値のデジタル信号、すなわち４種類の変調信号を作成し、それぞれの変調信号で局部発振部（１６）のＬＯ信号を高周波に変換した後、加算することで、歪検出周波数にはスプリアスのない校正信号を作成した。

また、校正信号をデジタル信号を使って作成することにより、乗算器（４６ａ、４６ｂ、５７）を論理演算素子で構成することができ、さらに歪みが少ない校正信号を作成した。この校正信号を用いることで校正信号の歪み分を考慮することなく、受信回路系だけのひずみを補償することができる。

また、校正信号として使用する２種類の矩形波デジタル信号の、一方の周波数を受信信号帯域幅の半分より高くし、他方を十分低くすることで、受信信号帯域内の校正信号成分を小さくすることができる。このためダイナミックレンジが小さいＡ／Ｄ変換器（３５）やＦＦＴ処理部（３６）を復調部（１５）で用いても精度よく歪みを検出できる。

なお、本実施の形態では、校正信号は、局部発振部（１６）の同一位相のＬＯ信号に対して少なくとも二つの変調信号により変調した変調高周波信号を加算して生成すると説明した。例えば、局部発振部（１６）の位相０度のＬＯ信号を変調信号Ｓ１とＳ２でそれぞれ変調し、それらの得られた信号を加算する。

ここで、変調信号は２値若しくは３値のデジタル信号であり、乗算器（２３乃至２６）はアナログスイッチで実現できる。これは言い換えると、２値若しくは３値のデジタル信号でオンオフするスイッチにＬＯ信号を入力しているとも言える。すなわち、変調信号の値が「１」の時は、ＬＯ信号をそのまま通過させ、ゼロの時はＬＯ信号を通過させない。また、値が「−１」の時はＬＯ信号を反転して出力する。

特に局部発振部（１６）が位相ゼロの出力に対して、ゼロ度と１８０度をペアで出力している場合は、変調信号の値が「−１」の時は位相が１８０度のＬＯ信号を出力させることにすれば、容易に実現できる。

このように校正信号は、ＬＯ信号で変調信号を変調して作成しているばかりでなく、ＬＯ信号を変調信号でスイッチングしているという見方もできる。従って、本実施の形態で説明した信号発生部（２）は、乗算器（２３乃至２６）のスイッチ制御のための信号であればよい。たとえば、変調信号と同じ信号を出力するためのデータ列を情報として記録したテーブルをメモリとして有するＭＰＵ（Micro Processing Unit）などである。また、ＭＰＵはプログラムによる動作が可能であるので、テーブルを有するのではなく、プログラムによって変調信号と同じ信号を出力させるようにしてもよい。

また、上記で説明した２次歪および３次歪の補償校正は、それぞれ別々に行う。理想的には２次歪補償および３次歪補償は独立しているが、実際にはある程度の依存性があるため、好ましくはそれぞれの補償校正を繰り返して行い２次および３次の歪がともに十分に小さくなるようにするのがよい。

また、２次歪の歪補償校正において、Ｉ相とＱ相の歪補償校正を同時に行ってもよい。この場合は、変調信号Ｓ１、Ｓ２と変調信号Ｓ３、Ｓ４を同時に発生させる。これは、切替えスイッチ（４８）でＳ１乃至Ｓ４を全て出力させるようにする。Ｓ３、Ｓ４はＳ１、Ｓ２とそれぞれ同じ信号である。しかし、これらの信号は局部発振部（１６）からの異なる位相の信号が乗算されるため、位相の異なる校正信号が加算された状態の校正信号（Ｓｃ）が受信回路系に入力される。

この校正信号（Ｓｃ）に対してＩ相およびＱ相の２次歪によって発生するベースバンド信号（Ｓｂ）における２＊ｆ１（上記の説明で１／７ＭＨｚの信号）の信号成分のベクトルは互いに直交に近い角度を示す。すなわち、位相の異なる２＊ｆ１の信号がＩ相の歪およびＱ相の歪として検出される。そこで、それぞれのベクトル成分の大きさを小さくするように２次補償調整信号（ａ１２およびａ２２）の値を調整する。

さらに、この際にＩ相の校正信号とＱ相の校正信号の周波数を変えてもよい。すなわち、変調信号Ｓ１、変調信号Ｓ２に出力するための矩形波信号源とは別の矩形波信号源を変調信号Ｓ３、変調信号Ｓ４用として用意し、それぞれに使う周波数を異なる周波数にすることにより、より干渉のすくない状態で歪測定が可能になり、その測定に応じた補償校正が可能になる。

また、上記で説明した２次歪用校正信号および３次歪用校正信号の具体的な数値は、一例であるに過ぎず、デューティー比が１／２の矩形波デジタル信号であって、ｆ１は受信信号帯域幅の１／４より低い周波数でありかつ十分に低い周波数であり、ｆ２は受信信号帯域幅の半分より高い周波数であり、ｆ２がｆ１の偶数倍となる組み合わせであれば、同様の結果を得ることができる。

また、本実施の形態では、校正信号の作成に矩形波デジタル信号を用いたが、矩形波信号であればよい。また、矩形波信号は、デューティー比１／２で一方の周波数が他方の周波数の偶数倍異なる矩形波信号を用いたが、デューティー比１／３で一方の周波数が他方の周波数の３の倍数倍異なる矩形波信号の組合せでもよい。

すなわち、まず校正信号は複数種類の矩形波信号を用いる。一番低い周波数以外の矩形波信号の周波数は、一番周波数の低い矩形波信号（Ｓｍｉｎ）の周波数（ｆｍｉｎ）に、一番周波数の低い矩形波信号（Ｓｍｉｎ）のデューティー比を分数（ｋ／ｍ：「ｋ」と「ｍ」はそれぞれ整数）で表したときの分母（ｍ）の値に整数倍の値を乗じた値（ｎ＊ｍ＊ｆｍｉｎ：「ｎ」は整数）になっていればよい。

その際、歪を検出する周波数は、一番低い周波数の矩形波信号（Ｓｍｉｎ）の周波数（ｆｍｉｎ）に、その矩形波信号のデューティー比を分数（ｋ／ｍ）で表現したときの分母の値（ｍ）の整数倍の値を乗じた周波数（ｌ＊ｍ＊ｆｍｉｎ：「ｌ」は整数）であればよい。

また、本実施の形態のように校正信号には、２値若しくは３値のデジタル信号を用いるのが好ましいが、周波数の関係を同じにした矩形波や正弦波のアナログ信号で置き換えてもよい。

また、本実施の形態では複素乗算部（５７）を用いたが、特にこれに限定されるものではなく、通常の乗算器を用いてもよい。

また、本実施の形態では、矩形波信号源（４１、４２）による２値信号を合成し、変調信号Ｓ１ないしＳ４を生成してから、局部発振部（１６）のＬＯ信号を変調し校正信号（Ｓｃ）を生成したが、ＬＯ信号に対してカスケードに変調をかけるようにしてもよい。そのようにすることで、校正信号（Ｓｃ）生成における歪の発生がさらに抑えられる。

また、本実施の形態では、２次歪を周波数変換部（１２）で行い、３次歪を低雑音アンプ部（１１）で補償するようにしたが、２次歪を低雑音アンプ部（１１）、３次歪を周波数変換部（１２）で行ってもよい。また２次および３次歪を低雑音アンプ部（１１）だけで行ってもよいし、周波数変換部（１２）だけで行なってもよい。

また、矩形波信号源や局部発振部（１６）には２相信号発生器を用いた場合を説明したが、特に限定されるものではなく、単相の信号発生器を組み合わせてもよい。

本実施の形態においては、変調信号Ｓ１からＳ４を生成するのに２値のデジタル信号を用いて生成していたが、２値のアナログ信号（アナログの矩形波）などをもとに変調信号Ｓ１からＳ４を生成するようにしてもよい。生成される信号が２値または３値信号であるので、アナログ信号処理を用いても歪の少ない信号を生成することができる。すなわち、校正信号の基本信号はアナログ信号であってもよい。

また、本実施の形態においては変調信号Ｓ１からＳ４を生成するのに２値のデジタル信号を用いていたが、２値である必要はなく、さらに多値のデジタル信号を用いてもよい。信号を多値化することにより、スプリアス強度の調整などを行うことができる。その場合、結果として生成される変調信号Ｓ１からＳ４は４値以上のデジタル信号になる場合があるが、乗算器２３から２６の実現方法に配慮を加えることにより、歪校正信号（Ｓｃ）に対して歪検出信号の周波数にスプリアスを持たせないようにすることができる。

低雑音アンプ部（１１）においては、外部からの信号によりそのゲインが可変となっている。低雑音アンプ部での歪の大きさは、低雑音アンプ部のゲインによっても変化する。受信回路系の歪が問題となるのは、受信信号が比較的小さい場合なので低雑音アンプ部（１１）のゲインが最大となっている場合が多い。したがって、歪補償は通常は低雑音アンプ部（１１）のゲインが最大の状態において校正する。しかし、妨害波のレベルが高いと低雑音アンプ部（１１）の信号が飽和してしまう場合があるので、その際は低雑音アンプ部（１１）のゲインを下げなければならない。するとそのような場合、歪補償を校正しなおす必要がある。そこで、受信状態において設定されている低雑音アンプ（１１）のゲインに応じて、歪補償校正を行うようにしても良い。この場合には、低雑音アンプ部（１１）のゲインが変化したことを歪補償校正のきっかけとすればよい。また、低雑音アンプ部（１１）のゲインの各値に対して歪補償を適切に行う補償調整信号の値を予め校正しておき、それらの値を記憶しておく。そして、低雑音アンプ部（１１）のゲインの値に応じて、記憶しておいた歪補償調整信号の値で歪補償校正を行うようにしても良い。

本実施の形態においては、ＬＯ信号を変調信号Ｓ１からＳ４で変調する際に乗算器（実際にはアナログスイッチ）を用いていたが、変調する手段は乗算器である必要はなく、他の変調手段を用いてもよい。例えば、バイポーラ素子によりチューナＩＣが実現されている場合は、ギルバートセルなどのミキサにより変調手段を実現してもよい。なお、チューナＩＣとは、ＩＣ上にチューナを作成したものをいう。従って、Ｓ１ないしＳ４でＬＯ信号を変調する乗算器は、他の変調手段を含めて、変調部と言い換えても良い。

また、本実施の形態はＯＦＤＭ方式の信号で説明したが、本発明はＯＦＤＭ方式の信号に対するチューナに限定されるものではない。また、本実施の形態で示したチューナの構成要素は、他の実施の形態でも適用することができ、他の実施の形態で示したチューナの構成要素を適宜本実施の形態の構成要素と置き換えてもよい。

また、本発明のチューナは、モノリシックＩＣもしくはＭＯＳタイプのＩＣ上に作成されてもよい。また、本発明のチューナはデジタルテレビやデジタルラジオなどの受信専用機器だけでなく、トランシーバーや携帯電話などの通信機器に適用してもよい。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１とは異なる周波数の校正信号の例を示す。本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式のデジタル・テレビのチューナを想定する。チューナはヘテロダイン方式の１種である低ＩＦ方式である。ＯＦＤＭのサブキャリア間隔は１／１００８ＭＨｚであり、中間周波数におけるＩＦ帯域は０．２４ＭＨｚから０．６５ＭＨｚである。

図１０に本実施の形態のチューナ全体のブロック図を示す。局部発振部（１６）の発振周波数（ｆｏ）は受信信号の中心周波数とは異なるが、本実施例においてはイメージ信号もＦＦＴ処理部（３６）で処理するので、ハードウェアの形態としては実施の形態１と同じである。実施の形態１との違いとしては、実施の形態１（図１）のスイッチ（２８）の機能が第１のアンプ（７１）と加算器（７２）と低雑音アンプ部（１１）に実現されている。低雑音アンプ部（１１）はさらに第２のアンプ（７３）とバッファ（７４）からなる。３次歪みの校正はこのバッファ（７４）で行う。

図１１には第１のアンプ（７１）、加算器（７２）、第２のアンプ（７３）、バッファ（７４）の具体的な構成を示す。図１１では、第１のアンプ（７１）と加算器（７２）と第２のアンプ（７３）とバッファ（７４）に大きく分かれる。

アンテナ（９）からの高周波信号は、F_rf_in（８０）に入力される。アンテナ（９）からの高周波信号は、第1段目のアンプ（７１）で最初の増幅を行なう。第1段目のアンプ（７１）の出力は第2段目のアンプ（７３）でさらに増幅される。第2段目のアンプ（７３）は３つのＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなる。

校正信号（Ｓｃ）は加算器（７２）から入力される。３次歪みは主として第２段目のアンプ（７３）で発生するので、その手前から入力する必要があるからである。

第2段目のアンプ（７３）からの出力（８１と８２）は、バッファ（７４）に入力される。バッファ（７４）で、３次歪みの補償を行う。補償調整信号（ａ３）を調整するとＦＥＴ（８３）とＦＥＴ（８４）において、受信回路系が発生する３次歪とは逆相の歪を故意に生成させることができる。そして、その信号を加算することで３次歪みを補償する。出力はBuf_out_n（８５）とBuf_out_ｐ（８６）として出力される。

図１２に信号発生部（２）および２次３次歪用信号発生部（９０）の構成を示す。基本信号を生成する矩形波信号源（９１）の出力信号周波数ｆ３は(8/7)MHz（約１．１４MHｚ）であり、矩形波信号源（９２）の出力信号周波数ｆ４は(8/9)MHz（約０．８９MHｚ）である。

本実施の形態では２次歪みと３次歪みを同時に検出する。従って、信号発生部（２）には２次３次歪用信号発生部（９０）だけを有する。この点は実施の形態１とが２次歪用と３次歪用の２種類の歪用信号発生部を有していた点と異なる。

それぞれの矩形波信号源が発生する矩形波デジタル信号はデューティー比１／２であり、位相もゼロ度と９０度の２種類の信号を出力する。矩形波信号源（９１）の位相ゼロ度の矩形波デジタル信号は変調信号（Ｓ１）となり、位相９０度の矩形波デジタル信号は変調信号（Ｓ３）となる。同様に、矩形波信号源（９２）の位相ゼロ度の矩形波デジタル信号は変調信号（Ｓ２）となり、位相９０度の矩形波デジタル信号は変調信号（Ｓ４）となる。

図１３にIF帯域とｆ３、ｆ４、２次歪み、３次歪みの周波数の関係を示す。周波数変換部（１２）でダウンコンバートされた校正信号は２種類の周波数（ｆ３、ｆ４）の矩形波信号から構成される。そしてそれぞれの信号はIF帯域より高い周波数に設定した。すなわち、これらの信号はIF帯域にはスプリアスを持たない。２次歪みはｆ３−ｆ４の周波数に、３次歪みは２＊ｆ４−ｆ３に発生する。

また、これらの信号は局部発振部（１６）のＬＯ信号を乗算することで一度高周波に周波数変換してから加算されているので、ほとんど歪みのない校正信号となっていた。従って、２次歪や３次歪となる上記周波数に信号成分が検出されれば、受信回路系によって生じた歪と判断できる。すなわち、受信回路系自体の歪みを補償することができる。このように校正信号に用いる矩形波デジタル信号の周波数は、実施の形態１で示した関係だけでなく、受信信号帯域幅より高い周波数に設定することもできる。

歪補償校正は実施の形態１と同じように行なう。すなわち、校正信号発生部（３）から校正信号（Ｓｃ）を出力し、加算器（７２）から受信回路系に入力する。復調部（１５）のＦＦＴ処理部（３６）の出力から、歪量を検出する。そして制御部（４）は、２次歪みを補償校正する場合は１６／６３ＭＨｚの信号成分が最小になるように周波数変換部（１２）を２次歪み補償調整信号（ａ２）で調整する。

また３次歪みを補償校正する場合は、制御部（４）は復調部（１５）のＦＦＴ処理部（３６）の出力から４０／６３ＭＨｚの信号成分が最小になるように、低雑音アンプ部（１１）を調整する。低雑音アンプ部（１１）の調整は、上記で説明したように、バッファ（７４）で調整する。

なお、本実施の形態で示した加算器（７２）および低雑音アンプ部（１１）の構成は他の実施の形態でも適用することができる。

（実施の形態３）
校正信号による受信回路系の補償校正は、受信動作を中断するか若しくは受信していない期間に行われる。しかし、テレビ受信機は、機器の電源がＯＮになっている限り常に受信状態にある。そこで、テレビ受信機やラジオ受信機においては、信号を受信中に校正信号による補償校正動作を行う必要が生じる。本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式でのデジタルテレビ放送等の受信中に歪補償校正を行う実施形態を説明する。

ＯＦＤＭ方式では、信号を送信する時、シンボル信号を送出する前に通常ガードインタバルという期間を設けて、シンボル信号の最後の部分を送出する。これはマルチパスと呼ばれる現象が発生しても受信側において信号を正しく受信することを可能とするために挿入される期間である。この期間を利用して校正信号による受信回路の歪補償校正を行う。なお、ＯＦＤＭにおいてはガードインターバルにおいても信号は送信されており、通常はチューナは受信状態を継続している。

図１４に本実施の形態の受信機の構成を示す。実施の形態２の受信機の構成とほぼ同じであるが、復調部（１５）からＦＦＴの出力（８）だけでなく、ガードインタバル信号を制御部（４）に入力する。ガードインタバル信号は、図３のガードインタバル除去部（３５）から出力されるタイミング通知信号（７）で、ガードインタバルの期間が到来したこと、若しくは到来するであろうタイミングを通知する場合には、このように呼ぶ。

制御部（４）はガードインタバル信号（７）によってチューナがガードインタバルの期間を受信していることを知り、校正信号（Ｓｃ）を発生させ、ＦＦＴ処理部（３６）の所定の周波数成分が最小になるように低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）を調整する。この時、ガードインタバル除去部（３５）は校正信号（Ｓｃ）をＦＦＴ処理部（３６）に通す。なお、図１４では加算器（７２）を有する構成を示したが、この部分は図１のスイッチ（２８）で構成してもよい。

周波数設定は実施の形態１と同じであるとする。すなわち、ＯＦＤＭ方式のデジタルテレビジョンチューナを想定し、チューナ方式はダイレクトコンバージョン方式である。バンド幅は、７．６１ＭＨｚで、サブキャリア間隔は１／４４８ＭＨｚである。シンボル信号を送出する期間とガードインタバルの期間はそれぞれ896μsと112μsであるとする。このガードインタバルの期間の真中の56μsの期間を用いて歪補償校正を行う。

図１５にＯＦＤＭ方式の受信信号とチューナの動作の関係を示す。受信信号は、ガードインタバルの期間（１００）とシンボル信号の期間（１０１）が交互に送信されてくる。この時チューナは、ガードインタバルの期間（１００）には、歪補償校正動作を行い（１０４および１０５）、シンボル信号を受信している期間（１０１）はシンボル信号を受信（１０３）する。２次歪みの補償校正（１０４）と３次歪みの補償校正（１０５）は交互に行う。なお、ガードインタバル期間（１００）には、歪補償校正動作を行っていない期間（１０２）が存在してもよい。

２次歪補償校正の場合についても３次歪補償校正においても、校正信号の基本周期は(1/14)MHzであるので、原理的にはその逆数である14μsの期間があれば歪補償校正を行うことができる。しかし、歪補償校正の期間を長く取ることによりS/Nの観点から歪検出能力が上がる。そこで２次と３次の歪み補償校正を複数のガードインタバルの期間（１００）に渡って行なうのが好適である。すなわち、歪補償校正信号を入れて歪成分を検出する動作を複数のガードインタバルにおいて行い、それらの結果を総合して歪信号の検出をして歪補償校正を行う。

また、２次および３次の歪み補償校正をそれぞれ複数のガードインタバルにおける歪補償校正信号に対するベースバンド信号の総和を取ってから歪信号成分を検出するようにしてもよいし、複数のガードインタバルにおいて歪補償校正信号に対して検出された歪信号成分の総和を取るようにしてもよい。もちろん、１回のガードインタバルの期間（１００）に２次および３次の歪み補償校正をおこなってもよい。

また、ガードインタバル中においては、復調部は種々の処理を行う必要があるので、ＦＦＴ処理を行なうことは負担になる。そのため、歪信号検出に要する計算量は少ない方が望ましい。歪信号検出のためには、ベースバンド信号における周波数(1/7)MHzの信号成分のみを検出すればよいので、ベースバンド信号と周波数(1/7)MHzのサイン波の内積およびベースバンド信号と周波数(1/7)MHzのコサイン波の内積のみを計算するようにしてもよい。

図１６にこの場合の受信機の構成を示す。増幅部（１４）の出力であるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した後の信号（１１０）を制御部（４）に入力し、この信号に所望周波数（この場合１／７ＭＨｚ）のサイン波およびコサイン波の内積を計算する。従って、この場合はＦＦＴの信号（８）は制御部（４）には入力する必要はない。

また、歪補償校正信号に対するベースバンド信号には歪によって発生した信号以外にはベースバンド帯域内には(1/7)MHzの整数倍のスプリアスが含まれないので、周波数(1/7)MHzの信号成分を検出するために、ベースバンド信号と周波数(1/7)MHzの２相の矩形波との内積を取るようにしてもよい。

この場合、信号検出に乗算を必要とせず、加算および減算のみで済むので、信号検出に要する資源を少なく抑えることができる。さらに、歪信号の位相が既知である場合は、ベースバンド信号と１相の矩形波との内積を取ることにより歪信号を検出することができる。

本実施の形態によれば、ＯＦＤＭ方式のガードインタバルの期間中に、校正信号を用いて受信回路系を歪補償校正するので、利用者は受信機が補償動作をしていることを意識せず受信回路系を最善の状態に保持できる。

（実施の形態４）
本実施の形態では、校正信号による受信回路の補償動作をエラーレートに基づいて行う。図１７に本実施の形態の構成を示す。復調部（１５）の後段にエラーレート測定部（１７：図では「ＢＥＲ」と記した。）が配置される。エラーレート測定部（１７）は、復調部（１５）により復調された信号のエラーレートを測定し、エラーレート信号（１１１）を出力する。エラーレート信号（１１１）は、制御部（４）に入力される。

制御部（４）は、エラーレートの値に応じて、校正信号（Ｓｃ）を用いた受信回路系の歪補償校正を行う。歪補償校正動作は、制御部（４）から校正信号発生部（３）の信号発生部（２）へ信号発生の指示信号（１１５）によって行なわれる。なお、本実施の形態では、指示信号（１１２）を明示したが、他の実施の形態においても適宜あるものとしてよい。

図１８に本実施の形態のチューナの歪補償校正動作の処理フローを示す。歪補償校正動作を開始（Ｓ１０００）するのは、チューナの制御部（４）若しくはチューナ以外の制御装置の指示によってもよい。または、チューナの電源投入をきっかけとしてもよい。歪補償校正動作が開始されたら、チャンネルが変更されたか否かを判断する（Ｓ１００２）。

これは、局部発振部（１６）の周波数が変更されたことで判断してもよいし、チューナ以外の制御装置のチャンネル変更の指示に基づいても良い。チャンネルが変更された場合（Ｓ１００２のＹ分岐）は、歪補償校正動作（Ｓ１００７）を行なう。チャンネル変更時に歪補償校正動作を行うことにより、テレビ受信を行なっているユーザの意思により歪補償校正を行い、受信状態を良好な状態にする手段を与えることができる。

この場合は、局部発振部（１６）の周波数が変更されているので、制御部（４）はガードインタバルの期間をガードインタバル信号（７）で検知し、信号発振部（２）へ校正信号（Ｓｃ）の発生を指示する。そして、歪補償校正を行う。

次にエラーレートがＴｈmaxより大きい場合（Ｓ１００３のＹ分岐）は、短い期間（Ｔｓ）毎（Ｓ１００４）に歪補償校正動作（Ｓ１００７）を行う。Ｔｈmaxは、視聴に耐える画像を受信できていないほど、高いエラーレートの最低値を示す。この場合は、一定期間（Ｔｓ）毎に歪補償校正を行う。また、この場合は、受信信号に対して同期がとれていない場合もあり、ガードインタバルの期間に関わらず、制御部（４）が内部に有する内部時計に基づいて歪補償校正動作を行う。

エラーレートがある一定値（Ｔｈ）より大きい場合（Ｓ１００５のＹ分岐）は、ある範囲の時間間隔（Ｔｍ）毎（Ｓ１００６）にガードインタバルの期間において歪補償校正（Ｓ１００７）を行う。一定値（Ｔｈ）は、視聴に耐える画像を受信再生できているものの、高いレベルのエラーレートとする。従って、ＴｍはＴｓ以上であるのが望ましい。周期的に歪補償校正動作を行うのは、一応視聴可能ではあるものの、歪補償校正によってより低いエラーレートを実現できる可能性があるからである。この場合は、ガードインタバルの期間を検知して歪補償校正動作を行う。

エラーレートがある一定値（Ｔｈ）以下の場合は歪補償校正を行わない（Ｓ１００５のＮ分岐）。エラーレートが小さいということは、良好な受信が確立しているのであるから受信回路系の歪補償校正をする必要はないからである。このように本実施の形態では、エラーレートによって歪補償校正動作の周期を変更することで、受信状態に応じた歪補償校正が行える。

なお、歪補償校正動作は、２次歪みおよび３次歪みを同時に行なっても良いし、ガードインタバル毎に行なっても良いし、また複数回の平均で行なっても良い。この点、実施の形態３と同じである。また、本実施の形態ではエラーレートを指標に歪補償校正動作の周期を変更したが、受信信号のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）等を指標としてもよい。

（実施の形態５）
本実施の形態は、実施の形態１における歪補償校正を実施するタイミングやチューナのフロントエンド部の電源制御に関するものである。

欧州などでモバイル用の地上波デジタルテレビ放送で用いられているDVB-Hにおいては、タイムスライシングと呼ばれている方法が採用されている。DVB-Hとは欧州のデジタル放送の標準化団体DVB（Digital Video Broadcasting Project）が策定した携帯電話機などのモバイルテレビ用の地上波デジタル放送の仕様である。

タイムスライシングとは、複数番組を時分割多重して送信し、受信側では、受信すべき番組のバーストだけを受信し、それ以外の間はフロントエンド部の電源を遮断できるようにする技術をいう。このようにすることで受信機の消費電力を抑えられると言う効果がある。タイムスライシングを行なうと、受信機のフロントエンド部分は電源を細かくＯＮ／ＯＦＦすることになる。また、電源をＯＮにするタイミングを知るために、この送信波には、どの番組に対するデータがどのタイミングで送信されるかの情報も一緒に送信される。

図１９（ａ）に、送信される信号の模式図を示す。横方向は時間を表し、バースト（図では「burst」と記載した。）が左から右方向に時間に沿って送信される様子を示す。各バーストには、図１５で示すシンボル信号の期間（１０１）とガードインタバルの期間（１００）が複数個存在する。なお、バーストの中にさらにシンボル信号とガードインタバルの組のまとまりがあってもよいし、複数個のバーストを１つのまとまりとしてもよい。

このバーストは送信される信号を論理的に分けられるという意味であり、信号自体は連続したＯＦＤＭ方式の信号そのものである。従って、本実施の形態で想定する受信する信号および校正信号の生成に関しては実施の形態１と同じである。

図１９（ａ）では、太字枠のバースト（１１３）が所望の受信すべきバーストであるとする。それ以外のバースト（１１４）には、その他の番組などの情報が送られている。図１９（ｂ）には、本実施の形態のチューナの動作のタイミングを示す。横軸は図１９（ａ）と同じ時間軸である。

チューナが受信すべきバーストの期間はチューナは受信動作を行う期間（１１６：図では「receive」と記載した。）。このバーストを受信する以外の間はチューナのフロントエンド部分は電源をOFFにする（図では「Power off」と記載）。従って、このバーストを受信する前にフロントエンドの電源を入れ、ウォームアップする期間（１１５）が必要である（図では「WU」と記載した。）。本実施の形態のチューナはさらにウォームアップした後、受信動作を行う前に校正動作（１１７）を行う。（図では「ｃａｌ」と記載）。

図２０に、チューナの構成図を示す。校正信号発生部（３）、低雑音アンプ部（１１）、制御部（４）、周波数変換部（１２）、フィルタ部（１３）、増幅部（１４）、復調部（１５）、局部発振部（１６）は、図１と同じである。なお、ここで制御部（４）は第1の制御部（４）とする。また、復調部（１５）は、受信信号を復調するとともに、校正信号が受信回路系に入力された際に歪を検出する周波数成分を出力する点は、実施の形態１で説明した通りである。

本実施の形態では、これらの構成に加え、復調部（１５）の出力を解読する復号部（１７）と、復号部（１７）で解読した情報に基づき、電源を制御する第２の制御部（５）を有する。

なお、校正信号発生部（３）、低雑音アンプ部（１１）、周波数変換部（１２）、フィルタ部（１３）、増幅部（１４）、復調部（１５）、局部発振部（１６）を含めてフロントエンド部（６）と呼ぶ。

復号部（１７）は復調部（１５）で復調した信号を解読する。本実施の形態で説明するタイムスライシングでは、先に説明したように、映像信号や音声信号以外に、どの番組のデータがどのタイミングで放送されているかといった番組情報を含んだ送信信号の送信情報を送信信号に乗せる。復号部（１７）は、これらの映像信号や音声信号以外の情報を第２の制御部（５）に送る。

第２の制御部（５）は、これらの情報を解読し、フロントエンド部（６）への電源をいつＯＮにするかを制御する。なお、第２の制御部（５）は、時計を内蔵しているとして説明を行なう。

次に本実施の形態のチューナの動作について説明する。受信信号の中心周波数となるｆｏが、チューナに与えられ、局部発振部（１６）は指示された周波数ｆｏのＬＯ信号を出力する。受信信号はアンテナ（９）から低雑音アンプ部（１１）を経て、周波数変換部（１２）でダイレクトコンバージョンされて、ベースバンド信号に戻される。フィルタ部（１３）、増幅部（１４）、復調部（１５）を経て、復調された信号になるのは、実施の形態１と同じである。

復調された信号は、復号部（１６）にて所定の方式でデコードされる。デコードされた結果は、映像信号や音声信号の他に、ＥＰＧ（Electric Program Guide）といった番組情報や、時刻、システム用の通信情報といった映像信号や音声信号以外のパケット情報が復元され出力される。

これらのうち、少なくとも送信されているバーストに関する情報は、第２の制御部（５）に送られる。送信されているバーストに関する情報とは、チューナが受信する受信信号の送信情報に含まれる。また、送信されているバーストに関する情報は、現在受信している受信信号中で送られるバーストの種類と、バーストの送信情報を含む。バーストの送信情報は、送信されているバーストの送信順序などであり、特定のバーストを選択して受信できる情報であれば特に限定するものではない。

第２の制御部（５）は、送信されているバーストに関する情報から、受信すべきバーストを特定し、次の受信タイミングまで、フロントエンド部（６）への供給電力を遮断する。

遮断した後、第２の制御部（５）は、内部時計によって次の受信時刻の到来を待つ。なお、受信時刻ではなく、受信までの時間を待機してもよい。受信時刻到来の所定時間前が来たら、第２の制御部（５）はフロントエンド部（６）に電力を供給する。電力を供給した後、一定時間はウォームアップのための時間であり、この間には、局部発振部（１６）におけるPLLのロックアップを行なう。そして、ウォームアップ終了後、第２の制御部（５）の指示により、受信回路系の歪補償校正を行う。この歪補償校正は実施の形態１と同じでよい。そして、歪補償校正の後、次のバーストの受信を行なう。バーストの受信が終了したら、次のバースト受信時刻に先立つウォームアップまで、フロントエンド部（６）の電力を遮断する。

このように本実施の形態では、タイムスライシングを行なう通信環境において、目的のバーストを受信するのに先立って歪補償校正を行う。このようにすることによって、フロントエンド部（６）のON/OFFに伴って、低雑音アンプ部（１１）や、周波数変換部（１２）の歪特性が変わってしまったとしても、常に校正した状態に保つ事ができ、チューナの特定を一定の状態に維持する事が出来る。

なお、本実施の形態では、バーストを受信するのに先立って毎回、歪補償校正を行うように説明したが、毎回行う必然性はないので、適宜歪補償校正を行わないでバーストを受信する場合があってもよい。すなわち、３バーストを受信する間に１回の歪補償校正を行うなど、決まった間隔で歪補償校正を入れても良い。また、実施の形態４で示したエラーレートに基づいて、歪補償校正の間隔を決めても良い。

また、本実施の形態においては、バーストを受信する直前に歪補償校正を行っているが、バーストを受信する直前でなくても良く、バーストを受信した直後でも良いし、その他バーストを受信していない期間でも良い。

また、本実施の形態では、復調部（１５）をフロントエンド部（６）に加えていないが、加えてもよい。タイムスライシングを行なうと、復調部（１５）は受信したデータを蓄積しておき、受信していない期間にFFT処理などができるため、早いクロックを必要としないといった効果が期待される。この場合復調部（１５）には、受信していない期間にも電力の供給が必要であるため、本実施の形態ではフロントエンド部（６）から復調部（１５）をはずした。しかし、それに限定する必要はなく、復調部（１５）はフロントエンド部（６）として受信していない期間は電力を供給しないようにしてもよい。

また、フロントエンド部（６）と復調部（１５）、復号部（１７）、第２の制御部（５）は、それぞれ、同一のＩＣチップ上にあってもよいし、いくつかのチップに分けられていても良い。フロントエンド部（６）と復調部（１５）はアナログ信号処理が中心となり、復号部（１７）と第２の制御部（５）はデジタル信号処理が中心となるため、それぞれ１チップとするのが製造しやすい。しかし、特に限定するものではなく、すべて同じチップ上に作成されていてもよいし、それぞれの構成要素を適当に組合せ、１チップとしてもよいし、それぞれを別々のチップに作成してもよい。なお、本明細書を通じて、チップはウェハ上にＩＣを作成し、必要な部分のＩＣをウェハから切り出した物をいう。ＩＣチップともいう。

また、本実施の形態は欧州のデジタルテレビ放送の規格DVB-Hを例に上げたが、これに限定されるものではない。また、本実施の形態では制御部（４）と第2の制御部（５）は別々のものとして説明したが、これらは１つの制御部で兼ねてもよい。

（実施の形態６）
これまでの実施の形態では、ＯＦＤＭ方式のガードインタバルの期間を利用して受信回路系の補償校正を行っていたが、本実施の形態では、シンボル信号の受信中に校正信号によって補償校正動作を行う。送信波は、あるチャンネルに隣接するチャンネルとの干渉を避けるために、帯域内の隣接チャンネルとの境界付近には、信号を送らないようにしている。この部分をガードバンドという。本実施の形態では、この帯域内に設定されたガードバンド部分を使って歪補償校正を行う。

本実施の形態で説明するのは、ＯＦＤＭ信号により連続的に送信される信号をダイレクトコンバージョン方式で連続的に受信する場合である。チューナの構成は図１７と同じである。本実施の形態で想定するのは以下の条件である。

受信する信号のサブキャリアの間隔は(1/1008)MHzであり、サブキャリアの本数は5617本である。したがってベースバント信号におけるサブキャリアの最大周波数は(2808/1008)MHz（約２．７８５ＭＨｚ）となる。ＯＦＤＭ復調を行う際にＦＦＴ演算を用いるので、計算の効率化のため実際には(8192-1)本のサブキャリア算出演算を行なう。

ＯＦＤＭに使用されているサブキャリアの最大周波数より大きく、使用されていないサブキャリアに関しては、復調により計算した値が使われないようにしている。そこで、使用されているサブキャリアのすぐ外側に歪信号検出用の信号周波数を設定することにより、受信動作中であっても歪補償校正を実行可能とする。この際歪信号の検出は、通常の信号受信に用いるＦＦＴの結果を用いることができる。即ち、ＦＦＴ処理部（３６）は、使われていないサブキャリアに対してもＦＦＴ処理をおこなっている。

補償校正は以下の手順に従う。まず、制御部（４）はエラーレート測定部（１７）のエラーレートの値に応じて補償校正を行うか否かを決める。これは図１８のフローに従ってよい。補償校正を行う場合は、受信した信号のシンボル信号の期間に、校正信号を受信信号が入力されている加算器（７２）を通じて受信回路系に入力する。シンボル信号の期間に校正信号を受信回路系に入力するのは、復調部（１５）のＦＦＴ処理部（３６）の出力で歪を検出するからである。

シンボル信号の期間を検出するのは、ガードインタバル除去部（３５）からのタイミング通知信号（７）に基づいて制御部（４）が判断してもよいし、タイミング通知信号（７）自体にシンボル信号の期間である旨の信号をのせて、シンボル通知信号として制御部（４）に通知してもよい。

次に制御部（４）は、復調部（１５）のＦＦＴ処理部（３６）が出力する所定の周波数成分の信号（８）を受け取り、この信号の大きさに応じて低雑音アンプ部（１１）と周波数変換部（１２）に対して歪補償調整信号を出力する。

図２１に信号発生部（２）の構成を示す。本実施の形態では、２次歪み用の校正信号と３次歪み用の校正信号は同じｆ３の周波数を用いるが、ｆ４に相当する信号はそれぞれに異なる。従って、信号発生部（２）は、矩形波信号源を３つ有する２次３次歪用信号発生部（１２０）で構成される。矩形波信号源（１２１）は周波数ｆ３の信号を、矩形波信号源（１２２）は周波数ｆ４の信号を、矩形波信号源（１２３）は周波数ｆ５の信号を出力する。

また、本実施の形態の２次３次歪用信号発生部（１２０）には、ｆ４またはｆ５を選択するために、切替えスイッチ（１２４）を有する。切替えスイッチ（１２４）は、制御部（４）の指示によって切り替わる。それぞれの矩形波信号源で発生するのは、デューティー比１／２の矩形波である点は、これまでの実施の形態と同じである。

次に校正信号について説明する。本実施の形態では、シンボル信号の受信中に補償校正動作を行うので、歪補償校正信号は受信信号帯域中にスペクトルを持たないようにする必要がある。歪補償校正信号は信号レベルが高いので、信号受信に重大な障害をもたらしてしまうからである。

まず、２次歪補償校正の場合、矩形波信号源（１２１）の周波数ｆ３は(1024/63)MHz（約１６．２５ＭＨｚ）とし、矩形波信号源（１２２）の周波数ｆ４の値は(848/63)MHz（１３．４６ＭＨｚ）に設定する。すると、２次歪によって発生する信号はｆ３−ｆ４の周波数(2816/1008)MHz（２．７９４ＭＨｚ）のサブキャリアに発生する。校正信号（Ｓｃ）は、高周波帯域に周波数変換した後、加算されているので、歪みが生じにくい。

さらに、変調信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）はデジタル信号なので、信号発生器（２）内の乗算器は論理回路により実現でき、歪は発生しない。また、校正信号発生器（３）の中における乗算器（２３、２４、２５，２６）はスイッチング素子で構成できるため、さらに歪が少ない。また、ｆ３およびｆ４は、ベースバンド帯域より高い周波数なので、ベースバンド帯域内にスプリアスは発生しない。

従って、２次歪みとなる上記周波数の信号は受信回路系による歪みとみなせる。またこの２次歪みは、サブキャリアの最大周波数(2808/1008)MHz（約２．７８５ＭＨｚ）より約８ｋＨｚだけ外の周波数となる。そのため受信信号に与える影響は少ない。

この周波数のサブキャリアに発生した2次歪成分はフィルタ部（１３）による遮断をほとんど受けずにＯＦＤＭ復調部（１５）に供給され、その歪成分がベースバンド信号のＯＦＤＭ処理部（３６）による処理の際に同時に検出される。ＯＦＤＭ処理部のＦＦＴ処理部はこの周波数もサブキャリア算出用に計算しているからである。したがって、検出された周波数(2816/1008)MHzのサブキャリア信号により、受信回路系の２次歪を検出することができる。そして、その結果に応じて２次歪補償調整信号ａ２を調整することにより、２次歪補償校正を受信動作中に行うことができる。

図２２に２次歪み補償校正の場合の周波数の関係を示す。図２２（ａ）は、図１７の加算器（７２）の出力での受信信号と歪み校正信号の関係を示す。受信信号は周波数ｆｏで変調されて送信されており、それをアンテナ（９）で受信した。歪み校正信号（Ｓｃ）も局部発振部（１６）の周波数ｆｏの高周波信号によって高周波帯域に変調されている。

このような信号を低雑音アンプ部（１１）と周波数変換部（１２）を通す事によって、周波数ｆｏのダウンコンバートが行なわれ、受信回路系で２次歪が生じると、２次歪みの成分が最大周波数のサブキャリアのわずかに外側、すなわちガードバンド部分に発生する。この様子を図２２（ｂ）に示す。２次歪の成分は、隣接チャンネルにはかぶらないようにする。制御部（４）は、この歪成分の量によって増幅部（１１）や周波数変換部（１２）に対して歪補償校正を行う。

３次歪補償校正の場合、ｆ３は２次歪みの場合と同じ周波数（約１６．２５ＭＨｚ）を用い、もう一方の信号は矩形波信号源（１２３）の周波数ｆ５の信号を選択する。ｆ５の値は(600/63)MHz（約９．５２ＭＨｚ）である。すると、３次歪によって発生する信号は２＊ｆ５−ｆ３の周波数(2816/1008)MHzのサブキャリアに発生する。

この周波数のサブキャリア信号はベースバンドフィルタによる遮断をほとんど受けずにＯＦＤＭ復調部（１５）に供給され、その信号成分が受信信号のＯＦＤＭ復調の際に同時に検出される。したがって、検出された周波数(2816/1008)MHzのサブキャリア信号により、受信回路系の２次歪を検出することができ、その結果に応じて３次歪補償調整信号（ａ３）を調整することにより、３次歪補償校正を受信動作中に行うことができる。

図２３に３次歪み補償校正の際の周波数の関係を示す。図２３（ａ）は、図１７の加算器（７２）の出力での受信信号と歪み校正信号の関係を示す。受信信号は周波数ｆｏで変調されて送信されており、それをアンテナ（９）で受信した。歪み校正信号（Ｓｃ）も局部発振部（１６）の周波数ｆｏのＬＯ信号によって高周波帯域に変調されている。

このような信号を低雑音アンプ部（１１）と周波数変換部（１２）を通す事によって、周波数ｆｏのダウンコンバートが行なわれ、受信回路系で３次歪が発生すれば、３次歪みの成分が最大周波数のサブキャリアのわずかに外側、すなわちガードバンド部分に発生する。

この様子を図２３（ｂ）に示す。なお、図２３（ａ）と（ｂ）は適宜横軸のスケールは変えて示してある。隣接チャンネルとの関係は、２次歪の場合と同じで、３次歪の成分は、隣接チャンネルにはかぶらないようにする。なお、この３次歪みの成分は２次歪みの成分と同じ周波数(2816/1008)MHzで検出できる。

本実施の形態は、歪信号の検出が、受信信号のＯＦＤＭ復調と同時に検出することができるので、新たに歪信号検出のための演算を必要とせず、消費電力および必要とするハードウェア資源の面から非常に有用である。

また、本実施の形態では、補償校正動作をシンボル信号の受信期間を用いて行っていたが、歪により発生する信号の検出を受信の際のＯＦＤＭ復調とは別に行うようにすれば、補償校正動作は信号の受信状況に全く依存しない。すなわち、シンボル信号の受信期間又はガードインタバルの期間を区別若しくは判別することなく受信回路系の補償が可能になる。

本実施の形態においては、歪検出のための信号周波数をベースバンド信号の最高サブキャリア周波数よりわずかに高く設定したが、受信信号の中で振幅が常にゼロであるサブキャリアが存在していれば、歪検出のための信号周波数をそのサブキャリアに対応する周波数としてもよい。

（実施の形態７）
本実施の形態では、より正確に受信回路系を校正するために、大きさの異なる校正信号を受信回路系に入力し、校正信号発生部（３）で生じる歪みと受信回路系で生じる歪みを分別する。本実施の形態によると、仮に校正信号自体に歪みが生じてしまったとしても、受信回路系だけの歪み補償をすることができる。

図２４に、本実施の形態の構成を示す。本実施の形態では、減衰量切り替えの機能を持ったアッテネータ部（５）を校正信号発生部（３）内に設ける。アッテネータ部（５）は、信号発生部（２）から加算器（７２）までの間に設けられる。

図２５には、アッテネータ部（５）の構成を示す。アッテネータ部（５）には、第１のアッテネータＺ１（１１１）と第２のアッテネータＺ２（１１２）と、いずれかのアッテネータを選択するＡＴスイッチ（１１０）を含む。ＡＴスイッチ（１１０）は、いずれかのアッテネータを選択する切り替え信号（Ｃａ）によって、いずれかのアッテネータを、校正信号発生部（３）と加算器（７２）の間に挿入する。

校正信号に歪みが含まれる場合、受信回路系を通ることで生じる歪みの大きさは校正信号の大きさによって変化する。例えば、2次歪に関しては、校正信号の振幅を1/2にしたとき、校正信号に含まれる歪成分は振幅が1/2になるが、受信回路系で発生する歪の振幅は1/4になる。

同様に、3次歪についても、校正信号の振幅を1/2にしたとき、校正信号に含まれる歪成分は振幅が1/2になるが、受信装置で発生する歪の振幅は1/8になる。従って、校正信号の振幅を変えて少なくとも2回、歪成分を検出すれば、受信装置で発生した歪の大きさを検出することができる。

より具体的な例で説明する。第１のアッテネータＺ１（１１１）の減衰量を２０ｄＢ、第２のアッテネータＺ２（１１２）の減衰量を２６ｄＢとする。切替え信号（Ｃａ）がゼロの時は第１のアッテネータＺ１（１１１）を選択し、また１の時は第２のアッテネータＺ２（１１２）を選択するものとする。従って、切替え信号（Ｃａ）の値によって、校正信号（Ｓｃ）の振幅は２倍（６ｄＢ）変化することになる。

まず、２次歪の検出について説明する。校正信号発生部（３）から２次歪み用の校正信号を出力する。初めに、切り替え信号（Ca）の値をゼロとし、アッテネータ部（５）での減衰量を20dBに設定する。このとき、復調部（１５）により検出された2次歪に対する周波数成分の振幅（符号を含める）がA21であったとする。すると、受信回路系の歪によって発生した分をA2R，校正信号に歪成分が含まれていたことにより発生した分をA2Cとすると、
Ａ２１＝Ａ２Ｒ＋Ａ２Ｃ
の関係が成り立つ。

次に、切り替え信号（Ca）の値を1とし、アッテネータ部（５）の減衰量を26dBに設定する。すなわち、校正信号（Ｓｃ）の振幅を１／２にする。このとき、復調部（１５）により検出された2次歪に対する周波数成分の振幅（符号を含める）がA22であったとする。すると、
Ａ２２＝（Ａ２Ｒ／４）＋（Ａ２Ｃ／２）
の関係が成り立つので、これらの連立方程式を解くことによりA2Rつまり、受信回路系での歪みの値を知ることができる。たとえば、
１／２＊Ａ２Ｒ＝Ａ２１−２＊Ａ２２
の式を用いて計算することができる。

すなわち、制御部（４）は、復調部（１５）の最初の校正信号による出力Ａ２１を記憶しておき、２度目の校正信号による所定の周波数成分Ａ２２を検知しながら、Ａ２１−２＊Ａ２２がゼロになるように２次歪みを歪補償校正する。制御部（４）は最初の所定の周波数成分Ａ２１を記憶しておくメモリを内部に有するのは、いうまでもない。

3次歪の場合も同様に歪補償校正を行うことができる。まず、切り替え信号（Ca）の値をゼロとし、アッテネータ部（５）の減衰量を20dBに設定する。このとき、復調部（１５）により検出された３次歪に対する周波数成分の振幅（符号を含める）がA31であったとする。このうち、受信回路系の歪によって発生した分をA3R，校正信号に歪成分が含まれていたことにより発生した分をA3Cとすると、
Ａ３１＝Ａ３Ｒ＋Ａ３Ｃ
の関係が成り立つ。

次に、切り替え信号（Ca）の値を1とし、アッテネータ部（５）の減衰量を26dBに設定する。このとき、復調部（１５）により検出された2次歪に対する周波数成分の振幅（符号を含める）がA22であったとする。すると、
Ａ３２＝（Ａ３Ｒ／８）＋（Ａ３Ｃ／２）
の関係が成り立つので、これらの連立方程式を解くことによりA3Rの値を知ることができる。たとえば、
３／４＊Ａ３Ｒ＝Ａ３１−２＊Ａ３２
の式を用いて計算することができる。

すなわち、制御部（４）は、復調器（１５）の最初の校正信号による所定の周波数成分Ａ３１を記憶しておき、２度目の校正信号による所定の周波数成分Ａ３２を検知しながら、Ａ３１−２＊Ａ３２がゼロになるように３次歪みを補償校正する。

歪の少ない校正信号の生成は装置の規模が大きくなったり、消費電力が多くなってしまう傾向がある。本実施の形態の歪補償校正動作であれば、仮に校正信号自体に歪があった場合でも受信回路系だけによる歪を補償することができる。

（実施の形態８）
本発実施の形態は、校正信号発生部（３）が外部に用意されている場合について説明する。校正信号発生部（３）がチューナ内に装備されることによって、低雑音アンプ部（１１）や、周波数変換部（１２）の消費電流を低くして、温度、受信状態等の状況の変化の都度、受信回路系を補償校正しチューナ全体の省電力化が図れる点はこれまでの実施の形態で説明したとおりである。

しかし、チューナが使用される環境にあまり変化がなく、状況に応じた補償が必要でない場合は、チューナ内に校正信号発生部（３）を有することは、ほとんど使用しない機能のために回路面積をとることとなり、小型化の障害となる。そのような場合、校正信号発生部（３）を外部で用意し、工場出荷時の際、若しくはメンテナンスの時だけ外部からの校正信号によって、受信回路系を補償校正する機能も有用となる。

本実施の形態で例示するのも、ＯＦＤＭ方式のデジタル・テレビ・チューナまたはそれに使用するチューナＩＣの歪補償校正である。チューナはダイレクト・コンバージョン方式である。このチューナの受信信号であるＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔は(1/224)MHzであり、バンド幅は7.61MHzである。このチューナまたはチューナＩＣの歪補償校正を外部に歪補償校正信号発生装置（５）を用意して行う。

図２６に、本実施の形態のチューナ（１０）および校正信号発生部（３）の構成を示す。チューナ（１０）は、低雑音アンプ部（１１）と、周波数変換部（１２）とフィルタ部（１３）と増幅部（１４）と復調部（１５）と、制御部（１５）と局部発振部（１６）を含み、これらは実施の形態６までと同じ構成要素である。校正信号発生部（３）は、外部に用意されておりチューナ（１０）内には有していない。

外部に用意されチューナ（１０）内に有していないとは、少なくとも同一のＩＣチップ内にはないことを意味する。もちろん、同じボード内、同じ受信装置内に校正信号発生部（３）がないことを含む。これまでの実施の形態においても、制御部（４）には、内部にメモリを有していたが、本実施の形態ではより明確にするためにメモリ（１５０）を明示した。

また、本実施の形態の受信機（１０）には、外部からの基準周波数信号ｆrefに基づいて、局部発振部（１６）を駆動させるＰＬＬ装置（１８）を有する。校正信号発生器（３）は、チューナの外部にあり、基準周波数信号源（１３０）と、基準周波数信号源（１３０）の出力する信号に基づいて発振するＰＬＬ装置（１３１a、１３１ｂ）と、それぞれのPLL装置によって駆動する電圧制御発振器（１３２ａと１３２ｂ）と、これらの電圧制御発振器の出力を加算する加算器（１３３）を含む。

加算器（１３３）の出力はチューナ（１０）の低雑音アンプ部（１１）に入力される。なお、基準周波数信号源（１３０）の出力は、受信機のＰＬＬ装置（１８）にも供給される。また、本実施例における基準周波数信号源（１３０）は、アナログ信号を発生するが矩形波デジタル信号でもよい。

以上のような構成で受信回路系の歪補償校正を以下のように行う。基準周波数信号源（１３０）の出力信号の周波数は(1/6)MHzである。ＰＬＬ装置（１８）は局部発振器（１６）の出力周波数が700MHzとなるように制御を行う。２次歪を検出する際には、ＰＬＬ装置（１３１ａ）は電圧制御発振器（１３２ａ）の周波数が730MHz、ＰＬＬ装置（１３１ｂ）は電圧制御発振器（１３２ｂ）の周波数が(730+1/3)MHz となるように制御する。

このような設定にすることで、それぞれの電圧制御発振器の校正信号は、ダウンコンバートによって３０ＭＨｚと３０ＭＨｚ＋１／３ＭＨｚの信号に周波数変換される。これらの信号は受信信号帯域幅である７．６１ＭＨｚの半分より十分に高いので、ベースバンド帯域内にスプリアスを持たない。従って２次歪となる１／３ＭＨｚの信号は受信回路系で発生した歪と考えてよい。

３次歪を検出する際も、同様にＰＬＬ装置（１３１ａ）は電圧制御発振器（１３２ａ）の周波数が760MHz、ＰＬＬ装置（１３１ｂ）は電圧制御発振器（１３２ｂ）の周波数が(730+1/6)MHz となるように制御する。３次歪は２＊（３０＋１／６）−６０ＭＨｚの周波数に現れ、２次歪の場合と同じく１／３ＭＨｚとなる。従って、２次歪の検出および３次歪の検出はともにベースバンド信号（Ｓｂ）の１／３MHzの信号成分を復調部（１５）により検出することにより行う。

歪補償校正の手順は、上記のように検出した受信回路系の２次歪および３次歪に対して、低雑音アンプ部（１１）と周波数変換部（１２）に対してそれぞれ３次歪補償、２次歪補償を行うことで、受信回路系全体の歪を補償する。この際、調整された２次歪補償調整信号（ａ２）および３次歪補償調整信号（ａ３）の値はメモリ（１５０）に記憶される。

メモリ（１５０）は外部信号により回路を焼き切って永久的に記憶するヒューズや、ＰＮ接合をショートさせるザッピング、通常のＲＯＭなどでもよい。

本実施の形態の構成はチューナＩＣの歪補償校正の歪検出手段をＩＣ内部に持たせるので、ベースバンド信号をＩＣの外部に取り出す必要がなくなる。すなわち、アナログ信号の出力手段を省略することができることにより、チューナＩＣのパッドを少なくできる。また、ＩＣ製造時にウェハ上で歪補償校正工程を行うことができる。

（実施の形態９）
本実施の形態では、実施の形態８に加えて、さらに制御部（４）もチューナ（１０）の外に出してしまった場合を説明する。本実施の形態の構成を図２７に示す。実施の形態７に加えてチューナ（１０）からは、復調部（１５）の歪検出出力端子（１４０）と、周波数変換部（１２）への歪補償調整信号入力端子（１４２）と低雑音アンプ部（１１）への歪補償調整信号入力端子（１４４）が設けられている。

低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）の歪補償量を調整する部分は、ヒューズやザッピングなどによって特性を変化させ固定することで調整可能な素子で構成される。これらの調整は外部からの信号によって行なわれる。なお、特性の固定とは、固定のための信号を用いる場合を含めるが、調整するための信号をなくすことで、特性が変化しなくなる場合を含む。

このようなチューナの歪補償校正は、実施の形態８と同様に校正信号を外部から受信回路系に入力し、復調部（１５）からの出力から歪成分を検出する。これに基づいて制御部（４）で歪補償調整信号を作成し、歪補償調整信号入力端子（１４２）および（１４４）から歪補償調整信号を入力する。これらの信号によって低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）の歪補償量を調整する素子の特性を調整する。チューナの外部の意味は実施の形態８と同じである。

調整された素子は、再度歪補償調整信号入力端子に制御部がつながれ、歪補償調整信号が入力されるまで、そのままの値を保持する。本実施の形態は復調部（１５）からの歪検出出力端子（１４０）や歪補償調整信号入力端子（１４２、１４４）を、チューナを校正するチップ上に設けておけば、ウェハ上でチューナの歪補償を校正することができる。なお、チップもウェハも半導体基板と呼ぶことができる。

なお、本実施の形態では、外部からの信号によって低雑音アンプ部（１１）や周波数変換部（１２）の歪補償を行う部分の素子の特性を調整し固定する場合を説明したが、ウェハ上で歪補償を行う場合など、レーザーでトリミングすることで素子の特性を調整し固定してもよい。

一般に、デジタル回路を有するＩＣには、デジタル回路部分が所望の動作をするかをチェックするために、内部の状態を設定したり内部の状態を検出したりする手段（例えばスキャンパスなど）を持っている。これらの手段を本実施の形態における歪補償調整信号入力端子（１４２、１４４）や歪検出出力端子（１４０）として用いても良い。

また、歪補償調整信号入力端子（１４２、１４４）や歪検出出力端子（１４０）は、物理的な接触によって信号をやりとりする端子に限らず、例えば光などを用いた非接触での信号の交換や、電磁波を用いた無線通信などの方法を用いてもよい。

また、歪検出出力端子（１４０）は、歪み成分だけの出力だけでなく、復調部で復調された全部の信号が出力されていてもよい。これら非接触の場合も含めて歪補償調整信号入力端子（１４２、１４４）を調整信号入力部と呼び、歪検出出力端子（１４０）を歪検出出力部と呼ぶ。

校正信号によってチューナ回路の調整を行うことにしたので、小型デジタル信号の受信用チューナ、特にダイレクトコンバージョン方式のチューナに適用することができる。

２ 信号発生部
３ 校正信号発生部
４ 制御部
７ タイミング通知信号
８ 情報を出力検出信号
９ アンテナ
１０ チューナ
１１ 低雑音アンプ部
１２ 周波数変換部
１３ フィルタ部
１４ 増幅部
１５ 復調部
１６ 局部発振部
１７ 復号部
１８ ＰＬＬ装置
２３〜２６ 乗算器
２７ 加算器
２８ スイッチ
３１ Ｉ相の乗算器
３２ Ｑ相の乗算器
３４ Ａ／Ｄ変換器
３５ ガードインタバル除去部
３６ ＦＦＴ処理部
３７ サブキャリア復調部
３８ パラレルシリアル変換部
３８ ＳＧスイッチ
４０ ２次歪用信号発生部
４１，４２ ２つの矩形波信号源
４６ａ，ｂ ２つの乗算器
４８ 切替えスイッチ
５０ ３次歪用信号発生部
７１ 第１のアンプ
７２ 加算器
７３ 第２のアンプ
７３ 第2段目のアンプ
７４ バッファ
９０ ２次３次歪み用信号発生部
１２０ ２次３次歪用信号発生部
１３０ 基準周波数信号源
１４０ 歪検出出力端子
１４２ 歪補償調整信号入力端子
１４４ 歪補償調整信号入力端子
１５０ メモリ

Claims (38)

1. 校正信号を出力する校正信号発生部と、
   受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
   前記周波数成分検出部で検出した前記周波数成分の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
   前記校正信号発生部は、
   複数の基本信号を非線形合成した変調信号を複数個発生させる信号発生部と、
   前記複数の変調信号のそれぞれで前記高周波信号を変調し変調高周波信号を発生する複数の乗算器と、
   前記複数の乗算器から出力された前記変調高周波信号を加算する加算器を有するチューナ。
2. 校正信号を出力する校正信号発生部と、
   受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部と、
   前記受信信号の所定の期間を識別する信号期間識別部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
   前記信号期間識別部が所定の期間を識別した場合に、前記校正信号発生部に前記校正信号を出力させ、前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
   前記校正信号発生部は、
   複数の基本信号を非線形合成した変調信号を複数個発生させる信号発生部と、
   前記複数の変調信号のそれぞれで前記高周波信号を変調し変調高周波信号を発生する複数の乗算器と、
   前記複数の乗算器から出力された前記変調高周波信号を加算する加算器を有するチューナ。
3. 前記所定の期間はＯＦＤＭ方式の信号のガードインタバルである請求項２記載のチューナ。
4. 校正信号を出力する校正信号発生部と、
   受信した受信信号と前記校正信号が加算される加算器と、
   前記加算器の出力が入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の期間を識別する信号期間識別部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
   前記信号期間識別部が所定の期間を識別した場合に、前記校正信号発生部に前記校正信号を出力させ、前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを有し、
   前記所定の期間はＯＦＤＭ方式の信号のシンボル信号期間であるチューナ。
5. 前記所定の周波数成分は、前記ダウンコンバートされた信号が有する最大周波数のサブキャリアの外側の周波数である請求項４記載のチューナ。
6. 前記周波数成分検出部が検出する周波数成分は隣接チャンネルとのガードバンド部分である請求項４記載のチューナ。
7. 校正信号を出力する校正信号発生部と、
   受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
   前記ダウンコンバートされた信号を復調する復調部と、
   前記復調部の出力のエラーレートを測定するエラーレート測定部と、
   前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含み、
   前記校正信号発生部は、前記エラーレート測定部の出力に基づいて前記校正信号の発生周期を変えるチューナ。
8. 校正信号を出力する校正信号発生部と、
   受信した受信信号若しくは前記校正信号が入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記周波数変換部の出力が前記校正信号をダウンコンバートした信号である場合は所定の周波数成分を検出し、前記受信信号をダウンコンバートした信号である場合は当該信号を復調する復調部と、
   前記復調部で検出した所定の周波数成分の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する第１の制御部と、
   前記受信信号がダウンコンバートされた信号を復調した信号を復号する復号部と、
   前記復号部で復号した前記受信信号に含まれた前記受信信号の送信情報に基づいて、所定のタイミングで前記校正信号発生部に校正信号を発生させる第２の制御部を有するチューナ。
9. 少なくとも大きさの異なる２種類の校正信号を発生する校正信号発生部と、
   受信した受信信号若しくは前記校正信号のいずれかが入力される増幅部と、
   前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
   前記ダウンコンバートされた信号の所定の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
   前記２種類の校正信号による前記周波数成分検出部の出力に応じて前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部とを含むチューナ。
10. 前記校正信号発生部は、前記制御部からの指示によって減衰量を切り替える校正信号減衰器を含む請求項９記載のチューナ。
11. 前記２種類の校正信号は、順次発生される第１の校正信号と第２の校正信号であって、
    前記制御部は、前記第１の校正信号による前記周波数成分検出部の出力を記憶し、前記第２の校正信号による前記周波数成分検出部の出力が前記第１の校正信号による前記周波数成分検出部の出力と所定の関係になるまで前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する請求項９記載のチューナ。
12. 外部の信号によって作られた校正信号を入力信号として入力されるチューナであって、
    入力信号が入力される増幅部と、
    前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
    前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部と、
    前記外部の信号に基づいて前記局部発振部を駆動させるＰＬＬ装置と、
    前記ダウンコンバートされた信号の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
    前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する制御部と、
    前記制御部が制御するために出力する調整信号の値を記憶するメモリとを含み、
    前記制御部は、前記外部の信号が前記ＰＬＬ装置に供給され、かつ前記校正信号が前記入力信号として入力されると、前記周波数成分検出部が検出した所定の周波数成分の大きさに基づいて、前記増幅部と前記周波数変換部の少なくともいずれかを制御する調整信号の値を変更し、前記メモリに前記調整信号の値を記憶するチューナ。
13. 校正信号が入力される増幅部と、
    前記増幅部の出力を周波数変換し、ダウンコンバートされた信号を出力する周波数変換部と、
    前記ダウンコンバートされた信号の周波数成分を検出する周波数成分検出部と、
    前記周波数成分検出部が検出した周波数成分に係る情報を外部へ出力する歪検出出力部とを含み、
    前記増幅部と前記周波数変換部は、外部からの信号で特性を設定可能な素子を有し、
    前記素子の特性を設定する信号を入力する調整信号入力部を有するチューナ。
14. 外部からの信号で特性が変化して固定される素子を含んで構成され、受信信号が入力される増幅部と、
    外部からの信号で特性が変化して固定される素子を含んで構成され、前記増幅部の出力を外部からの基準周波数信号源の信号で駆動される局部発振部の高周波を用いて周波数変換する周波数変換部の、
    いずれか一方若しくは両方と、
    前記周波数変換部の出力の周波数成分を検出する周波数成分検出部とを有するチューナの製造方法であって、
    外部において発生させた校正信号を前記増幅部に入力する工程と、
    前記周波数成分検出部からの信号を取り出す工程と、
    前記信号を取り出す工程で取り出した信号に基づいて少なくとも前記増幅部若しくは前記周波数変換部の一方の特性を変化させ固定させる信号を入力する工程とを含む半導体基板上に構成されたチューナの製造方法。
15. 前記周波数変換部へ高周波信号を入力する局部発振部をさらに有し、
    前記校正信号発生部は、
    複数の基本信号を非線形合成した変調信号を複数個発生させる信号発生部と、
    前記信号発生部で発生させた複数の変調信号のそれぞれで前記高周波信号を変調し変調高周波信号を発生する複数の乗算器と、
    前記変調高周波信号同士複数を加算する加算器を有する請求項４、７、８、９のいずれか１項に記載のチューナ。
16. 前記複数の基本信号の少なくとも１つは前記ダウンコンバートされた信号の帯域の最高周
    波数より高い周波数であり、少なくとも１つは前記ダウンコンバートされた信号の帯域の最高周波数より低い周波数である請求項１５に記載されたチューナ。
17. 前記変調高周波信号は、Ｉ相またはＱ相のいずれか一方の前記高周波信号が変調された請求項１５に記載されたチューナ。
18. 前記校正信号は、３つ以上の前記変調高周波信号を加算した信号である請求項１５に記載されたチューナ。
19. 前記複数の変調信号は、前記ダウンコンバートされた信号の帯域より高い周波数である請求項１５に記載されたチューナ。
20. 前記複数の基本信号は矩形波信号であって、
    前記基本信号のうち最も低い周波数の基本信号の周波数をｆｍｉｎ、デューティー比をｋ／ｍ（ｋとｍはそれぞれ整数）としたときに、前記最も低い周波数の基本信号以外の前記基本信号の周波数ｆがｎ＊ｍ＊ｆｍｉｎ（ｎは整数）で表される請求項１５に記載されたチューナ。
21. 前記高周波信号は、前記受信した受信信号の中心周波数に対応した周波数の信号である請求項１５に記載されたチューナ。
22. 前記信号発生部は、
    複数の矩形波信号源と、
    前記矩形波信号源からの信号を非線形合成する複数の非線形合成部と、
    前記非線形合成部からの信号で前記局部発振部からの高周波信号を変調する複数の変調部と、
    前記変調された信号同士を加算する加算器を含む請求項１５に記載されたチューナ。
23. 前記複数の基本信号の少なくとも１つは前記ダウンコンバートされた信号の帯域の最高周波数より高い周波数であり、少なくとも１つは前記ダウンコンバートされた信号の帯域の最高周波数より低い周波数である請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
24. 前記変調高周波信号は、Ｉ相またはＱ相のいずれか一方の前記高周波信号が変調された請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
25. 前記校正信号は、３つ以上の前記変調高周波信号を加算した信号である請求項１または２のいずれかに記載のチューナ。
26. 前記複数の変調信号は、前記ダウンコンバートされた信号の帯域より高い周波数である請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
27. 前記複数の基本信号は矩形波信号であって、
    前記基本信号のうち最も低い周波数の基本信号の周波数をｆｍｉｎ、デューティー比をｋ／ｍ（ｋとｍはそれぞれ整数）としたときに、前記最も低い周波数の基本信号以外の前記基本信号の周波数ｆがｎ＊ｍ＊ｆｍｉｎ（ｎは整数）で表される請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
28. 前記高周波信号は、前記受信した受信信号の中心周波数に対応した周波数の信号である請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
29. 前記信号発生部は、
    複数の矩形波信号源と、
    前記矩形波信号源からの信号を非線形合成する複数の非線形合成部と、
    前記非線形合成部からの信号で前記局部発振部からの高周波信号を変調する複数の変調部と、
    前記変調された信号同士を加算する加算器を含む請求項１または２のいずれかに記載されたチューナ。
30. 前記校正信号発生部は、位相の異なる校正信号を発生させる請求項１、２、４、７、８、９のいずれか１項に記載されたチューナ。
31. 前記校正信号発生部は、複数の校正信号を出力し、前記複数の校正信号はそれぞれ周波数が異なる請求項１、２、４、７、８、９のいずれか１項に記載されたチューナ。
32. 前記校正信号発生部は、前記局部発振部の周波数が変化する際に校正信号を出力する請求項１、２のいずれかに記載されたチューナ。
33. 前記校正信号発生部は、前記局部発振部の周波数が変化する際に校正信号を出力する請求項１５に記載されたチューナ。
34. 前記受信した受信信号はＯＦＤＭ方式の受信信号であり、
    前記周波数成分検出部はＦＦＴ処理部である請求項１、２、４、７、９のいずれか１項に記載されたチューナ。
35. 前記受信した受信信号はＯＦＤＭ方式の受信信号であり、
    前記復調部は周波数成分を検出するＦＦＴ処理部を有する請求項８に記載されたチューナ。
36. 請求項１、２、４、７、８、９、１３のいずれか１項に記載されたチューナを半導体基板上に作成したＩＣチップ。
37. 請求項１、２、４、７、８、９、１３のいずれか１項に記載されたチューナを搭載したテレビ受信機。
38. 請求項１、２、４、７、８、９、１３のいずれか１項に記載されたチューナを搭載したラジオ受信機。

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