JP4782929B2 - 薄膜共振器フィルタとその構成方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は薄膜共振器に関し、特に、薄膜共振器フィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
薄膜共振器（thin film resonators：ＴＦＲ）は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚの範囲の高周波環境で用いられる。図１は、従来のＴＦＲ素子１００の断面図を示す。同図において従来のＴＦＲ素子１００は、導電性電極層１０５と１１５の間に配置されたピエゾ電子材料層１１０を有し、導電性電極層１１５側が支持構造体１２０の上に形成されている。支持構造体１２０は薄膜、あるいはシリコン、水晶等の半導体基板上に複数の交互に配置した反射層からなる。ピエゾ電子材料層１１０は、ＺｎＯ、ＣｄＳ、ＡｌＮからなるグループから選択されたものである。導電性電極層１０５、１１５は導電性材料、例えばＡｌから構成されるが、他の導電材料も用いることができる。
【０００３】
これらのＴＦＲ素子はフィルタで用いられるが、特にたくさんの通信技術に用いることが可能なＴＦＲフィルタ回路で用いられる。例えばＴＦＲフィルタ回路は、セルラ通信、ワイヤレス通信、光ファイバ通信、あるいはコンピュータ関連の情報交換、あるいは情報共有システムで採用される。
【０００４】
ますます複雑となっている通信システムをポータブルにすること、さらにはまた手のひらに乗せるような要望は、フィルタ技術に対する厳しい要求、特にますます込み合う無線周波数リソースにおいて、厳しい要求を発生させている。ＴＦＲフィルタは、厳密な性能要件を満足しなければならない。例えば（ａ）きわめて頑強であること、（ｂ）容易に大量生産ができること、（ｃ）ＧＨｚ領域にまでの周波数範囲で達成可能な大きさに対する性能の比率を著しく向上させることが含まれる。しかしこれらの要件を満足することに加えて、さらに大きなストップ（停止）帯域での減衰に対する需要と同時に、通過帯域での挿入損失を低減することの必要性がある。さらにはまた、ＴＦＲフィルタに対する上記のあるアプリケーションでは、中心周波数の最大４％までの通過帯域の幅を必要としている（例えば２ＧＨｚの中心周波数に対しては、必要とされる帯域幅は８０ＭＨｚである）。これはＡｌＮのようなピエゾ電子材料、特に搭載した基板上に複数の反射層との組合せでは容易には達成できない。
【０００５】
これらの共振器に対する従来の電子回路のモデルを図２Ａに示す。この回路モデルは、Butterworth-Van Dyke model（ＢＶＤ）であり、入力端子１０と出力端子２０との間のＴＦＲの運動（音響共振）を表す直列ＲＬＣラインからなる。この直列ＲＬＣラインは、電極（図１の導電性電極層１０５、１１５）の平行平板キャパシタンス（静的キャパシタンス）を表すキャパシタＣ0と並列である。
【０００６】
図２Ａに示すＢＶＤモデルのインピーダンス回析によれば、２つの共振周波数の組、すなわちゼロ共振周波数（zero）と、その後のポール共振周波数（pole）との組が得られる。ゼロとポールとの分離は、Ｋ2として知られるピエゾ電子音響結合係数に依存する。この係数は、音響エネルギーが電気エネルギーにいかに結合されるか、そしてＴＦＲ内で使用されるピエゾ電子材料で変化する尺度である。後述するように、標準のＬＣ通過帯域設計技術をエミレートする試みは困難であるが、その理由は、フィルタ内の各ＴＦＲは、２つの共振点（ポールとゼロ）を有し、例えばChebychev 応答のような一般的なフィルタ応答に対する、標準的なＬＣ通過帯域ブランチには１つの共振点しか存在しないからである。後述するように、この余分の共振（ＴＦＲの設計によってはポール共振とゼロ共振のいずれか）は、通過帯域が広がるにつれて、通過帯域と幾分干渉するので好ましくない。しかし係数Ｋ2が大きな材料が用いられた場合には、この余分な共振は、通過帯域からはるかに離れたものであり、これにより通過帯域フィルタに対する帯域幅が広がることになる（Ｋ2のサイズは、ポール共振とゼロ共振の間の分離量に直接関連する）。
【０００７】
共振器からフィルタを設計する一般的なアプローチは、共振器を直列−シャント関係の階段状の構成に配置することである（すなわち、「シャント共振器」は、直列共鳴器の端子にシャント状態に接続する）。各シャント共振器と直列共振器は、ポール共振とゼロ共振とを有する。通過帯域の応答を得るためには、シャント共振器のポール周波数を直列共振器のゼロ周波数に幾分整合した周波数にシフトダウンすることが必要である。直列共振ポール周波数にマッチングさせるために、シャント共振器のポール周波数をシフトダウンすることは、ある種の材料（例えば金属、金属酸化物等）を、シャント共振器の上部電極に付加することにより達成できる。
【０００８】
現在のところ、ＴＦＲラダーフィルタを設計する従来の方法は、ＴＦＲ素子を個々に組立ブロックで設計し、それらを互いに連鎖接続すること（直列あるいはチェーン状に接続すること）である。単純化して述べると、チェーン内の個々に接続された部分は、信号がチェーン（連鎖）を通過するよりもより信号を連続的にフィルタ処理することができるために、連鎖接続はフィルタ全体に対するより大きなストップバンドの減衰を達成できる。図２のＡとＢは、１つの組立ブロックを示し、通常これらはＴ−セルとＬ−セルとして知られている。図２Ａを参照すると、Ｔ−セル組立ブロック１２５は、３個のＴＦＲ素子１３０Ａ、１３０Ｂ、ＴＦＲ素子１３５を有する。ＴＦＲ素子１３０Ａと１３０Ｂは、Ｔ−セルブロックの直列アーム部分であり、ＴＦＲ素子１３０Ａは、入力ポート１３２とノード１３６の間で直列接続を構成し、ＴＦＲ素子１３０Ｂは、ノード１３６とＴ−セル組立ブロック１２５の出力ポート１３４とを接続する。ＴＦＲ素子１３５は、Ｔ−セル組立ブロック１２５の「シャントレグ」部分を含み、これは端子１３６と接地との間をシャント状態に接続する。図２Ｂも同様に、従来のＴＦＲフィルタ回路で使用されるＬセクションブロック１４５はＴＦＲ１４６を含み、このＴＦＲ１４６は直列アーム部分を含み、そしてＴＦＲ１４７は端子１４４でＴＦＲ１４６を接地電位にシャント状態に接続する。
【０００９】
図３は、従来のＴＦＲフィルタ回路を示す。図３のフィルタ回路は、４個のＴ−セル１５１−１５４の連鎖接続により構成される。上述したように、複数のＴ−セルを鎖状につなぐことにより、高いストップバンド減衰を有するフィルタを提供できる。さらにまた図５に示すように、フィルタを小さくするために、冗長性のある直列共振器を組み合わせることができる。図５においては、冗長性の素子がスペースを節約するために組み合わされている。図３と比較すると、直列アームである直列アームＴＦＲ素子１６０、１６５が、１つのＴＦＲ素子１７５を構成するために、「pulled」されている（すなわち組み合わされている）。設計後の組合せであるために、図５の「内部」直列ブランチ電極キャパシタンス（ＴＦＲ素子１７５、１８０、１８５のＣＯＳ２を参照）は、外部電極キャパシタンス（ＴＦＲ素子１９０、１９５のＣＯＳ）とは異なっているが、「ルート」デザインは、等しい直列ブランチ電極キャパシタンスのすべてに基づいて、かつ図３に示すように等しいシャントブランチ電極のすべてに依存する。
【００１０】
しかし、従来の連鎖接続のアプローチにより、図３、５に示されたフィルタを設計することはある種の欠点がある。すなわち上記のアプローチで設計されたフィルタは、通過帯域の幅を広げるのにフレキシビリティがなく、かつ中心周波数からずれたときに性能の平坦さに欠けることである。図４Ａ、Ｂは、ｄＢ（ｙ軸）と、単位周波数（０．０２ＧＨｚ／線間、ｘ軸）で示した挿入損失とリターン損失からこれらの影響を示したものである。図４Ａは平坦さと非対称の問題を示し、図４Ｂは不等リップルのリターン損失を示す。
【００１１】
図６Ａ、Ｂは、バンド幅を広げるために従来の連鎖接続を用いた挿入損失とリターン損失をｄＢと単位周波数との関係で表した。従来の連鎖接続のアプローチで、バンド幅を広げるために、シャント共振器周波数の組（ポールとゼロ）は、直列共振器周波数の組からさらにシフトさせなけらばならない。しかし、シャント共振器のポールとゼロの共振周波数は、直列共振周波数からさらにシフトされるにつれて、「バンプ」がバンドの中心でリターン損失応答でバンプが急速に形成される。これはグラフ上ではパスバンドの中心（１．９６ＧＨｚ）で、図４Ｂと図６Ｂとを比較して示し、リターン損失は、３０ｄＢ以上から１０ｄＢまで変化する。このバンプは、フィルタが５０オーム（フィルタの各Ｔ−セル組立ブロックに対する標準）にいかによくマッチしていないかを示すものであり、バンプにおけるｄＢの変化は、インピーダンスマッチのドロップオフ（drop off）を示す。さらにまたリターン損失応答におけるバンプ（凸）のために、それに対応する「ディップ」（凹）が挿入損失応答内に形成される（図６Ａ）。この主な理由は、フィルタ内の直列共振器のすべては、同一周波数の共振器であり、フィルタ内のシャント共振器のすべては同一周波数の共振器だからである。
【００１２】
そのため従来の連鎖接続のアプローチは、性能が平坦でなくなること、およびバンド幅が限られる結果となる。連鎖接続のアプローチにより構成されたフィルタは、パスバンドの中心で５０オームに完全にマッチングするが、フィルタのマッチングはパスバンドの通過帯域の端に近づくにつれて、そしてストップバンドを越えるにつれて５０オームから離れていく。理想的には、５０オームのＴ−セルの組立ブロックは、それらが特定のバンド幅全体にわたって５０オームに十分マッチングしているときのみ適切な方法で連鎖接続される。しかし、図３、５に示した連鎖接続のアプローチは、周波数が通過帯域の中心から離れるにつれて、近隣の組立ブロックに不適切に負荷を与えること、そしてそれによりフィルタの性能の理想的な全体的の平坦さが下がり、通過帯域の幅が狭められることにより、
このような原理が犯される。
【００１３】
通常フィルタを組立ブロックを連鎖接続することによってではなく、一体として設計する際には、特定の最悪の場合のリターン損失マッチング性能が選択される。通常起こることは、リターン損失（マッチング）は、通過帯域の端部近傍に比較すると通過帯域の方がよく、そしてストップバンド領域に入ると急速に落ちてくる。さらにまたフィルタは、そのいずれかの側で５０オームの抵抗で終端される（５０オームは周波数に関係なく５０オームである）。上記したような同様なリターン損失性能を具備する数個の組立ブロックを連鎖接続する場合には、各Ｔ−セルは、元の場合の通過帯域の中心点における完全な５０オームの挿入損失ではなく、通過帯域の端部近傍の余裕を持ったリターン損失（マッチ）を具備した近隣のＴ−セルを終端する。そのためこの現象は、あるマッチ性能の限界に対し通過帯域の幅全体を減少させる傾向がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の目的は、バンド幅を広げながら、通過帯域の性能のより良好な平坦さを達成できるようなＴＦＲフィルタ回路を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、従来のＴＦＲフィルタ回路に比較して、通過帯域応答の平坦さおよび通過帯域の応答の平坦さを改善し、通過帯域の幅を広げた応答を有するＴＦＲフィルタ回路を提供する。本発明のＴＦＲフィルタ回路は、フィルタの入力ポートと出力ポートの間に直列ブランチ−シャントブランチの関係で配列された、複数のＴＦＲ素子を有する。フィルタの直列ブランチとシャントブランチの各ＴＦＲ素子は、共振周波数の組と平行平板電極キャパシタンスとを有する。
【００１６】
本発明の一態様によれば、本発明は、フィルタ回路の他の直列ブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なる直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組および／または、フィルタ回路の他のシャントブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なるシャントブランチの、少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組を提供する。
【００１７】
本発明の他の態様によれば、本発明は、フィルタ回路の他の直列ブランチＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なる直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスおよび／またはフィルタ回路の他のシャントブランチＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なるシャントブランチの、少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを提供する。共振周波数の組および／または電極キャパシタンスを変える利点は、通過帯域の性能の平坦さを改善し、バンド幅を広げることができる点である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例は、通過帯域の性能を改善するために、最大のフレキシビリティを与える薄膜共振器（ＴＦＲ）フィルタである。このことは、ＴＦＲ共振周波数の組を個々に変化させることにより達成され、その結果直列ブランチあるいはシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組は、（直列ブランチ共振周波数内のそれに対応する）他の直列ＴＦＲ素子とシャントＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異ならせることである。
【００１９】
別の構成例としては、通過帯域の性能およびバンド幅を改善する目的は、フィルタの組立ブロック（例えばＬ−セルのＴ−セル）内の個々のＴＦＲ素子の平行平板電極キャパシタンスを変えることによって得られ、その結果、直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他の直列ブランチの電極キャパシタンスとは異なるかおよび／またはシャントブランチ内の少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他のシャントブランチの電極キャパシタンスとは異なることになる。
【００２０】
この本発明のアプローチは、従来の各直列アーム内の共振周波数の組は互いに等しくし、各シャントレグ内の共振周波数の組も互いに等しくさせるような連鎖接続アプローチとは対照的なものである。同様に本発明は、直列アーム内の各ＴＦＲのキャパシタンスは互いに等しくし、シャントレグ内の各ＴＦＲのキャパシタンスも互いに等しくさせるような従来の連鎖接続の方法（図３の従来のルート組立ブロック）とは異なる。
【００２１】
この本発明のアプローチは、図７に示した従来のＬＣフィルタ回路の設計を根本的に覆すものである。ＬＣフィルタにおいては、任意のバンド幅と通過帯域の形状を設計できる。従来のＬＣフィルタにおいては、関心事となる電極キャパシタンスは存在しないために、余分のすなわち二次共振周波数が生成されず、これによりフィルタのバンド幅に制約を課し、フィルタの通過帯域の性能を劣化させる。そのため、本発明においては個々のＴＦＲの共振周波数の組（ポールとゼロ）を変化させることができ、そして余分の共振の応答乱れを補償しながら、通過帯域のＬＣフィルタの最適な応答を達成できる。
【００２２】
共振周波数は、従来の連鎖接続のアプローチで必要とされるように、設計では強制的に等しくすることはできないので、本発明の一実施例による共振周波数の組は、従来の連鎖接続のアプローチにより得られたものに比較して、通過帯域の幅を全体的に広げることができる。同様に、ＴＦＲフィルタ内の個々のＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、共振周波数の組をシフトさせることにより得られたのと同様な結果を得るために、互いに値を変えてもよい。各ＴＦＲ電極キャパシタンスは、独立して変えることができるために、本発明のＴＦＲフィルタ回路は、Chebyshev 応答のような通過帯域の標準的な通過帯域応答をより良好に近似することができる。
【００２３】
以下に述べるようにこのことは、従来の連鎖接続の設計アプローチにより達成させるのよりも、より好ましい等リップル（equi-ripple）となり、すべての直列ブランチ共振周波数の組は等しくなり、かつすべてのシャントブランチ共振周波数も等しくなり、すべての組立ブロックセルは、等しい直列ブランチ電極キャパシタンスと等しいシャントブランチ電極キャパシタンスとを使用できる。図３は、ＴＦＲ階段フィルタ回路を示し、これは複数のＴ−セルを連鎖接続することにより構成された、Ｔ−セルＴＦＲラダー（階段状）フィルタ回路を示す。しかし本発明は、このような構造に限定されるものではなく、いかなるシャントシリーズ、あるいは直列シリーズ、あるいはＴＦＲフィルタのようなバルク音響波デバイスを構成するような薄膜共振器の構造体にも等しく適用できる。
【００２４】
図８は、ＴＦＲ素子の共振周波数の組がいかにダウンシフトされるかを示したものである。図８においては、共振周波数をシフトするために、設計段階（あるいは製造段階）で従来のＴＦＲ素子１００に材料が付加される。例えば製造段階においては、金属製薄膜層が導電性電極層１０５に付加されて、ＴＦＲの共振周波数（ポールとゼロ）をシフトダウンする。図８ではこれは、導電性電極層１０５の上に形成された金属製薄膜層１１６として示されている。
【００２５】
この金属層を付加することにより、ＴＦＲ素子の有効厚さが増加することになる。ＴＦＲ素子の共振周波数は、素子の物理的特性により支配されているので、厚さが増加することは、ＴＦＲ内で共振する音響波の波長が増加する（すなわち維持される）ことである。波長は周波数に反比例するので、この波長が増加したことは、シャントＴＦＲ素子の共振周するポールとゼロの周波数をより低い値にシフトさせることになる。異なる共振周波数で個々のＴＦＲを設計することにより（すなわち、フィルタ内の各ＴＦＲの共振周波数をシフトさせることにより）、従来のアプローチにより設計されたＴＦＲフィルタに比較して、通過帯域で均等な応答を有するＴＦＲフィルタが得られる。
【００２６】
図９は、本発明によりＴＦＲフィルタ回路を示し、ＴＦＲフィルタのフィルタバンド幅と所望のバンドパス応答を達成する他の技術を説明するためのものである。図９において、ＴＦＲフィルタ回路２００は、複数の直列アーム２０１と複数のシャントレグ２０２を有する。直列アーム２０１とシャントレグ２０２は、複数のＴＦＲ素子（ＴＦＲ素子２０５Ａ−Ｎと２１０Ａ−Ｎ）を有する。
【００２７】
図９は、直列とシャントのブランチ周波数の組および／または電極キャパシタンスは、互いに独立で変化でき、従来のルートデザインには依存せず、そして各直列アーム内のすべてのパラメータは互いに等しく、またシャントレグ内のすべてのパラメータも互いに等しい。しかし図９は、図３の組立ブロックセルの連鎖接合を示してはいないが、例えば本発明は組立ブロックにも適用可能であり、これによりフィルタの直列ブランチおよび／またはシャントブランチのそれぞれでパラメータが異なることが可能となる。
【００２８】
図９に示すように、各電極平行平板キャパシタンスＣＯｘは異なる。１つあるいは数個、あるいはすべてのキャパシタンス値（図示せず）が、互いに異なるか否かはＴＦＲフィルタで必要とされる特性に依存する。これらのキャパシタンス値は、ＴＦＲ素子の上部電極と底部電極の表面積を操作することにより変えることができる。電極の表面積とキャパシタンスとの間には直接的な関係がある。すなわち表面積が増えるとキャパシタンス値も増える。かくして許容可能なバンドパス応答とフィルタバンド幅は、ＴＦＲフィルタを構成するＴＦＲ素子の１つ、あるいは数個、あるいはすべての電極の表面積を独立に広くしたり狭くしたりすることにより、応答を変えることができる。さらに図９に示すように共振ブランチは、ＬｘＣｘで表される。ＬｘＣｘブランチの１つまたは数個、あるいはすべては、ＴＦＲフィルタに必要とされる特性により独立に変えることができる。この共振ブランチが、ＴＦＲの共振周波数の組を決定し、前述したように有効音響厚さを変えることにより変えることができる。
【００２９】
図１０Ａ、Ｂは本発明によるＴＦＲフィルタ回路のパスバンド性能とリターン損失の性能を表す。図１０Ａ、Ｂと従来のＴＦＲフィルタ回路（図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂ）の通過帯域応答と比較すると、明らかに異なる。図１０Ｂに示すように、リターン損失は図４Ｂまたは６Ｂのいずれかで比較するように、通過帯域（１．９３ＧＨｚと１．９９ＧＨｚの間）内でより等リップルである。このことは、通過帯域の挿入損失がより平坦となり（図１０Ａ）、ある最小のリターン損失レベルにおいてバンド幅が広がることになる。具体的に説明すると、図１０Ａのバンド幅は、３．７メモリ（すなわち７４ＭＨｚ）で、図６Ａが３．５メモリ（すなわち７０ＭＨｚ）、図４Ａが約３．３メモリ（すなわち６６ＭＨｚ）である。
【００３０】
そのため本発明のＴＦＲフィルタは、従来のＴＦＲ回路に比較して、通過帯域でより均一な応答、さらにまた、ある最小リターン損失でのバンド幅の改善が得られる。これは、ＴＦＲ素子の共振周波数の組を独立にシフトさせること、あるいはＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを独立に変化させること、あるいはその両方を行うことにより達成できる。さらにまた本発明のフィルタ回路は、ＴＦＲフィルタ回路を設計する際に現在用いられている、従来の組立ブロック構造体から離れて、すべての直列ブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組と電極キャパシタンスは等しく、かつすべてのシャントブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組と電極キャパシタンスを等しくさせている。
【００３１】
本発明の変形例として、本発明のフィルタ構造はＴＦＲ素子のＴ−セル、Ｌ−セルを連鎖結合することに限定されず、直列−シャントおよび／またはシャント−直列の交互配列、あるいは入力ポートと出力ポートの間の薄膜共振器の他の構成も、本発明のフィルタを構成するのに用いることができる。さらに本発明は、共振周波数の組をシフトさせるか、あるいは平行平板電極キャパシタンスを変化させることを例に説明したが、その両方の技術を組み合わせて所望の結果を得ることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の薄膜の共振器の断面図。
【図２】Ａ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるＴ−セルブロックを表す図。
Ｂ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるＬ−セルブロックを表す図。
Ｃ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるシャント回路を表す図。
【図３】従来のＴＦＲフィルタ回路を表す図。
【図４】Ａ：図３のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域挿入（接続）損失性能を表す図。
Ｂ：図３のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失性能を表す図。
【図５】従来のルート設計の冗長性のある近傍の直列アームを組み合わせた、図３に類似したＴＦＲフィルタ回路を表す図。
【図６】Ａ：共振周波数のシャントレグの組をシフトして離した後の、図３のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域挿入損失性能を表す図。
Ｂ：共振周波数のシャントレグの組をシフトして離した後の、図３のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失性能を表す図。
【図７】従来のＬＣフィルタ回路を表す図。
【図８】共振周波数の組をダウンシフトしたＴＦＲの断面図。
【図９】本発明によるＴＦＲのフィルタ回路を表す図。
【図１０】Ａ：図９のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域の性能を表す図。
Ｂ：図９のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失の性能を表す図。
【符号の説明】
１００ 従来のＴＦＲ素子
１０５、１１５ 導電性電極層
１１０ ピエゾ電子材料層
１１６ 金属製薄膜層
１２０ 支持構造体
１２５ Ｔ−セル組立ブロック
１３０、１３５ ＴＦＲ素子
１３２ 入力ポート
１３４ 出力ポート
１３６、１４８ ノード
１４２、１４４ 端子
１４５ Ｌセクションブロック
１４６、１４７ ＴＦＲ
１５１−１５４ Ｔ−セル
１６０、１６５ 直列アームＴＦＲ素子
１７５、１８０、１８５、１９０、１９５ ＴＦＲ素子
２００ ＴＦＲフィルタ回路
２０１ 直列アーム
２０２ シャントレグ
２０５ ＴＦＲ素子
【発明の属する技術分野】
本発明は薄膜共振器に関し、特に、薄膜共振器フィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
薄膜共振器（thin film resonators：ＴＦＲ）は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚの範囲の高周波環境で用いられる。図１は、従来のＴＦＲ素子１００の断面図を示す。同図において従来のＴＦＲ素子１００は、導電性電極層１０５と１１５の間に配置されたピエゾ電子材料層１１０を有し、導電性電極層１１５側が支持構造体１２０の上に形成されている。支持構造体１２０は薄膜、あるいはシリコン、水晶等の半導体基板上に複数の交互に配置した反射層からなる。ピエゾ電子材料層１１０は、ＺｎＯ、ＣｄＳ、ＡｌＮからなるグループから選択されたものである。導電性電極層１０５、１１５は導電性材料、例えばＡｌから構成されるが、他の導電材料も用いることができる。
【０００３】
これらのＴＦＲ素子はフィルタで用いられるが、特にたくさんの通信技術に用いることが可能なＴＦＲフィルタ回路で用いられる。例えばＴＦＲフィルタ回路は、セルラ通信、ワイヤレス通信、光ファイバ通信、あるいはコンピュータ関連の情報交換、あるいは情報共有システムで採用される。
【０００４】
ますます複雑となっている通信システムをポータブルにすること、さらにはまた手のひらに乗せるような要望は、フィルタ技術に対する厳しい要求、特にますます込み合う無線周波数リソースにおいて、厳しい要求を発生させている。ＴＦＲフィルタは、厳密な性能要件を満足しなければならない。例えば（ａ）きわめて頑強であること、（ｂ）容易に大量生産ができること、（ｃ）ＧＨｚ領域にまでの周波数範囲で達成可能な大きさに対する性能の比率を著しく向上させることが含まれる。しかしこれらの要件を満足することに加えて、さらに大きなストップ（停止）帯域での減衰に対する需要と同時に、通過帯域での挿入損失を低減することの必要性がある。さらにはまた、ＴＦＲフィルタに対する上記のあるアプリケーションでは、中心周波数の最大４％までの通過帯域の幅を必要としている（例えば２ＧＨｚの中心周波数に対しては、必要とされる帯域幅は８０ＭＨｚである）。これはＡｌＮのようなピエゾ電子材料、特に搭載した基板上に複数の反射層との組合せでは容易には達成できない。
【０００５】
これらの共振器に対する従来の電子回路のモデルを図２Ａに示す。この回路モデルは、Butterworth-Van Dyke model（ＢＶＤ）であり、入力端子１０と出力端子２０との間のＴＦＲの運動（音響共振）を表す直列ＲＬＣラインからなる。この直列ＲＬＣラインは、電極（図１の導電性電極層１０５、１１５）の平行平板キャパシタンス（静的キャパシタンス）を表すキャパシタＣ0と並列である。
【０００６】
図２Ａに示すＢＶＤモデルのインピーダンス回析によれば、２つの共振周波数の組、すなわちゼロ共振周波数（zero）と、その後のポール共振周波数（pole）との組が得られる。ゼロとポールとの分離は、Ｋ2として知られるピエゾ電子音響結合係数に依存する。この係数は、音響エネルギーが電気エネルギーにいかに結合されるか、そしてＴＦＲ内で使用されるピエゾ電子材料で変化する尺度である。後述するように、標準のＬＣ通過帯域設計技術をエミレートする試みは困難であるが、その理由は、フィルタ内の各ＴＦＲは、２つの共振点（ポールとゼロ）を有し、例えばChebychev 応答のような一般的なフィルタ応答に対する、標準的なＬＣ通過帯域ブランチには１つの共振点しか存在しないからである。後述するように、この余分の共振（ＴＦＲの設計によってはポール共振とゼロ共振のいずれか）は、通過帯域が広がるにつれて、通過帯域と幾分干渉するので好ましくない。しかし係数Ｋ2が大きな材料が用いられた場合には、この余分な共振は、通過帯域からはるかに離れたものであり、これにより通過帯域フィルタに対する帯域幅が広がることになる（Ｋ2のサイズは、ポール共振とゼロ共振の間の分離量に直接関連する）。
【０００７】
共振器からフィルタを設計する一般的なアプローチは、共振器を直列−シャント関係の階段状の構成に配置することである（すなわち、「シャント共振器」は、直列共鳴器の端子にシャント状態に接続する）。各シャント共振器と直列共振器は、ポール共振とゼロ共振とを有する。通過帯域の応答を得るためには、シャント共振器のポール周波数を直列共振器のゼロ周波数に幾分整合した周波数にシフトダウンすることが必要である。直列共振ポール周波数にマッチングさせるために、シャント共振器のポール周波数をシフトダウンすることは、ある種の材料（例えば金属、金属酸化物等）を、シャント共振器の上部電極に付加することにより達成できる。
【０００８】
現在のところ、ＴＦＲラダーフィルタを設計する従来の方法は、ＴＦＲ素子を個々に組立ブロックで設計し、それらを互いに連鎖接続すること（直列あるいはチェーン状に接続すること）である。単純化して述べると、チェーン内の個々に接続された部分は、信号がチェーン（連鎖）を通過するよりもより信号を連続的にフィルタ処理することができるために、連鎖接続はフィルタ全体に対するより大きなストップバンドの減衰を達成できる。図２のＡとＢは、１つの組立ブロックを示し、通常これらはＴ−セルとＬ−セルとして知られている。図２Ａを参照すると、Ｔ−セル組立ブロック１２５は、３個のＴＦＲ素子１３０Ａ、１３０Ｂ、ＴＦＲ素子１３５を有する。ＴＦＲ素子１３０Ａと１３０Ｂは、Ｔ−セルブロックの直列アーム部分であり、ＴＦＲ素子１３０Ａは、入力ポート１３２とノード１３６の間で直列接続を構成し、ＴＦＲ素子１３０Ｂは、ノード１３６とＴ−セル組立ブロック１２５の出力ポート１３４とを接続する。ＴＦＲ素子１３５は、Ｔ−セル組立ブロック１２５の「シャントレグ」部分を含み、これは端子１３６と接地との間をシャント状態に接続する。図２Ｂも同様に、従来のＴＦＲフィルタ回路で使用されるＬセクションブロック１４５はＴＦＲ１４６を含み、このＴＦＲ１４６は直列アーム部分を含み、そしてＴＦＲ１４７は端子１４４でＴＦＲ１４６を接地電位にシャント状態に接続する。
【０００９】
図３は、従来のＴＦＲフィルタ回路を示す。図３のフィルタ回路は、４個のＴ−セル１５１−１５４の連鎖接続により構成される。上述したように、複数のＴ−セルを鎖状につなぐことにより、高いストップバンド減衰を有するフィルタを提供できる。さらにまた図５に示すように、フィルタを小さくするために、冗長性のある直列共振器を組み合わせることができる。図５においては、冗長性の素子がスペースを節約するために組み合わされている。図３と比較すると、直列アームである直列アームＴＦＲ素子１６０、１６５が、１つのＴＦＲ素子１７５を構成するために、「pulled」されている（すなわち組み合わされている）。設計後の組合せであるために、図５の「内部」直列ブランチ電極キャパシタンス（ＴＦＲ素子１７５、１８０、１８５のＣＯＳ２を参照）は、外部電極キャパシタンス（ＴＦＲ素子１９０、１９５のＣＯＳ）とは異なっているが、「ルート」デザインは、等しい直列ブランチ電極キャパシタンスのすべてに基づいて、かつ図３に示すように等しいシャントブランチ電極のすべてに依存する。
【００１０】
しかし、従来の連鎖接続のアプローチにより、図３、５に示されたフィルタを設計することはある種の欠点がある。すなわち上記のアプローチで設計されたフィルタは、通過帯域の幅を広げるのにフレキシビリティがなく、かつ中心周波数からずれたときに性能の平坦さに欠けることである。図４Ａ、Ｂは、ｄＢ（ｙ軸）と、単位周波数（０．０２ＧＨｚ／線間、ｘ軸）で示した挿入損失とリターン損失からこれらの影響を示したものである。図４Ａは平坦さと非対称の問題を示し、図４Ｂは不等リップルのリターン損失を示す。
【００１１】
図６Ａ、Ｂは、バンド幅を広げるために従来の連鎖接続を用いた挿入損失とリターン損失をｄＢと単位周波数との関係で表した。従来の連鎖接続のアプローチで、バンド幅を広げるために、シャント共振器周波数の組（ポールとゼロ）は、直列共振器周波数の組からさらにシフトさせなけらばならない。しかし、シャント共振器のポールとゼロの共振周波数は、直列共振周波数からさらにシフトされるにつれて、「バンプ」がバンドの中心でリターン損失応答でバンプが急速に形成される。これはグラフ上ではパスバンドの中心（１．９６ＧＨｚ）で、図４Ｂと図６Ｂとを比較して示し、リターン損失は、３０ｄＢ以上から１０ｄＢまで変化する。このバンプは、フィルタが５０オーム（フィルタの各Ｔ−セル組立ブロックに対する標準）にいかによくマッチしていないかを示すものであり、バンプにおけるｄＢの変化は、インピーダンスマッチのドロップオフ（drop off）を示す。さらにまたリターン損失応答におけるバンプ（凸）のために、それに対応する「ディップ」（凹）が挿入損失応答内に形成される（図６Ａ）。この主な理由は、フィルタ内の直列共振器のすべては、同一周波数の共振器であり、フィルタ内のシャント共振器のすべては同一周波数の共振器だからである。
【００１２】
そのため従来の連鎖接続のアプローチは、性能が平坦でなくなること、およびバンド幅が限られる結果となる。連鎖接続のアプローチにより構成されたフィルタは、パスバンドの中心で５０オームに完全にマッチングするが、フィルタのマッチングはパスバンドの通過帯域の端に近づくにつれて、そしてストップバンドを越えるにつれて５０オームから離れていく。理想的には、５０オームのＴ−セルの組立ブロックは、それらが特定のバンド幅全体にわたって５０オームに十分マッチングしているときのみ適切な方法で連鎖接続される。しかし、図３、５に示した連鎖接続のアプローチは、周波数が通過帯域の中心から離れるにつれて、近隣の組立ブロックに不適切に負荷を与えること、そしてそれによりフィルタの性能の理想的な全体的の平坦さが下がり、通過帯域の幅が狭められることにより、
このような原理が犯される。
【００１３】
通常フィルタを組立ブロックを連鎖接続することによってではなく、一体として設計する際には、特定の最悪の場合のリターン損失マッチング性能が選択される。通常起こることは、リターン損失（マッチング）は、通過帯域の端部近傍に比較すると通過帯域の方がよく、そしてストップバンド領域に入ると急速に落ちてくる。さらにまたフィルタは、そのいずれかの側で５０オームの抵抗で終端される（５０オームは周波数に関係なく５０オームである）。上記したような同様なリターン損失性能を具備する数個の組立ブロックを連鎖接続する場合には、各Ｔ−セルは、元の場合の通過帯域の中心点における完全な５０オームの挿入損失ではなく、通過帯域の端部近傍の余裕を持ったリターン損失（マッチ）を具備した近隣のＴ−セルを終端する。そのためこの現象は、あるマッチ性能の限界に対し通過帯域の幅全体を減少させる傾向がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の目的は、バンド幅を広げながら、通過帯域の性能のより良好な平坦さを達成できるようなＴＦＲフィルタ回路を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、従来のＴＦＲフィルタ回路に比較して、通過帯域応答の平坦さおよび通過帯域の応答の平坦さを改善し、通過帯域の幅を広げた応答を有するＴＦＲフィルタ回路を提供する。本発明のＴＦＲフィルタ回路は、フィルタの入力ポートと出力ポートの間に直列ブランチ−シャントブランチの関係で配列された、複数のＴＦＲ素子を有する。フィルタの直列ブランチとシャントブランチの各ＴＦＲ素子は、共振周波数の組と平行平板電極キャパシタンスとを有する。
【００１６】
本発明の一態様によれば、本発明は、フィルタ回路の他の直列ブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なる直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組および／または、フィルタ回路の他のシャントブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なるシャントブランチの、少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組を提供する。
【００１７】
本発明の他の態様によれば、本発明は、フィルタ回路の他の直列ブランチＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なる直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスおよび／またはフィルタ回路の他のシャントブランチＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なるシャントブランチの、少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを提供する。共振周波数の組および／または電極キャパシタンスを変える利点は、通過帯域の性能の平坦さを改善し、バンド幅を広げることができる点である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例は、通過帯域の性能を改善するために、最大のフレキシビリティを与える薄膜共振器（ＴＦＲ）フィルタである。このことは、ＴＦＲ共振周波数の組を個々に変化させることにより達成され、その結果直列ブランチあるいはシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組は、（直列ブランチ共振周波数内のそれに対応する）他の直列ＴＦＲ素子とシャントＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異ならせることである。
【００１９】
別の構成例としては、通過帯域の性能およびバンド幅を改善する目的は、フィルタの組立ブロック（例えばＬ−セルのＴ−セル）内の個々のＴＦＲ素子の平行平板電極キャパシタンスを変えることによって得られ、その結果、直列ブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他の直列ブランチの電極キャパシタンスとは異なるかおよび／またはシャントブランチ内の少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他のシャントブランチの電極キャパシタンスとは異なることになる。
【００２０】
この本発明のアプローチは、従来の各直列アーム内の共振周波数の組は互いに等しくし、各シャントレグ内の共振周波数の組も互いに等しくさせるような連鎖接続アプローチとは対照的なものである。同様に本発明は、直列アーム内の各ＴＦＲのキャパシタンスは互いに等しくし、シャントレグ内の各ＴＦＲのキャパシタンスも互いに等しくさせるような従来の連鎖接続の方法（図３の従来のルート組立ブロック）とは異なる。
【００２１】
この本発明のアプローチは、図７に示した従来のＬＣフィルタ回路の設計を根本的に覆すものである。ＬＣフィルタにおいては、任意のバンド幅と通過帯域の形状を設計できる。従来のＬＣフィルタにおいては、関心事となる電極キャパシタンスは存在しないために、余分のすなわち二次共振周波数が生成されず、これによりフィルタのバンド幅に制約を課し、フィルタの通過帯域の性能を劣化させる。そのため、本発明においては個々のＴＦＲの共振周波数の組（ポールとゼロ）を変化させることができ、そして余分の共振の応答乱れを補償しながら、通過帯域のＬＣフィルタの最適な応答を達成できる。
【００２２】
共振周波数は、従来の連鎖接続のアプローチで必要とされるように、設計では強制的に等しくすることはできないので、本発明の一実施例による共振周波数の組は、従来の連鎖接続のアプローチにより得られたものに比較して、通過帯域の幅を全体的に広げることができる。同様に、ＴＦＲフィルタ内の個々のＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、共振周波数の組をシフトさせることにより得られたのと同様な結果を得るために、互いに値を変えてもよい。各ＴＦＲ電極キャパシタンスは、独立して変えることができるために、本発明のＴＦＲフィルタ回路は、Chebyshev 応答のような通過帯域の標準的な通過帯域応答をより良好に近似することができる。
【００２３】
以下に述べるようにこのことは、従来の連鎖接続の設計アプローチにより達成させるのよりも、より好ましい等リップル（equi-ripple）となり、すべての直列ブランチ共振周波数の組は等しくなり、かつすべてのシャントブランチ共振周波数も等しくなり、すべての組立ブロックセルは、等しい直列ブランチ電極キャパシタンスと等しいシャントブランチ電極キャパシタンスとを使用できる。図３は、ＴＦＲ階段フィルタ回路を示し、これは複数のＴ−セルを連鎖接続することにより構成された、Ｔ−セルＴＦＲラダー（階段状）フィルタ回路を示す。しかし本発明は、このような構造に限定されるものではなく、いかなるシャントシリーズ、あるいは直列シリーズ、あるいはＴＦＲフィルタのようなバルク音響波デバイスを構成するような薄膜共振器の構造体にも等しく適用できる。
【００２４】
図８は、ＴＦＲ素子の共振周波数の組がいかにダウンシフトされるかを示したものである。図８においては、共振周波数をシフトするために、設計段階（あるいは製造段階）で従来のＴＦＲ素子１００に材料が付加される。例えば製造段階においては、金属製薄膜層が導電性電極層１０５に付加されて、ＴＦＲの共振周波数（ポールとゼロ）をシフトダウンする。図８ではこれは、導電性電極層１０５の上に形成された金属製薄膜層１１６として示されている。
【００２５】
この金属層を付加することにより、ＴＦＲ素子の有効厚さが増加することになる。ＴＦＲ素子の共振周波数は、素子の物理的特性により支配されているので、厚さが増加することは、ＴＦＲ内で共振する音響波の波長が増加する（すなわち維持される）ことである。波長は周波数に反比例するので、この波長が増加したことは、シャントＴＦＲ素子の共振周するポールとゼロの周波数をより低い値にシフトさせることになる。異なる共振周波数で個々のＴＦＲを設計することにより（すなわち、フィルタ内の各ＴＦＲの共振周波数をシフトさせることにより）、従来のアプローチにより設計されたＴＦＲフィルタに比較して、通過帯域で均等な応答を有するＴＦＲフィルタが得られる。
【００２６】
図９は、本発明によりＴＦＲフィルタ回路を示し、ＴＦＲフィルタのフィルタバンド幅と所望のバンドパス応答を達成する他の技術を説明するためのものである。図９において、ＴＦＲフィルタ回路２００は、複数の直列アーム２０１と複数のシャントレグ２０２を有する。直列アーム２０１とシャントレグ２０２は、複数のＴＦＲ素子（ＴＦＲ素子２０５Ａ−Ｎと２１０Ａ−Ｎ）を有する。
【００２７】
図９は、直列とシャントのブランチ周波数の組および／または電極キャパシタンスは、互いに独立で変化でき、従来のルートデザインには依存せず、そして各直列アーム内のすべてのパラメータは互いに等しく、またシャントレグ内のすべてのパラメータも互いに等しい。しかし図９は、図３の組立ブロックセルの連鎖接合を示してはいないが、例えば本発明は組立ブロックにも適用可能であり、これによりフィルタの直列ブランチおよび／またはシャントブランチのそれぞれでパラメータが異なることが可能となる。
【００２８】
図９に示すように、各電極平行平板キャパシタンスＣＯｘは異なる。１つあるいは数個、あるいはすべてのキャパシタンス値（図示せず）が、互いに異なるか否かはＴＦＲフィルタで必要とされる特性に依存する。これらのキャパシタンス値は、ＴＦＲ素子の上部電極と底部電極の表面積を操作することにより変えることができる。電極の表面積とキャパシタンスとの間には直接的な関係がある。すなわち表面積が増えるとキャパシタンス値も増える。かくして許容可能なバンドパス応答とフィルタバンド幅は、ＴＦＲフィルタを構成するＴＦＲ素子の１つ、あるいは数個、あるいはすべての電極の表面積を独立に広くしたり狭くしたりすることにより、応答を変えることができる。さらに図９に示すように共振ブランチは、ＬｘＣｘで表される。ＬｘＣｘブランチの１つまたは数個、あるいはすべては、ＴＦＲフィルタに必要とされる特性により独立に変えることができる。この共振ブランチが、ＴＦＲの共振周波数の組を決定し、前述したように有効音響厚さを変えることにより変えることができる。
【００２９】
図１０Ａ、Ｂは本発明によるＴＦＲフィルタ回路のパスバンド性能とリターン損失の性能を表す。図１０Ａ、Ｂと従来のＴＦＲフィルタ回路（図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂ）の通過帯域応答と比較すると、明らかに異なる。図１０Ｂに示すように、リターン損失は図４Ｂまたは６Ｂのいずれかで比較するように、通過帯域（１．９３ＧＨｚと１．９９ＧＨｚの間）内でより等リップルである。このことは、通過帯域の挿入損失がより平坦となり（図１０Ａ）、ある最小のリターン損失レベルにおいてバンド幅が広がることになる。具体的に説明すると、図１０Ａのバンド幅は、３．７メモリ（すなわち７４ＭＨｚ）で、図６Ａが３．５メモリ（すなわち７０ＭＨｚ）、図４Ａが約３．３メモリ（すなわち６６ＭＨｚ）である。
【００３０】
そのため本発明のＴＦＲフィルタは、従来のＴＦＲ回路に比較して、通過帯域でより均一な応答、さらにまた、ある最小リターン損失でのバンド幅の改善が得られる。これは、ＴＦＲ素子の共振周波数の組を独立にシフトさせること、あるいはＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを独立に変化させること、あるいはその両方を行うことにより達成できる。さらにまた本発明のフィルタ回路は、ＴＦＲフィルタ回路を設計する際に現在用いられている、従来の組立ブロック構造体から離れて、すべての直列ブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組と電極キャパシタンスは等しく、かつすべてのシャントブランチＴＦＲ素子の共振周波数の組と電極キャパシタンスを等しくさせている。
【００３１】
本発明の変形例として、本発明のフィルタ構造はＴＦＲ素子のＴ−セル、Ｌ−セルを連鎖結合することに限定されず、直列−シャントおよび／またはシャント−直列の交互配列、あるいは入力ポートと出力ポートの間の薄膜共振器の他の構成も、本発明のフィルタを構成するのに用いることができる。さらに本発明は、共振周波数の組をシフトさせるか、あるいは平行平板電極キャパシタンスを変化させることを例に説明したが、その両方の技術を組み合わせて所望の結果を得ることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の薄膜の共振器の断面図。
【図２】Ａ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるＴ−セルブロックを表す図。
Ｂ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるＬ−セルブロックを表す図。
Ｃ：従来のＴＦＲフィルタ回路で用いられるシャント回路を表す図。
【図３】従来のＴＦＲフィルタ回路を表す図。
【図４】Ａ：図３のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域挿入（接続）損失性能を表す図。
Ｂ：図３のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失性能を表す図。
【図５】従来のルート設計の冗長性のある近傍の直列アームを組み合わせた、図３に類似したＴＦＲフィルタ回路を表す図。
【図６】Ａ：共振周波数のシャントレグの組をシフトして離した後の、図３のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域挿入損失性能を表す図。
Ｂ：共振周波数のシャントレグの組をシフトして離した後の、図３のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失性能を表す図。
【図７】従来のＬＣフィルタ回路を表す図。
【図８】共振周波数の組をダウンシフトしたＴＦＲの断面図。
【図９】本発明によるＴＦＲのフィルタ回路を表す図。
【図１０】Ａ：図９のＴＦＲフィルタ回路の通過帯域の性能を表す図。
Ｂ：図９のＴＦＲフィルタ回路のリターン損失の性能を表す図。
【符号の説明】
１００ 従来のＴＦＲ素子
１０５、１１５ 導電性電極層
１１０ ピエゾ電子材料層
１１６ 金属製薄膜層
１２０ 支持構造体
１２５ Ｔ−セル組立ブロック
１３０、１３５ ＴＦＲ素子
１３２ 入力ポート
１３４ 出力ポート
１３６、１４８ ノード
１４２、１４４ 端子
１４５ Ｌセクションブロック
１４６、１４７ ＴＦＲ
１５１−１５４ Ｔ−セル
１６０、１６５ 直列アームＴＦＲ素子
１７５、１８０、１８５、１９０、１９５ ＴＦＲ素子
２００ ＴＦＲフィルタ回路
２０１ 直列アーム
２０２ シャントレグ
２０５ ＴＦＲ素子
Claims (11)
- 薄膜共振器（ＴＦＲ）フィルタであって、
入力ポートと出力ポートの間に、複数の直列ブランチとシャントブランチを構成する複数のＴＦＲ素子を有し、
前記複数のＴＦＲ素子が１組の共振周波数を有し、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振ポール周波数及び共振ゼロ周波数からなる共振周波数の組は、他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組をシフトすることによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする薄膜共振器フィルタ。 - 前記複数の直列ブランチの複数のＴＦＲ素子は異なる共振周波数の組を有することを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
- 前記複数のシャントブランチの複数のＴＦＲ素子は異なる共振周波数の組を有することを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
- 薄膜共振器（ＴＦＲ）を構成する方法において、
（Ａ）入力ポートと出力ポートの間に、複数の直列ブランチとシャントブランチを構成する複数のＴＦＲ素子を接続するステップを備え、前記複数のＴＦＲ素子が１組の共振周波数を有し、さらに、
（Ｂ）前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組をシフトするステップを備え、各組が共振ポール周波数及び共振ゼロ周波数からなり、前記シフトされた共振周波数の組は他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組をシフトすることによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする方法。 - 薄膜共振器（ＴＦＲ）フィルタであって、
入力ポートと出力ポートの間に、複数の直列ブランチとシャントブランチを構成する複数のＴＦＲ素子を備え、
前記複数のＴＦＲ素子が電極キャパシタンスを有し、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタを所望の値に設定することによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする薄膜共振器フィルタ。 - 前記複数の直列ブランチの複数のＴＦＲ素子は異なる電極キャパシタンスを有することを特徴とする請求項５記載のフィルタ。
- 前記複数のシャントブランチの複数のＴＦＲ素子は異なる電極キャパシタンスを有することを特徴とする請求項５記載のフィルタ。
- 薄膜共振器（ＴＦＲ）を構成する方法において、
（Ａ）入力ポートと出力ポートの間に、複数の直列ブランチとシャントブランチを構成する複数のＴＦＲ素子を接続するステップを備え、前記複数のＴＦＲ素子は電極キャパシタンスを有し、
さらに、
（Ｂ）前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを変化させるステップを備え、前記シフトされた電極キャパシタンスは他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記ＴＦＲ素子の電極キャパシタを所望の値に設定されるように変化させることによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする方法。 - 薄膜共振器（ＴＦＲ）フィルタであって、
入力ポートと出力ポートの間に、複数の直列ブランチとシャントブランチを構成する複数のＴＦＲを備え、各ＴＦＲ素子は共振ポール周波数及び共振ゼロ周波数からなる１組の共振周波数を有し、各々が電極キャパシタンスを有し、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なり、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組は、他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に、前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組をシフトすることによって、及び前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスを所望の値に設定することによって、通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする薄膜共振器フィルタ。 - 複数の薄膜共振器（ＴＦＲ）素子から構成される薄膜共振器フィルタにおいて、
前記各ＴＦＲ素子は、１組の共振周波数を有し、入力ポートと出力ポートの間に複数の直列ブランチとシャントブランチの形態で配置され、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組は、他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の共振周波数の組とは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の共振周波数の組をシフトすることによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする薄膜共振器フィルタ。 - 複数の薄膜共振器（ＴＦＲ）素子から構成される薄膜共振器フィルタにおいて、
前記各ＴＦＲ素子は、電極キャパシタンスを有し、入力ポートと出力ポートの間に複数の直列ブランチとシャントブランチの形態で配置され、
前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスは、他の対応する直列ブランチとシャントブランチのＴＦＲ素子の電極キャパシタンスとは異なり、
前記ＴＦＲフィルタは、該ＴＦＲフィルタの製造時に前記直列ブランチ又はシャントブランチの少なくとも１つにおける前記少なくとも１つのＴＦＲ素子の電極キャパシタを所望の値に設定することによって通過帯域での均一な応答及び所与のリターン損失量に対する広いバンド幅を達成するように構成された
ことを特徴とする薄膜共振器フィルタ。
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| JPH07170108A (ja) | 誘電体共振器を有するバンドパスフィルタ |
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