JP4766157B2 - 通信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力線伝送路や、電話線等の伝送路により適した実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたデジタル変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方式（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ伝送方式、以下、ＤＷＭＣ伝送方式と称する）を用いた通信装置に関する。
マルチキャリア伝送システムでよく使われている従来の技術としてはＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ベースのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）やＷａｖｅｌｅｔベースのＯＦＤＭがある。これらの技術を電力線通信に適用した例について（特許文献１）に開示されている。ＷａｖｅｌｅｔベースはＦＦＴベースよりも振幅スペクトルのサイドローブが低いためキャリア間干渉に耐性があり特性がすぐれている。また、直交崩れ回避するためにＦＦＴベースのＯＦＤＭではＧＩ（ガードインターバル）が必須であるのに対して、ＷａｖｅｌｅｔベースのＯＦＤＭでは必要ない。これは伝送効率を向上させる。ＦＦＴベースのＯＦＤＭの処理はよく知られているので説明を略す。ＷａｖｅｌｅｔベースのＯＦＤＭでは実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたデジタル変復調処理による伝送方式であるためマルチキャリア方式の一種であり、実係数フィルタバンクにより複数のデジタル変調波を合成して送信信号を生成するものである。各キャリアの変調方式としては、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。ＤＷＭＣ伝送方式によるデータ伝送は、図１３に示すように各サブキャリアのインパルス応答が各サブキャリア内で重なり合いながら伝送される。各伝送シンボルは、図１４に示すように各サブキャリアのインパルス応答が合成された時間波形となる。図１５に振幅スペクトルの例を示す。ＤＷＭＣ伝送方式では、図１３の伝送シンボルを数十個〜数百個程度集めて１つの伝送フレームを構成する。ＤＷＭＣ伝送フレームの構成例を図１６に示す。このＤＷＭＣ伝送フレームには、情報データ伝送用シンボルの他にキャリア検出や同期や等化などに使用されるプリアンブルシンボルなどが含まれる。図１９にＤＷＭＣ伝送方式を採用した場合の電力線通信装置の概念的構成を示す。まず、送信装置２９９においては、シンボルマッパ２１０によってビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ）を行う。そして、直列並列変換器２２０でサブキャリアごとに実数値ｄｉ（ｉ＝１〜Ｍ）を与え、逆ウェーブレット変換部２３０で時間軸上へ逆ウェーブレット変換する。これにより、時間軸波形のサンプル値を発生させ、伝送シンボルを表すサンプル値系列を生成する。Ｄ／Ａ変換器２４０で、このサンプル値系列から時間的に連続するベースバンド・アナログ信号波形に変換して送信する。受信装置３９９においては、受信信号をＡ／Ｄ変換器３１０でデジタル信号に変換し、複素ウェーブレット変換器３２０で位相情報が取り扱えるようにウェーブレット変換し、キャリア検出器３３０では受信信号の有無を検出し、同期回路３４０では受信信号から同期タイミングを抽出し、等化器３５０では伝送路の影響をキャンセルするように受信信号を補正し、伝送路推定器３７０では電力線伝送路の状態を推定し、判定器３８０では受信信号をしきい値を用いて判定する。ここで、逆ウェーブレット変換により発生される時間軸上のサンプル値の個数は、通常２n（ｎは正整数）個である。
ところで、電力線伝送路において伝送路推定をある周期内で一度だけ行うだけでは広帯域あるいは狭帯域雑音の瞬時変動や周期変動、また伝送路自体の振幅変動や位相変動をともなう瞬時変動や周期変動に対して受信装置で行う伝送路推定が従来方式では十分に追従することができないという問題点があった。ここで電力線伝送路の一例として図２４に電力線伝送路の減衰特性を示す。また図２５は、電力線伝送路の群遅延特性を示す図である。
特開平１１−１６３８０７号公報
以上述べたように従来のウェーブレットを使用したマルチキャリア電力線通信装置では、電力線伝送路において伝送路推定をある周期内で一度だけ行うだけでは広帯域あるいは狭帯域雑音の瞬時変動や周期変動、また振幅変動や位相変動をともなう瞬時変動や周期変動に対して受信装置で行う伝送路推定が十分に追従することができないという問題点を有していた。本電力線通信装置では、伝送路状態を十分に把握し、伝送効率を高めることが要求されている。
本発明は上記問題を解決し、電力線伝送路特性を十分に把握し、様々な伝送路変動に対して追従し伝送効率を高めることができる通信装置を提供することにある。
本発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、前記ウェーブレット変換器により変換された後の信号を使用して各サブキャリア帯域での狭帯域雑音の有無を検出するノイズ検出器と、前記等化器から出力される信号と前記ノイズ検出器から出力される狭帯域雑音の有無情報を用いて送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを備える。
本発明の通信装置は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、前記ウェーブレット変換器により変換された後の信号を使用して各サブキャリア帯域での狭帯域雑音の有無を検出するノイズ検出器と、前記等化器から出力される信号と前記ノイズ検出器から出力される狭帯域雑音の有無情報を用いて送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有することとした。
これにより、電力線伝送路の様々な変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例１における受信装置を示すブロック図 等化器出力信号のスキャッターを示す図 電力線伝送路における雑音特性を示す図 本発明の実施例２における受信装置を示すブロック図 電力線伝送路において広帯域雑音が付加された場合の雑音特性を示す図 通常の伝送路推定器の動作を説明するためのフレーム構成図 電源周期の時間を使って伝送路推定を行う場合のフレーム構成図 本発明の実施例５における受信装置のブロック図 伝送路推定専用フレームとデータフレームを使用して伝送路推定を行う場合のフレーム構成図 伝送路推定を複数回行った場合に伝送路変動がほとんどなかった場合のＣＩＮＲを示すグラフ 伝送路推定を複数回行った場合に伝送路変動がある場合のＣＩＮＲを示すグラフ ＤＷＭＣ伝送方式における振幅スペクトルの図 受信した信号レベルの模式図 送信装置の増幅器の利得を３０ｄＢだけ下げた時の模式図 サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図 サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を１２ｄＢ、サブキャリア番号１０１〜２００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図 サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を１８ｄＢ、サブキャリア番号１０１〜２００までのサブキャリアの利得を１２ｄＢ、サブキャリア番号２０１〜３００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図 ダイナミックレンジが不足する場合の伝送路推定特性の模式図 従来方式における電力線通信装置を示す図 ウェーブレット波形例を示す図 ＤＷＭＣＭ伝送方式における送信波形例を示す図 ＤＷＭＣ伝送方式における送信スペクトル例を示す図 ＤＷＭＣ伝送方式における送信フレーム内の構成例を示す図 電力線伝送路の減衰特性を示す図 電力線伝送路の群遅延特性を示す図 本発明の実施例２２における通信装置のフレーム構成例を示す図
第１の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、前記ウェーブレット変換器により変換された後の信号を使用して各サブキャリア帯域での狭帯域雑音の有無を検出するノイズ検出器と、前記等化器から出力される信号と前記ノイズ検出器から出力される狭帯域雑音の有無情報を用いて送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有することとしたものである。この構成により、電力線伝送路の狭帯域雑音による変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第２の発明は、ノイズ検出器は、前記ウェーブレット変換器により変換された後の信号の出力が所定の値を超えている場合、狭帯域ノイズであると判断することとしたものである。この構成により、電力線伝送路の狭帯域雑音による変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第３の発明は、ノイズ検出器によりノイズ有りと判定された場合、前記伝送路推定器は判定されたサブキャリアを不使用とすることとしたものである。この構成により、電力線伝送路の狭帯域雑音による変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第４の発明は、受信装置は受信した信号を自動的に利得を調節するＡＧＣ回路をさらに有し、前記ノイズ検出器は、前記ＡＧＣ回路からの出力により、利得の変動が所定の値を超えた場合、広帯域のノイズがあると判定することとしたものである。この構成により、電力線伝送路の広帯域雑音による変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第５の発明は、伝送路として電力線を用いる場合に、前記伝送路推定器は、電源周期期間連続して伝送路推定用フレームを使用して電源周期１周期分の伝送路推定を行い、どのタイミングで雑音による変動や伝送路変動が起きたのかを把握し、その区間では信号を出さないようにするもしくは送信装置のシンボルマッパの一次変調の多値度を下げる、あるいは周波数ダイバーシチあるいは時間ダイバーシチあるいは両方のダイバーシチを用いることによって全体の伝送効率を向上させることができる。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となり、効率よく信号を送受信することができるという作用を有する。
第６の発明は、前記伝送路推定器は、各サブキャリアにおいて変動の影響があるしきい値よりも小さい場合は、変動があっても使用することにより良好な伝送効率を維持するようにする。このような構成にすることにより、さらに伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第７の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、送信装置から送られる送信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器と、前記等化器から出力される信号と前記判定器から出力される判定値を用いて送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器とを有することとしたものである。このような構成により、通常の伝送路推定専用フレームとデータフレームを使用した伝送路推定を行うことができるため、結果として伝送効率を高めることができる。
第８の発明は、前記伝送路推定器は、伝送路を推定するために必要なシンボル数よりもデータフレーム内のシンボル数が少ない場合でも正確に伝送路推定を行うこととする。このような構成により、様々なフレーム長に対応してデータフレームを使用した伝送路推定を行うことができるため、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第９の発明は、前記伝送路推定器は、伝送路推定専用フレームにおいて不使用と判断されたサブキャリアにおいてもデータフレームでは伝送路推定が行えるようにすることとした。このような構成により、伝送路推定において不使用となったサブキャリアにおいてもデータフレームにおいて伝送路推定が行えるようになり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第１０の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、伝送路推定要求に対して複数回の伝送路推定を行うこととする。このような構成にすることにより、各伝送路に合わせて伝送効率を最も高いところで維持することができるという作用を有する。
第１１の発明は、前記伝送路推定器は、伝送路推定結果と前記伝送路推定器で使用するしきい値変更を組み合わせることとする。このような構成により、さらに伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第１２の発明は、前記伝送路推定器は、推定の複数結果と再送を組み合わせ、各サブキャリアで得られた結果に対して、その変動が大きいサブキャリアは不使用とするあるいは得られた結果の中で最小値を選ぶこととする。このような構成により、さらに伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第１３の発明は、伝送路として電力線を使用する通信装置であって、前記伝送路推定器は、伝送路推定要求に対して２回の伝送路推定を行うものとし、２回の伝送路推定のうち少なくとも１回は電源周期に同期した伝送路変動に同期しないで伝送路推定を行うこととしたので、２回の伝送路推定のうち少なくとも１回は電源周期に同期した伝送路変動に遭遇しないで伝送路推定を行うことができる。このような構成により、より伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第１４の発明は、伝送路として電力線を使用する通信装置であって、前記伝送路推定器は、伝送路が周期的に変動していると判断した場合はフレームを分割することで再送されるデータ量を抑えることができる。このような構成により、より、伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第１５の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、伝送路の状態と送信装置に求める伝送データ量とにより伝送路推定を行うことにする。このような構成により、伝送路含めたトータルなシステムで最適化を行うことができ、しかも安定した通信ができるという作用を有する。
第１６の発明は、前伝送路推定器は、伝送路の状態と伝送したいデータのアプリケーションの種類とにより伝送路推定を行うこととする。このような構成により、伝送路含めたトータルなシステムで最適化を行うことができ、しかも安定した通信ができるという作用を有する。
第１７の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、伝送路の群遅延を軽減した伝送路推定を行うこととする。このような構成にすることにより、周波数利用効率は低下するが群遅延偏差が大きい伝送路においてキャリア間干渉が大幅に軽減でき、また周波数偏差に対しても耐性があるので、システムトータルとしての伝送速度は向上できるという作用を有する。
第１８の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、所望の伝送速度が得られない場合、送信装置からの送信データに冗長度を設けることにより伝送路推定を行うこととする。このような構成にすることにより、Ｗａｖｅｌｅｔのインパルス応答長と同じ長さだけ送りたい情報に冗長度を持たせることにより、伝送効率は劣化するが位相が扱えるため遅延検波ができたり、さらに通常のデジタル通信で使われている様々な技術がＤＷＭＣに応用できたり、また一部分に適用することでもシステム性能を向上させることができるという作用を有する。
第１９の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、所望伝送速度が満たせない時に送信装置が送信電力を増加させて所望伝送速度を満たそうとする場合は、送信電力の利得増加分に比例して他の既存システムの使用帯域付近のサブキャリアを不使用とすることとする。このような構成にすることにより、送信装置の送信電力を増加させても、他の既存システムへの影響を増加させることはなく、より遠くまで信号を伝送することが可能となり、しかもこれらのことが、サブキャリアを複数本不使用とするだけで柔軟に対応できるという作用を有する。
第２０の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、前記等化器出力の信号を用いて求めるＣＩＮＲ（キャリア電力対（雑音＋干渉波）電力比）と前記ウェーブレット変換後に求める伝送路のＳＮＲ（信号電力対雑音電力比）を使用して送信装置の送信電力を制御することとする。このような構成にすることにより、伝送路のＳＮＲと伝送路推定時に得られるＣＩＮＲの利得差から送信装置の送信電力を制御でき、送信装置の消費電力を抑え、他既存システムへの妨害を軽減することができるという作用を有する。
第２１の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、前記ウェーブレット変換後の受信信号を用いて求められる伝送路のＳＮＲを使用して最大伝送速度で且つ送信電力最小となるように送信装置の各サブキャリアの利得を制御することとする。このような構成にすることにより、さらに伝送速度を向上させることができるという作用を有する。
第２２の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、前記等化器出力の信号を用いて求められるＣＩＮＲを使用して送信装置の各サブキャリアの利得を制御することとする。このような構成により、伝送路推定を複数回行わなければならないが、電力線通信装置で簡単な手順で送信装置の送信電力制御ができるという作用を有する。
第２３の発明は、デジタルウェーブレットマルチキャリア変調処理を行う通信装置であって、受信装置は受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受信信号をウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、受信信号を検出するためのキャリア検出器と、受信信号に同期するための同期回路と、伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器と、伝送路推定を行った結果を利用して、送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、前記等化器から出力される信号を使用して判定を行う判定器とを有するとともに、前記伝送路推定器は、前記ウェーブレット変換後の受信信号を用いて求められる受信レベルを使用して全サブキャリアの中からＭＡＸレベルを抽出し、ｏｆｆｓｅｔレベルを設定して（ＭＡＸレベル−ｏｆｆｓｅｔレベル）以上のレベルで受信されているサブキャリアの利得を一律βだけ下げる、あるいはそれらのサブキャリアを不使用とすることとする。このような構成にすることにより、受信装置のダイナミックレンジ不足による伝送速度劣化を改善でき、複雑な伝送路でにおいても伝送速度を向上させることができるという作用を有する。
第２４の発明は、伝送路推定器を有する受信装置と、受信装置から送信される伝送路推定結果に基づく情報を使用して送信データフレームを決定する送信装置とを有する通信装置であって、前記送信装置は、前記伝送路推定器から得た伝送路推定結果に基づく情報を情報信号の先頭に置いた送信データフレームを送信することとする。このような構成にすることにより、ＴＭＩ信号をはじめに処理することが可能となるため、ＴＭＩの情報を使って情報信号の処理をすばやく行うことができる。
第２５の発明は、前記送信装置は、伝送路推定結果に基づく情報を情報信号の先頭に置くとともに、伝送路推定結果に基づく情報にダイバーシティ処理を施すこととする。このような構成にすることにより、システムディレイが小さく、高耐性を持つＴＭＩ信号を生成できる。
第２６の発明は、複数のサブキャリアを有するマルチキャリア信号を電力線に重畳して通信を行う通信装置であって、前記複数のサブキャリアのうち少なくとも１つのサブキャリアをウェーブレット変換して同相信号および直交信号を生成するウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器により生成された同相信号および直交信号の歪みを補正する等化器と、前記等化器により歪みが補正された同相信号および直交信号のノイズ量を検出し、検出されたノイズ量に基づいて、前記少なくとも１つのサブキャリアに使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、を有する。
この構成により、電力線伝送路の狭帯域雑音による変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることができるという作用を有する。
第２７の発明は、前記伝送路推定器は、前記ノイズ量を検出するためのフレームを電源周期に応じて前記電力線に出力することを特徴とする。
このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となる。
第２８の発明は、前記伝送路推定器は、複数の前記フレームを前記電源周期の１周期に前記電力線に出力することを特徴とする。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となる。
第２９の発明は、前記伝送路推定器は、前記電源周期の半周期毎に少なくとも１つの前記フレームを前記電力線に出力することを特徴とする。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となる。
第３０の発明は、前記伝送路推定器は、前記ノイズ量が検出された時間においては信号を出力しないことを特徴とする。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となり、効率よく信号を送受信することができるという作用を有する。
第３１の発明は、前記伝送路推定器は、前記ノイズ量が検出された時間においては、前記少なくとも１つのサブキャリアについて決定された一次変調の多値度を下げることを特徴とする。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となり、効率よく信号を送受信することができるという作用を有する。
第３２の発明は、前記伝送路推定器は、前記ノイズ量が検出された時間においては、前記少なくとも１つのサブキャリアの周波数ダイバーシチまたは時間ダイバーシチの少なくとも一方を用いることを特徴とする。このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となり、効率よく信号を送受信することができるという作用を有する。
以下、本発明の実施例について、図１〜図１８を用いて説明する。
図１は、本発明の実施例１における受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は従来技術で説明を行った図１９の送信装置２９９と同じである。
図１において、３１０はアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３２０は受信信号をウェーブレット変換して同相信号をおよび直交信号を生成する複素ウェーブレット変換器、３３０は送信装置から送られてくる送信信号を検出するためのキャリア検出器、３４０は受信信号に同期するための同期回路、３５０は伝送路の影響により歪んだ信号を補正するための等化器、３６０は複素ウェーブレット変換後の信号を使用して各サブキャリア帯域での狭帯域雑音の有無を検出するノイズ検出器、３７０は等化器３５０から出力される信号とノイズ検出器から出力される狭帯域雑音の有無情報を用いて送信装置におけるシンボルマッパの各サブキャリアで使用する一次変調を決定する伝送路推定器、３８０は等化器３５０から出力される信号を使用して判定を行う判定器である。
このように構成された受信装置について、その動作を図１〜図３を用いて説明する。
図２は、等化器出力信号のスキャッターを示す図、図３は、電力線伝送路における雑音特性を示す図である。
図１において受信信号をＡ／Ｄ変換器３１０ではアナログ信号からデジタル信号に変換し、複素ウェーブレット変換器３２０では受信したデジタル信号をウェーブレット変換し、キャリア検出器３３０では送信装置から送られてくる信号を検出し、同期回路３４０ではプリアンブル信号を用いて受信信号に同期するように複素ウェーブレット変換器３２０のウェーブレット変換タイミングを調整し、等化器３５０では伝送路の影響を除去し、ノイズ検出器３６０では使用帯域内に存在する狭帯域雑音を検出し、伝送路推定器３７０では伝送路の状況を推定して送信装置で使用するシンボルマッパの一次変調方式を決定し、判定器３８０では等化器３５０から出力される信号を使って判定を行う。
図２は、送信装置のシンボルマッパで全サブキャリア２ＰＡＭを選択した場合における受信装置の等化器出力のスキャッター（全サブキャリア分）を示している。通常伝送路推定を行う場合、伝送路推定用に既知フレームを送信装置から送信してもらい、受信装置の伝送路推定器３７０においては、信号点配置（２ＰＡＭの場合±１）からの分散をノイズ量としてＣＩＮＲ（キャリア電力対（雑音＋干渉波）電力比）を測定する。各サブキャリアにおいて測定されたＣＩＮＲを用いて各サブキャリアで使用する一次変調（たとえば１６ＰＡＭや８ＰＡＭなど）を選択し、送信装置２９９へ知らせる。これが送受信装置で通常行われている伝送路推定である。
ここで電力線通信に本発明の通信方式を適用した場合について説明する。電力線通信において、使用できる帯域として２Ｍ〜３０Ｍが考えられている。図３は、電力線通信が使用する帯域における雑音特性を示している。この帯域は電力線通信以外にもアマチュア無線や短波放送などが使用しているため、図３に示すように電力線通信にとっては狭帯域雑音としてそれら既存システムが存在する。これらの狭帯域雑音が常時存在する場合は、伝送路推定時にあるサブキャリアにおいてＣＩＮＲが劣化するためその帯域と同じ帯域を使用しているサブキャリアを不使用とすることで対処可能である。またこれらの狭帯域雑音レベルが伝送路推定時に得た雑音レベル以下で常時存在すれば、狭帯域雑音が存在したりしなかったりしてもＣＩＮＲは劣化しないので問題とはならない。
しかしながら、これらの狭帯域雑音が不定期にあらわれたり消えたりして伝送路推定時の雑音レベルよりも大きくなる場合などがある時は、次に行われる伝送路推定時まで誤ったり誤らなかったりと不安定になり、誤り訂正を行っていた場合においても最悪時はフレーム再送要求を行わないといけなくなり伝送効率を落としてしまうことになる。
このようなことを防ぐ目的で図１に示すようにノイズ検出を行う。具体的には複素ウェーブレット変換器３２０においてウェーブレット変換を行い、各サブキャリアにおける出力を測定すると、図３を反映した値が複素ウェーブレット変換器から出力される。
ここで、全サブキャリアの平均値や中央値などを求めて、その値からたとえば１２ｄＢ以上大きな値を持つサブキャリアをチェックしておき、システムが不安定になる場合にはここでチェックされたサブキャリアを不使用とする。
また複素ウェーブレット変換器３２０の出力を使って、キャリア検出器３３０、同期回路３４０、等化器３５０は制御されており、これらのブロックでは全サブキャリアの値を利用して平均値などを求めて処理されている。この場合、高レベルの狭帯域雑音が入力されてそれらの回路で処理を行うと、特性が大幅に劣化することが考えられる。そのため、ノイズ検出器３６０においてチェックされたサブキャリアをこれらの回路で不使用とすることで高性能を維持することができる。
これらの構成により、電力線通信に本方式を適用した場合は、他システムから受ける狭帯域雑音の影響を軽減でき良好な伝送路推定が可能となり、またキャリア検出や同期精度も向上させることができる。
なお、実施例１においては複素ウェーブレット変換器３２０を用いているが、本発明の通信装置はこれに限定されるものではなく、各サブキャリアの位相が確認できるようなウェーブレット変換器で適用することが可能である。
各サブキャリアで位相ずれが生じない場合には、同相信号が得られるウェーブレット変換器であれば本発明の通信装置に適用することが可能である。
図４は、本発明の実施例２における受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は図１９の送信装置２９９と同じである。
また図４と図１の受信装置との違いはＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路３９０のみである。他の回路は図１で説明した回路と同じであるので、説明は実施例１における説明に準じる。３９０は受信信号の利得を自動的に調節するＡＧＣ回路である。次に図４と図５を使用して電力線通信に本方式を適用した場合についての動作を説明する。図５は、電力線伝送路において広帯域雑音が付加された場合の雑音特性を示す図である。
実施例１との違いは、ＡＧＣ回路で使用している利得を含めてノイズ検出器３６０によるノイズ検出を行うことである。
実施例１においては狭帯域雑音の有無を検出できたが、この検出に加えてＡＧＣ回路の利得を検出することにより、本実施例１で知りえなかった広帯域雑音の影響を知ることが可能となる。図５は、時間軸において高レベルのインパルス雑音を連続して発生する電気機器の有無による電力線伝送路の振幅スペクトルを示している。
具体的には、時間軸において高レベルのインパルスノイズを発生する電気機器をＯＮすることにより、電力線通信で使用すると思われる帯域（２Ｍから３０Ｍ）全てで雑音レベルが増加する。このような場合、実施例１では広帯域雑音の有無は判断できないため、本実施例２における受信装置では、ＡＧＣ回路３９０の利得を使うことにより広帯域雑音の有無を判断する。
本方式により狭帯域および広帯域雑音を検出することができ、検出した場合は再送回数などと合わせて伝送路推定を行うことにより、劣悪な電力線通信伝送路においても良好な通信が行えるようになる。
たとえば、狭帯域雑音が不規則に存在するサブキャリアは不使用とする。狭帯域ノイズが無い場合でも、ノイズ検出器３６０は、ＡＧＣ回路３９０からの出力により広帯域雑音が存在し且つ通常の伝送路推定では再送が頻発してしまう時はランダムな広帯域雑音が原因でシステムが不安定になっていると考えて、伝送路推定に使用しているしきい値を緩和したり複数回伝送路推定を行ってその中で各サブキャリアにおいて最小のＣＩＮＲ値を使用して各サブキャリアの一次変調を決定する。このようにすることにより、様々な雑音が存在する電力線通信伝送路下でも良好な通信を行うことが可能である。
本発明の実施例２に記載の通信装置により、電力線通信に本方式を適用した場合は、他システムから受ける狭帯域雑音の影響を軽減でき、且つ電気機器などから発せられる時間軸での高レベルのインパルス雑音による広帯域雑音の影響を軽減して良好な伝送路推定が可能となる。
本発明の実施例３における受信装置の伝送路推定器を説明する。本実施例においては、通信装置の受信装置、送信装置は、実施例１あるいは２と同じ構成である。
図７は、電源周期の時間を使って伝送路推定を行う場合のフレーム構成図を示している。
次に動作について説明する。図６は、通常の伝送路推定器の動作を説明するためのフレーム構成図を示している。
通常は図６に示されるように、送受信するフレームの中に伝送路推定用フレームを付加する（図中、「ＣＥ用フレーム」が伝送路推定用フレーム）。
一般的にこのような構成の伝送路推定方法では、この伝送路推定用フレームは、伝送路が大きく変動し過去の伝送路推定結果を使用したのでは誤りが多く発生し、その結果再送が頻発するようになった時に再度不定期的に使用される。
あるいは再送が頻発してから伝送路推定を行うのでは効率が悪いので、ある最大時間を決めていてその周期に合わせて伝送路推定を行うこともある。
図６では伝送路の瞬時変動に対しては、過去の伝送路推定結果と大きく異なる場合には判定誤りが起こって再送が頻発することになるので再伝送路推定を行うことにより対処できるが、たとえば伝送路の瞬時変動が電源周期（５０Ｈｚだと２０ｍｓ）あるいはその半周期（５０Ｈｚだと１０ｍｓ）に同期して起こる場合はそのたびに再伝送路推定を行っていては伝送効率が大きく劣化してしまう。
このような劣化を防ぐために、本発明の実施例３における伝送路推定器３７０は、たとえば電源周期期間連続して伝送路推定用フレームを用いて電源周期１周期分の伝送路推定の動作を行う。
その結果、どのタイミングで雑音による変動や伝送路変動が起きたのかを把握し、その区間では信号を出さないようにするもしくは、一次変調の多値度を下げる、あるいは周波数且つ時間ダイバーシチを行ってそのフレームに耐性を持たせることなどを行うことによって全体の伝送効率を向上させることができる。
また、違う周期で起こる変動に対してはその周期に合わせて伝送路推定を行う必要がある。さらにトータルの伝送路推定時間がほぼ１周期分になるようにして連続ではなく、ランダムに伝送路推定を行うことも可能である。
このような構成により、たとえば電源周期に同期した雑音の変動や伝送路変動に対して予測することが可能となり、効率よく信号を送受信することが可能となる。
本発明の実施例４における通信装置に用いる伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、実施例３の通信装置の構成・動作を使用してある周期において伝送路推定を行う。
さらに加えて、本実施例における伝送路推定器３７０は、その時、雑音の変動や伝送路の変動が１周期の間で存在するが、各サブキャリアにおいて伝送路変動の影響がしきい値よりも小さい場合（誤りに影響しない場合）は、変動があってもそのサブキャリアを使用することにより良好な伝送効率を維持するようにする。
このような構成にすることにより、実施例３における通信装置と比較してさらに伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例５における伝送路推定器について説明する。
図８に本発明の実施例５における受信装置のブロック図を示す。
なお、送信装置２９９は図１９と同じものを使用するものとする。
使用しているブロックは番号が同じブロックは実施例１、２などで説明したものと同じ説明となるので、説明を略す。
本実施例が従来方式と異なる点は、伝送路推定器３７０に判定器３８０からの判定信号が入力されている点である。
通常は図６のように通信開始前などに一度伝送路推定を行い、次の伝送推定は伝送路が大きく変動した場合か伝送路推定を行う周期の最大時間を超えた場合などに行われる。この場合の伝送路推定フレームは専用フレームを使用するのが通常である。
しかしながら、伝送路推定回数によっては伝送効率が劣化する。よって、本方式では伝送路推定器３７０と判定器３８０を判定帰還形の回路構成にすることにより、伝送路推定時に求めるＣＩＮＲにおいて判定値を使って各サブキャリアにおける判定値からの分散をＣＩＮＲとして求めることで、伝送路推定フレームのみでなく通常のデータフレームにおいても伝送路推定を行うこととする。
図９は、伝送路推定専用フレームとデータフレームを使用して伝送路推定を行う場合のフレーム構成図である。
伝送路変動により通信開始時に行った伝送路推定結果とデータフレームで行っている伝送路推定との間に違いが生じてくることが考えられる。この時、伝送路推定用フレームで測定した伝送路推定結果とデータフレームで測定した伝送路推定結果において誤りが生じる程度の違いを生じた場合は送信装置２９９側へ伝送路推定結果の更新を依頼して伝送路推定結果を更新する。更新する場合は、データフレームで得られた結果を用いてもよいし、再度専用フレームを使用して伝送路推定を行ってもよい。なお、本実施例の受信装置の判定帰還形の回路構成を、実施例１あるいは２の受信装置に対しても適用可能である。
このような構成により、通常の伝送路推定専用フレームとデータフレームを使用した伝送路推定を行うことができるため、結果として伝送効率を高めることができる。
本発明の実施例６における通信装置に用いられる伝送路推定器について説明する。ここでは、通信装置の構成としては実施例５の通信装置の構成を使用する。実施例５と異なる点は、伝送路推定器３７０のデータフレームを用いた伝送路推定方法である。
伝送路推定を行う場合、雑音を平均化する目的であるシンボル以上（必要シンボル数をＳとする）の平均が必要である。しかしながら、各データフレームが必ずＳシンボル以上で構成されている保証はない。そのため、平均する単位はフレーム単位ではなく、Ｓシンボル単位としてＳシンボルに到達するまでフレームが変わっても平均を続けることとする。
具体的には以下のような形で伝送路推定器は平均を行う。
一般的には、伝送路推定器は、受信装置で受信する１フレームにおいて、伝送路推定に必要なシンボル数が入っていれば、１フレームで伝送路推定を完結することができる。
しかしながら、伝送路推定用ではない通常のデータをやり取りするためのフレームを伝送路推定に使用すると、ペイロードデータ内には数シンボルしかない場合が出てくる。
そのため、複数フレームを使用して伝送路推定専用フレームを使用した場合に相当する１回の伝送路推定を行う必要がでてくる。
たとえば、１フレームは受信装置の制御に必要なプリアンブル信号と情報を送るペイロードデータ信号から構成されるとして、伝送路推定に必要なシンボル数を１２８としたときに、通信しているときのフレーム内に含まれている（伝送路推定に使用できる）ペイロードデータ内のシンボル数を８とする。
この場合、伝送路推定器は、受信信号を１６フレーム受信することで１６×８＝１２８で、１２８シンボル平均した伝送路推定結果（通常の伝送路推定と同じレベル）を得ることができるようになる。
このような構成により、様々なフレーム長に対応してデータフレームを使用した伝送路推定を行うことができるため、結果として伝送効率を高めることができる。
本発明の実施例７における通信装置の伝送路推定器について説明する。本実施例の通信装置のブロック構成は、図１９に示されるような従来方式あるいは実施例５において記載した通信装置のブロック構成を使用する。
本実施例においては、通信装置における受信装置の伝送路推定器３７０の動作が他の実施例と異なるので、以下にその動作を説明する。
伝送路として電力線を用いる通信においては既存システムの使用帯域については一部分（たとえばアマチュア無線使用帯域）のみ常に不使用としている。それ以外の帯域では、伝送路推定結果によって不使用となったサブキャリアについては信号を出さないのが通常である。
しかしながら、このままではデータフレームで伝送路推定を行う場合、不使用としているサブキャリアでは伝送路推定を行うことができない。よって、そのようなサブキャリアにおいても擬似データを与え、データフレームで伝送路推定ができるようにする。
データフレームでは判定帰還形による判定データを使用しているため、ここでの擬似データは多値度を固定しておくのが都合よく、耐性の観点から最低多値度（たとえば２ＰＡＭ）を使用するのがよい。
このような構成により、伝送路推定結果によって不使用となったサブキャリアにおいてもデータフレームを用いて伝送路推定が行えるようになり、結果として伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例８における通信装置の伝送路推定器について説明する。本実施例の通信装置のブロック構成は、実施例１、２あるいは５に記載の通信装置のブロック構成を使用し、伝送路推定器３７０の動作として、伝送路推定を複数回行うものとする。
伝送路推定器３７０の複数回の伝送路推定を行う場合の動作としてどのようにして伝送路推定値を決定するかについて示す。
伝送路推定器３７０の伝送路推定は受信信号中の各サブキャリアにおけるＣＩＮＲを測定して行うが、電力線等の伝送路の場合は周期的にあるいは非周期的に伝送路が変動するため、複数回伝送路推定を行った場合は各サブキャリアの伝送路推定値はほとんど同じ値を示したり、大きく変動したりする。
図１０は、伝送路推定を複数回行った場合に伝送路変動がほとんどなかった場合のＣＩＮＲを示すグラフである。
図１０の場合はガウス雑音のような背景雑音のみによる影響程度しかない。この場合は伝送路推定器３７０は、複数回の伝送路推定で得られた結果に対して、初期値としては各サブキャリアにおける最大値を使用し、送信装置２９９からの再送が多くなってきた場合は、中央値を使用し、通信が安定しなければ最小値を使用するのが好ましい。
ここで中央値はＳＯＲＴなどの演算が膨大となるので、統計的に最大値と中央値の差（たとえば２ｄＢ）を求めておき、その値と最大値を利用することで中央値を使用したときと同等の結果を得るようにすることもできる。
このような構成にすることにより、各伝送路に合わせて伝送効率を最も高いところで維持することが可能となる。
本発明の実施例９における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例における通信装置のブロック構成は実施例８に記載したものと同一のブロック構成である。本実施例において、伝送路推定器３７０が推定する伝送路は、実施例８で考えた伝送路とほぼ同じ伝送路を考える。
実施例８と異なる点としては、背景雑音がガウス分布ではなかったり、また伝送路の減衰特性（たとえば多くのサブキャリアのＣＩＮＲ値がしきい値付近にある場合など）によっては、伝送路推定で求めたＣＩＮＲから送信装置のシンボルマッパで使用する一次変調方式を決定するときに使用するしきい値が最初に設定している値では不適切になる場合を考慮する点にある。
本実施例における伝送路推定器３７０は、上記した知見に基づき、各しきい値を高めに設定変更（マージンをもたせる）して再送なども含めたシステム全体での伝送効率が向上するように制御する。これはＣＩＮＲの分布によってはしきい値を変更するだけで大きく伝送効率が変わる場合があるからである。このような構成により、実施例８における通信装置よりもさらに伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例１０における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例では、実施例８で考えた伝送路とほぼ同じ伝送路を考える。実施例８と異なる点としては、複数得た伝送路推定結果を見た場合、伝送路特性が大きく変動している点にある。図１１に伝送路推定を複数回行った場合に伝送路変動がある場合のＣＩＮＲを示すグラフについて示す。このような伝送路では、伝送路変動が起きる毎にその範囲によっては誤りが多くなり、誤り訂正を行っていたとしてもその時のフレームは再送となる可能性がある。
よって、本実施例における伝送路推定器３７０は、上記した知見に基づき、各サブキャリアで得られたＣＩＮＲに対して、その変動が大きいサブキャリアに対しては不使用とする、あるいは得られた結果の中で最小値を選ぶことによって再送を減らすことにより、再送なども含めたシステム全体での伝送効率が向上するように制御できる。
このような構成により、実施例８よりもさらに伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例１１における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例では、実施例１０で考えた伝送路とほぼ同じ伝送路を考える。
実施例１０の伝送路と異なる点としては、電力線を伝送路として用いることで、伝送路変動が電源周期あるいはその半周期に同期して起こる点にある。
図１１に示されるような伝送路では、伝送路変動が起きる毎にその範囲によっては誤りが多くなり、誤り訂正を行っていたとしてもその時のフレームは再送となる可能性がある。
この時、伝送路推定の要求に対して１回の伝送路推定で処理すると、伝送路推定タイミングによっては真の伝送路容量よりも低く見積もる可能性がある。この場合、システムとしては安定して動作するかもしれないが伝送速度は遅くなる。
もし、上位層にバッファなどが十分用意されており再送による影響は考慮しなくてもよい環境下では、なるべく真の伝送路容量に近いところで伝送路推定結果が得られるのが好ましい。
よって、本実施例における伝送路推定器３７０は、上記した知見に基づき、伝送路推定要求に対して、電源周期あるいはその半周期に同期しないタイミングで２度伝送路推定を行うこととし、得られた伝送路推定結果を利用して各サブキャリアでＣＩＮＲが大きい方の値を選択するようにする。これにより、２回の伝送路推定のうち少なくとも１回は電源周期に同期した伝送路変動に遭遇しないで伝送路推定を行うことができる。また各サブキャリアにおいてＣＩＮＲの結果がよい方を取るため伝送速度が高いレベルで保持される。
このような構成により、簡単な処理で電源周期に同期した伝送路変動がある電力線伝送路環境下でも良好な伝送路推定を行うことが可能である。
本発明の実施例１２における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例では、実施例１０で考えた伝送路とほぼ同じ伝送路を考える。
図２３は、ＤＷＭＣ伝送方式における送信フレーム内の構成例を示す図である。
受信信号のフレーム構成は図２３のような同期や等化処理に必要なプリアンブル信号と情報用信号からなるフレームで伝送されることを仮定する。通常、電力線伝送路は無線の伝送路と比較すると非常にゆっくりと変化することがわかっている。また、瞬時変動としては電気機器のＯＮ／ＯＦＦなどによって起こされる。さらに、電源に同期した伝送路変動なども考えられる。
本実施例における伝送路推定器３７０は、上記した知見に基づき、非常にゆっくりした伝送路変動に対しては、長周期（秒から分間隔）的に伝送路推定を行えば十分であるし、電気機器のＯＮ／ＯＦＦによる瞬時変動に対しては伝送路状態が大きく変わるため再伝送路推定を行う必要がある。電源に同期した周期的な伝送路変動に対しては実施例８と同様に実施例１あるいは２の通信装置を使用することで伝送路の周期変動がどこで起きるかが予測できるため、その時間には信号伝送を行わないようにするあるいはフレームを細かく分割することでプリアンブルのオーバーヘッドは増加するが再送されるデータ量を抑えることができる。
このような構成により、再送されるデータ量を軽減することが可能であるため、伝送効率を高めることが可能となる。
本発明の実施例１３における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
通常伝送路推定を行う場合は図１０や図１１のようにＣＩＮＲを取得し、送信装置のシンボルマッパで使用する一次変調を決定し、通信を行う伝送路において最大効率で伝送するように各パラメータを設定する。
しかしながら状況によっては伝送方式に冗長度を適応的に持たせることにより、システムを安定に運用を行うことができる場合もある。
本実施例の通信装置は上記した知見に基づき、以下のような動作を行う。
伝送路推定器３７０は、伝送路自体が混雑していない場合で、伝送しようとするデータ量が伝送路容量（伝送路推定で得られた容量）よりも少ない場合は、しきい値付近で判定している多値度に対しては１ランク下げる（たとえば４ＰＡＭから２ＰＡＭ）、あるいは全てのしきい値に対してマージン（たとえば２ｄＢ）を持たせる、さらに複数回の伝送路推定を行っている場合は最小値を使用して多値度を決定するようにする。
これらの方式は通信装置にウェーブレット変換を用いて各サブキャリアで低サイドローブのスペクトルを持つように設計しているため、伝送路推定器３７０で各サブキャリアで詳細なＣＩＮＲが得られるからできる。
なお本方式は、ウェーブレット変換だけではなく、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（この場合の多値度はＭＱＡＭ：Ｍは多値数）、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＯＦＤＭ、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ方式など用いた他の低サイドローブのスペクトルを実現するマルチキャリア通信にも適用できる。
また本方式は、特性は劣化するが従来からよく使用されているＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ベースのマルチキャリア通信方式に対しても適用することが可能である。
このような構成により、伝送路含めたトータルなシステムで最適化を行うことができ、しかも安定した通信ができる。
本発明の実施例１４における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の電力線通信装置を使用する。
通常伝送路推定を行う場合は図１０や図１１のようにＣＩＮＲを取得し、送信装置のシンボルマッパで使用する一次変調を決定し、通信を行う伝送路において最大効率で伝送するように各パラメータを設定する。
しかしながら状況によっては伝送方式に冗長度を適応的に持たせることにより、システムを安定に運用を行うことができる場合もある。
本実施例においては上記した知見に基づき、伝送路推定器３７０は以下のような動作を行う。
伝送路自体が混雑していない場合で、伝送しようとするデータ量が伝送路容量（伝送路推定で得られた容量）よりも少ない場合は、送るデータの種類（Ｖｏｉｐ，ｄａｔａ，Ｓｔｒｅａｍｉｎｇなど）の情報を上位レイヤから受け取ることにより、ファイルなどのデータであれば即時性が必要ないため（再送が起こる可能性があるが、リアルタイムを要求されるデータではないため問題ない。）、最大効率を考えて通常の伝送方式で通信を行い、またＶｏｉｐ通信では即時性が重要であるので、効率よりも安定性が重要であると考えて伝送路容量が足りるのであれば最低に近い多値度を各サブキャリアで選択するようにするかあるいは周波数ダイバーシチ且つ時間ダイバーシチを行ってフレーム自体に耐性を持たせることなどが考えられ、さらにＳｔｒｅａｍｉｎｇなどでは映像が伝送されるため容量とＶｏｉｐほどではないが即時性が必要となるので、この場合は送りたい情報に合わせた形で必要最低限度の多値化で各サブキャリアの多値度を決定する。
これらの方式は通信装置にウェーブレット変換を用いて各サブキャリアで低サイドローブのスペクトルを持つように設計して。伝送路推定器で各サブキャリアで詳細なＣＩＮＲが得られるからできる。なお本方式は、ウェーブレット変換だけではなく、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（この場合の多値度はＭＱＡＭ：Ｍは多値数）など用いた他の低サイドローブのスペクトルを実現するマルチキャリア通信にも適用できる。また本方式は、特性は劣化するが従来からよく使用されているＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ベースのマルチキャリア通信方式（たとえばＡＤＳＬや８０２．１１ａやｇ）に対しても適用することが可能である。
このような構成にすることにより、アプリケーションを考慮した伝送路推定を行うことで伝送路を含めたトータルなシステムで最適化を行うことができ、しかも安定した通信ができる。
本発明の実施例１５における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
通常の方法で伝送路推定を行った場合に所望の伝送速度を満たさなかった時、伝送路の群遅延によるＷａｖｅｌｅｔフィルタバンクの直交崩れが原因で所望のＣＩＮＲが取れない可能性がある。
通常、受信信号に同期して受信装置では復調処理が行われるが、全てのサブキャリアに対して同期が取れているわけではない。
つまり、実際の伝送路上では簡単に直交崩れが起きる可能性が高い。伝送路において大きな群遅延が存在する帯域にあるサブキャリアは直交崩れが大きいため、大きなキャリア間干渉やシンボル間干渉を生じる。その結果、その帯域においては干渉波が存在するためにＣＩＮＲは低く見積もられる。
この問題を解決するために、本実施例の通信装置では、使用できるサブキャリアはたとえば偶数番号を持つサブキャリアのみに限定する。
これにより周波数利用効率は低下するが、直交崩れによるキャリア間干渉を大幅に軽減できるため、多少の群遅延が伝送路内に存在してもキャリア間干渉の影響をほとんど受けなくなるため、システムトータルとしての伝送速度は向上する可能性がある。また隣接キャリアとはほとんどオーバーラップしなくなるため、周波数偏差に対しても耐性がある。
図２２は、ＤＷＭＣ伝送方式における送信スペクトル例を示す図である。
図２２のような構成にすることにより、周波数利用効率は低下するが群遅延偏差が大きい伝送路においてキャリア間干渉が大幅に軽減でき、また周波数偏差に対しても耐性があるので、システムトータルとしての伝送速度は向上する可能性がある。
本発明の実施例１６における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
通常の方法で伝送路推定を行った場合に所望の伝送速度を満たさなかった場合には伝送路が劣悪な環境であることが考えられる。劣悪な環境下では同期検波ではなく、遅延検波の方が伝送効率は下がるが耐性があるため使用したいケースが存在するが、ＤＷＭＣはＲｅａｌ変調であり各サブキャリアには位相がないので遅延検波ができない。
しかしながら、送信データに冗長度をつけることによってＤＷＭＣでも位相を使った遅延検波が可能となる方法がある。
本実施例の伝送路推定器３７０は、上記の知見に基づき、以下のような動作を行う。
Ｗａｖｅｌｅｔのインパルス応答長を４Ｔ（Ｔはシンボル周期）とした場合（フィルタ長で言えば４Ｍ；Ｍは全サブキャリア数）、各サブキャリアで伝送するデータを４Ｔ区間で同じとする。伝送効率は０．２５となるが、最低でも４Ｔ毎にＦＦＴと同じ位相が取り扱うことができ、遅延検波が可能となる。
これは、ＤＷＭＣでも４Ｔ連続した情報を用いると最低でも４Ｔ毎に正弦波となる性質を利用している。もちろん、Ｗａｖｅｌｅｔのインパルス応答長が８Ｔになれば、各サブキャリアで伝送するデータを８Ｔ区間で同じとする必要がある。なお、位相が扱えることにより、通常のデジタル通信で使われている様々な技術がＤＷＭＣに応用できるようになる。全データに対して上記の処理を行うと伝送効率が悪くなるため、必要最低限の部分に使用するだけでもシステムを向上できる。たとえば、プリアンブル信号やパイロット信号のみに適用することでシステム性能を向上させることができる。
このような構成にすることにより、Ｗａｖｅｌｅｔのインパルス応答長と同じ長さだけ送りたい情報に冗長度を持たせることにより、伝送効率は劣化するが位相が扱えるため遅延検波ができたり、さらに通常のデジタル通信で使われている様々な技術がＤＷＭＣに応用できたり、また一部分に適用することでもシステム性能を向上させることが可能である。
本発明の実施例１７における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
本実施例では送信装置２９９の出力電力は最大電力あるいは法が定める最大電力よりも小さいと仮定する。
通信装置は、通常の方法で伝送路推定を行った場合に所望の伝送速度を満たさなかった場合、その時の伝送路推定結果を用いて送信装置の増幅器の利得をいくら増加させると所望の伝送速度になるか計算し、その計算結果に基づいて、送信装置２９９の送信電力を制御する。
通常、Ｗａｖｅｌｅｔベースのマルチキャリア通信では一部の既存システム（たとえばアマチュア無線など）が使用している帯域と同じ帯域を使っているサブキャリアは既存システムへの妨害となるため不使用としている。サブキャリアを不使用とすることでノッチを形成している。
図１２は、ＤＷＭＣ伝送方式における振幅スペクトルの図である。
図１２は、アマチュア無線が使用している帯域と同一の帯域を使用しているサブキャリアを不使用とした場合の振幅スペクトルを示している。図１２に示されるように数本のサブキャリアを不使用とするだけで、３０ｄＢ以上のノッチが形成されていることがわかる。
これは、Ｗａｖｅｌｅｔベースのサブキャリアが低サイドローブの振幅スペクトルであるから実現できている。図２２にＤＷＭＣ伝送方式における送信スペクトル例を示す。ここで使用しているサブキャリアの振幅スペクトルの第一サイドローブは−３５ｄＢである。しかしながら、送信電力を増加させると、各サブキャリアのサイドローブも一緒に持ち上げられるため既存システムへの妨害が増加する。
これを防ぐため、本実施例における伝送路推定器３７０は、送信装置２９９の増幅器の利得を上げた分だけノッチが深くなるように、それらの帯域付近でさらにサブキャリアを不使用とする。
なお、振幅スペクトルのサイドローブがどのように減衰するかはあらかじめわかっているため、送信装置２９９の増幅器の利得の増加量とサブキャリアの不使用とする本数は一意に決まる。
このような構成にすることにより、送信装置２９９の送信電力を増加させても、他の既存システムへの影響を増加させることはなく、より遠くまで信号を伝送することが可能となる。しかもこれらのことが、サブキャリアを複数本不使用とするだけで柔軟に対応できる。
本発明の実施例１８における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。
本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用し、伝送路推定要求に対して伝送路推定は複数回行うものとする。受信装置のダイナミックレンジは４０ｄＢとする。
全サブキャリア数は３００とする。ここでは説明を簡単にするために伝送路は静的な伝送路で動かないと仮定する。
まず、事前に無信号区間を使用して伝送路の雑音レベルを測定する。雑音レベルは等化器の係数やＡＧＣの利得を使用することによって容易に求められる。
次に通常の伝送路推定（送信装置は最大電力で送信する）を行い、各サブキャリアの受信信号レベルとＣＩＮＲ値を推定する。受信信号レベルと雑音レベルから伝送路のＳＮＲ（信号電力対雑音電力比）が簡易的に求められる。ここでのＳＮＲはほぼ伝送路が持つＳＮＲが求まるが、伝送路推定時に得られるＣＩＮＲは受信装置のダイナミックレンジに依存する。
そのため、受信装置のダイナミックレンジが不足している環境下では平均ＳＮＲと平均ＣＩＮＲの関係から伝送速度を劣化させないで送信装置２９９の出力電力を下げることが可能である。
図１３は、受信した信号レベルの模式図である。
図１３は、受信信号がない時の雑音レベルおよび送信装置が最大電力で信号を送信したときに受信装置で受信した信号レベルおよび伝送路推定時に得られるＣＩＮＲを示す。図１３では最大電力で送信装置から出力した場合、受信装置では最大８０ｄＢμＶ、最小６０ｄＢμＶで受信している。また伝送路推定時に得られるＣＩＮＲは受信装置のダイナミックレンジが４０ｄＢであるため最大４０ｄＢ、最小２０ｄＢとなる。伝送路のＳＮＲでは最小でも６０ｄＢμＶあるが、ＣＩＮＲでは２０ｄＢしかない。
これは、受信装置のダイナミックレンジが４０ｄＢしかないために送信電力を４０ｄＢも損していることになる。よって、伝送路のＳＮＲと伝送路推定時のＣＩＮＲとの利得差を用いると、伝送速度に影響を与えずに送信装置の増幅器の利得を下げることができる。このような構成にすることにより、伝送路のＳＮＲと伝送路推定時に得られるＣＩＮＲの利得差から送信装置の送信電力を制御でき、送信装置の消費電力を抑え、他既存システムへの妨害を軽減することができる。
本発明の実施例１９における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例における通信装置のブロック構成は、実施例１８と同じ通信装置のブロック構成を仮定する。
実施例１８の方法では送信電力を下げることにより送信装置の消費電力を抑え、他の既存システムへの妨害を軽減できたが、伝送速度を向上できなかった。
本実施例では実施例１８の特徴に加えて通信装置の伝送速度を向上させる方法について説明する。
伝送路推定器３７０は、実施例１８と同様に伝送路推定時に伝送路のＳＮＲを求める。各サブキャリアにおいて求めたＳＮＲを使用して伝送速度が最大且つ送信電力最小となるためには、各サブキャリアにおいてどれだけ利得を下げることができるか計算する。
送信電力を制御しない場合は、伝送路推定時に受信装置から送信装置２９９へ各サブキャリアで使用する一次変調の多値度あるいはそれに対応する情報を知らせる。
ここでは、その情報に加えて各サブキャリアで制御する利得情報も知らせることにする。送信装置は、多値度の情報で各サブキャリアを一次変調し、利得情報を用いて各サブキャリアの送信電力を制御する。
図１３，１４に示されるような受信信号に本方式を適用すると受信装置で得られるＳＮＲはほぼフラットになり、伝送速度は最大にできる。伝送速度が最大に保たれているかはＣＩＮＲで正確に判断できる。
なお、利得を下げるサブキャリアはすべて最高多値度を選択するという条件のもとでは多値度の情報と利得の情報を２つに分けて送る必要はなく、多値度情報か利得情報かを受信装置から送信装置へ知らせればよい。言い換えると、利得情報があるサブキャリアは多値度は最高多値度ということで利得情報を用いてそのサブキャリアの利得を下げる必要があり、多値度情報があるサブキャリアはその情報で多値化して利得は制御しないようにする。ただし、このような条件下では利得の下げ幅は小さくなる。
このような構成にすることにより、実施例１８と比べて伝送速度を向上させることができる。
本発明の実施例２０における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。本実施例では、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
伝送路推定器３７０は、伝送路推定要求に対して伝送路推定は複数回行うものとする。
ここでは説明を簡単にするために伝送路は静的な伝送路で動かないと仮定する。
まず、最初に通常の伝送路推定（送信装置は最大電力で送信する）を行う。受信装置における伝送路推定結果から最高多値度を示したサブキャリアの利得だけを一律にαだけ下げる。ここでαは多値度を決定する時に使用するしきい値の差から求める。ここでも説明を簡単にするために使用多値度は１６ＰＡＭ〜２ＰＡＭとし各しきい値の差は一律６ｄＢとする。よって、ここではαは６ｄＢである。第１回目の伝送路推定結果を多値度あるいはそれに対応する情報を送信装置２９９へ知らせ、２回目の伝送路推定を行うことも同時に知らせる。２回目の伝送路推定では、送信装置２９９は最大多値度（ここでは１６ＰＡＭ）のサブキャリアのみ６ｄＢだけ利得を下げて送信し、受信装置で２回目の伝送路推定を行い、１回目の結果と比較して伝送速度が下がっていれば２回目で伝送路推定は終了し、ひとつ前の（ここでは１回目の）伝送路推定結果が今回の伝送路推定要求に対しての結果として送信装置２９９に知らせる。もし伝送速度が２回目の方が１回目の結果よりも伝送速度が速い場合は、３回目の伝送路推定を行う。３回目では２回目で得た伝送路推定結果を使用して同様に送信装置２９９は最高多値度のサブキャリアのみを６ｄＢだけ利得を下げて送信し、受信装置で３回目の伝送路推定を行う。
この動作において、送信装置２９９は、１、２回とも利得を下げるサブキャリアはその和１２ｄＢだけ利得を下げる必要がある。
つまり、Ｎ回目の伝送路推定を行う時は、Ｎ−１回目に得た伝送路推定結果と累積した利得を使用する。伝送速度が下がるまで同様な計算を繰り返し、伝送速度が下がった時点で伝送路推定を中止し、ひとつ前の結果を最終結果としてとして使用する。ここで具体的な例を図１３、１５〜１７を使用して説明する。
図１５は、サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図、図１６は、サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を１２ｄＢ、サブキャリア番号１０１〜２００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図、図１７は、サブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を１８ｄＢ、サブキャリア番号１０１〜２００までのサブキャリアの利得を１２ｄＢ、サブキャリア番号２０１〜３００までのサブキャリアの利得を６ｄＢだけ下げた時に受信する信号レベルの模式図である。
まず、通常の伝送路推定を行う。図１３が受信した信号レベルの模式図であると仮定する。図１３から最大電力で送信装置から出力した場合、受信装置では最大８０ｄＢμＶ、最小６０ｄＢμＶで受信できている。また伝送路推定時に得られるＣＩＮＲ値は受信装置のダイナミックレンジが４０ｄＢなので最大４０ｄＢ、最小２０ｄＢとなる。ここで最高多値度（ここでは１６ＰＡＭ）を選択しているサブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を６ｄＢ下げる。ここで２回目の伝送路推定を行うと、図１５に示すようにＣＩＮＲは４０ｄＢ、３６ｄＢ、２６ｄＢとなる。同じように１６ＰＡＭを選択したサブキャリア番号１〜２００までのサブキャリアの利得を１２ｄＢ、６ｄＢ下げる。ここで３回目の伝送路推定を行うと、図１６に示すようにＣＩＮＲは４０ｄＢ、３６ｄＢ、３２ｄＢとなる。ここでサブキャリア全て１６ＰＡＭが選択されることになる。よって、全サブキャリアに対して利得を１８ｄＢ、１２ｄＢ、６ｄＢ下げる。同じように４回目の伝送路推定を行うと３回目と同じように全サブキャリアで１６ＰＡＭが選択される。ここで４回目と３回目で伝送速度が同じとなるため処理を終了し３回目の結果をこの時の伝送路推定結果として通信に使用する。この例では３回目と４回目が偶然同じ速度になったが、実際の伝送路特性は複雑であるため一般的に同じになることはない。
よってこの処理は、伝送速度が劣化するところまで続けられ、速度が劣化した時点で１つ前の結果をその時の伝送路推定結果とすることになる。
なおシステムを簡略化するために、伝送路推定を２回限定として使用することでも、本方式を使わない場合と比較してαｄＢだけ受信装置のダイナミックレンジを有効活用できる。また最高多値度のみ利得を下げたが、最高多値度に限定しなくても同様な効果は得られる（たとえば８ＰＡＭ以上のサブキャリアで利得を下げる）。このような構成により、伝送路推定を複数回行わなければならないが、電力線通信装置で簡単な手順で送信装置の送信電力制御ができる。
さらに、本実施例では、ＣＩＮＲ値を使って送信装置２９９の利得を制御したが、各サブキャリアのＳＮＲを使用して送信装置２９９の電力制御を行うことも可能である。
本発明の実施例２１における通信装置の伝送路推定器３７０について説明する。ここでは、通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
伝送路推定は複数回行うものとし、その時受信信号レベルも測定する（雑音レベル測定は不要）。最初の伝送路推定時の受信レベルが図１８（ａ）と仮定する。全サブキャリアの中からＭＡＸレベルを抽出し、ｏｆｆｓｅｔレベルを設定して（ＭＡＸレベル−ｏｆｆｓｅｔレベル）以上のレベルで受信されているサブキャリアの利得を一律βだけ下げる。次に２回目の伝送路推定を行い、１回目と伝送速度を比較し伝送速度が劣化していればひとつ前のＣＩＮＲの結果と利得情報を伝送路推定結果とする。もし伝送速度が向上している場合は、同様に３回目を実施する。このようにして伝送速度が劣化する時まで同様な作業を繰り返し、伝送速度が劣化した場合は１つ前のＣＩＮＲ結果と利得情報を最終結果とする。図１８に例を示す。図１８は、ダイナミックレンジが不足する場合の伝送路推定特性の模式図である。
最初の伝送路推定で図１８（ａ）が得られ、ここでサブキャリア番号１〜１００までのサブキャリアの利得を１８ｄＢ下げる。次に２回目の伝送路推定を行い、ＣＩＮＲの結果から伝送速度が向上していることを確認する。さらに３回目を行い、ｏｆｆｓｅｔ値の設定によっては全てのサブキャリアの利得を１８ｄＢさらに下げて伝送速度が向上したかどうか判断して、劣化した場合伝送路推定を終了し１つ前のＣＩＮＲ値と利得情報を最終結果とする。
図１８の例ではｏｆｆｓｅｔの値によっては２回目と３回目が偶然同じ速度になる場合が存在するが、実際の伝送路特性は複雑であるため一般的に同じになることはないと考える。よってこの処理は、伝送速度が劣化するところまで続けられ、速度が劣化した時点で１つ前の結果をその時の伝送路推定結果とすることになる。伝送路のＳＮＲによっては利得を下げたサブキャリアは特性が劣化するかもしれないが、図１８のように受信装置のダイナミックレンジが不足しているような伝送路であればあるサブキャリアの利得を下げたおかげで全体のダイナミックレンジ不足が緩和され、結果として伝送速度が向上するかもしれない。図１８（ａ）のような特性を示す伝送路では、本方式は大変有効である。
つまり、図１８のような場合、受信レベルが大きいサブキャリアの利得を大きく下げることによって、システム全体の伝送速度が向上する。電力線伝送路においては減衰特性や雑音特性が複雑であるためこのような方法は有効であると考える。なお、伝送路推定を複数回行うのは大変であるため、伝送路推定を２回と限定し、簡易的に受信レベルが（ＭＡＸレベル−ｏｆｆｓｅｔレベル）以上のサブキャリアについては思い切って不使用として２回目の伝送路推定を行って速度が向上したか確かめてもよい。あるいは不使用ではなく、大幅に利得を下げて同様に２回の処理でＣＩＮＲを決定してもよい。このような構成にすることにより、受信装置のダイナミックレンジ不足による伝送速度劣化を改善でき、複雑な伝送路でにおいても伝送速度を向上させることができる。
本発明の実施例２２における通信装置のブロック構成は図１９の従来方式あるいは実施例１あるいは２の通信装置のブロック構成を使用する。
本実施例における通信装置のフレーム構成例を図２６に示す。図２６は、本発明の実施例２２における通信装置のフレーム構成例を示す図である。
図２６において、このフレーム構成は、送信装置２９９が受信装置の伝送路推定器３７０から得た情報に基づいて、受信装置に向けて送信するデータを示している。
図中、ＰＲＥは受信装置の同期処理や等化処理などで使用するプリアンブル信号、ＳＹＮＣはデータスタートを識別するＳＹＮＣ信号、ＴＭＩは伝送路推定結果に基づく情報を示す信号、ＦＣはフレームコントロール用信号、ＰＬは情報信号を示す。
ＴＭＩの伝送路推定結果に基づく情報は、受信装置の伝送路推定器３７０が推定した結果そのもの、あるいは、推定に基づき、送受信で用いる変復調を規定する情報であっても良い。
通常のフレーム構成では下記に示すように制御信号（ＰＲＥとＳＹＮＣ）が先頭にあり、その後情報信号が続く。本実施例では、伝送路推定結果情報を情報信号の先頭部分におく。図２６の例ではＳＹＮＣの後、ＦＣ１の前になる。このような構成にすることにより、ＴＭＩ信号をはじめに処理することが可能となるため、ＴＭＩの情報を使って情報信号の処理をすばやく行うことができる。
本発明の実施例２３における通信装置のブロック構成は、実施例２２で開示した通信装置と同じブロック構成を考える。
ここでは伝送路推定結果情報に対してダイバーシティ（周波数ダイバーシティ、時間ダイバーシティなど）処理を行い、その情報をＴＭＩ信号とする。しかしながら、通常伝送路推定結果の情報量は詳細になればそれだけ多くなるため、大量な情報に高利得なダイバーシティ処理すると伝送効率が下がってしまう（ＴＭＩ信号が数〜数十シンボルになる可能性がある）。ＴＭＩ信号には高耐性が必要である。そのためＴＭＩ信号に高利得ダイバーシティ処理を行いたい場合は、伝送路推定を行った時だけ詳細な伝送路推定結果情報を情報信号として通信装置でやり取りを行い、その情報をメモリなどに格納しておき、通常の通信状態ではその情報が格納されている場所がわかる情報（ＩＮＤＥＸなど）のみを伝送する。
この時必要な情報量は少なくなる（通常は数ビット）ため、伝送効率を下げないでダイバーシティ利得を大幅に向上することが可能となる。なお、ＴＭＩ信号に対して高利得を得る方法として、ダイバーシティのほかに誤り訂正があるが、高利得な誤り訂正は一般的にシステムディレイが大きい。ＴＭＩ信号の処理がシステムディレイで遅れるとシステム全体のパフォーマンスに影響するので適用は困難である。
本実施例ではＴＭＩ信号に対しては高利得ダイバーシティ処理のみであり、高利得な誤り訂正を使用しないため、システムディレイは小さい。このような構成にすることにより、システムディレイが小さく、高耐性を持つＴＭＩ信号を生成できる。
なお、一連の方式は電力線通信に適用した場合について記述し、またマルチキャリア通信としてはウェーブレットベースのＯＦＤＭを使った場合について記述した。しかし、本方式はウェーブレットベースのＯＦＤＭだけでなく、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（この場合の一次変調方式の多値度はＭＱＡＭ：Ｍは多値数）、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＯＦＤＭ、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ方式などの方式を用いた他の低サイドローブのスペクトルを実現するマルチキャリア通信にも適用できるし、また特性は劣化するが従来からよく使用されているＦＦＴベースのマルチキャリア通信方式に対しても適用することが可能である。
また、伝送路としても電力線の伝送路に限られず、電話線を伝送路として利用するデジタル通信装置等にも適用することが可能である。
本発明にかかる通信装置は、電力線などの伝送路の様々な変動に対して十分に追従することが可能となり、結果として伝送効率を高めることが可能となり、電力線通信装置として、あるいは他の伝送路の高速通信装置に適用して有用である。
２１０ シンボルマッパ（ＰＡＭ： Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
２２０ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）
２３０ 逆ウェーブレット変換器
２４０ Ｄ／Ａ変換器
２９９ 送信装置（従来）
３１０ Ａ／Ｄ変換器
３２０ 複素ウェーブレット変換器
３３０ キャリア検出器
３４０ 同期回路
３５０ 等化器
３６０ ノイズ検出器
３７０ 伝送路推定器
３８０ 判定器
３９０ ＡＧＣ回路
３９９ 受信装置（従来）

Claims (16)

  1. 複数のサブキャリアを有するマルチキャリア信号を電力線に重畳して通信を行う通信装置であって、
    前記複数のサブキャリアのうち少なくとも１つのサブキャリアを時間−周波数変換して同相信号および直交信号を生成する時間−周波数変換器と、
    前記時間−周波数変換器によって生成された同相信号および直交信号のノイズを検出するためのフレームを電源周期の期間内に前記電源周期に同期して連続して複数回送信し、検出されたノイズに基づいて、前記少なくとも１つのサブキャリアに使用する一次変調の多値度を決定する伝送路推定器と、を備える通信装置。
  2. 請求項１記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記電源周期の半周期の期間内に前記フレームを連続して複数回送信することを特徴とする通信装置。
  3. 請求項１記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記電源周期の１周期の期間内に前記フレームを連続して複数回送信することを特徴とする通信装置。
  4. 請求項１〜３いずれか一項記載の通信装置であって、さらに、
    前記等化器によって補正された同相信号および直交信号を判定する判定器を備え、
    前記伝送路推定器は、前記判定器から出力される判定値を用いて前記少なくとも１つのサブキャリアに使用する一次変調の多値度を決定することを特徴とする通信装置。
  5. 請求項１記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、伝送路推定結果と前記伝送路推定器で使用するしきい値変更を組み合わせることを特徴とする通信装置。
  6. 請求項１記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、伝送路推定要求に対して２回の伝送路推定を行うものとし、２回の伝送路推定のうち少なくとも１回は電源周期に同期した伝送路変動に同期しないで伝送路推定を行うことを特徴とする通信装置。
  7. 請求項１〜６いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、伝送路が周期的に変動していると判断した場合はフレームを分割することを特徴とする通信装置。
  8. 請求項１〜７いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、伝送路の状態と伝送するデータのアプリケーションの種類とにより伝送路推定を行うことを特徴とする通信装置。
  9. 請求項１〜８いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、所望伝送速度が満たせない時に送信装置が送信電力を増加させて所望伝送速度を満たそうとする場合は、送信電力の利得増加分に比例して他の既存システムの使用帯域付近のサブキャリアを不使用とすることを特徴とする通信装置。
  10. 請求項１〜８いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記等化器出力の信号を用いて求めるＣＩＮＲ（キャリア電力対（雑音＋干渉波）電力比）と前記時間−周波数変換後に求める伝送路のＳＮＲ（信号電力対雑音電力比）を使用して送信装置の送信電力を制御することを特徴とする通信装置。
  11. 請求項１〜８いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記時間−周波数変換後の受信信号を用いて求められる伝送路のＳＮＲを使用して最大伝送速度で且つ送信電力最小となるように送信装置の各サブキャリアの利得を制御することを特徴とする通信装置。
  12. 請求項１〜８いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記等化器出力の信号を用いて求められるＣＩＮＲを使用して送信装置の各サブキャリアの利得を制御することを特徴とする通信装置。
  13. 請求項１〜８いずれか一項記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、前記時間−周波数変換後の受信信号を用いて求められる受信レベルを使用して全サブキャリアの中からＭＡＸレベルを抽出し、ｏｆｆｓｅｔレベルを設定して（ＭＡＸレベル−ｏｆｆｓｅｔレベル）以上のレベルで受信されているサブキャリアの利得を一律βだけ下げる、あるいはそれらのサブキャリアを不使用とすることを特徴とする通信装置。
  14. 請求項１〜１３いずれか一項記載の通信装置であって、さらに、
    前記伝送路推定器から得た伝送路推定結果に基づく情報を情報信号の先頭に置いた送信データフレームを送信する送信部を有することを特徴とする通信装置。
  15. 請求項１４記載の通信装置であって、
    前記送信部は、伝送路推定結果に基づく情報を情報信号の先頭に置くとともに、伝送路推定結果に基づく情報にダイバーシチ処理を施すことを特徴とする通信装置。
  16. 請求項１記載の通信装置であって、
    前記伝送路推定器は、伝送するデータ量が伝送路容量よりも少ない場合、前記少なくとも１つのサブキャリアに使用する一次変調の多値度を低下させることを特徴とする通信装置。
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