JP4765015B2

JP4765015B2 - Power converter

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Publication number: JP4765015B2
Application number: JP2001205752A
Authority: JP
Inventors: 章弘小高; 幸廣西川; 政和鷁頭
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-07-06
Filing date: 2001-07-06
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2021-07-06
Also published as: JP2003023775A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６にダイオード整流回路，昇圧型のチョッパ回路および電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせて構成される電力変換装置の従来例を示す。
これは、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ７，Ｄ８からなるダイオード整流回路により交流入力を整流し、リアクトルＬ１，スイッチＱ４，ダイオードＤ９およびコンデンサＣ１からなる昇圧チョッパ回路により直流電圧Ｅｄを所望の直流電圧に昇圧し、スイッチＱ２（ダイオードＤ３），スイッチＱ３（ダイオードＤ４），変圧器Ｔｒ１，コンデンサＣ２，リアクトルＬ２，ダイオードＤ５，ダイオードＤ６およびコンデンサＣ３からなる電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにより、所望の出力直流電圧Ｖｏｕｔを得るものである。
【０００３】
Ｑ１〜Ｑ４の制御は図示のような構成により、以下のように行なわれる。
直流電圧指令値Ｅｄ^*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生回路Ｇ２から発生される三角波と調節器Ｒ２からの出力とを比較器Ｈ２で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ４を駆動し、直流電圧を所望の電圧となるようにする。また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇ１で調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。さらに、一般的には三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇ１から発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。
【０００４】
この場合の回路入力電流波形は、図１７に示すような三角波状のパルス列状となり、各三角波の大きさは入力電圧の瞬時電圧にほぼ比例した大きさとなることから、例えば、回路の入力部に図１８に示すような、リアクトルＬとコンデンサＣからなる高周波フィルタ回路を、交流電源ＶＳと電源回路との間に挿入することにより、電源電流は連続した正弦波状の電流波形となり、高入力力率化されることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような構成では部品点数が多いことから、装置が高価格となるだけでなく、使用半導体数も多く、電流径路の通過素子数も多いため、装置の効率が低下すると言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、部品点数を少なくして低コスト化を図るとともに、装置の高効率化を図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチの直列回路と、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチ，第２スイッチの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチまたは第２スイッチと並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００７】
請求項２の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチ，第３スイッチの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路を、前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点、または、前記第２スイッチと第３スイッチとの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路、または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００８】
上記請求項１または２の発明においては、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させながら一定の比率でオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項３の発明）、または、前記スイッチをオン，オフ周期およびオン，オフ比率を変化させながらオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項４の発明）、もしくは、前記スイッチをオン，オフ比率を変化させることで前記第１コンデンサの電圧を設定値となるように制御し、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させることで前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができる（請求項５の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、自己消弧機能を持つ半導体スイッチＱ１，Ｑ２（ここでは、半導体スイッチを金属酸化膜型電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴとしているが、その場合はスイッチと並列に接続されているダイオードＤ３，Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ中の寄生ダイオードで良い。また、半導体スイッチとして例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴを用いる場合は、スイッチと並列にダイオードＤ３，Ｄ４を接続する必要がある。）の直列回路と並列にコンデンサＣ１、およびダイオードＤ１とＤ２との直列回路を接続し、ダイオードＤ１とＤ２との直列接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方の端子に、また、スイッチＱ１とＱ２との直列接続点を交流電源ＶＳの他方の端子にそれぞれ接続する。
【００１０】
さらに、リアクトルＬ２と変圧器（トランス）Ｔｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、スイッチＱ２と並列に接続する。なお、リアクトルＬ２をトランスＴｒ１の漏れインダクタンスで代用できる場合は、これを省略することができる。
また、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の一方の端子を、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ３の一方の端子に、巻線Ｎ２の他方の端子をコンデンサＣ３の他方の端子と、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の一方の端子に、さらにトランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の他方の端子を、ダイオードＤ６を介してコンデンサＣ３の一方の端子に接続する。
【００１１】
図１の回路につき交流電源の極性が正の場合（図１の矢印の向きを正とする）について、図１４，１５も参照して説明する。図１４はモード１，２の場合、図１５はモード３，４の場合を示す。
モード１
スイッチＱ１がオンすると電源がリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。それと同時に、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の径路で電流が流れ、この期間にトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２よりダイオードＤ５を介して負荷ＲＬに電流が流れる。なお、コンデンサＣ２に流れる電流は、トランスの漏れインダクタンスを無視すれば、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２での共振動作となる。
【００１２】
モード２
スイッチＱ２がオフすると、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーは、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４→交流電源ＶＳの径路で放出され、コンデンサＣ１にエネルギーが蓄積される。
また、この期間にはリアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４の径路で電流が流れ続け、負荷ＲＬにはトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ４を介して電流が流れている期間にスイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
【００１３】
モード３
コンデンサＣ２に流れている電流は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２で共振動作を続け、コンデンサＣ２に流れる電流の極性がモード１，モード２とは逆向きになり、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→スイッチＱ２→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。
【００１４】
モード４
スイッチＱ２がオフすると、コンデンサＣ２に流れていた電流は、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、また、この期間に、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ３に電流が流れている期間にスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
電源極性が負の場合については、スイッチＱ２がオンすると交流電源ＶＳがリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される点が異なるだけで、他は電源極性が正の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１５】
スイッチＱ１，Ｑ２の制御に当たり図１では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇで調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。また、三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇから発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２を駆動する。このとき、スイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。入力電流波形は図１７に示したように、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフに伴い、電源電圧の瞬時電圧にほぼ比例した三角波状のパルス列となるため、例えば図１８に示したようなリアクトルとコンデンサからなるフィルタを交流電源と電力変換装置との間に挿入することで、入力電流を連続した正弦波状の電流とすることができるのは、図１６の場合と同様である。
【００１６】
図２に図１の変形例を示す。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図１ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００１７】
図３は図１の他の変形例を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２，Ｋ３、調節器Ｒ２、極性判別回路ＤＰ、オンオフ比反転回路ＩＯ等を付加した点が特徴である。すなわち、直流電圧指令値Ｅｄ^*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に、調節器Ｒ２の出力を比較器Ｈ１に、比較器Ｈ１の出力をオンオフ比反転回路ＩＯにそれぞれ入力する。また、電圧検出器Ｋ３と極性判別回路ＤＰによって交流電源ＶＳの極性を判別し、その出力をオンオフ比反転回路ＩＯに入力する。オンオフ比反転回路ＩＯの出力はゲート駆動回路ＧＤＵに入力され、スイッチＱ１とＱ２を駆動する。
【００１８】
図３のような構成とすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ^*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させ、さらに、電源の極性に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を反転させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御することができる。
なお、このような制御は、主回路が図２のものについても適用できるのは勿論である。
【００１９】
図４は図１の応用例を示す構成図である。
これは、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路とスイッチＱ２とを並列接続し、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方に、ダイオードＤ７とＤ８との接続点を交流電源ＶＳの他方に接続した点が特徴である。なお、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比も、ここでは任意としている。上記リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ２との接続点間に接続しても良い。
図４の場合の動作は、交流電源ＶＳの極性が正負いずれの場合も、スイッチＱ２がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図１の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２０】
図５は図４の第１の変形例を示す構成図である。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図４の場合と同様なので説明は省略する。
【００２１】
図６は図４の第２の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点が特徴である。このとき、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
この場合の動作は、スイッチＱ１がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図４の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２２】
図７は図４の第３の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点、および、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。なお、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
【００２３】
図８は図４の第４の変形例を示す構成図である。
これは、図４に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ^*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１，Ｑ２を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ^*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図４の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図５，図６および図７の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００２４】
図９はこの発明の第２の実施例を示す構成図である。
これは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に、スイッチＱ２とＱ３との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ２とＱ３との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ２とＱ３との直列回路と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせ、比較器Ｈ１の基準信号を任意とした点にある。
【００２５】
図９の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ２→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ３→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００２６】
図１０に図９の第１の変形例を示す。
同図からも明らかなように、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図９ではスイッチＱ２，Ｑ３と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。
この場合、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他の基本的な機能，動作は図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２７】
図１１に図９の第２の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ３と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００２８】
図１１の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→スイッチＱ２→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２９】
図１２に図９の第３の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ１とＱ２との直列回路に並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ１，Ｑ２を同時に、かつスイッチＱ３とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００３０】
図１２の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ１→スイッチＱ２→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００３１】
図１３に図９の第４の変形例を示す。
これは、図９に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ^*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１とＱ２およびＱ３を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ^*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１とＱ２およびＱ３のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図９の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図１０，図１１および図１２の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００３２】
【発明の効果】
この発明によれば、少ない部品点数で入力高周波電流を低減でき、かつ、直流中間電圧と出力電圧を制御することが可能となる利点が得られる。また、従来例比べ、電流の通過半導体素子数を低減できるから、高効率化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】図１の第１の変形例を示す構成図である。
【図３】図１の第２の変形例を示す構成図である。
【図４】図１の応用例を示す構成図である。
【図５】図４の第１の変形例を示す構成図である。
【図６】図４の第２の変形例を示す構成図である。
【図７】図４の第３の変形例を示す構成図である。
【図８】図４の第４の変形例を示す構成図である。
【図９】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図１０】図９の第１の変形例を示す構成図である。
【図１１】図９の第２の変形例を示す構成図である。
【図１２】図９の第３の変形例を示す構成図である。
【図１３】図９の第４の変形例を示す構成図である。
【図１４】モード１，２の説明図である。
【図１５】モード３，４の説明図である。
【図１６】従来例を示す構成図である。
【図１７】図１６の回路入力電流を示す波形図である。
【図１８】高調波フィルタ回路例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＶＳ…交流電源、Ｄ１〜Ｄ９…ダイオード、ＧＤＵ…ゲート駆動回路、Ｅｄ…直流電圧、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｔｒ１…変圧器（トランス）、Ｎ１〜Ｎ３…トランス巻線、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ素子、ＲＬ…負荷、Ｒ１，Ｒ２…調節器、Ｇ，Ｇ１，Ｇ２…三角波発生器、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３…電圧検出器、Ｈ１，Ｈ２…比較器、ＤＰ…極性判別回路、ＩＯ…オンオフ比反転回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that converts AC power into DC power.
[0002]
[Prior art]
FIG. 16 shows a conventional example of a power converter configured by combining a diode rectifier circuit, a step-up chopper circuit, and a current resonance type DC / DC converter.
This is because the AC input is rectified by a diode rectifier circuit including diodes D1, D2, D7, and D8, and the DC voltage Ed is boosted to a desired DC voltage by a boost chopper circuit including a reactor L1, a switch Q4, a diode D9, and a capacitor C1. A desired output DC voltage is obtained by a current resonance type DC / DC converter comprising a switch Q2 (diode D3), a switch Q3 (diode D4), a transformer Tr1, a capacitor C2, a reactor L2, a diode D5, a diode D6 and a capacitor C3. Vout is obtained.
[0003]
The control of Q1 to Q4 is performed as follows by the configuration as shown in the figure.
The deviation between the DC voltage command value Ed ^* and the detected DC voltage value Ed is input to the regulator R2, the triangular wave generated from the triangular wave generation circuit G2 is compared with the output from the regulator R2, and the gate drive The switch G4 is driven by the circuit GDU so that the DC voltage becomes a desired voltage. Further, the deviation between the output voltage command value Vout ^* and the detected output voltage value Vout is input to the regulator R1, and the triangular wave generating circuit G1 changes the frequency of the triangular wave generated according to the output of the regulator R1. Further, in general, a reference signal that is half the peak value of the triangular wave and the triangular wave generated from the triangular wave generating circuit G1 are compared by the comparator H1, and the switches Q1 and Q2 are turned on by the gate drive circuit GDU. The off ratio is alternately turned on and off at a constant ratio of 0.5: 0.5 so that the output voltage Vout becomes a desired voltage.
[0004]
The circuit input current waveform in this case is a triangular pulse train as shown in FIG. 17, and the magnitude of each triangular wave is approximately proportional to the instantaneous voltage of the input voltage. By inserting a high frequency filter circuit comprising a reactor L and a capacitor C as shown in FIG. 18 between the AC power supply VS and the power supply circuit, the power supply current becomes a continuous sinusoidal current waveform, resulting in a high input power factor. Will be converted.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the number of parts is large in the configuration as described above, not only the device becomes expensive, but also the number of semiconductors used and the number of passing elements in the current path are large, so that the efficiency of the device is lowered. is there.
Accordingly, an object of the present invention is to reduce the number of parts to reduce the cost and to increase the efficiency of the apparatus.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, in a power converter that converts AC power from a single-phase AC power source into DC power,
A series circuit of a first switch and a second switch formed by connecting a self-extinguishing semiconductor element and a diode in antiparallel, a series circuit of a first diode and a second diode, and a first capacitor in parallel with each other, The connection point of the first diode and the second diode is connected to one terminal of the AC power supply via the first reactor, the other terminal of the AC power supply is connected to the connection point of the first switch and the second switch, A series circuit of a first winding, a second reactor, and a second capacitor is connected in parallel with the first switch or the second switch, and one terminal of the second winding of the transformer is connected to a third diode via a third diode. One terminal of the capacitor, the other terminal of the second winding of the transformer to the other terminal of the third capacitor and one terminal of the third winding of the transformer, the third winding of the transformer Connect the other terminal of the wire to the 4th diode Through the de characterized by connected to one terminal of the third capacitor.
[0007]
In invention of Claim 2 , in the power converter device which converts the alternating current power from a single phase alternating current power supply into direct-current power,
A series circuit of a first switch, a second switch, and a third switch formed by connecting a self-extinguishing semiconductor element and a diode in antiparallel, and a first capacitor in parallel with each other, the first diode and the second diode are connected. A series circuit is connected in parallel with a series circuit of the first switch and the second switch or a series circuit of the second switch and the third switch, and a connection point between the first diode and the second diode is connected to the first reactor. The other terminal of the AC power supply to the connection point between the first switch and the second switch, or the connection point between the second switch and the third switch. A series circuit of one winding, a second reactor, and a second capacitor is connected in parallel with the series circuit of the first switch and the second switch or the series circuit of the second switch and the third switch. One terminal of the second winding of the transformer is connected to one terminal of the third capacitor via a third diode, and the other terminal of the second winding of the transformer is connected to the other terminal of the third capacitor and the transformer. The other terminal of the third winding of the transformer is connected to one terminal of the third capacitor via a fourth diode to one terminal of the third winding.
[0008]
In the first or second aspect of the invention, the switch can be turned on / off at a constant ratio while changing the on / off period, and the voltage of the third capacitor can be controlled to be a set value ( (Invention of Claim 3 ) Or, the switch can be turned on and off while changing the on / off cycle and the on / off ratio to control the voltage of the third capacitor to be a set value (invoice) (Invention of Item 4 ) Or , the voltage of the first capacitor is controlled to be a set value by changing the on / off ratio of the switch, and the switch is turned on / off by changing the on / off cycle. The voltage of the three capacitors can be controlled to be a set value (invention of claim 5 ).
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
As shown in the figure, semiconductor switches Q1 and Q2 having a self-extinguishing function (here, the semiconductor switches are metal oxide field effect transistor MOSFETs, but in this case, diodes D3 and D4 connected in parallel with the switches) In the case of using, for example, an insulated gate bipolar transistor IGBT as the semiconductor switch, it is necessary to connect diodes D3 and D4 in parallel with the switch.) , And a series circuit of diodes D1 and D2, a series connection point of the diodes D1 and D2 is connected to one terminal of the AC power source VS via the reactor L1, and a series connection point of the switches Q1 and Q2 Each is connected to the other terminal of the AC power supply VS.
[0010]
Further, a series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer (transformer) Tr1, and the capacitor C2 is connected in parallel with the switch Q2. If the reactor L2 can be substituted by the leakage inductance of the transformer Tr1, this can be omitted.
One terminal of the second winding N2 of the transformer Tr1 is connected to one terminal of the capacitor C3 via the diode D5, the other terminal of the winding N2 is connected to the other terminal of the capacitor C3, and the third terminal of the transformer Tr1. One terminal of the winding N3 and the other terminal of the third winding N3 of the transformer Tr1 are connected to one terminal of the capacitor C3 via the diode D6.
[0011]
The case where the polarity of the AC power supply is positive in the circuit of FIG. 1 (the direction of the arrow in FIG. 1 is positive) will be described with reference to FIGS. 14 shows the case of modes 1 and 2, and FIG. 15 shows the case of modes 3 and 4.
Mode 1
When the switch Q1 is turned on, the power supply is short-circuited through the reactor L1, current flows through the path of the AC power supply VS → reactor L1 → diode D1 → switch Q1 → AC power supply VS, and energy is accumulated in the reactor L1. At the same time, a current flows through the path of the capacitor C1, the switch Q1, the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1, the capacitor C2, and the capacitor C1, and during this period, the current flows from the second winding N2 of the transformer Tr1 through the diode D5. A current flows through the load RL. Note that the current flowing in the capacitor C2 becomes a resonance operation in the reactor L2 and the capacitor C2 if the transformer leakage inductance is ignored.
[0012]
Mode 2
When the switch Q2 is turned off, the energy stored in the reactor L1 is released through the path of the AC power supply VS → the reactor L1 → the diode D1 → the capacitor C1 → the diode D4 → the AC power supply VS, and the energy is stored in the capacitor C1.
Also, during this period, current continues to flow through the path of the reactor L2 → the first winding N1 of the transformer Tr1 → the capacitor C2 → the diode D4, and the second winding N2 of the transformer Tr1 → the diode D5 → the capacitor C3 → A current flows through the load RL along the path of the second winding N2 of the transformer Tr1. Note that if the switch Q2 is turned on while a current is flowing through the diode D4, the switch Q2 is turned on at zero voltage and zero current.
[0013]
Mode 3
The current flowing through the capacitor C2 continues to resonate with the reactor L2 and the capacitor C2, and the polarity of the current flowing through the capacitor C2 is opposite to that in the mode 1 and mode 2, so that the first winding of the capacitor C2 → the transformer Tr1 A current flows through a path of N1 → reactor L2 → switch Q2 → capacitor C2, and a current flows through the load RL through a path of the third winding N3 of the transformer Tr1, a diode D6, a capacitor C3, and a third winding N3 of the transformer Tr1.
[0014]
Mode 4
When the switch Q2 is turned off, the current flowing in the capacitor C2 flows through the path of the capacitor C2 → the first winding N1 of the transformer Tr1, the reactor L2, the diode D3, the capacitor C1, and the capacitor C2, and during this period The current flows through the load RL along the path of the third winding N3 of the transformer Tr1, the diode D6, the capacitor C3, and the third winding N3 of the transformer Tr1. If the switch Q1 is turned on while the current is flowing through the diode D3, the switch Q1 is turned on at zero voltage and zero current.
When the power supply polarity is negative, when the switch Q2 is turned on, the AC power supply VS is short-circuited via the reactor L1, and a current flows through the path of the AC power supply VS → switch Q2 → diode D2 → reactor L1 → AC power supply VS. The only difference is that energy is stored in L1, and the rest is the same as in the case where the power supply polarity is positive.
[0015]
In controlling the switches Q1 and Q2, in FIG. 1, a deviation between the output voltage command value Vout ^* and the detected output voltage value Vout is input to the regulator R1, and a triangular wave generated by the triangular wave generating circuit G according to the output of the regulator R1. Change the frequency. Further, a reference signal that is half the peak value of the triangular wave and the triangular wave generated from the triangular wave generating circuit G are compared by the comparator H1, and the switches Q1 and Q2 are driven by the gate driving circuit GDU. At this time, the on / off ratios of the switches Q1 and Q2 are alternately turned on and off at a constant ratio of 0.5: 0.5, and switching is performed according to the deviation between the output voltage command value Vout ^* and the output voltage detection value Vout. The output voltage Vout is set to a desired voltage by changing the frequency. As shown in FIG. 17, the input current waveform becomes a triangular pulse train substantially proportional to the instantaneous voltage of the power supply voltage as the switches Q1 and Q2 are turned on and off. For example, a reactor such as that shown in FIG. As in the case of FIG. 16, the input current can be made a continuous sinusoidal current by inserting a filter composed of a capacitor between the AC power supply and the power converter.
[0016]
FIG. 2 shows a modification of FIG.
The series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1 and the capacitor C2 is connected in parallel with the switch Q2 in FIG. 1, but here the basic circuit is different only in that it is connected in parallel with the switch Q1. The function and operation are the same as in FIG.
[0017]
FIG. 3 is a block diagram showing another modification of FIG.
This is characterized in that voltage detectors K2 and K3, a regulator R2, a polarity discriminating circuit DP, an on / off ratio inversion circuit IO, and the like are added to that shown in FIG. That is, the deviation between the DC voltage command value Ed ^* and the detected DC voltage value Ed is input to the regulator R2, the output of the regulator R2 is input to the comparator H1, and the output of the comparator H1 is input to the on / off ratio inversion circuit IO. Further, the polarity of the AC power supply VS is discriminated by the voltage detector K3 and the polarity discriminating circuit DP, and the output thereof is input to the on / off ratio inversion circuit IO. The output of the on / off ratio inversion circuit IO is input to the gate drive circuit GDU to drive the switches Q1 and Q2.
[0018]
With the configuration shown in FIG. 3, the on / off ratio of the switches Q1 and Q2 is changed according to the deviation between the DC voltage command value Ed ^* and the DC voltage detection value Ed, and the output voltage command value Vout ^*. The DC frequency Ed and the output voltage Vout are desired by changing the switching frequency according to the deviation between the output voltage detection value Vout and the output voltage detection value Vout, and inverting the on / off ratios of the switches Q1 and Q2 according to the polarity of the power source. It can be controlled to be a value of.
Of course, such control can also be applied to the main circuit of FIG.
[0019]
FIG. 4 is a block diagram showing an application example of FIG.
This is because a series circuit of diodes D1 and D2, a series circuit of diodes D7 and D8, and a switch Q2 are connected in parallel, and the connection point between the diodes D1 and D2 is connected to one side of the AC power source VS via the reactor L1, and the diode D7. The connection point between D8 and D8 is connected to the other side of the AC power supply VS. The on / off ratio of the switches Q1 and Q2 is also arbitrary here. The reactor L1 may be connected between the connection point between the diodes D1 and D7 and the connection point between the switches Q1 and Q2, or between the connection point between the diodes D2 and D8 and the connection point between the capacitor C1 and the switch Q2. .
The operation in the case of FIG. 4 is that the power source is short-circuited via the reactor L1 when the switch Q2 is turned on and the energy is stored in the reactor L1 regardless of whether the polarity of the AC power supply VS is positive or negative. The description is omitted because the others are the same.
[0020]
FIG. 5 is a block diagram showing a first modification of FIG.
The series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1 and the capacitor C2 is connected in parallel with the switch Q2 in FIG. 4, but here the basic circuit differs only in that it is connected in parallel with the switch Q1. The function and operation are the same as in FIG.
[0021]
FIG. 6 is a block diagram showing a second modification of FIG.
In FIG. 4, the switch Q2 is connected in parallel to each of the series circuit of the diodes D1 and D2 and the series circuit of the diodes D7 and D8. However, the feature here is that the switch Q1 is connected in parallel. At this time, the reactor L1 is connected between the connection point between the diodes D1 and D7 and the connection point between the capacitor C1 and the switch Q1, or between the connection point between the diodes D2 and D8 and the connection point between the switches Q1 and Q2. Also good.
The operation in this case is the same as the case of FIG. 4 except that the power source is short-circuited via the reactor L1 when the switch Q1 is turned on and the energy is stored in the reactor L1, and the description of the operation is omitted here.
[0022]
FIG. 7 is a block diagram showing a third modification of FIG.
In FIG. 4, the switch Q2 is connected in parallel to each of the series circuit of the diodes D1 and D2 and the series circuit of the diodes D7 and D8, but here, the point where the switch Q1 is connected in parallel and the reactor L2 and the transformer Tr1 A series circuit of the first winding N1 and the capacitor C2 is connected in parallel with the switch Q2 in FIG. 4, but here is characterized in that it is connected in parallel with the switch Q1. Reactor L1 may be connected between the connection point of diodes D1 and D7 and the connection point of capacitor C1 and switch Q1, or between the connection point of diodes D2 and D8 and the connection point of switches Q1 and Q2. good.
[0023]
FIG. 8 is a block diagram showing a fourth modification of FIG.
This is different from that shown in FIG. 4 in that the voltage detector K2 detects the DC voltage Ed, and the deviation between this and the DC voltage command value Ed ^* is input to the regulator R2 and output from the triangular wave generator G. The triangular wave is compared with the output from the regulator R2 by the comparator H1, and the switches Q1 and Q2 are driven.
By doing this, the on / off ratio of the switches Q1 and Q2 is changed according to the deviation between the DC voltage command value Ed ^* and the DC voltage detection value Ed, and the output voltage command value Vout ^* and the output voltage detection value Vout. The DC voltage Ed and the output voltage Vout are controlled to have desired values by changing the switching frequency according to the deviation.
The operation of the main circuit is the same as in FIG. Of course, such control can be applied to the cases of FIGS. 5, 6 and 7 as well.
[0024]
FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
This is because the series circuit of the switches Q1, Q2, and Q3 is in parallel with the capacitor C1, the series circuit of the switches Q2 and Q3 is in parallel with the series circuit of the diodes D1 and D2, and the connection point between the diodes D1 and D2 is a reactor. A series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1, and the capacitor C2 is connected in parallel with the series circuit of the switches Q2 and Q3 to the connection point of the switches Q2 and Q3 via the L1 and the AC power source VS. At the same time, the switches Q2 and Q3 are simultaneously turned on and off alternately with the switch Q1, and the reference signal of the comparator H1 is made arbitrary.
[0025]
In the configuration of FIG. 9, when the power supply polarity is positive (the direction of the arrow of the power supply is positive), when the switches Q2 and Q3 are turned on, the AC power supply VS → reactor L1 → diode D1 → switch Q2 → A current flows through the path of the AC power supply VS, and energy is accumulated in the reactor L1. When the power supply polarity is negative, when the switches Q2 and Q3 are turned on, a current flows through the path of the AC power supply VS → the switch Q3 → the diode D2 → the reactor L1 → the AC power supply VS and accumulates energy in the reactor L1. . The current path when the switch Q1 and the diode D3 are off and the switches Q2 and Q3 are on is as follows: reactor L2 → first winding N1 of transformer Tr1 → capacitor C2 → diode D7 → diode D4 → reactor L2. L2 → switch Q2 → switch Q3 → capacitor C2 → first winding N1 of the transformer Tr1 → reactor L2 and passes through the two semiconductor switches. Others are the same as in the case of FIG.
[0026]
FIG. 10 shows a first modification of FIG.
As is apparent from the figure, the series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1 and the capacitor C2 is connected in parallel with the switches Q2 and Q3 in FIG. 9, but here in parallel with the switch Q1. The connected point is a feature.
In this case, when the switch Q1 and the diode D3 are off and the switches Q2 and Q3 are on, the current path is as follows: the capacitor C1, the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1, the capacitor C2, the switch Q2, the switch Q3, and the capacitor C1. Alternatively, the capacitor C1, the diode D7, the diode D4, the capacitor C2, the first winding N1 of the transformer Tr1, the reactor L2, and the capacitor C1 are passed through the two semiconductor switches. Other basic functions and operations are the same as in FIG.
[0027]
FIG. 11 shows a second modification of FIG.
The series circuit of the switches Q1, Q2, and Q3 is connected in parallel with the capacitor C1 as in FIG. 9, but the series circuit of the switches Q1 and Q2 is connected in parallel with the series circuit of the diodes D1 and D2. And D2 are connected to the connection point of the switches Q1 and Q2 via the reactor L1 and the AC power supply VS, and the series circuit of the reactor L2 and the first winding N1 of the transformer Tr1 and the capacitor C2 is connected in parallel to the switch Q3. They are connected to each other, and are different in that the switches Q2 and Q3 are simultaneously turned on and off from the switch Q1.
[0028]
In the configuration of FIG. 11, when the power supply polarity is positive (the direction of the arrow of the power supply is positive), when the switches Q1 and Q2 are turned on, the AC power supply VS → reactor L1 → diode D1 → switch Q1 → A current flows through the path of the AC power supply VS, and energy is accumulated in the reactor L1. When the power supply polarity is negative, when the switches Q1 and Q2 are turned on, current flows through the path of the AC power supply VS → switch Q2 → diode D2 → reactor L1 → AC power supply VS and accumulates energy in the reactor L1. . Further, when the switch Q3 and the diode D7 are off and the switches Q1 and Q2 are on, the current path is as follows: capacitor C1 → switch Q1 → switch Q2 → reactor L2 → first winding N1 of transformer Tr1 → capacitor C2 → capacitor C1. Alternatively, the capacitor C1, the capacitor C2, the first winding N1 of the transformer Tr1, the reactor L2, the diode D4, the diode D3, and the capacitor C1 are passed through the two semiconductor switches. Others are the same as in the case of FIG.
[0029]
FIG. 12 shows a third modification of FIG.
The series circuit of the switches Q1, Q2, and Q3 is connected in parallel with the capacitor C1 as in FIG. 9, but the series circuit of the switches Q1 and Q2 is connected in parallel with the series circuit of the diodes D1 and D2. Is connected to the connection point of the switches Q1 and Q2 via the reactor L1 and the AC power supply VS, and the series circuit of the reactor L2, the first winding N1 of the transformer Tr1 and the capacitor C2 is connected to the switches Q1 and Q2. Are different from each other in that the switches Q1 and Q2 are simultaneously turned on and off alternately with the switch Q3.
[0030]
In the configuration of FIG. 12, when the power supply polarity is positive (the direction of the arrow of the power supply is positive), when the switches Q1 and Q2 are turned on, the AC power supply VS → reactor L1 → diode D1 → switch Q1 → A current flows through the path of the AC power supply VS, and energy is accumulated in the reactor L1. When the power supply polarity is negative, when the switches Q1 and Q2 are turned on, current flows through the path of the AC power supply VS → switch Q2 → diode D2 → reactor L1 → AC power supply VS and accumulates energy in the reactor L1. . The current path when the switch Q3 and the diode D7 are off and the switches Q1 and Q2 are on is as follows: reactor L2 → first winding N1 of the transformer Tr1 → capacitor C2 → diode D4 → diode D3 → reactor L2. L2 → switch Q1 → switch Q2 → capacitor C2 → first winding N1 of transformer Tr1 → reactor L2, and passes through the two semiconductor switches. Others are the same as in the case of FIG.
[0031]
FIG. 13 shows a fourth modification of FIG.
This is different from that shown in FIG. 9 in that the voltage detector K2 detects the DC voltage Ed, and inputs the deviation between this and the DC voltage command value Ed ^* to the regulator R2, and outputs it from the triangular wave generator G. The triangular wave is compared with the output from the regulator R2 by the comparator H1, and the switches Q1, Q2 and Q3 are driven.
By doing so, the on / off ratios of the switches Q1, Q2 and Q3 are changed according to the deviation between the DC voltage command value Ed ^* and the DC voltage detection value Ed, and the output voltage command value Vout ^* and the output voltage detection are changed. By changing the switching frequency in accordance with the deviation from the value Vout, the DC voltage Ed and the output voltage Vout are controlled to have desired values.
The operation of the main circuit is the same as in FIG. Of course, such control can be applied to the cases of FIGS. 10, 11 and 12 as well.
[0032]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to reduce the input high-frequency current with a small number of parts and to obtain an advantage that the DC intermediate voltage and the output voltage can be controlled. Further, since the number of semiconductor elements through which current passes can be reduced as compared with the conventional example, high efficiency can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram illustrating a first modification of FIG. 1;
FIG. 3 is a configuration diagram showing a second modification of FIG. 1;
4 is a configuration diagram illustrating an application example of FIG . 1; FIG.
FIG. 5 is a configuration diagram showing a first modification of FIG. 4;
6 is a configuration diagram showing a second modification of FIG. 4; FIG.
7 is a configuration diagram showing a third modification of FIG. 4; FIG.
FIG. 8 is a configuration diagram showing a fourth modification of FIG. 4;
FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
10 is a configuration diagram showing a first modification of FIG. 9. FIG.
FIG. 11 is a configuration diagram showing a second modification of FIG. 9;
FIG. 12 is a configuration diagram showing a third modification of FIG. 9;
FIG. 13 is a configuration diagram showing a fourth modification of FIG. 9;
FIG. 14 is an explanatory diagram of modes 1 and 2;
FIG. 15 is an explanatory diagram of modes 3 and 4;
FIG. 16 is a block diagram showing a conventional example.
FIG. 17 is a waveform diagram showing the circuit input current of FIG.
FIG. 18 is a circuit diagram showing an example of a harmonic filter circuit.
[Explanation of symbols]
VS ... AC power supply, D1-D9 ... Diode, GDU ... Gate drive circuit, Ed ... DC voltage, C1-C3 ... Capacitor, Tr1 ... Transformer (transformer), N1-N3 ... Transformer winding, L1, L2 ... Reactor, Q1 to Q4: switch element, RL: load, R1, R2 ... regulator, G, G1, G2 ... triangular wave generator, K1, K2, K3 ... voltage detector, H1, H2 ... comparator, DP ... polarity discrimination circuit , IO: ON / OFF ratio inversion circuit.

Claims

In a power converter that converts AC power from a single-phase AC power source into DC power,
A series circuit of a first switch and a second switch formed by connecting a self-extinguishing semiconductor element and a diode in antiparallel, a series circuit of a first diode and a second diode, and a first capacitor in parallel with each other, The connection point of the first diode and the second diode is connected to one terminal of the AC power supply via the first reactor, the other terminal of the AC power supply is connected to the connection point of the first switch and the second switch, A series circuit of a first winding, a second reactor, and a second capacitor is connected in parallel with the first switch or the second switch, and one terminal of the second winding of the transformer is connected to a third diode via a third diode. One terminal of the capacitor, the other terminal of the second winding of the transformer to the other terminal of the third capacitor and one terminal of the third winding of the transformer, the third winding of the transformer Connect the other terminal of the wire to the 4th diode Power conversion apparatus characterized by via de respectively connected to one terminal of the third capacitor.

In a power converter that converts AC power from a single-phase AC power source into DC power,
A series circuit of a first switch, a second switch, and a third switch formed by connecting a self-extinguishing semiconductor element and a diode in antiparallel, and a first capacitor in parallel with each other, the first diode and the second diode are connected. A series circuit is connected in parallel with a series circuit of the first switch and the second switch or a series circuit of the second switch and the third switch, and a connection point between the first diode and the second diode is connected to the first reactor. The other terminal of the AC power supply to the connection point between the first switch and the second switch, or the connection point between the second switch and the third switch. A series circuit of one winding, a second reactor, and a second capacitor is connected in parallel with the series circuit of the first switch and the second switch or the series circuit of the second switch and the third switch. One terminal of the second winding of the transformer is connected to one terminal of the third capacitor via a third diode, and the other terminal of the second winding of the transformer is connected to the other terminal of the third capacitor and the transformer. A power converter for connecting the other terminal of the third winding of the transformer to one terminal of the third capacitor via a fourth diode to one terminal of the third winding of the transformer; .

On the switch-on at a constant ratio while varying the off periods, is turned off, power conversion according to claim 1 or 2, characterized in that controlling the voltage of the third capacitor to a set value apparatus.

On the switch off period and on, while changing the off ratios on, is turned off, the power according to claim 1 or 2, wherein the controller controls so that the set value a voltage of the third capacitor Conversion device.

The voltage of the first capacitor is controlled to be a set value by changing the ON / OFF ratio of the switch, and the voltage of the third capacitor is set to the set value by changing the ON / OFF cycle of the switch. It controls so that it may become. The power converter device of Claim 1 or 2 characterized by the above-mentioned.