JP2000188867A - Converter circuit and device for controlling dc voltage - Google Patents
Converter circuit and device for controlling dc voltageInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を直流
に変換して負荷に供給するコンバータ回路および直流電
圧制御用装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a converter circuit for converting AC power into DC and supplying the DC to a load, and a DC voltage control device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は例えば特開平１０−１１１０２
８号公報に示された従来のコンバータ回路を示す構成図
である。図において、１は交流電源、２は整流回路、２
a,２b,２c,２dは整流回路２を構成するダイオード、３
はリアクトル、４は逆流阻止ダイオード、５は平滑コン
デンサ、６は平滑コンデンサ５の両端に接続された負荷
である。2. Description of the Related Art FIG.
FIG. 9 is a configuration diagram illustrating a conventional converter circuit disclosed in Japanese Patent Application Publication No. 8 (1994). In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a rectifier circuit, 2
a, 2b, 2c, 2d are diodes constituting the rectifier circuit 2, 3
Is a reactor, 4 is a reverse current blocking diode, 5 is a smoothing capacitor, and 6 is a load connected to both ends of the smoothing capacitor 5.
【０００３】７はリアクトル３を介して整流回路２の出
力側に接続されたスイッチ手段、８はスイッチ手段７の
開閉を制御するコンバータ制御手段である。スイッチ手
段７はリアクトル３を電源に短絡し、磁気エネルギーを
蓄積するためのスイッチで、これを開閉することで入力
電流および負荷入力電圧が制御できる。また、スイッチ
手段７の開閉の指令はコンバータ制御手段８により生成
され、出力される。リアクトル３、スイッチ手段７、逆
流阻止ダイオード４で構成される回路は、一般にブース
ト回路と呼ばれ、昇圧（出力電圧が入力電圧より高い）
領域での出力電圧制御および入力電流制御用途に用いら
れる。[0005] Reference numeral 7 denotes switch means connected to the output side of the rectifier circuit 2 via the reactor 3, and reference numeral 8 denotes converter control means for controlling opening and closing of the switch means 7. The switch means 7 is a switch for short-circuiting the reactor 3 to the power supply and for storing magnetic energy. By opening and closing the switch, the input current and the load input voltage can be controlled. A command to open and close the switch means 7 is generated and output by the converter control means 8. A circuit composed of the reactor 3, the switch means 7, and the backflow prevention diode 4 is generally called a boost circuit, and boosts (the output voltage is higher than the input voltage).
It is used for output voltage control and input current control in the area.
【０００４】次に動作について、図１２を参照して説明
する。先ず、スイッチ手段７が介在しない通常の動作時
には、交流電源１からの交流電力が整流回路２で全波整
流され、リアクトル３および逆流阻止ダイオード４を介
して平滑コンデンサ５に供給されて平滑され、負荷６に
直流電力として供給される。次に、スイッチ手段７がす
る動作時には、コンバータ制御手段８が電源電圧に同期
した制御信号をスイッチ手段７に対して出力すると、こ
の制御信号がハイレベルの時にスイッチ手段７が閉にな
り、リアクトル３に電流が流れる。また、その後コンバ
ータ制御手段８からの制御信号がローレベルになるとス
イッチ手段７が開となり、リアクトル３に蓄積された磁
気エネルギーが平滑コンデンサ５に蓄積され、直流電圧
が上昇する。Next, the operation will be described with reference to FIG. First, during normal operation without the switch means 7, the AC power from the AC power supply 1 is full-wave rectified by the rectifier circuit 2, supplied to the smoothing capacitor 5 via the reactor 3 and the backflow prevention diode 4, and smoothed. The power is supplied to the load 6 as DC power. Next, during the operation of the switch means 7, when the converter control means 8 outputs a control signal synchronized with the power supply voltage to the switch means 7, the switch means 7 is closed when the control signal is at a high level, and the reactor Current flows through 3. When the control signal from the converter control means 8 becomes low level thereafter, the switch means 7 is opened, the magnetic energy stored in the reactor 3 is stored in the smoothing capacitor 5, and the DC voltage rises.
【０００５】図１２は電源半周期に１回スイッチ手段７
を開閉した場合であるが、この様なタイミングでスイッ
チ手段７を制御することにより、電源電流の通流角が拡
大し、電源力率を向上させ、電源高調波を減少させるこ
とができる。また、スイッチ手段７のオン（閉）時間を
変化させると、オン期間中にリアクトル３に磁気エネル
ギーが蓄積され、オフ（開）時に直流側に放出されるこ
とから、直流電圧（平滑コンデンサ５の端子電圧）はス
イッチ手段７をスイッチングしないときの電圧より昇圧
する。この直流電圧はコンバータ制御手段８からの制御
信号のパルス幅を変化させることで変化させることがで
きるが、一般にはリアクトル３の磁気飽和特性や、スイ
ッチ手段７に用いる素子の電流定格による制約から、一
般に交流電源電圧の最大値の１．２倍程度までしか昇圧
できない。FIG. 12 shows the switching means 7 once every half cycle of the power supply.
By controlling the switch means 7 at such timing, the conduction angle of the power supply current can be increased, the power supply power factor can be improved, and the power supply harmonics can be reduced. When the ON (close) time of the switch means 7 is changed, magnetic energy is accumulated in the reactor 3 during the ON period and is discharged to the DC side when the switch is OFF (open). The terminal voltage is boosted from a voltage when the switching means 7 is not switched. This DC voltage can be changed by changing the pulse width of the control signal from the converter control means 8. However, in general, due to the magnetic saturation characteristics of the reactor 3 and restrictions due to the current rating of the element used for the switch means 7, Generally, the voltage can be boosted only up to about 1.2 times the maximum value of the AC power supply voltage.
【０００６】上記の例では、スイッチ手段７を電源半周
期に１回開閉する例であるが、これはＰＷＭ（パルス幅
変調）による高周波スイッチングでも、直流電圧・入力
電流の制御が可能である。その場合、電源周期当たりの
スイッチング回数が数十〜数百と多いため、入力電源力
率はほぼ１に、また直流電圧は電源電圧最大値の２倍以
上にすることが可能であるなど入力電流・出力電圧の制
御性が向上される。しかし、スイッチ手段７のターンオ
ン・ターンオフ時に発生する電力損失が増加し、またリ
アクトル３に流れる電流成分が高周波になるため汎用の
リアクトルでは鉄損が増加するなど変換効率が低下す
る。In the above example, the switch means 7 is opened and closed once every half cycle of the power supply. However, the DC voltage and the input current can be controlled by high frequency switching by PWM (pulse width modulation). In this case, since the number of switching operations per power supply cycle is as large as several tens to several hundreds, the input power supply power factor can be set to almost one, and the DC voltage can be made twice or more the maximum value of the power supply voltage. -The controllability of the output voltage is improved. However, the power loss generated when the switch means 7 is turned on and off increases, and the current component flowing through the reactor 3 has a high frequency, so that the conversion efficiency decreases in a general-purpose reactor, such as an increase in iron loss.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
な従来のコンバータ回路の場合、以下のような問題点が
あった。すなわち、例えばエアコンのコンバータのよう
に、負荷が所望する最大の直流電圧が電源電圧実効値の
２〜３倍程度でかつ高い変換効率が求められる場合、上
述の如くリアクトルの磁気飽和特性や、スイッチ手段に
用いる素子の電流定格による制約から、交流電源電圧の
最大値の１．２倍程度と、その昇圧率が低く、実現でき
ないという問題点があった。また、要求される昇圧率を
実現するために高速のスイッチングを用いた場合、上述
の如く、スイッチ手段の開閉時に発生する電力損失が増
加し、またリアクトルに流れる電流成分が高周波になる
ため汎用のリアクトルでは鉄損が増加し、この結果変換
効率が低下する等の問題点があった。この発明は、上記
問題点を解消するためになされたもので、昇圧率が高く
とも高い変換効率で電力変換が可能なコンバータ回路お
よび直流電圧制御用装置を提供することを目的とする。However, the conventional converter circuit as described above has the following problems. That is, when the maximum DC voltage desired by the load is about two to three times the effective value of the power supply voltage and a high conversion efficiency is required, for example, as in a converter of an air conditioner, the magnetic saturation characteristics of the reactor and the switch There is a problem that the step-up rate is as low as about 1.2 times the maximum value of the AC power supply voltage and cannot be realized due to the restriction due to the current rating of the element used for the means. In addition, when high-speed switching is used to achieve the required boosting rate, as described above, power loss that occurs when the switching means is opened and closed increases, and the current component flowing through the reactor has a high frequency. In the reactor, there is a problem that iron loss increases, and as a result, conversion efficiency decreases. The present invention has been made in order to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a converter circuit and a DC voltage control device that can perform power conversion with high conversion efficiency even if the boosting rate is high.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るコ
ンバータ回路は、交流電源にその一端が接続されたリア
クトルと、該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・
開放するスイッチ手段と、該スイッチ手段の両端電圧を
直流電圧に変換して負荷に電力を供給する整流手段と、
上記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに
切り換える切換手段と、上記負荷の電圧または電力に基
づいて上記スイッチ手段および上記切換手段の状態を制
御する制御手段とを備えたものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a converter circuit including a reactor having one end connected to an AC power supply, and a short circuit between the other end of the reactor and the AC power supply.
Switch means for opening, rectifying means for converting a voltage between both ends of the switch means to a DC voltage and supplying power to a load,
Switching means for switching the rectification means between a full-wave rectification mode and a voltage doubler rectification mode; and control means for controlling states of the switching means and the switching means based on the voltage or power of the load. .
【０００９】請求項２の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１の発明において、上記スイッチ手段が上記リア
クトルの一端と上記交流電源との間に設けられた双方向
スイッチ要素であるとするものである。A converter circuit according to a second aspect of the present invention comprises:
In the invention of claim 1, the switch means is a bidirectional switch element provided between one end of the reactor and the AC power supply.
【００１０】請求項３の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１の発明において、上記スイッチ手段が上記リア
クトルの一端と上記整流手段の直流側端子との間に設け
られた複数のスイッチング素子であるとするものであ
る。A converter circuit according to a third aspect of the present invention comprises:
In the invention of claim 1, the switch means is a plurality of switching elements provided between one end of the reactor and a DC terminal of the rectifier.
【００１１】請求項４の発明に係るコンバータ回路は、
交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、該リア
クトルの他端と上記交流電源を短絡・開放する双方向ス
イッチ要素と、該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流
電圧に変換して負荷に電力を供給する倍電圧整流回路
と、上記双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変
換して上記負荷に電力を供給する全波整流回路と、上記
倍電圧整流回路と上記全波整流回路のいずれか一方を選
択する切換手段と、上記負荷の電圧または電力に応じて
上記双方向スイッチ要素および上記切換手段の状態を制
御する制御手段とを備えたものである。[0011] A converter circuit according to a fourth aspect of the present invention comprises:
A reactor having one end connected to an AC power supply, a bidirectional switch element for short-circuiting and opening the other end of the reactor and the AC power supply, and converting a voltage between both ends of the bidirectional switch element into a DC voltage to supply power to a load. A full-wave rectifier circuit that converts the voltage between both ends of the bidirectional switch element into a DC voltage and supplies power to the load; and any one of the doubler rectifier circuit and the full-wave rectifier circuit. Switching means for selecting one of the two, and control means for controlling states of the bidirectional switch element and the switching means according to the voltage or power of the load.
【００１２】請求項５の発明に係るコンバータ回路は、
交流電源に接続されたリアクトルと、該リアクトルに接
続され、交流電圧を直流に変換し負荷に電力を供給する
全波整流回路と、該全波整流回路の一方の交流側端子と
直流側端子との間に接続された複数のスイッチング素子
と、各々が直列に接続されかつ終端が上記全波整流回路
の直流側端子に接続された複数の倍電圧整流用コンデン
サと、上記全波整流回路の交流側端子のうちスイッチン
グ素子が接続されない端子と上記複数の倍電圧整流用コ
ンデンサの接続点との間の短絡・開放を行う切換手段
と、上記負荷の電圧または電力に基づき上記スイッチン
グ素子および上記切換手段の状態を制御する制御手段と
を備えたものである。A converter circuit according to a fifth aspect of the present invention comprises:
A reactor connected to the AC power supply, a full-wave rectifier circuit connected to the reactor to convert AC voltage to DC and supply power to the load, and one AC-side terminal and DC-side terminal of the full-wave rectifier circuit; A plurality of switching elements connected therebetween, a plurality of voltage doubler rectifying capacitors each connected in series and having a terminator connected to the DC side terminal of the full-wave rectifier circuit, and an alternating current of the full-wave rectifier circuit. Switching means for short-circuiting and opening between a terminal to which the switching element is not connected among the side terminals and a connection point of the plurality of voltage doubler rectifying capacitors; and the switching element and the switching means based on the voltage or power of the load. And control means for controlling the state of (1).
【００１３】請求項６の発明に係るコンバータ回路は、
請求項４または５の発明において、上記倍電圧整流回路
の整流素子が、上記全波整流回路の整流素子を兼ねるも
のである。[0013] The converter circuit according to the invention of claim 6 is:
In the invention according to claim 4 or 5, the rectifier of the voltage doubler rectifier also functions as the rectifier of the full-wave rectifier.
【００１４】請求項７の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜６のいずれかの発明において、上記制御手段
が、負荷の電圧が高いときには倍電圧整流モード、低い
ときには全波整流モードを選択するよう上記切換手段を
制御するものである。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a converter circuit comprising:
In the invention according to any one of claims 1 to 6, the control means controls the switching means so as to select the voltage doubler rectification mode when the load voltage is high, and to select the full-wave rectification mode when the load voltage is low.
【００１５】請求項８の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜６のいずれかの発明において、上記制御手段
が、電源力率が上昇するように上記切換手段を制御する
ものである。The converter circuit according to the invention of claim 8 is:
In any one of the first to sixth aspects of the present invention, the control means controls the switching means so that the power factor increases.
【００１６】請求項９の発明に係るコンバータ回路は、
請求項１〜６のいずれかの発明において、上記制御手段
が、電源高調波電流を低減させるよう上記切換手段を制
御するものである。According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a converter circuit comprising:
In the invention according to any one of claims 1 to 6, the control means controls the switching means so as to reduce a power supply harmonic current.
【００１７】請求項１０の発明に係るコンバータ回路
は、請求項１〜６のいずれかの発明において、上記制御
手段が、直流電圧を負荷の要する電圧値に近づけるよう
上記器切換手段を制御するものである。A converter circuit according to a tenth aspect of the present invention is the converter circuit according to any one of the first to sixth aspects, wherein the control means controls the device switching means so that the DC voltage approaches a voltage value required by a load. It is.
【００１８】請求項１１の発明に係るコンバータ回路
は、請求項１〜９のいずれかの発明において、上記負荷
がインバータおよびモータであり、上記制御手段におけ
る上記全波整流モードと上記倍電圧整流モードの選択
は、上記モータの速度指令値が小である時全波整流モー
ド、大であるとき倍電圧整流モードを選択するものであ
る。According to an eleventh aspect of the present invention, in the converter circuit according to any one of the first to ninth aspects, the load is an inverter and a motor, and the control means controls the full-wave rectification mode and the voltage doubler rectification mode. Is to select the full-wave rectification mode when the motor speed command value is small, and to select the double voltage rectification mode when the speed command value is large.
【００１９】請求項１２の発明に係るコンバータ回路
は、請求項１〜９のいずれかの発明において、上記負荷
が直流モータであり、上記制御手段における上記全波整
流モードと上記倍電圧整流モードの選択は、上記直流モ
ータの速度指令値が小である時全波整流モード、大であ
るとき倍電圧整流モードを選択するものである。A converter circuit according to a twelfth aspect of the present invention is the converter circuit according to any one of the first to ninth aspects, wherein the load is a DC motor, and the control means controls the full-wave rectification mode and the voltage doubler rectification mode. The selection is to select the full-wave rectification mode when the speed command value of the DC motor is small, and to select the double voltage rectification mode when the speed command value is large.
【００２０】請求項１３の発明に係る直流電圧制御用装
置は、直列に接続された複数の倍電圧整流用コンデンサ
と、該倍電圧整流用コンデンサの接続点にその一端が接
続され、その他端との電気的短絡・開放を行う切換手段
と、該切換手段の短絡・開放の制御を行う制御手段とを
備えたものである。According to a thirteenth aspect of the present invention, there is provided a DC voltage controlling apparatus comprising: a plurality of voltage doubler rectifying capacitors connected in series; one end connected to a connection point of the voltage doubler rectifying capacitors; Switching means for electrically short-circuiting / opening the switching means, and control means for controlling short-circuiting / opening of the switching means.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を、
図を参照して説明する。 実施の形態１ 図１はこの発明の実施の形態１を示す構成図である。な
お、図１において、図１１と対応する部分には同一符号
を付し、その重複説明を省略する。図において、交流電
源１と整流回路２の間にリアクトル３が設けられる。９
はリアクトル３の他端（整流回路２側）と交流電源１と
の間に接続され、交流電源１を短絡・開放するスイッチ
手段としての双方向スイッチ要素、１０a,１０bは平滑
コンデンサ５に並列に接続された倍電圧整流用コンデン
サ、１１は倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１０ｂの接
続点と整流回路２の交流側の一端すなわち整流素子例え
ばダイオード２bと２dの接続点との間に挿入された切換
手段としてのリレー、１２は双方向スイッチ要素９とリ
レー１１の開閉を制御するコンバータ制御手段である。
なお、整流回路２と倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１
０ｂは整流手段を構成する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
This will be described with reference to the drawings. Embodiment 1 FIG. 1 is a configuration diagram showing Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, portions corresponding to those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof will be omitted. In the figure, a reactor 3 is provided between an AC power supply 1 and a rectifier circuit 2. 9
Is connected between the other end of the reactor 3 (the rectifier circuit 2 side) and the AC power supply 1, and a bidirectional switch element 10 a and 10 b serving as switch means for short-circuiting and opening the AC power supply 1 is connected in parallel with the smoothing capacitor 5. The connected voltage doubler rectifying capacitor 11 is a switch inserted between a connection point of the voltage doubler rectifier capacitors 10a and 10b and one end of the rectifier circuit 2 on the AC side, that is, a connection point of a rectifier element such as diodes 2b and 2d. A relay 12 as a means is a converter control means for controlling opening and closing of the bidirectional switch element 9 and the relay 11.
The rectifier circuit 2 and the voltage doubler rectifier capacitors 10a, 1
Ob constitutes rectification means.
【００２２】次に、動作について説明する。この実施の
形態の動作状態は双方向スイッチ要素９およびリレー１
１の状態で異なるため、まず、それぞれの状態毎の動作
を説明し、その後全体の動作を説明する。また、便宜上
交流電源１の電源電圧実効値をＶｓ、瞬時値をＶｓｔ、
リアクトル３のインダクタンスをＬ、抵抗値をＲ、平滑
コンデンサ５の端子電圧をＶｄｃ、またリアクトル３を
流れる電流をｉとする。Next, the operation will be described. The operating state of this embodiment is the bidirectional switch element 9 and the relay 1
Since the states are different in the state 1, the operation in each state will be described first, and then the entire operation will be described. For convenience, the effective value of the power supply voltage of the AC power supply 1 is Vs, the instantaneous value is Vst,
The inductance of the reactor 3 is L, the resistance value is R, the terminal voltage of the smoothing capacitor 5 is Vdc, and the current flowing through the reactor 3 is i.
【００２３】まず、双方向スイッチ要素９が停止中
（開）の場合について説明する。ここで、リレー１１が
開の場合（以下、状態Ｉと称する）、回路は全波整流回
路として動作し、約√２×Ｖｓの母線電圧（平滑コンデ
ンサ５の端子電圧）が得られる。また、リレー１１が閉
の場合（以下、状態ＩＩと称する）、回路は倍電圧整流
回路として動作し、約２√２×Ｖｓの母線電圧が得られ
る。First, the case where the bidirectional switch element 9 is stopped (open) will be described. Here, when the relay 11 is open (hereinafter, referred to as state I), the circuit operates as a full-wave rectifier circuit, and a bus voltage of about √2 × Vs (terminal voltage of the smoothing capacitor 5) is obtained. When the relay 11 is closed (hereinafter, referred to as state II), the circuit operates as a voltage doubler rectifier circuit, and a bus voltage of about 2√2 × Vs is obtained.
【００２４】次に、双方向スイッチ要素９が動作中（オ
ン−オフを繰り返す）の場合について説明する。双方向
スイッチ要素９がオン状態では交流電源１−リアクトル
３−双方向スイッチ要素９を介して短絡電流が流れ、リ
アクトル３に電流エネルギーが蓄積される。双方向スイ
ッチ要素９がオフ状態となると、リアクトル３に蓄積さ
れた電流エネルギーが平滑コンデンサ５ヘ供給され、母
線電圧が上昇する。ここでリレー１１が開の場合（以
下、状態ＩＩＩ称する）、母線電圧はおよそ√２×Ｖｓ
以上の値となり、またリレー１１が閉の場合（以下、状
態ＩＶと称する）、母線電圧はおよそ２√２×Ｖｓ以上
の値となる。Next, a case where the bidirectional switch element 9 is operating (repeatedly turning on and off) will be described. When the bidirectional switch element 9 is in the ON state, a short-circuit current flows through the AC power supply 1-the reactor 3-the bidirectional switch element 9, and current energy is accumulated in the reactor 3. When the bidirectional switch element 9 is turned off, the current energy stored in the reactor 3 is supplied to the smoothing capacitor 5, and the bus voltage rises. Here, when the relay 11 is open (hereinafter referred to as state III), the bus voltage is approximately √2 × Vs
When the relay 11 is closed (hereinafter, referred to as a state IV), the bus voltage has a value of about 2√2 × Vs or more.
【００２５】上記で述べた状態Ｉ〜ＩＶは独立の電圧値
を発生可能である。従って、負荷６で要求される電圧値
に応じてコンバータ制御手段１２で上記状態Ｉ〜ＩＶを
選択すれば、４段階の母線電圧が簡易に得られる。The states I to IV described above can generate independent voltage values. Therefore, if the converter control means 12 selects the states I to IV according to the voltage value required by the load 6, four levels of bus voltages can be easily obtained.
【００２６】また、状態ＩＩＩおよびＩＶでの双方向ス
イッチ要素９のオン時間比率を増加させると平滑コンデ
ンサ５側へ供給されるエネルギー量が増し、母線電圧が
さらに上昇する。すなわち、コンバータ制御手段１２で
は状態ＩＩＩおよびＩＶで運転中でのオン時間比率を操
作することで√２×Ｖｓ以上で無段階に母線電圧を制御
することが可能となる。When the on-time ratio of the bidirectional switch element 9 in the states III and IV is increased, the amount of energy supplied to the smoothing capacitor 5 increases, and the bus voltage further increases. That is, the converter control means 12 can steplessly control the bus voltage at √2 × Vs or more by operating the on-time ratio during operation in the states III and IV.
【００２７】図２は例えば、電源電流および母線電圧を
制御する場合のシステム構成図である。図において、１
３は交流電源１の電流路に挿入され、回路の入力電流を
検出する電流検出手段、１２ａは平滑コンデンサ５の端
子電圧である母線電圧Ｖｄｃと所定の母線電圧の指令値
Ｖｄｃ*が入力される母線電圧制御手段、１２ｂは交流
電源１の両端に接続され、正弦波交流の電源電圧を検出
する電圧検出手段、１２ｃは母線電圧制御手段１２ａと
電圧検出手段１２ｂの出力を乗算する乗算器、、１２ｄ
は電流検出手段１３の出力と乗算器１２ｃの出力を比較
してその比較結果に応じて双方向スイッチ素子９の開閉
を制御する比較器である。FIG. 2 is a system configuration diagram for controlling, for example, a power supply current and a bus voltage. In the figure, 1
Reference numeral 3 denotes a current detecting means inserted into the current path of the AC power supply 1 for detecting an input current of the circuit. Reference numeral 12a receives a bus voltage Vdc as a terminal voltage of the smoothing capacitor 5 and a command value Vdc * of a predetermined bus voltage. Bus voltage control means, 12b are connected to both ends of the AC power supply 1, and voltage detection means for detecting a sine-wave AC power supply voltage; 12c, a multiplier for multiplying the outputs of the bus voltage control means 12a and the voltage detection means 12b; 12d
Is a comparator for comparing the output of the current detecting means 13 with the output of the multiplier 12c and controlling the opening and closing of the bidirectional switch element 9 according to the comparison result.
【００２８】次に、このシステムの概略動作を説明す
る。母線電圧制御手段１２ａは母線電圧Ｖｄｃと母線電
圧の指令値Ｖｄｃ*を入力し、その誤差値を積分して出
力する。乗算器１２ｃは母線電圧制御手段１２ａと電圧
検出手段１２ｂの出力を入力して乗算し、入力電流の指
令値Ｉ*として出力する。比較器１２ｄは乗算器１２ｃ
の出力する電流指令値Ｉ*と電流検出手段１３の出力す
る実電流値Ｉを比較し、電流指令値Ｉ*＞実電流値Ｉな
らば双方向スイッチ要素９を閉、また電流指令値Ｉ*＜
実電流値Ｉならば双方向スイッチ要素９を開とするよう
に制御信号を出力する。これらの動作を連続的に行うこ
とにより、入力電流は正弦波に近づき、また母線電圧Ｖ
ｄｃは指令値Ｖｄｃ*に到達する。Next, the general operation of this system will be described. The bus voltage control means 12a receives the bus voltage Vdc and the command value Vdc * of the bus voltage, and integrates and outputs the error value. The multiplier 12c receives and multiplies the outputs of the bus voltage control means 12a and the voltage detection means 12b, and outputs the result as a command value I * of the input current. The comparator 12d is a multiplier 12c
Comparing the actual current value I output from the output to the current command value I * and current detection means 13, the current command value I *> the actual current value I if closing the bidirectional switch element 9, and the current command value I * <
If the actual current value is I, a control signal is output so as to open the bidirectional switch element 9. By performing these operations continuously, the input current approaches a sine wave, and the bus voltage V
dc reaches command value Vdc * .
【００２９】ここで、母線電圧として２√２×Ｖｓ以上
の電圧を出力する手段として、リレー１１を開状態（状
態ＩＩＩ）にて行う方法と、リレー１１閉状態（状態Ｉ
Ｖ）にて行う方法が考えられる。以下に状態ＩＩＩ、状
態ＩＶにおける損失発生の差異について説明し、高出力
電圧時における状態ＩＶでの動作の優位性について述べ
る。なお、説明の便宜上、双方向スイッチ要素９はＰＷ
Ｍ制御により開閉され、かつそのスイッチング周波数は
電源周波数より十分高いものとする。Here, as a means for outputting a voltage of 2√2 × Vs or more as a bus voltage, a method in which the relay 11 is opened (state III) and a method in which the relay 11 is closed (state I
V) is conceivable. The difference between the loss occurrence in the state III and the state IV will be described below, and the superiority of the operation in the state IV at the time of the high output voltage will be described. For convenience of explanation, the bidirectional switch element 9 is a PW
It is opened and closed by M control, and its switching frequency is sufficiently higher than the power supply frequency.
【００３０】まず、所定のＰＷＭ周期におけるリアクト
ル３に流れる電流の波形を図３に示す。図３において、
制御信号は双方向スイッチ要素９のＰＷＭ制御信号であ
り、ハイレベルでスイッチオン（閉）、ローレベルでス
イッチオフ（開）を示す。リアクトル３を流れる電流は
図のように鋸歯状の電流となり、その電流増加時をｍｏ
ｄｅ１、電流減少時をｍｏｄｅ２とすると、それぞれの
電流は下記の式（１）および式（２）で表される。First, FIG. 3 shows a waveform of a current flowing through the reactor 3 in a predetermined PWM cycle. In FIG.
The control signal is a PWM control signal of the bidirectional switch element 9, and indicates a switch-on (closed) at a high level and a switch-off (open) at a low level. The current flowing through the reactor 3 becomes a saw-tooth current as shown in the figure.
Assuming that de1 and the time of current decrease are mode2, respective currents are expressed by the following equations (1) and (2).
【００３１】[0031]
【数１】 (Equation 1)
【００３２】[0032]
【数２】 (Equation 2)
【００３３】ここで、ＶｓｔはＰＷＭ周期内の交流電源
の電圧値（コンバータ（実質的にリアクトル３、整流回
路２、倍電圧整流用コンデンサ１０a，１０b、平滑コン
デンサ５の部分に相当）の入力電圧に相当する）、Ｖｏ
はコンバータの出力電圧、ｔはｍｏｄｅ開始時からの経
過時間、Ｉｏはｍｏｄｅ開始時（ｔ＝０）のリアクトル
３を流れる電流の初期値である。上記の様にｍｏｄｅ２
での電流は、コンバータの出力電圧と入力電圧との差Ｖ
ｏ−Ｖｓｔの関数となっており、Ｖｏ−Ｖｓｔが大きい
ほど上記（２）式の右辺第２項が小さくなることが判
る。これは、ｍｏｄｅ２での電流変化率が大きくなるこ
とを意味する。Here, Vst is the input voltage of the AC power supply voltage value within the PWM cycle (corresponding to the converter (substantially corresponding to the reactor 3, the rectifier circuit 2, the voltage doubler rectifying capacitors 10a and 10b, and the smoothing capacitor 5). ), Vo
Is the output voltage of the converter, t is the elapsed time from the start of the mode, and Io is the initial value of the current flowing through the reactor 3 at the start of the mode (t = 0). Mode2 as above
Is the difference V between the output voltage and the input voltage of the converter.
It is a function of o-Vst, and it can be seen that the larger the Vo-Vst, the smaller the second term on the right side of the above equation (2). This means that the current change rate in mode 2 increases.
【００３４】図４は母線電圧すなわち平滑コンデンサ５
の端子電圧を変えた場合のリアクトル３を流れる電流の
波形を示す。図４のようにＰＷＭ周期内で平均電流が一
定とする条件下でＶｏ−Ｖｓｔを大きくすると、ｍｏｄ
ｅ２での電流変化率が高くなる分だけ電流リツプル（Ｐ
ＷＭ周期での電流振幅）が増加することが判る。一方、
電流のリップル量とリアクトル３の鉄損の間には正の相
関があり、電流リップルが増加すると、リアクトル３の
損失が増加する。すなわちコンバータの出力電圧と入力
電圧との差Ｖｏ−Ｖｓｔが大きいと変換効率が低下す
る。FIG. 4 shows a bus voltage, that is, a smoothing capacitor 5.
Shows the waveform of the current flowing through the reactor 3 when the terminal voltage is changed. When Vo-Vst is increased under the condition that the average current is constant within the PWM cycle as shown in FIG.
e2, the current ripple (P
It can be seen that the current amplitude in the WM cycle increases. on the other hand,
There is a positive correlation between the amount of current ripple and the iron loss of the reactor 3, and as the current ripple increases, the loss of the reactor 3 increases. That is, if the difference Vo-Vst between the output voltage and the input voltage of the converter is large, the conversion efficiency decreases.
【００３５】全波整流回路（状態ＩＩＩ）の場合、コン
バータの出力電圧Ｖｏは平滑コンデンサ５に充電される
ためＶｏ＝Ｖｄｃであるが、倍電圧整流回路（状態Ｉ
Ｖ）の場合、倍電圧整流用コンデンサ１０ａ，１０ｂの
いずれかに充電されることになるため、Ｖｏ＜Ｖｄｃで
ある。すなわちＶｄｃ，Ｖｓｔが同一であれば、倍電圧
整流回路の方がＶｏ−Ｖｓｔが小さくなり、高い変換効
率となる。In the case of the full-wave rectifier circuit (state III), the output voltage Vo of the converter is Vo = Vdc because the smoothing capacitor 5 is charged.
In the case of V), one of the capacitors for voltage doubler rectification 10a, 10b is charged, and therefore Vo <Vdc. That is, if Vdc and Vst are the same, Vo-Vst is smaller in the voltage doubler rectifier circuit, and higher conversion efficiency is obtained.
【００３６】以上の点より、コンバータ制御手段１２で
は負荷の所望する母線電圧指令値Ｖｄｃ*に基づきリレ
ー１１をおよそ図５の如く制御すれば高変換効率のコン
バータが実現される。図５はコンバータ制御手段１２に
おけるリレー制御シーケンスを示すフローチャートであ
る。すなわちまず負荷の所望する母線電圧指令値Ｖｄｃ
*を入力し（ステップＳ１）、その値が電源電圧値すな
わち電源電圧実効値Ｖｓの２√２倍以上であるかを調べ
る（ステップＳ２）。その判定結果が真であれば、つま
り、Ｖｄｃ*≧２√２Ｖｓであればリレー１１をオン
（閉）し（ステップＳ３）、倍電圧整流回路とする。ま
た偽であれば、つまり、Ｖｄｃ*＜√２Ｖｓであればリ
レーをオフ（開）（ステップＳ４）し、全波整流回路と
する。From the above points, if the converter control means 12 controls the relay 11 as shown in FIG. 5 based on the desired bus voltage command value Vdc * of the load, a converter with high conversion efficiency can be realized. FIG. 5 is a flowchart showing a relay control sequence in converter control means 12. That is, first, the desired bus voltage command value Vdc of the load
* Is input (step S1), and it is checked whether or not the value is not less than 2√2 times the power supply voltage value, that is, the power supply voltage effective value Vs (step S2). If the determination result is true, that is, if Vdc * ≧ 2√2Vs, the relay 11 is turned on (closed) (step S3), and the voltage doubler rectifier circuit is set. If false, that is, if Vdc * <√2 Vs, the relay is turned off (open) (step S4), and a full-wave rectifier circuit is obtained.
【００３７】なお、この場合では倍電圧整流回路を選択
した場合の母線電圧が電源電圧値の２√２倍の値となる
ことを前提としたが、実際にはダイオード２a〜２d、リ
アクトル３での電圧降下や、双方向スイッチ要素９のス
イッチングによる昇圧効果の影響等があるため、しきい
値は上記の値の上としてもまた下としても良い。また２
つの異なるしきい値を設けておき、値が大きい方を切換
手段としてのリレー１１のターンオン用、小さい方をタ
ーンオフ用とすることで母線電圧指令値が上記しきい値
近傍で変動した際切換手段のチャタリングを防止するこ
とができる。In this case, it is assumed that the bus voltage when the voltage doubling rectifier circuit is selected is 2√2 times the power supply voltage value, but actually, the diodes 2a to 2d and the reactor 3 , And the effect of the boosting effect due to the switching of the bidirectional switch element 9, etc., the threshold value may be above or below the above value. Also 2
Two different threshold values are provided, and the larger one is used for turning on the relay 11 as the switching means, and the smaller one is used for turning off the relay. Can be prevented from chattering.
【００３８】なお、上記説明は双方向スイッチ要素９を
ＰＷＭないしは高周波スイッチングにて行う例で説明し
たが、必ずしもそうである必要はなく、例えば、電源半
周期毎に１回のオン／オフスイッチングを行うような場
合でもリアクトル損失の低減が可能である。また、図１
の回路例の場合平滑コンデンサ５は、これと並列に接続
されている倍電圧整流用コンデンサ１０a、１０bで機能
的な代用が可能であり、すなわち平滑コンデンサ５は省
略可能である。In the above description, the bidirectional switch element 9 is performed by PWM or high-frequency switching. However, this is not always necessary. For example, on / off switching is performed once every power supply half cycle. In such a case, the reactor loss can be reduced. FIG.
In the case of the above circuit example, the smoothing capacitor 5 can be functionally substituted by the voltage doubler rectifying capacitors 10a and 10b connected in parallel with the smoothing capacitor 5, that is, the smoothing capacitor 5 can be omitted.
【００３９】また、図１の回路の内、倍電圧整流用コン
デンサ１０ａ，１０ｂとリレー１１とコンバータ制御手
段１２の一部（リレー１１の制御部分）を除くと、従来
存在する回路となる。すなわち倍電圧整流用コンデンサ
１０ａ，１０ｂとリレー１１とコンバータ制御手段１２
の一部を付加部品としておくことにより、従来回路に付
加することで、簡易に回路を高出力化することができ
る。The circuit shown in FIG. 1 is the same as the conventional circuit except for the voltage doubler rectifying capacitors 10a and 10b, the relay 11, and a part of the converter control means 12 (the control part of the relay 11). That is, the voltage doubler rectifying capacitors 10a and 10b, the relay 11, and the converter control means 12
By using a part of the circuit as an additional component, it is possible to easily increase the output of the circuit by adding it to a conventional circuit.
【００４０】実施の形態２．図６はこの発明の実施の形
態２を示す構成図である。同図において、図１と対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。
本実施の形態は、上記実施の形態１における双方向スイ
ッチ要素９を、整流回路２の１相に並列接続された例え
ばトランジスタやサイリスタ等を用いた１対のスイッチ
ング素子で代替させたものである。図６において、１４
ａ，１４ｂはスイッチ手段としての一対のスイッチング
素子であって、これらのスイッチング素子１４ａ，１４
ｂはそれぞれ整流回路２のダイオード２a,２cに並列接
続され、そのゲートにコンバータ制御手段１２からの制
御信号が印加されるようになされている。Embodiment 2 FIG. 6 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals are given to the portions corresponding to those in FIG.
In the present embodiment, the bidirectional switch element 9 in the first embodiment is replaced with a pair of switching elements using, for example, a transistor or a thyristor connected in parallel to one phase of the rectifier circuit 2. . In FIG. 6, 14
a and 14b are a pair of switching elements as switching means, and these switching elements 14a and 14b
b is connected in parallel to the diodes 2a and 2c of the rectifier circuit 2, respectively, and a control signal from the converter control means 12 is applied to the gates thereof.
【００４１】次に、動作について説明する。まず、コン
バータ制御手段１２は交流電源１の電源電圧の極性を検
出する。この時電源電圧が正（交流電源１の一方の端子
ａの電位＞交流電源１の他方の端子ｂの電位）の場合
は、スイッチング素子１４ａをオフし、スイッチング素
子１４bのみのスイッチングを許可する。また、電源電
圧が負（交流電源１の一方の端子ａの電位＜交流電源１
の他方の端子ｂの電位）の場合は、スイッチング素子１
４bをオフし、スイッチング素子１４aのみのスイッチン
グを許可する。スイッチングの形態は上記実施の形態１
と同様ＰＷＭ等により行われるものとしてよい。Next, the operation will be described. First, converter control means 12 detects the polarity of the power supply voltage of AC power supply 1. At this time, if the power supply voltage is positive (the potential of one terminal a of the AC power supply 1> the potential of the other terminal b of the AC power supply 1), the switching element 14a is turned off, and switching of only the switching element 14b is permitted. If the power supply voltage is negative (the potential of one terminal a of the AC power supply <the AC power supply 1
The potential of the other terminal b) of the switching element 1
4b is turned off, and switching of only the switching element 14a is permitted. The switching mode is the same as in the first embodiment.
It may be performed by PWM or the like in the same manner as described above.
【００４２】上記実施の形態１との比較における効果の
差異は、スイッチング素子１４aまたは１４bが閉（オ
ン）となっているときの電流経路の素子数が減らせるこ
とにある。上記実施の形態１の双方向スイッチ要素９は
実際に実現する場合、例えば図７の如き回路すなわち例
えばダイオードを用いたブリッジ回路１５と例えばトラ
ンジスタを用いた単方向スイッチ素子１６にて実現され
る。従って、単方向スイッチ素子１６を閉とした際にダ
イオード２つ分の電圧降下が生じることになる。一方、
図６に示した回路ではスイッチング素子１４a，１４bの
いずれかを閉とした場合、電流経路にはダイオードが１
個しかない。すなわち、本実施の形態の回路の方がより
高い変換効率となる。The difference in effect from the first embodiment is that the number of elements in the current path when the switching element 14a or 14b is closed (ON) can be reduced. When the bidirectional switch element 9 of the first embodiment is actually realized, the bidirectional switch element 9 is realized by a circuit as shown in FIG. 7, for example, a bridge circuit 15 using a diode and a unidirectional switch element 16 using a transistor, for example. Therefore, when the unidirectional switch element 16 is closed, a voltage drop of two diodes occurs. on the other hand,
In the circuit shown in FIG. 6, when one of the switching elements 14a and 14b is closed, one diode is provided in the current path.
There is only one. That is, the circuit of the present embodiment has higher conversion efficiency.
【００４３】実施の形態３．図８はこの発明の実施の形
態３を示す構成図である。同図において、図１と対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。
図において、１７は平滑コンデンサ５の両端に接続さ
れ、その両端に得られる直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ、１８はインバータ１７により駆動されるモ
ータ、１９はインバータ１７を制御するためのインバー
タ制御手段である。Embodiment 3 FIG. 8 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals are given to the portions corresponding to those in FIG.
In the figure, reference numeral 17 denotes an inverter connected to both ends of the smoothing capacitor 5 for converting a DC voltage obtained at both ends into an AC voltage, 18 a motor driven by the inverter 17, and 19 an inverter control for controlling the inverter 17. Means.
【００４４】次に、動作について説明する。インバータ
制御手段１９はモータ１８の速度指令値ｆ*を入力し、
モータ１８の回転速度が速度指令値ｆ*と一致するよう
制御信号をインバータ１７へ出力する。インバータ１７
はインバータ制御手段１９から与えられた制御信号に基
づき交流電圧を発生し、モータ１８を駆動する。また、
コンバータ制御手段１２は速度指令値ｆ*を入力して母
線電圧指令値Ｖｄｃ*を演算（詳細は後述）し、この母
線電圧指令値Ｖｄｃ*をもとにコンバータを上記実施の
形態１で説明した方法で制御する。これにより、モータ
１８を速度指令値ｆ*で回転するに足る直流電圧がイン
バータ１７の入力側、つまり平滑コンデンサ５の両端に
得られ、この直流電圧がインバータ１７で交流電圧に変
換されてモータ１８に供給され、モータ１８は目標通り
の速度に達する。Next, the operation will be described. The inverter control means 19 inputs the speed command value f * of the motor 18,
A control signal is output to the inverter 17 so that the rotation speed of the motor 18 matches the speed command value f * . Inverter 17
Generates an AC voltage based on a control signal given from the inverter control means 19 and drives the motor 18. Also,
The converter control means 12 inputs the speed command value f * and calculates a bus voltage command value Vdc * (details will be described later). Based on the bus voltage command value Vdc * , the converter is described in the first embodiment. Controlled by the way. As a result, a DC voltage sufficient to rotate the motor 18 at the speed command value f * is obtained at the input side of the inverter 17, that is, at both ends of the smoothing capacitor 5. This DC voltage is converted by the inverter 17 into an AC voltage, And the motor 18 reaches the target speed.
【００４５】なお、コンバータ制御手段１２における母
線電圧指令値Ｖｄｃ*は、モータ１８を指令値速度で回
転させることが可能でかつコンバータが出力可能な最小
の電圧値が選定されるが、この電圧値の作成方法は例え
ば以下のような方法にて行う。As the bus voltage command value Vdc * in the converter control means 12, the minimum voltage value that can rotate the motor 18 at the command value speed and can output from the converter is selected. Is created by the following method, for example.
【００４６】図９は母線電圧指令値作成の方法の一例を
示すシーケンス図である。まず、速度指令値ｆ*を入力
し（ステップＳ１１）、この速度指令値ｆ*に所定の係
数ｋを乗じた電圧値ｋ・ｆ*を求める（ステップＳ１
２）。ここにｋはモータの誘起電圧定数に基づく係数
で、モータ回転速度とモータ印加電圧がほぼ比例の関係
にある場合、これでモータを所定回転数で回転しうる最
小電圧が求まる。次に求められた電圧値ｋ・ｆ*と電源
電圧実効値Ｖｓの√２倍の値とを比較し（ステップＳ１
３）、いずれか大きい方を母線電圧指令値Ｖｄｃ*とし
て出力する。すなわち、ｋ・ｆ*≧√２Ｖｓであれば、
電圧値ｋ・ｆ*を母線電圧指令値Ｖｄｃ*として出力し
（ステップＳ１４）、ｋ・ｆ*＜２√２Ｖｓであれば電
源電圧実効値の√２倍の値√２Ｖｓを母線電圧指令値Ｖ
ｄｃ*として出力する（ステップＳ１５）。FIG. 9 is a sequence diagram showing an example of a method of generating a bus voltage command value. First, a speed command value f * is input (step S11), and a voltage value k · f * obtained by multiplying the speed command value f * by a predetermined coefficient k is obtained (step S1).
2). Here, k is a coefficient based on the induced voltage constant of the motor. When the motor rotation speed is substantially proportional to the motor applied voltage, the minimum voltage that can rotate the motor at a predetermined number of rotations is obtained. Next, the obtained voltage value k · f * is compared with a value of √2 times the power supply voltage effective value Vs (step S1).
3), whichever is greater is output as the bus voltage command value Vdc * . That is, if k · f * ≧ √2Vs,
The voltage value k · f * is output as the bus voltage command value Vdc * (step S14). If k · f * <2√2Vs, the value of the power supply voltage effective value √2 times√2Vs is used as the bus voltage command value V.
It is output as dc * (step S15).
【００４７】上記のように制御することによってモータ
の回転数に応じた適正な母線電圧が供給され、不要に母
線電圧を上げることがないため、コンバータでのリアク
トルの鉄損と共にモータ鉄損も減少し、高効率な駆動装
置が得られる。また、回路損失が低減できる分、モータ
の出力が大きくできる為、モータの最大回転数を高くで
きる。なお、上記ではコンバータ制御手段１２が母線電
圧指令値Ｖｄｃ*を演算するものとして説明したが、必
ずしもそうである必要はなく、インバータ制御手段１９
が図９のシーケンスに基づき母線電圧指令値Ｖｄｃ*を
演算してもよく、この場合コンバータ制御手段１２の処
理負荷を軽減することができる。By controlling as described above, an appropriate bus voltage corresponding to the number of rotations of the motor is supplied, and the bus voltage is not unnecessarily increased. Therefore, the iron loss of the motor as well as the iron loss of the reactor in the converter is reduced. Thus, a highly efficient drive device can be obtained. Further, since the output of the motor can be increased as much as the circuit loss can be reduced, the maximum rotation speed of the motor can be increased. In the above description, converter control means 12 calculates bus voltage command value Vdc * . However, this is not always necessary, and inverter control means 19
May calculate the bus voltage command value Vdc * based on the sequence of FIG. 9. In this case, the processing load on the converter control means 12 can be reduced.
【００４８】実施の形態４．図１０はこの発明の実施の
形態４を示す構成図である。同図において、図１と対応
する部分には同一符号を付し、その重複説明を省略す
る。図において、２０は平滑コンデンサ５の両端に接続
され、その両端に得られる直流電圧で駆動される直流モ
ータである。本実施の形態は、実質的に上記実施の形態
３のインバータおよびモータを直流モータに置換した形
態に相当する。この場合も、前述の通り直流母線電圧が
高い場合におけるリアクトル３の鉄損が低減できるた
め、高効率で、また、モータの最大回転数を高くするこ
とができる。Embodiment 4 FIG. 10 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals are given to the portions corresponding to those in FIG. In the figure, reference numeral 20 denotes a DC motor connected to both ends of the smoothing capacitor 5 and driven by a DC voltage obtained at both ends. This embodiment corresponds to a form in which the inverter and the motor of the third embodiment are substantially replaced with DC motors. Also in this case, as described above, since the iron loss of the reactor 3 when the DC bus voltage is high can be reduced, the efficiency can be increased and the maximum rotation speed of the motor can be increased.
【００４９】[0049]
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、該
リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放するスイ
ッチ手段と、該スイッチ手段の両端電圧を直流電圧に変
換して負荷に電力を供給する整流手段と、上記整流手段
を全波整流モードと倍電圧整流モードとに切り換える切
換手段と、上記負荷の電圧または電力に基づいて上記ス
イッチ手段および上記切換手段の状態を制御する制御手
段とを備えたので、直流電圧が高い状態におけるコンバ
ータ効率を高くすることができ、昇圧率が高くとも高い
変換効率で電力変換が可能になるという効果がある。As described above, according to the first aspect of the present invention, the reactor having one end connected to the AC power supply, the switch means for short-circuiting and opening the other end of the reactor and the AC power supply, A rectifier for converting the voltage between both ends of the switch to a DC voltage and supplying power to the load; a switch for switching the rectifier between a full-wave rectification mode and a voltage doubler rectification mode; And the control means for controlling the state of the switching means and the switching means, so that the converter efficiency in a state where the DC voltage is high can be increased, and power conversion can be performed with high conversion efficiency even if the boosting rate is high. It has the effect of becoming.
【００５０】請求項２の発明によれば、上記スイッチ手
段は上記リアクトルの一端と上記交流電源との間に設け
られた双方向スイッチ要素であるので、効率のよい電力
変換ができるという効果がある。According to the second aspect of the present invention, since the switch means is a bidirectional switch element provided between one end of the reactor and the AC power supply, there is an effect that efficient power conversion can be performed. .
【００５１】請求項３の発明によれば、上記スイッチ手
段は上記リアクトルの一端と上記整流手段の直流側端子
との間に設けられた複数のスイッチング素子であるの
で、効率のよい電力変換ができるという効果がある。According to the third aspect of the present invention, since the switch means is a plurality of switching elements provided between one end of the reactor and the DC terminal of the rectifier, efficient power conversion can be performed. This has the effect.
【００５２】請求項４の発明によれば、交流電源にその
一端が接続されたリアクトルと、該リアクトルの他端と
上記交流電源を短絡・開放する双方向スイッチ要素と、
該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して
負荷に電力を供給する倍電圧整流回路と、上記双方向ス
イッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して上記負荷に
電力を供給する全波整流回路と、上記倍電圧整流回路と
上記全波整流回路のいずれか一方を選択する切換手段
と、上記負荷の電圧または電力に応じて上記双方向スイ
ッチ要素および上記切換手段の状態を制御する制御手段
とを備えたので、双方向スイッチ要素の状態と切換手段
の状態の組み合わせにより４段階以上の出力電圧を簡易
に得ることができ、また母線電圧が高い状態における変
換効率を高くすることができるという効果がある。According to the invention of claim 4, a reactor having one end connected to the AC power supply, a bidirectional switch element for short-circuiting and opening the other end of the reactor and the AC power supply,
A voltage doubler rectifier circuit for converting the voltage between both ends of the bidirectional switch element to a DC voltage and supplying power to the load; and a voltage doubler rectifier circuit for converting the voltage between both ends of the bidirectional switch element to a DC voltage and supplying power to the load. A wave rectifier circuit, switching means for selecting one of the voltage doubler rectifier circuit and the full wave rectifier circuit, and controlling states of the bidirectional switch element and the switch means according to the voltage or power of the load. With the control means, it is possible to easily obtain four or more output voltages by combining the state of the bidirectional switch element and the state of the switching means, and to increase the conversion efficiency when the bus voltage is high. There is an effect that can be.
【００５３】請求項５の発明によれば、交流電源に接続
されたリアクトルと、該リアクトルに接続され、交流電
圧を直流に変換し負荷に電力を供給する全波整流回路
と、該全波整流回路の一方の交流側端子と直流側端子と
の間に接続された複数のスイッチング素子と、各々が直
列に接続されかつ終端が上記全波整流回路の直流側端子
に接続された複数の倍電圧整流用コンデンサと、上記全
波整流回路の交流側端子のうちスイッチング素子が接続
されない端子と上記複数の倍電圧整流用コンデンサの接
続点との間の短絡・開放を行う切換手段と、上記負荷の
電圧または電力に基づき上記スイッチング素子および上
記切換手段の状態を制御する制御手段とを備えたので、
請求項４の発明よりさらに変換効率を高くすることがで
きるという効果がある。According to the fifth aspect of the present invention, a reactor connected to the AC power supply, a full-wave rectifier circuit connected to the reactor to convert an AC voltage to DC and supply power to a load, and the full-wave rectifier A plurality of switching elements connected between one AC side terminal and the DC side terminal of the circuit, and a plurality of voltage doublers each connected in series and having a termination connected to the DC side terminal of the full-wave rectifier circuit; A rectifying capacitor, switching means for short-circuiting and opening between a terminal of the full-wave rectifier circuit to which the switching element is not connected and a connection point of the plurality of voltage doubler rectifying capacitors; Control means for controlling the state of the switching element and the switching means based on voltage or power,
There is an effect that the conversion efficiency can be further increased as compared with the invention of claim 4.
【００５４】請求項６の発明によれば、上記倍電圧整流
回路の整流素子は、上記全波整流回路の整流素子を兼ね
るので、装置を構成する素子数を低減することができる
という効果がある。According to the sixth aspect of the present invention, since the rectifying element of the voltage doubler rectifying circuit also functions as the rectifying element of the full-wave rectifying circuit, the number of elements constituting the device can be reduced. .
【００５５】請求項７の発明によれば、上記制御手段
は、負荷の電圧が高いときには倍電圧整流モード、低い
ときには全波整流モードを選択するよう上記切換手段を
制御するので、高出力電圧時に変換効率低下が発生しな
いようにすることができるという効果がある。According to the seventh aspect of the present invention, the control means controls the switching means to select the voltage doubler rectification mode when the load voltage is high, and to select the full-wave rectification mode when the load voltage is low. There is an effect that conversion efficiency can be prevented from lowering.
【００５６】請求項８の発明によれば、上記制御手段
は、電源力率が上昇するように上記切換手段を制御する
ので、最大出力電力を向上することができ、かつその状
態における変換効率を最大に制御することができるとい
う効果がある。According to the invention of claim 8, the control means controls the switching means so as to increase the power factor, so that the maximum output power can be improved and the conversion efficiency in that state can be improved. There is an effect that the maximum control can be performed.
【００５７】請求項９の発明によれば、上記制御手段
は、電源高調波電流を低減させるよう上記切換手段を制
御するので、電源高調波を抑制することができ、かつそ
の状態における変換効率を最大に制御することができる
という効果がある。According to the ninth aspect of the present invention, the control means controls the switching means so as to reduce the power supply harmonic current, so that the power supply harmonics can be suppressed and the conversion efficiency in that state can be reduced. There is an effect that the maximum control can be performed.
【００５８】請求項１０の発明によれば、上記制御手段
は、直流電圧を負荷の要する電圧値に近づけるよう上記
器切換手段を制御するので、出力電圧を所望の値に制御
でき、かつその状態における変換効率を最大に制御する
ことができるという効果がある。According to the tenth aspect of the present invention, the control means controls the device switching means so that the DC voltage approaches the voltage value required by the load, so that the output voltage can be controlled to a desired value and the output voltage can be controlled. There is an effect that the conversion efficiency can be controlled to the maximum.
【００５９】請求項１１の発明によれば、上記負荷はイ
ンバータおよびモータであり、上記制御手段における上
記全波整流モードと上記倍電圧整流モードの選択は、上
記モータの速度指令値が小である時全波整流モード、大
であるとき倍電圧整流モードを選択するので、コンバー
タおよび負荷であるインバータの変換効率を最大に制御
することができ、またモータの最大回転速度を上げるこ
とができるという効果がある。According to the eleventh aspect, the load is an inverter and a motor, and the selection of the full-wave rectification mode or the voltage doubler rectification mode by the control means is such that the speed command value of the motor is small. The full-wave rectification mode is selected, and the voltage doubler rectification mode is selected when large, so that the conversion efficiency of the converter and the inverter that is the load can be controlled to the maximum, and the maximum rotation speed of the motor can be increased. There is.
【００６０】請求項１２の発明によれば、上記負荷は直
流モータであり、上記制御手段における上記全波整流モ
ードと上記倍電圧整流モードの選択は、上記直流モータ
の速度指令値が小である時全波整流モード、大であると
き倍電圧整流モードを選択するので、モータおよびコン
バータの損失を低減でき、またモータの最大回転速度を
上げることができるという効果がある。According to the twelfth aspect of the present invention, the load is a DC motor, and the selection of the full-wave rectification mode or the voltage doubler rectification mode by the control means is such that the speed command value of the DC motor is small. When the full-wave rectification mode is selected, and when the voltage is large, the double voltage rectification mode is selected, there is an effect that the loss of the motor and the converter can be reduced and the maximum rotation speed of the motor can be increased.
【００６１】請求項１３の発明によれば、直列に接続さ
れた複数の倍電圧整流用コンデンサと、該倍電圧整流用
コンデンサの接続点にその一端が接続され、その他端と
の電気的短絡・開放を行う切換手段と、該切換手段の短
絡・開放の制御を行う制御手段とを備えたので、従来装
置を出力電圧アップする場合の回路変更を最小にするこ
とができるという効果がある。According to the thirteenth aspect of the present invention, a plurality of voltage doubler rectifying capacitors connected in series, one end of which is connected to a connection point of the voltage doubler rectifier capacitor, and an electric short circuit with the other end. Since the switching means for opening and the control means for controlling the short-circuit / opening of the switching means are provided, there is an effect that the circuit change when the output voltage of the conventional device is increased can be minimized.
【図１】 この発明の実施の形態１を示す構成図であ
る。FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】 電源電流および母線電圧を制御する場合のシ
ステム構成図である。FIG. 2 is a system configuration diagram when controlling a power supply current and a bus voltage.
【図３】 所定のＰＷＭ周期におけるリアクトル電流を
示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing a reactor current in a predetermined PWM cycle.
【図４】 母線電圧を変えた場合のリアクトル電流を示
す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing a reactor current when a bus voltage is changed.
【図５】 コンバータ制御手段における切換手段制御シ
ーケンスを示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a switching means control sequence in the converter control means.
【図６】 この発明の実施の形態２を示す構成図であ
る。FIG. 6 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図７】 双方向スイッチ要素の実現形態の一例を示す
回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of an implementation of a bidirectional switch element.
【図８】 この発明の実施の形態３を示す構成図であ
る。FIG. 8 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図９】 母線電圧指令値作成シーケンスを示す図であ
る。FIG. 9 is a diagram showing a bus voltage command value creation sequence.
【図１０】 この発明の実施の形態４を示す構成図であ
る。FIG. 10 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図１１】 従来のコンバータ回路を示す構成図であ
る。FIG. 11 is a configuration diagram showing a conventional converter circuit.
【図１２】 従来のコンバータ回路の入力電流・電圧を
示す波形図である。FIG. 12 is a waveform diagram showing input current and voltage of a conventional converter circuit.
１ 交流電源、 ２ 整流回路、 ３ リアクトル、
５ 平滑コンデンサ、６ 負荷、 ９ 双方向スイッチ
要素、 １０ａ，１０ｂ 倍電圧整流用コンデンサ、
１１ リレー、 １２ コンバータ制御手段、 １４
a，１４b スイッチング素子、 １７ インバータ、
１８ モータ、 １９ インバータ制御手段、 ２０
直流モータ。1 AC power supply, 2 Rectifier circuit, 3 Reactor,
5 smoothing capacitor, 6 load, 9 bidirectional switch element, 10a, 10b capacitor for double voltage rectification,
11 relay, 12 converter control means, 14
a, 14b switching element, 17 inverters,
18 motor, 19 inverter control means, 20
DC motor.
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Claims (13)
トルと、 該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放するス
イッチ手段と、 該スイッチ手段の両端電圧を直流電圧に変換して負荷に
電力を供給する整流手段と、 上記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに
切り換える切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に基づいて上記スイッチ手段
および上記切換手段の状態を制御する制御手段とを備え
たことを特徴とするコンバータ回路。1. A reactor having one end connected to an AC power supply, switch means for short-circuiting and opening the other end of the reactor and the AC power supply, and converting a voltage between both ends of the switch means into a DC voltage to a load. Rectifying means for supplying power; switching means for switching the rectifying means between full-wave rectification mode and voltage doubler rectification mode; and control for controlling states of the switching means and the switching means based on the voltage or power of the load. And a converter circuit.
端と上記交流電源との間に設けられた双方向スイッチ要
素であることを特徴とする請求項１記載のコンバータ回
路。2. The converter circuit according to claim 1, wherein said switch means is a bidirectional switch element provided between one end of said reactor and said AC power supply.
端と上記整流手段の直流側端子との間に設けられた複数
のスイッチング素子であることを特徴とする請求項１記
載のコンバータ回路。3. The converter circuit according to claim 1, wherein the switch means is a plurality of switching elements provided between one end of the reactor and a DC terminal of the rectifier.
トルと、 該リアクトルの他端と上記交流電源を短絡・開放する双
方向スイッチ要素と、 該双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換して
負荷に電力を供給する倍電圧整流回路と、 上記双方向スイッチ要素の両端電圧を直流電圧に変換し
て上記負荷に電力を供給する全波整流回路と、 上記倍電圧整流回路と上記全波整流回路のいずれか一方
を選択する切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に応じて上記双方向スイッチ
要素および上記切換手段の状態を制御する制御手段とを
備えたことを特徴とするコンバータ回路。4. A reactor having one end connected to an AC power supply, a bidirectional switch element for short-circuiting and opening the other end of the reactor and the AC power supply, and converting a voltage between both ends of the bidirectional switch element into a DC voltage. A voltage doubler rectifier circuit for supplying power to the load; a full-wave rectifier circuit for converting the voltage between both ends of the bidirectional switch element into a DC voltage and supplying power to the load; A converter circuit comprising: switching means for selecting one of the wave rectifier circuits; and control means for controlling states of the bidirectional switch element and the switching means according to the voltage or power of the load. .
に電力を供給する全波整流回路と、 該全波整流回路の一方の交流側端子と直流側端子との間
に接続された複数のスイッチング素子と、 各々が直列に接続されかつ終端が上記全波整流回路の直
流側端子に接続された複数の倍電圧整流用コンデンサ
と、 上記全波整流回路の交流側端子のうちスイッチング素子
が接続されない端子と上記複数の倍電圧整流用コンデン
サの接続点との間の短絡・開放を行う切換手段と、 上記負荷の電圧または電力に基づき上記スイッチング素
子および上記切換手段の状態を制御する制御手段とを備
えたことを特徴とするコンバータ回路。5. A reactor connected to an AC power supply, a full-wave rectifier circuit connected to the reactor for converting an AC voltage to DC and supplying power to a load, and one AC terminal of the full-wave rectifier circuit A plurality of switching elements connected between the DC-side terminal and the DC-side terminal; a plurality of capacitors for voltage doubler rectification each connected in series and having a termination connected to the DC-side terminal of the full-wave rectifier circuit; Switching means for short-circuiting and opening between a terminal of the AC side terminal of the wave rectifier circuit to which the switching element is not connected and a connection point of the plurality of voltage doubler rectifying capacitors; and the switching based on the voltage or power of the load. A converter circuit comprising: an element; and control means for controlling a state of the switching means.
全波整流回路の整流素子を兼ねることを特徴とする請求
項４または５記載のコンバータ回路。6. The converter circuit according to claim 4, wherein the rectifier of the voltage doubler rectifier also functions as the rectifier of the full-wave rectifier.
は倍電圧整流モード、低いときには全波整流モードを選
択するよう上記切換手段を制御することを特徴とする請
求項１〜６のいずれかに記載のコンバータ回路。7. The switching device according to claim 1, wherein said control means controls said switching means to select a voltage doubler rectification mode when the load voltage is high and to select a full-wave rectification mode when the load voltage is low. 3. The converter circuit according to 1.
うに上記切換手段を制御することを特徴とする請求項１
〜６のいずれかに記載のコンバータ回路。8. The apparatus according to claim 1, wherein said control means controls said switching means so as to increase a power factor.
7. The converter circuit according to any one of claims 1 to 6.
させるよう上記切換手段を制御することを特徴とする請
求項１〜６のいずれかに記載のコンバータ回路。9. The converter circuit according to claim 1, wherein said control means controls said switching means so as to reduce a power supply harmonic current.
する電圧値に近づけるよう上記器切換手段を制御するこ
とを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のコンバ
ータ回路。10. The converter circuit according to claim 1, wherein said control means controls said device switching means so that a DC voltage approaches a voltage value required by a load.
あり、上記制御手段における上記全波整流モードと上記
倍電圧整流モードの選択は、上記モータの速度指令値が
小である時全波整流モード、大であるとき倍電圧整流モ
ードを選択することを特徴とする請求項１〜９のいずれ
かに記載のコンバータ回路。11. The load is an inverter and a motor, and the control means selects one of the full-wave rectification mode and the voltage doubler rectification mode when the speed command value of the motor is small. The converter circuit according to any one of claims 1 to 9, wherein the voltage doubler rectification mode is selected when.
御手段における上記全波整流モードと上記倍電圧整流モ
ードの選択は、上記直流モータの速度指令値が小である
時全波整流モード、大であるとき倍電圧整流モードを選
択することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載
のコンバータ回路。12. The load is a DC motor, and the control means selects one of the full-wave rectification mode and the voltage doubler rectification mode when the speed command value of the DC motor is small. The converter circuit according to any one of claims 1 to 9, wherein the voltage doubler rectification mode is selected when.
コンデンサと、該倍電圧整流用コンデンサの接続点にそ
の一端が接続され、その他端との電気的短絡・開放を行
う切換手段と、 該切換手段の短絡・開放の制御を行う制御手段とを備え
たことを特徴とする直流電圧制御用装置。13. A plurality of voltage-doubler rectifying capacitors connected in series, and switching means having one end connected to a connection point of the voltage-doubler rectifier capacitors and electrically short-circuiting / opening with the other end. And a control means for controlling short-circuiting and opening of the switching means.
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Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006230181A (en) * | 2005-01-20 | 2006-08-31 | Fujitsu General Ltd | Three-phase rectifying circuit |
| KR100892807B1 (en) * | 2001-09-28 | 2009-04-10 | 파나소닉 주식회사 | Inverter air conditioner |
| KR20140044017A (en) * | 2012-10-04 | 2014-04-14 | 현대모비스 주식회사 | Synchronous low voltage dc-dc converter |
| JP2015057024A (en) * | 2013-09-13 | 2015-03-23 | リコー電子デバイス株式会社 | Rectifier circuit, power-supply device, and electronic apparatus |
| CN104601011A (en) * | 2013-11-01 | 2015-05-06 | 欧姆龙株式会社 | Dual voltage rectifying circuit of power supply |
| KR20150050120A (en) | 2013-10-31 | 2015-05-08 | 삼성전기주식회사 | Light emitting diodes driver |
| WO2017115621A1 (en) | 2015-12-28 | 2017-07-06 | ダイキン工業株式会社 | Power conversion device |
| US9948203B2 (en) | 2011-10-28 | 2018-04-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Direct-current power supply device and electric motor driving device |
| CN108475996A (en) * | 2015-12-28 | 2018-08-31 | 大金工业株式会社 | Power inverter |
| CN113796005A (en) * | 2019-05-17 | 2021-12-14 | 三菱电机株式会社 | Power supply device and motor drive device |
| WO2022030082A1 (en) * | 2020-08-03 | 2022-02-10 | 株式会社日立産機システム | Power conversion device and metal processing device |
-
1998
- 1998-12-22 JP JP36414598A patent/JP3516601B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100892807B1 (en) * | 2001-09-28 | 2009-04-10 | 파나소닉 주식회사 | Inverter air conditioner |
| JP2006230181A (en) * | 2005-01-20 | 2006-08-31 | Fujitsu General Ltd | Three-phase rectifying circuit |
| US9948203B2 (en) | 2011-10-28 | 2018-04-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Direct-current power supply device and electric motor driving device |
| KR101991132B1 (en) | 2012-10-04 | 2019-09-30 | 현대모비스 주식회사 | Synchronous low voltage dc-dc converter |
| KR20140044017A (en) * | 2012-10-04 | 2014-04-14 | 현대모비스 주식회사 | Synchronous low voltage dc-dc converter |
| JP2015057024A (en) * | 2013-09-13 | 2015-03-23 | リコー電子デバイス株式会社 | Rectifier circuit, power-supply device, and electronic apparatus |
| KR20150050120A (en) | 2013-10-31 | 2015-05-08 | 삼성전기주식회사 | Light emitting diodes driver |
| US9357595B2 (en) | 2013-10-31 | 2016-05-31 | Solum Co., Ltd. | Light emitting diode driver |
| CN104601011A (en) * | 2013-11-01 | 2015-05-06 | 欧姆龙株式会社 | Dual voltage rectifying circuit of power supply |
| US10218287B2 (en) | 2015-12-28 | 2019-02-26 | Daikin Industries, Ltd. | Power conversion device |
| CN108475996A (en) * | 2015-12-28 | 2018-08-31 | 大金工业株式会社 | Power inverter |
| EP3399638A4 (en) * | 2015-12-28 | 2019-08-21 | Daikin Industries, Ltd. | Power conversion device |
| WO2017115621A1 (en) | 2015-12-28 | 2017-07-06 | ダイキン工業株式会社 | Power conversion device |
| CN113796005A (en) * | 2019-05-17 | 2021-12-14 | 三菱电机株式会社 | Power supply device and motor drive device |
| CN113796005B (en) * | 2019-05-17 | 2024-02-13 | 三菱电机株式会社 | Motor driving device |
| WO2022030082A1 (en) * | 2020-08-03 | 2022-02-10 | 株式会社日立産機システム | Power conversion device and metal processing device |
| TWI783569B (en) * | 2020-08-03 | 2022-11-11 | 日商日立產機系統股份有限公司 | Power conversion equipment and metal processing equipment |
| JP7374053B2 (en) | 2020-08-03 | 2023-11-06 | 株式会社日立産機システム | Power conversion equipment and metal processing equipment |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3516601B2 (en) | 2004-04-05 |
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