JP4727360B2 - Gate circuit of insulated gate semiconductor device - Google Patents

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Description

本発明は、絶縁ゲート型半導体素子の改良されたゲート回路に関する。   The present invention relates to an improved gate circuit of an insulated gate semiconductor device.

ＭＯＳ型ゲート構造を有する絶縁ゲート型半導体素子には、たとえばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ（Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｇａｔｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などがある。   Insulated gate semiconductor elements having a MOS gate structure include, for example, MOSFETs, IGBTs, and IEGTs (Injection Enhanced Gate Transistors).

これら絶縁ゲート型半導体素子は、電圧駆動型であり、ゲート・エミッタ間の容量を充電、放電する電流がオン・オフ切り替え時に短時間流れるだけで、定常時にはゲート電流が流れない。したがって、絶縁ゲート型半導体素子のゲートパワーはパイポーラ素子に比べ非常に小さくできる利点がある。また、絶縁ゲート型半導体素子は、ＭＯＳ型ゲート構造特有の高速動作が可能である。   These insulated gate type semiconductor elements are voltage-driven, and the current for charging and discharging the gate-emitter capacitance flows for a short time when switching on / off, and does not flow during steady state. Therefore, there is an advantage that the gate power of the insulated gate semiconductor element can be made very small as compared with the bipolar element. Further, the insulated gate semiconductor element can operate at a high speed peculiar to the MOS gate structure.

このような絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路にとって重要なことは、絶縁ゲート型半導体素子を確実にオン・オフ動作させ、誤動作による短絡などを防止することである。この確実なオン・オフ動作は、制御用の直流電源が必要なだけ供給されてはじめて成り立つのが通常であるが、制御電源電圧が低下したときにも絶縁ゲート型半導体素子の誤動作、特に誤オン動作を防止するニーズは従来からあった。   What is important for the gate circuit of such an insulated gate semiconductor element is to reliably turn on and off the insulated gate semiconductor element and prevent a short circuit due to a malfunction. This reliable on / off operation is normally only possible when a control DC power supply is supplied as much as necessary. However, even when the control power supply voltage drops, the insulated gate semiconductor device malfunctions, There has been a need for preventing operation.

例えば、制御電源電圧が所定値以下となったとき、ゲート回路を駆動するシンク用トランジスタのコレクタ・ベース間を短絡し、絶縁ゲート型半導体素子がオンしようとしてもシンク用トランジスタの動作によって誤オンすることを阻止するゲート回路が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
特開平５−２２６９９４号公報（第４−５頁、図１） For example, when the control power supply voltage falls below a predetermined value, the collector and base of the sink transistor that drives the gate circuit are short-circuited, and even if the insulated gate semiconductor element is about to be turned on, it is erroneously turned on by the operation of the sink transistor. A gate circuit that prevents this has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
JP-A-5-226994 (page 4-5, FIG. 1)

特許文献１で示された方法は、制御電源が単一電源の場合であり、絶縁ゲート型半導体素子のバイアスは順（正）バイアスのみを印加している。しかるに大容量の絶縁ゲート型半導体素子を使用する場合は、逆バイアスの印加も必要になる場合がある。   The method disclosed in Patent Document 1 is a case where the control power source is a single power source, and only the forward (positive) bias is applied as the bias of the insulated gate semiconductor element. However, when a large-capacity insulated gate semiconductor element is used, it is sometimes necessary to apply a reverse bias.

順バイアス、逆バイアスの両電源をもったゲート駆動回路の逆バイアス電源のみが単一故障を引き起こすと、順バイアス電源のみが供給される。そのときにゲート制御用ＩＣが動作可能範囲内であれば絶縁ゲート型半導体素子へのゲート信号は出力可能であるが、本来設計していた逆バイアス電圧とゲート抵抗によるゲートキャリアの引き抜き時間が遅くなり、結果として絶縁ゲート型半導体素子のターンオフ損失の増加、過熱、破損等の要因となる。また、本来意図していた逆バイアスの目的となるノイズによる誤オン防止の役目を果たせず、誤オンしてアーム短絡を発生させ破損させる原因にもなる。   If only the reverse bias power source of the gate drive circuit having both forward bias and reverse bias power sources causes a single failure, only the forward bias power source is supplied. At that time, if the gate control IC is within the operable range, a gate signal can be output to the insulated gate type semiconductor device, but the gate carrier extraction time due to the originally designed reverse bias voltage and gate resistance is slow. As a result, this causes an increase in turn-off loss, overheating, damage, etc. of the insulated gate semiconductor device. In addition, it does not serve to prevent erroneous ON due to the noise intended for reverse bias, which was originally intended, and it may be erroneously turned ON, causing an arm short circuit and damage.

本発明は以上のような問題点を解消するためになされたもので、逆バイアス制御電源の故障が発生した場合でも、絶縁ゲート型半導体素子が誤オン動作しないような安全な絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a safe insulated gate semiconductor device that prevents the insulated gate semiconductor device from erroneously turning on even when a reverse bias control power supply fails. An object of the present invention is to provide a gate circuit.

上記目的を達成するため、本発明の第１の発明である絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路は、ソース電極が正側電源の正極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＰチャネルＦＥＴと、ソース電極が前記正側電源と直列に接続された負側電源の負極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＮチャネルＦＥＴと、前記正側電源の正極と前記負側電源の負極から制御電圧の供給を受け、指令に従って前記制御電圧の振幅を持つゲート制御パルスを出力するゲート制御パルス発生手段と、前記ゲート制御パルス発生手段の出力と前記ＰチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられアノードが前記ゲート制御パルス発生手段の出力側に接続された第１のツェナーダイオードと第１の抵抗から成る第１の直列回路と、前記ゲート制御パルス発生手段の出力と前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、カソードが前記ゲート制御パルス発生手段の出力側に接続された第２のツェナーダイオードと第２の抵抗から成る第２の直列回路とを具備し、前記第１のツェナーダイオードの降伏電圧は、前記正側電源の電圧から前記ＰチャネルＦＥＴのゲートしきい値電圧を減算した値より大きく選定し、前記第２のツェナーダイオードの降伏電圧は、前記負正電源の電圧から前記ＮチャネルＦＥＴのゲートしきい値電圧を減算した値より小さく選定するようにしたことを特徴としている。 In order to achieve the above object, the gate circuit of the insulated gate semiconductor device according to the first invention of the present invention has a source electrode connected to the positive electrode of the positive power supply and a drain electrode connected to the gate electrode of the insulated gate semiconductor device. A connected P-channel FET, a source electrode connected to the negative electrode of a negative power source connected in series with the positive power source, and a drain electrode connected to the gate electrode of an insulated gate semiconductor device; A gate control pulse generating means for receiving a control voltage from a positive electrode of the positive power source and a negative electrode of the negative power source and outputting a gate control pulse having an amplitude of the control voltage in accordance with a command; and first zener diode having an anode provided between the gate electrode of the output and the P-channel FET is connected to the output side of the gating pulse generating means When a first series circuit comprising a first resistor provided between the gate electrode of the output and the N-channel FET of the gating pulse generating means, a cathode connected to the output side of the gating pulse generating means A second series circuit comprising a second Zener diode and a second resistor, and the breakdown voltage of the first Zener diode is determined from the voltage of the positive power supply to the gate threshold voltage of the P-channel FET. The breakdown voltage of the second Zener diode is selected to be smaller than the value obtained by subtracting the gate threshold voltage of the N-channel FET from the voltage of the negative and positive power supply. It is a feature.

また、本発明の第２の発明である絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路は、ソース電極が正側電源の正極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＰチャネルＦＥＴと、ソース電極が前記正側電源と直列に接続された負側電源の負極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＮチャネルＦＥＴと、入力端と前記ＰチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、アノードが前記入力端側に接続された第１のツェナーダイオードと第１の抵抗から成る第１の直列回路と、前記入力端と前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、カソードが前記入力端側に接続された第２のツェナーダイオードと第２の抵抗から成る第２の直列回路とから成るトーテムポール型増幅回路複数個と、前記正側電源の正極と前記負側電源の負極から制御電圧の供給を受け、指令に従って前記制御電圧の振幅を持つゲート制御パルスを出力して各々の前記トーテムポール型増幅回路の入力端に供給するゲート制御パルス発生手段とを具備し、前記複数個のトーテムポール型増幅回路の少なくとも１つに当該トーテムポール型増幅回路を構成する前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極にカソードを、ソース電極にアノードを接続した第３のツェナーダイオードと、当該ＮチャネルＦＥＴのゲート電極と前記正側電源の正極間に接続された第３の抵抗とを設けたことを特徴としている。
The gate circuit of the insulated gate semiconductor device according to the second aspect of the present invention is a P-channel having a source electrode connected to the positive electrode of the positive power supply and a drain electrode connected to the gate electrode of the insulated gate semiconductor device. An FET, a source electrode connected to a negative electrode of a negative power supply connected in series with the positive power supply, a drain electrode connected to a gate electrode of an insulated gate semiconductor element, an input terminal, and the P A first series circuit including a first Zener diode and a first resistor provided between the gate electrodes of the channel FET and having an anode connected to the input end side ; the input end; and the gate electrode of the N channel FET It is provided between the cathode and the second Zener diode and totem pole amplifier times consisting of a second series circuit comprising a second resistor connected to the input end The control voltage is supplied from the positive electrode of the positive power source and the negative electrode of the negative power source, and a gate control pulse having the amplitude of the control voltage is output in accordance with a command to output each of the totem pole amplifier circuits. Gate control pulse generating means for supplying to the input terminal, and at least one of the plurality of totem pole type amplifier circuits has a cathode as a gate electrode of the N channel FET constituting the totem pole type amplifier circuit, and a source A third Zener diode having an anode connected to the electrode and a third resistor connected between the gate electrode of the N-channel FET and the positive electrode of the positive power supply are provided.

本発明によれば、逆バイアス制御電源の故障が発生した場合でも、絶縁ゲート型半導体素子が誤オン動作しないような安全な絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路を提供することが可能となる。   According to the present invention, it is possible to provide a safe gate circuit for an insulated gate semiconductor device that prevents the insulated gate semiconductor device from being erroneously turned on even when a reverse bias control power supply fails.

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は本発明の実施例１に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図である。図１において、ゲート回路１には正側の制御電源２Ａ及びこれと直列に接続された負側の制御電源２Ｂから正及び負の制御電圧が夫々供給されている。ゲート回路１はその出力によってフライホイールダイオード４を逆並列に接続した絶縁ゲート型半導体素子であるＩＧＢＴ３のゲートを駆動している。ＩＧＢＴ３のエミッタは制御電源２Ａと制御電源２Ｂの中点に接続されている。ここでＩＧＢＴ３は、例えばブリッジ接続して構成されたインバータ回路の１アームを形成している。以下にゲート回路１の内部構成について説明する。   1 is a circuit configuration diagram of a gate circuit of an insulated gate semiconductor device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, positive and negative control voltages are respectively supplied to the gate circuit 1 from a positive control power supply 2A and a negative control power supply 2B connected in series therewith. The gate circuit 1 drives the gate of an IGBT 3 which is an insulated gate semiconductor element in which flywheel diodes 4 are connected in antiparallel with the output. The emitter of the IGBT 3 is connected to the midpoint between the control power supply 2A and the control power supply 2B. Here, the IGBT 3 forms one arm of an inverter circuit configured by, for example, bridge connection. The internal configuration of the gate circuit 1 will be described below.

制御用ＩＣ１１のＶＣＣ端子には制御電源２Ａの正極が、またＧＮＤ端子には制御電源２Ｂの負極が夫々接続されている。この制御用ＩＣ１１のＩＮ端子に所定周波数のパルス信号が指令として入力されると、ＤＲ端子から所定の出力信号が出力される。   The positive terminal of the control power source 2A is connected to the VCC terminal of the control IC 11, and the negative terminal of the control power source 2B is connected to the GND terminal. When a pulse signal having a predetermined frequency is input as a command to the IN terminal of the control IC 11, a predetermined output signal is output from the DR terminal.

そのソース端子が制御電源２Ａの正極に接続されているＰチャネルＦＥＴ１２Ａのドレイン端子は、抵抗１３Ａを介してＩＧＢＴ３のゲートに接続されている。同様に、そのソース端子が制御電源２Ｂの負極に接続されているＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのドレイン端子は、抵抗１３Ｂを介してＩＧＢＴ３のゲートに接続されている。従って、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａ、抵抗１３Ａ、抵抗１３Ｂ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｂで構成される直列回路は所謂トーテムポール接続されている。   The drain terminal of the P-channel FET 12A whose source terminal is connected to the positive electrode of the control power supply 2A is connected to the gate of the IGBT 3 via the resistor 13A. Similarly, the drain terminal of the N-channel FET 12B whose source terminal is connected to the negative electrode of the control power supply 2B is connected to the gate of the IGBT 3 via the resistor 13B. Therefore, the series circuit composed of the P-channel FET 12A, the resistor 13A, the resistor 13B, and the N-channel FET 12B is so-called totem pole connection.

制御用ＩＣ１１のＤＲ端子は、抵抗１４Ａとツェナーダイオード１５Ａの直列接続体を介してＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲート端子に接続されている。同様に、制御用ＩＣ１１のＤＲ端子は、抵抗１４Ｂとツェナーダイオード１５Ｂの直列接続体を介してＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート端子に接続されている。ＰチャネルＦＥＴ１２Ａ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｂに逆並列接続されている破線で示したダイオードはＦＥＴの寄生ダイオードを示している。また、破線で示したツェナーダイオード１６がＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート端子とソース端子間に接続されている。   The DR terminal of the control IC 11 is connected to the gate terminal of the P-channel FET 12A through a series connection body of a resistor 14A and a Zener diode 15A. Similarly, the DR terminal of the control IC 11 is connected to the gate terminal of the N-channel FET 12B via a series connection body of a resistor 14B and a Zener diode 15B. A diode indicated by a broken line connected in reverse parallel to the P-channel FET 12A and the N-channel FET 12B is a parasitic diode of the FET. A Zener diode 16 indicated by a broken line is connected between the gate terminal and the source terminal of the N-channel FET 12B.

次に以上の構成におけるゲート回路１の動作について説明する。   Next, the operation of the gate circuit 1 having the above configuration will be described.

制御用ＩＣ１１はそのＩＮ端子に与えられた入力信号に応答してＤＲ端子から、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子間の電圧振幅を有するパルスを出力する。ＰチャネルＦＥＴ１２Ａ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｂから成るトーテムポール回路は制御用ＩＣ１１のＤＲ端子からのゲート制御出力信号を増幅し、抵抗１３Ａ、１３Ｂを介してＩＧＢＴ３のゲートを充放電する。抵抗１３Ａ及び１３Ｂを設けているのは、ＩＧＢＴ３のゲートの充電と放電を独立に制御するためであるが、充電時間と放電時間が同等で良い場合は抵抗１３Ａ及び１３Ｂを省略可能である。   The control IC 11 outputs a pulse having a voltage amplitude between the VCC terminal and the GND terminal from the DR terminal in response to the input signal applied to the IN terminal. A totem pole circuit composed of a P-channel FET 12A and an N-channel FET 12B amplifies a gate control output signal from the DR terminal of the control IC 11, and charges / discharges the gate of the IGBT 3 via the resistors 13A and 13B. The resistors 13A and 13B are provided in order to control the charging and discharging of the gate of the IGBT 3 independently, but the resistors 13A and 13B can be omitted when the charging time and the discharging time are equal.

抵抗１４ＡはＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲート抵抗となり、抵抗１４ＢはＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート抵抗となる。またツェナーダイオード１５Ａ及び１５Ｂがない場合、制御電源２Ａ及び２Ｂの直列回路の電圧が、たとえば１５Ｖ＋１５Ｖ＝３０Ｖとすると、ＰチャネルＦＥＴ１２ＡとＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート電圧は３０Ｖまで上昇する。通常ＦＥＴのゲート−ソース間電圧定格は±２０Ｖ程度が適切であるので、ツェナーダイオード１５Ａ及び１５Ｂによって電圧制限を行う。このとき（ツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧）＞（順バイアス電圧−ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧）となるようにツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧を選定する。   The resistor 14A becomes the gate resistance of the P-channel FET 12A, and the resistor 14B becomes the gate resistance of the N-channel FET 12B. If the Zener diodes 15A and 15B are not provided, and the voltage of the series circuit of the control power supplies 2A and 2B is, for example, 15V + 15V = 30V, the gate voltages of the P-channel FET 12A and the N-channel FET 12B rise to 30V. Usually, the gate-source voltage rating of the FET is appropriately about ± 20 V, so that the voltage is limited by the Zener diodes 15A and 15B. At this time, the breakdown voltage of the Zener diode 15A is selected so that (the breakdown voltage of the Zener diode 15A)> (forward bias voltage−gate threshold voltage of the P-channel FET 12A).

例えば、制御電源２Ａが１５Ｖ、制御電源２Ｂも１５Ｖで、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧が２Ｖとすると、ツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧の選定は１５Ｖ−２Ｖ＝１３Ｖ以上となる。これを例えば１４Ｖに選定したとき、制御電源２Ａ及び２Ｂの両方が正常の場合はＰチャネルＦＥＴ１２Ａを駆動する電圧は３０Ｖ−１４Ｖ＝１６Ｖとなる。   For example, if the control power supply 2A is 15V, the control power supply 2B is 15V, and the gate threshold voltage of the P-channel FET 12A is 2V, the selection of the breakdown voltage of the Zener diode 15A is 15V-2V = 13V or more. For example, when 14V is selected, when both the control power supplies 2A and 2B are normal, the voltage for driving the P-channel FET 12A is 30V-14V = 16V.

制御電源２Ｂが喪失した場合、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａを駆動する電圧は１５Ｖ−１４Ｖ＝１Ｖとなり、これはＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧２Ｖより小さくなるため、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａは駆動できなくなる。   When the control power supply 2B is lost, the voltage for driving the P-channel FET 12A is 15V-14V = 1V, which is lower than the gate threshold voltage 2V of the P-channel FET 12A, and the P-channel FET 12A cannot be driven.

このようにツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧を適切に選定すると、制御電源２Ｂによる逆バイアス電圧が喪失したとき、制御用ＩＣ１１の出力は制御電源２Ａによる順バイアス電圧の範囲となるため、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａの出力を停止させることができる。   When the breakdown voltage of the Zener diode 15A is appropriately selected in this way, when the reverse bias voltage by the control power supply 2B is lost, the output of the control IC 11 falls within the range of the forward bias voltage by the control power supply 2A. Output can be stopped.

また同様に、（ツェナーダイオード１５Ｂの降伏電圧）＜（順バイアス電圧−ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧）となるようにツェナーダイオード１５Ｂの降伏電圧を選定する。   Similarly, the breakdown voltage of the Zener diode 15B is selected so that (breakdown voltage of the Zener diode 15B) <(forward bias voltage−gate threshold voltage of the N-channel FET 12B).

制御電源２Ａが１５Ｖ、制御電源２Ｂが１５Ｖで、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧が２Ｖとすると、ツェナーダイオード１５Ｂの降伏電圧の選定は１５Ｖ−２Ｖ＝１３Ｖ以下となる。これを例えば１２Ｖに選定したとき、制御電源２Ａ及び２Ｂの両方が正常の場合はＮチャネルＦＥＴ１２Ａを駆動する電圧は３０Ｖ−１２Ｖ＝１８Ｖとなる。   When the control power supply 2A is 15V, the control power supply 2B is 15V, and the gate threshold voltage of the N-channel FET 12B is 2V, the selection of the breakdown voltage of the Zener diode 15B is 15V-2V = 13V or less. For example, when this is selected to be 12V, when both the control power supplies 2A and 2B are normal, the voltage for driving the N-channel FET 12A is 30V-12V = 18V.

制御電源２Ｂが喪失した場合、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂを駆動する電圧は１５Ｖ−１２Ｖ＝３Ｖとなり、これはＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧２Ｖ以上となるため、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂは駆動可能となる。   When the control power supply 2B is lost, the voltage for driving the N-channel FET 12B is 15V-12V = 3V, which is equal to or higher than the gate threshold voltage 2V of the N-channel FET 12B, so that the N-channel FET 12B can be driven.

このようにツェナーダイオード１５Ｂの降伏電圧を適切に選定することにより、制御電源２Ｂによる逆バイアス電圧が喪失したとき、制御用ＩＣ１１の出力は制御電源２Ａによる順バイアス電圧の範囲となるが、上記理由によりＮチャネルＦＥＴ１２Ｂの出力は可能な状態に保たれる。   By appropriately selecting the breakdown voltage of the Zener diode 15B in this way, when the reverse bias voltage by the control power supply 2B is lost, the output of the control IC 11 falls within the range of the forward bias voltage by the control power supply 2A. Thus, the output of the N-channel FET 12B is kept in a possible state.

以上述べたように、制御電源２Ｂによる逆バイアス電圧が喪失しても、ＩＧＢＴ３に対して順バイアス電圧を印加することを阻止し、逆バイアス電圧なしではあるがＮチャネルＦＥＴ１２ＢによりＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間はパルス状に低インピーダンスに保つことが可能となる。   As described above, even if the reverse bias voltage from the control power source 2B is lost, the forward bias voltage is prevented from being applied to the IGBT 3, and the gate-emitter of the IGBT 3 is formed by the N-channel FET 12B although there is no reverse bias voltage. It is possible to maintain a low impedance in the form of a pulse.

また、前述の説明で、制御電源２Ａと２Ｂが正常である場合に、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲート駆動電圧が定格に対してマージンが少なくなると考えられる場合は、ツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧を更に高く選定する。同様にＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート駆動電圧が定格に対してマージンが少なくなる場合は、図１に破線で示したツェナーダイオード１６によってＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート電圧をクランプさせるようにすれば、抵抗１４Ｂに発生するロスは若干増加するが、ＦＥＴ駆動の定格電圧に対するマージンを確保することが可能となる。   Further, in the above description, when the control power supplies 2A and 2B are normal and the gate drive voltage of the P-channel FET 12A is considered to have a smaller margin than the rating, the higher breakdown voltage of the Zener diode 15A is selected. To do. Similarly, when the gate drive voltage of the N-channel FET 12B has a small margin with respect to the rating, if the gate voltage of the N-channel FET 12B is clamped by the Zener diode 16 shown by the broken line in FIG. However, the margin for the rated voltage for driving the FET can be secured.

また、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート駆動電圧をクランプするツェナーダイオード１６を設けない別の方法としては、ＩＧＢＴ３に対する逆バイアス電圧を順バイアス電圧に対して小さめに設定するようにすれば良い。例えば制御電源２Ａの電圧が１５Ｖ、制御電源２Ｂの電圧が１０Ｖであれば、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂを駆動する電圧は２５Ｖ−１２Ｖ＝１３Ｖとなるので、ゲート駆動定格電圧に対してマージンが生まれる。   As another method not providing the Zener diode 16 for clamping the gate drive voltage of the N-channel FET 12B, the reverse bias voltage for the IGBT 3 may be set smaller than the forward bias voltage. For example, if the voltage of the control power supply 2A is 15V and the voltage of the control power supply 2B is 10V, the voltage for driving the N-channel FET 12B is 25V-12V = 13V, so a margin is generated with respect to the gate drive rated voltage.

尚、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａはツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧の選定によって動作電圧範囲が決定されるので、従来のように制御電圧２Ａ及び２Ｂの電圧が異常に低くなった場合を考慮して制御用ＩＣ１１の低電圧動作保証を行なう必要はない。従って、制御用ＩＣ１１は、ＩＮ端子に与えられた入力信号に応答してそのＤＲ端子をＶＣＣ端子とＧＮＤ端子との電圧の間でスイッチングすることができるような構成の、例えばＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタを組み合わせたトーテムポール回路などが適用できる。   Since the operating voltage range of the P-channel FET 12A is determined by the selection of the breakdown voltage of the Zener diode 15A, the control IC 11 of the control IC 11 is taken into consideration when the voltages of the control voltages 2A and 2B become abnormally low as in the prior art. There is no need to guarantee low voltage operation. Therefore, the control IC 11 can switch the DR terminal between the voltage of the VCC terminal and the GND terminal in response to the input signal applied to the IN terminal, for example, an NPN transistor and a PNP transistor. A totem pole circuit combining the above can be applied.

図２は本発明の実施例２に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、制御電源２Ｂの電圧を検出する電圧検出器１７、この電圧検出器１７で検出された電圧が基準値以下であれば、制御用ＩＣ１１の出力が常時オフとなるようなＯＦＦ指令を出力する比較回路１８を設けた点である。   FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a gate circuit of an insulated gate semiconductor device according to the second embodiment of the present invention. In the second embodiment, the same parts as those in the circuit configuration diagram of the gate circuit of the insulated gate semiconductor device according to the first embodiment shown in FIG. The difference between the second embodiment and the first embodiment is that the voltage detector 17 that detects the voltage of the control power supply 2B and the output of the control IC 11 is equal to the voltage detected by the voltage detector 17 if it is less than the reference value. The comparison circuit 18 is provided that outputs an OFF command that always turns off.

このように制御電源２Ｂの電圧監視を行い、電圧が基準値以下になったとき、制御用ＩＣ１１のＤＲ端子の出力を常時オフ状態に保持すれば、前述のパルス状の低インピーダンス状態は連続的な低インピーダンス状態となるので、より信頼性高くＩＧＢＴ３をオフに保つことが可能となる。   If the voltage of the control power supply 2B is monitored in this way and the output of the DR terminal of the control IC 11 is always kept off when the voltage is below the reference value, the aforementioned pulsed low impedance state is continuous. Therefore, the IGBT 3 can be kept off with higher reliability.

図３は本発明の実施例３に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図である。この実施例３の各部について、図１の実施例１に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート端子と制御電源２Ａの正極間に抵抗１９を設けるようにした点、またＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート−ソース間に接続されたツェナーダイオード１６は本実施例では必要となるので実線記載とした点である。   3 is a circuit configuration diagram of a gate circuit of an insulated gate semiconductor device according to a third embodiment of the present invention. In the third embodiment, the same parts as those in the circuit configuration diagram of the gate circuit of the insulated gate semiconductor device according to the first embodiment shown in FIG. The third embodiment differs from the first embodiment in that a resistor 19 is provided between the gate terminal of the N-channel FET 12B and the positive electrode of the control power source 2A, and a Zener connected between the gate and source of the N-channel FET 12B. Since the diode 16 is necessary in this embodiment, it is indicated by a solid line.

次に動作について説明する。実施例１の場合と同様に制御用ＩＣ１１はそのＩＮ端子に与えられた入力信号に応答してそのＤＲ端子をＶＣＣ端子とＧＮＤ端子との電圧の間でスイッチングする。ＰチャネルＦＥＴ１２ＡとＮチャネルＦＥＴ１２Ｂからなるトーテムポール型回路は制御用ＩＣ１１のＤＲ端子からの出力信号を増幅し、抵抗１３Ａ及び１３Ｂを介してＩＧＢＴ３のゲートを充放電する。実施例１の場合と同様に抵抗１４ＡはＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲート抵抗となり、抵抗１４ＢはＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート抵抗となる。またツェナーダイオード１５Ａ及び１５ＢはＦＥＴのゲート−ソース間電圧を制限する。この実施例２においても（ツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧）＞（順バイアス電圧−ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧）と設定する。   Next, the operation will be described. As in the case of the first embodiment, the control IC 11 switches its DR terminal between the voltages of the VCC terminal and the GND terminal in response to an input signal applied to its IN terminal. A totem pole type circuit composed of a P-channel FET 12A and an N-channel FET 12B amplifies an output signal from the DR terminal of the control IC 11, and charges / discharges the gate of the IGBT 3 via the resistors 13A and 13B. As in the first embodiment, the resistor 14A becomes the gate resistance of the P-channel FET 12A, and the resistor 14B becomes the gate resistance of the N-channel FET 12B. Zener diodes 15A and 15B limit the gate-source voltage of the FET. Also in the second embodiment, (the breakdown voltage of the Zener diode 15A)> (forward bias voltage−gate threshold voltage of the P-channel FET 12A) is set.

制御電源２Ａが１５Ｖ、制御電源２Ｂが１５Ｖで、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧が２Ｖとすると、ツェナーダイオード１５Ａの選定は１５Ｖ−２Ｖ＝１３Ｖ以上となる。これを１４Ｖとすれば、制御電源２Ａ及び２Ｂの両方が正常の場合はＰチャネルＦＥＴ１２Ａを駆動する電圧は３０Ｖ−１４Ｖ＝１６Ｖとなり、この電圧で駆動可能となる。   Assuming that the control power supply 2A is 15V, the control power supply 2B is 15V, and the gate threshold voltage of the P-channel FET 12A is 2V, the selection of the Zener diode 15A is 15V-2V = 13V or more. If this is 14V, when both the control power supplies 2A and 2B are normal, the voltage for driving the P-channel FET 12A is 30V-14V = 16V, and this voltage can be used for driving.

制御電源２Ｂが喪失した場合、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａを駆動する電圧は１５Ｖ−１４Ｖ＝１Ｖ＜ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのゲートしきい値電圧となるために、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａは駆動できなくなる。   When the control power supply 2B is lost, the voltage for driving the P-channel FET 12A is 15V-14V = 1V <the gate threshold voltage of the P-channel FET 12A, and the P-channel FET 12A cannot be driven.

このようにツェナーダイオード１５Ａを選定することにより、実施例１の場合と同様に制御電源２Ｂによる逆バイアス電圧が喪失したとき、制御用ＩＣ１１の出力は制御電源２Ａによる順バイアス電圧の範囲となり、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａの出力を停止させることができる。   By selecting the Zener diode 15A in this way, when the reverse bias voltage by the control power source 2B is lost as in the first embodiment, the output of the control IC 11 becomes the range of the forward bias voltage by the control power source 2A. The output of the channel FET 12A can be stopped.

本実施例においてもツェナーダイオード１４Ｂの降伏電圧の設定は実施例１ほど厳密でなくてよく、例えばツェナーダイオード１４Ｂの降伏電圧をツェナーダイオード１４Ａのそれと合わせ１４Ｖとしておく。   Also in this embodiment, the setting of the breakdown voltage of the Zener diode 14B may not be as strict as in the first embodiment. For example, the breakdown voltage of the Zener diode 14B is set to 14 V together with that of the Zener diode 14A.

制御電源２Ａが１５Ｖ、制御電源２Ｂが１５Ｖで、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧が２Ｖとすると、制御電源２Ａと２Ｂの両方が正常の場合はＮチャネルＦＥＴ１２Ｂの駆動電圧は３０Ｖ−１４Ｖ＝１６Ｖとなり、この電圧で駆動可能となる。   If the control power supply 2A is 15V, the control power supply 2B is 15V, and the gate threshold voltage of the N-channel FET 12B is 2V, when both the control power supplies 2A and 2B are normal, the drive voltage of the N-channel FET 12B is 30V-14V = It becomes 16V and can be driven with this voltage.

抵抗１９は抵抗１４Ｂに比べて十分に高抵抗（例えば抵抗１４Ａ及び１４Ｂは数十Ω〜数百Ωに対し、抵抗１９は数ｋΩ〜数十ｋΩとする。）に選定しておくと、制御ＩＣ１１のＤＲ端子でのスイッチングがＧＮＤ出力を出している場合でも十分にＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのオフ動作が可能となる。また制御電源２Ａの正極の電位までＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートが上昇するので、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート電圧をツェナーダイオード１６でクランプする。これによりＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート駆動電圧の最終値はツェナーダイオード１６の降伏電圧となる。従って、例えばツェーダイオード１６の降伏電圧をツェーダイオード１５Ａ、１５Ｂと同じとすることによって部品の共通化を図ることが可能になる。   If the resistor 19 is selected to be sufficiently higher than the resistor 14B (for example, the resistors 14A and 14B are several tens of Ω to several hundreds Ω, and the resistor 19 is several kΩ to several tens of kΩ). Even when switching at the DR terminal of the IC 11 outputs a GND output, the N-channel FET 12B can be sufficiently turned off. Further, since the gate of the N channel FET 12B rises to the positive potential of the control power supply 2A, the gate voltage of the N channel FET 12B is clamped by the Zener diode 16. Thereby, the final value of the gate drive voltage of the N-channel FET 12B becomes the breakdown voltage of the Zener diode 16. Therefore, for example, by making the breakdown voltage of the tether diode 16 the same as that of the tether diodes 15A and 15B, it is possible to share components.

制御電源２Ｂが喪失した場合、ツェナーダイオード１５Ｂの降伏電圧とツェナーダイオード１５Ａの降伏電圧が等しければ、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂを駆動する電圧は、１５Ｖ−１４Ｖ＝１Ｖ＜ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧となるために、制御用ＩＣ１１より供給される電圧ではＮチャネルＦＥＴ１２Ｂは駆動できなくなるが、抵抗１９によって制御電源２Ａ側の正電圧が供給されるため、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂは駆動可能となる。   When the control power supply 2B is lost, if the breakdown voltage of the Zener diode 15B and the breakdown voltage of the Zener diode 15A are equal, the voltage for driving the N-channel FET 12B is 15V-14V = 1V <the gate threshold voltage of the N-channel FET 12B. Therefore, the N-channel FET 12B cannot be driven by the voltage supplied from the control IC 11, but since the positive voltage on the control power supply 2A side is supplied by the resistor 19, the N-channel FET 12B can be driven.

よって、制御電源２Ｂによる逆バイアス電圧が喪失しても、制御用ＩＣ１１の出力に拘わらずＮチャネルＦＥＴ１２Ｂの出力が可能であるため、ＩＧＢＴ３に対して順バイアスを印加することを阻止し、逆バイアス電圧なしではあるがＮチャネルＦＥＴ１２ＢによりＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間を連続的に低インピーダンスに保つことが可能となる。   Therefore, even if the reverse bias voltage from the control power supply 2B is lost, the output of the N-channel FET 12B is possible regardless of the output of the control IC 11. Therefore, the forward bias is prevented from being applied to the IGBT 3, and the reverse bias is prevented. Although there is no voltage, the N-channel FET 12B can keep the impedance between the gate and the emitter of the IGBT 3 continuously low.

更に、制御電源２Ａと２Ｂの両者が喪失したとき、ＩＧＢＴ３の主電源が生きていれば、ＩＧＢＴ３のコレクタ−ゲート間の寄生容量によりゲート電圧が上昇するようになるが、抵抗１３Ａ−ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのドレイン−ソース間の寄生ダイオード−抵抗１９のルートでＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートにも電圧が印加されるようになるため、ＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間電圧はＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートしきい値電圧（２Ｖ）＋ＰチャネルＦＥＴ１２Ａの寄生ダイオードのＶＦ（０．６Ｖ）＝２．６Ｖ程度でクランプされる。   Further, when both the control power supplies 2A and 2B are lost, if the main power supply of the IGBT 3 is alive, the gate voltage increases due to the parasitic capacitance between the collector and the gate of the IGBT 3, but the resistor 13A-P channel FET 12A Since the voltage is also applied to the gate of the N-channel FET 12B through the root of the parasitic diode-resistor 19 between the drain and source of the IGBT 3, the gate-emitter voltage of the IGBT 3 is the gate threshold voltage (2V) of the N-channel FET 12B. ) + P channel FET12A parasitic diode is clamped at about VF (0.6V) = 2.6V.

また、制御用ＩＣ１１のＶＣＣ端子−ＧＮＤ端子間にＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間電圧が印加され、ＤＲ端子からの出力がオン信号に切り換わっても、ＰチャネルＦＥＴ１２Ａはツェナーダイオード１５Ａで切り離されているために、誤オンを出力することはない。更に、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂの駆動電圧を供給するルートを形成するためにＰチャネルＦＥＴ１２Ａの寄生ダイオードを使用するが、通常ＦＥＴの寄生ダイオードの順電流はＦＥＴの順方向オン電流と同等の電流耐量を保持しているため、パルス電流を出力するＰチャネルＦＥＴ１２Ｂ用に新たなダイオードを付加する必要はなく、低コストでＩＧＢＴ３の誤点弧防止が達成できる。   Even when the gate-emitter voltage of the IGBT 3 is applied between the VCC terminal and the GND terminal of the control IC 11 and the output from the DR terminal is switched to the ON signal, the P-channel FET 12A is disconnected by the Zener diode 15A. Therefore, no erroneous ON is output. Furthermore, the parasitic diode of the P-channel FET 12A is used to form a route for supplying the driving voltage for the N-channel FET 12B, but the forward current of the parasitic diode of the FET normally maintains the current withstand capability equivalent to the forward on-current of the FET. Therefore, it is not necessary to add a new diode for the P-channel FET 12B that outputs the pulse current, and the erroneous ignition prevention of the IGBT 3 can be achieved at low cost.

また制御ＩＣ１１は、ＩＮ端子に与えられた入力信号に応答してそのＤＲ端子をＶＣＣ端子とＧＮＤ端子との電圧の間でスイッチングすることができるような構成の例えばＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタを組み合わせたトーテムポール回路などが適用できることは実施例１の場合と同様である。   In addition, the control IC 11 combines, for example, an NPN transistor and a PNP transistor configured to be able to switch the DR terminal between the voltage of the VCC terminal and the GND terminal in response to the input signal applied to the IN terminal. As in the case of the first embodiment, a totem pole circuit can be applied.

図４は本発明の実施例４に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図である。この実施例４の各部について、図３の実施例３に係る絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例４が実施例３と異なる点は、ゲート回路１の出力側にトーテムポール型増幅回路１Ａを設け、ゲート回路１はこのトーテムポール型増幅回路１Ａと並列にＩＧＢＴ３を駆動するように構成した点である。   FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a gate circuit of an insulated gate semiconductor device according to the fourth embodiment of the present invention. In the fourth embodiment, the same parts as those in the circuit configuration diagram of the gate circuit of the insulated gate semiconductor device according to the third embodiment shown in FIG. The fourth embodiment is different from the third embodiment in that a totem pole type amplifier circuit 1A is provided on the output side of the gate circuit 1, and the gate circuit 1 is configured to drive the IGBT 3 in parallel with the totem pole type amplifier circuit 1A. This is the point.

トーテムポール型増幅回路１Ａの内部構成は次の通りである。   The internal configuration of the totem pole type amplifier circuit 1A is as follows.

ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのソース端子は制御電源２Ａの正極に接続され、ドレイン端子は、抵抗１３Ｃを介してＩＧＢＴ３のゲートに接続されている。同様に、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｄのソース端子は制御電源２Ｂの負極に接続され、ドレイン端子は、抵抗１３Ｄを介してＩＧＢＴ３のゲートに接続されている。従って、ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃ、抵抗１３Ｃ、抵抗１３Ｄ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｄで構成される直列回路はトーテムポール接続されている。   The source terminal of the P-channel FET 12C is connected to the positive electrode of the control power supply 2A, and the drain terminal is connected to the gate of the IGBT 3 via the resistor 13C. Similarly, the source terminal of the N-channel FET 12D is connected to the negative electrode of the control power supply 2B, and the drain terminal is connected to the gate of the IGBT 3 via the resistor 13D. Therefore, the series circuit composed of the P-channel FET 12C, the resistor 13C, the resistor 13D, and the N-channel FET 12D is totem-pole connected.

制御用ＩＣ１１のＤＲ端子は、抵抗１４Ｃとツェナーダイオード１５Ｃの直列接続体を介してＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのゲート端子に接続されている。この直列接続体に並列に、ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのゲート端子に電流を流す方向にダイオード２０Ａが接続されている。同様に、制御用ＩＣ１１のＤＲ端子は、抵抗１４Ｄとツェナーダイオード１５Ｄの直列接続体を介してＮチャネルＦＥＴ１２Ｄのゲート端子に接続されている。この直列接続体に並列に、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｄのゲート端子から電流が流れ出す方向にダイオード２０Ｂが接続されている。ＰチャネルＦＥＴ１２ＣＡ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｄに逆並列接続されている破線で示したダイオードはＦＥＴの寄生ダイオードである。また、破線で示したツェナーダイオード１６ＡがＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート端子とソース端子間に、抵抗１９ＡがＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート端子と制御電源２Ａの正極間に夫々接続されている。   The DR terminal of the control IC 11 is connected to the gate terminal of the P-channel FET 12C via a series connection body of a resistor 14C and a Zener diode 15C. In parallel with the series connection body, a diode 20A is connected in a direction in which a current flows to the gate terminal of the P-channel FET 12C. Similarly, the DR terminal of the control IC 11 is connected to the gate terminal of the N-channel FET 12D through a series connection body of a resistor 14D and a Zener diode 15D. In parallel with this series connection body, a diode 20B is connected in a direction in which current flows from the gate terminal of the N-channel FET 12D. A diode indicated by a broken line connected in reverse parallel to the P-channel FET 12CA and the N-channel FET 12D is a parasitic diode of the FET. A Zener diode 16A indicated by a broken line is connected between the gate terminal and the source terminal of the N-channel FET 12B, and a resistor 19A is connected between the gate terminal of the N-channel FET 12B and the positive electrode of the control power supply 2A.

次に動作について説明する。実施例３の場合と同様、制御用ＩＣ１１はそのＩＮ端子に与えられた入力信号に応答してＤＲ端子から、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子間の電圧振幅を有するパルスを出力する。ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃ及びＮチャネルＦＥＴ１２Ｄから成るトーテムポール回路は制御用ＩＣ１１のＤＲ端子からの出力信号を増幅し、抵抗１３Ｃ及び１３Ｄを介してＩＧＢＴ３のゲートを充放電する。   Next, the operation will be described. As in the case of the third embodiment, the control IC 11 outputs a pulse having a voltage amplitude between the VCC terminal and the GND terminal from the DR terminal in response to the input signal applied to the IN terminal. A totem pole circuit composed of a P-channel FET 12C and an N-channel FET 12D amplifies an output signal from the DR terminal of the control IC 11, and charges and discharges the gate of the IGBT 3 through the resistors 13C and 13D.

トーテムポール型増幅回路１Ａの動作において、抵抗１４Ｃ＞抵抗１４Ａとなるように選定すれば、ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃの動作タイミングをＰチャネルＦＥＴ１２Ａの動作より遅らせ、抵抗１３Ａ＞抵抗１３Ｃと選定することによりＩＧＢＴ３のターンオンタイミングにおいて、ＩＧＢＴ３のしきい値電圧を超えてターンオンするまでは緩やかなゲート充電を行いターンオン時ＩＧＢＴ３の主電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を緩やかにして、その後は低インピーダンスで順方向電圧にゲート−エミッタ間電圧を固定するような動作を行わせることができる。   In the operation of the totem pole type amplifier circuit 1A, if the resistance 14C> the resistance 14A is selected, the operation timing of the P-channel FET 12C is delayed from the operation of the P-channel FET 12A, and the resistance 13A> the resistance 13C is selected. At the turn-on timing, the gate 3 is gradually charged until it turns on exceeding the threshold voltage of the IGBT 3, and the main current change rate (di / dt) of the IGBT 3 at the turn-on is moderated. An operation for fixing the gate-emitter voltage can be performed.

ターンオフ時には、抵抗１４Ｃ＞抵抗１４ＡであるためＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのゲート放電が遅くなるのを防ぐ目的でダイオード２０Ａが挿入されている。また抵抗１４Ｄ＞抵抗１４Ｂと選定すれば、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｄの動作タイミングをＮチャネルＦＥＴ１２Ｂの動作より遅らせ、抵抗１３Ｂ＞抵抗１３ＤとすることでＩＧＢＴ３のターンオフタイミングでのＩＧＢＴ３Ａのしきい値電圧を超えてターンオフするまでは緩やかなゲート放電を行いターンオフ時ＩＧＢＴ３の主電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）を緩やかにして、その後は低インピーダンスで逆方向電圧にゲート−エミッタ間電圧を固定するような動作を行わせることができる。またターンオン時には抵抗Ｒ１４Ｄ＞Ｒ１４ＢであるためＮチャネルＦＥＴ１２Ｄのゲート放電が遅くなるのを防ぐ目的でダイオード２０Ｂが挿入されている。   At the time of turn-off, since the resistance 14C> the resistance 14A, the diode 20A is inserted for the purpose of preventing the gate discharge of the P-channel FET 12C from being delayed. If the resistor 14D> resistor 14B is selected, the operation timing of the N-channel FET 12D is delayed from the operation of the N-channel FET 12B, and the resistor 13B> resistor 13D is set to exceed the threshold voltage of the IGBT 3A at the turn-off timing of the IGBT 3. A gentle gate discharge is performed until the turn-off, the main voltage change rate (dv / dt) of the IGBT 3 is moderated at the turn-off, and thereafter, an operation of fixing the gate-emitter voltage to a reverse voltage with a low impedance is performed. Can be made. Further, at the time of turn-on, since the resistance R14D> R14B, the diode 20B is inserted for the purpose of preventing the gate discharge of the N-channel FET 12D from being delayed.

尚、図４においては、ゲート回路１の出力で直接ＩＧＢＴ３のゲートを駆動するようにしているが、抵抗１３Ａと１３Ｂのバランスによって充放電時間を決定しにくい場合があるので、その場合はゲート抵抗を介してＩＧＢＴ３を駆動するようにすれば良い。   In FIG. 4, the gate of the IGBT 3 is directly driven by the output of the gate circuit 1, but it may be difficult to determine the charge / discharge time depending on the balance of the resistors 13A and 13B. The IGBT 3 may be driven via the.

ここで、トーテムポール型増幅回路１Ａにおけるツェナーダイオードの降伏電圧の設定は、実施例１の場合と同様に（ツェナーダイオード１５Ｃの降伏電圧）＞（順バイアス電圧−ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのゲートしきい値電圧）、（ツェナーダイオード１５Ｄの降伏電圧）＞（順バイアス電圧−ＰチャネルＦＥＴ１２Ｃのゲートしきい値電圧）とする。   Here, the breakdown voltage of the Zener diode in the totem pole type amplifier circuit 1A is set in the same manner as in the first embodiment (the breakdown voltage of the Zener diode 15C)> (forward bias voltage−gate threshold voltage of the P-channel FET 12C). ), (Breakdown voltage of Zener diode 15D)> (forward bias voltage−gate threshold voltage of P-channel FET 12C).

また、実施例３の場合と同様に抵抗１９は抵抗１４Ｂより十分に高抵抗（抵抗１４Ａと１４Ｂは数十Ω〜数百Ωに対して抵抗１９は数ｋΩ〜数十ｋΩ）を選定しておけば、制御ＩＣ１１のＤＲ端子でのスイッチングがＧＮＤ出力を出している場合でも十分にＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのオフ動作が可能となる。また制御電源２Ａの正極の電位までＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート電位が上昇するので、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート電圧をツェナーダイオード１６でクランプする。よってＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲート駆動電圧の最終値はツェナーダイオード１６の降伏電圧となる。   Similarly to the case of the third embodiment, the resistance 19 is selected to be sufficiently higher than the resistance 14B (the resistances 14A and 14B are several tens of ohms to several hundreds ohms, and the resistance 19 is several kΩ to several tens of kohms). In this case, even when switching at the DR terminal of the control IC 11 outputs the GND output, the N-channel FET 12B can be sufficiently turned off. Further, since the gate potential of the N-channel FET 12B rises to the positive potential of the control power supply 2A, the gate voltage of the N-channel FET 12B is clamped by the Zener diode 16. Therefore, the final value of the gate drive voltage of the N-channel FET 12B is the breakdown voltage of the Zener diode 16.

上記の構成において、制御電源２Ｂが喪失した場合、実施例３で説明したとおり、制御用ＩＣ１１より供給される電圧ではＮチャネルＦＥＴ１２Ｂは駆動できなくなるが、抵抗１９より制御電圧２Ａ側の電圧が供給されるため、ＮチャネルＦＥＴ１２Ｂは駆動可能となる。   In the above configuration, when the control power supply 2B is lost, as described in the third embodiment, the N-channel FET 12B cannot be driven by the voltage supplied from the control IC 11, but the voltage on the control voltage 2A side is supplied from the resistor 19 Therefore, the N-channel FET 12B can be driven.

更に制御電源２Ａ及び２Ｂの両方が喪失した場合においても、ＩＧＢＴ３の主電源が生きている場合には、抵抗１３Ａ−ＰチャネルＦＥＴ１２Ａのドレイン−ソース間の寄生ダイオード−抵抗１９のルートでＮチャネルＦＥＴ１２Ｂのゲートにも電圧が印加されるようになるために、ＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間電圧を２．６Ｖ程度でクランプ可能となることは実施例３の場合と同様である。   Further, even when both of the control power supplies 2A and 2B are lost, if the main power supply of the IGBT 3 is alive, the N-channel FET 12B in the route of the parasitic diode-resistor 19 between the drain and the source of the resistor 13A-P channel FET 12A is used. Since the voltage is also applied to the gates of the first and second gates, the gate-emitter voltage of the IGBT 3 can be clamped at about 2.6 V as in the case of the third embodiment.

トーテムポール型増幅回路１Ａにおける抵抗１９Ａとツェナーダイオード１６Ａは破線で記載しているが、これを併用する場合は抵抗１９Ａの抵抗値と抵抗１９の抵抗値を等しくし、ツェナーダイオード１６Ａの降伏電圧とツェナーダイオード１６の降伏電圧を等しくしておけば、連続的に更に信頼性高くＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間を低インピーダンスに保つ効果が得られる。   The resistor 19A and the Zener diode 16A in the totem pole type amplifier circuit 1A are indicated by broken lines. However, when this is used together, the resistance value of the resistor 19A is equal to the resistance value of the resistor 19, and the breakdown voltage of the Zener diode 16A is If the breakdown voltage of the Zener diode 16 is made equal, the effect of maintaining a low impedance between the gate and the emitter of the IGBT 3 continuously with higher reliability can be obtained.

尚、ゲート回路１における抵抗１９とツェナーダイオード１６による効果はトーテムポール型増幅回路１Ａにおける抵抗１９Ａとツェナーダイオード１６Ａの効果と同等であるので、図４の回路構成において、抵抗１９とツェナーダイオード１６を省き、抵抗１９Ａとツェナーダイオード１６Ａによって上述したようにＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間を低インピーダンスに保つようにしても良い。   Since the effect of the resistor 19 and the Zener diode 16 in the gate circuit 1 is equivalent to the effect of the resistor 19A and the Zener diode 16A in the totem pole type amplifier circuit 1A, the resistor 19 and the Zener diode 16 in the circuit configuration of FIG. It may be omitted and the resistor 19A and the Zener diode 16A may keep the impedance between the gate and the emitter of the IGBT 3 at a low impedance as described above.

図４は所謂２段ゲートのゲート回路を示しているが、ゲートの段数が３段になっても、何れかの段のＮチャネルＦＥＴのゲートをツェナーダイオードで電圧クランプし、また、正側電源の正極に抵抗を介して接続するようにすれば、同様にＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間を低インピーダンスに保つことが可能になる。   FIG. 4 shows a so-called two-stage gate circuit. Even if the number of gate stages is three, the gate of the N-channel FET of any stage is voltage clamped with a Zener diode, and the positive power supply Similarly, it is possible to maintain a low impedance between the gate and the emitter of the IGBT 3 by connecting to the positive electrode of the IGBT 3 via a resistor.

以上説明した実施例１乃至実施例４においては、ＩＧＢＴ３の主回路構成をブリッジ接続と例示したが、ハーフブリッジ型でインバータを構成しても、３相ブリッジ構成でも同様に適用することができ同等の効果を得ることができる。また、直列接続などを行うブリッジ構成でもまったく同様に適用することができ同等の効果を得ることができる。また、上記実施例では制御対象をＩＧＢＴとしたが、同様なＭＯＳゲート入力のパワーデバイスに対しても同様に適用することができ同等の効果を奏する。従って、本願明細書におけるＩＧＢＴは、これと同様に動作する絶縁ゲート型半導体素子を全て含むものとする。   In the first to fourth embodiments described above, the main circuit configuration of the IGBT 3 is exemplified as the bridge connection. However, the present invention can be similarly applied to a half-bridge type inverter and a three-phase bridge configuration. The effect of can be obtained. In addition, a bridge configuration in which series connection or the like is performed can be applied in exactly the same manner, and an equivalent effect can be obtained. In the above embodiment, the control target is IGBT, but it can be similarly applied to a power device having a similar MOS gate input, and an equivalent effect can be obtained. Therefore, the IGBT in this specification includes all insulated gate semiconductor elements that operate in the same manner.

本発明の実施例１に係るゲート駆動回路の回路構成図。1 is a circuit configuration diagram of a gate drive circuit according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 本発明の実施例２に係るゲート駆動回路の回路構成図。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a gate drive circuit according to a second embodiment of the present invention. 本発明の実施例３に係るゲート駆動回路の回路構成図。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a gate drive circuit according to a third embodiment of the present invention. 本発明の実施例４に係るゲート駆動回路の回路構成図。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a gate drive circuit according to a fourth embodiment of the present invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ ゲート回路
１Ａ トーテムポール型増幅回路
２Ａ、２Ｂ 制御電源
３ ＩＧＢＴ
４ フライホイールダイオード
１１ 制御用ＩＣ
１２Ａ、１２Ｃ ＰチャネルＦＥＴ
１２Ｂ、１２Ｄ ＮチャネルＦＥＴ
１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、１３Ｄ 抵抗
１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｄ 抵抗
１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄ ツェナーダイオード
１６、１６Ａ ツェナーダイオード
１７ 電圧検出器
１８ 比較回路
１９、１９Ａ 抵抗

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Gate circuit 1A Totem pole type amplifier circuit 2A, 2B Control power supply 3 IGBT
4 Flywheel diode 11 Control IC
12A, 12C P-channel FET
12B, 12D N-channel FET
13A, 13B, 13C, 13D Resistors 14A, 14B, 14C, 14D Resistors 15A, 15B, 15C, 15D Zener diode 16, 16A Zener diode 17 Voltage detector 18 Comparison circuit 19, 19A Resistor

Claims (5)

ソース電極が正側電源の正極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＰチャネルＦＥＴと、
ソース電極が前記正側電源と直列に接続された負側電源の負極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＮチャネルＦＥＴと、
前記正側電源の正極と前記負側電源の負極から制御電圧の供給を受け、指令に従って前記制御電圧の振幅を持つゲート制御パルスを出力するゲート制御パルス発生手段と、
前記ゲート制御パルス発生手段の出力と前記ＰチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、アノードが前記ゲート制御パルス発生手段の出力側に接続された第１のツェナーダイオードと第１の抵抗から成る第１の直列回路と、
前記ゲート制御パルス発生手段の出力と前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、カソードが前記ゲート制御パルス発生手段の出力側に接続された第２のツェナーダイオードと第２の抵抗から成る第２の直列回路と
を具備し、
前記第１のツェナーダイオードの降伏電圧は、前記正側電源の電圧から前記ＰチャネルＦＥＴのゲートしきい値電圧を減算した値より大きく選定し、
前記第２のツェナーダイオードの降伏電圧は、前記負正電源の電圧から前記ＮチャネルＦＥＴのゲートしきい値電圧を減算した値より小さく選定するようにしたことを特徴とする絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路。 A P-channel FET having a source electrode connected to the positive electrode of the positive power supply and a drain electrode connected to the gate electrode of the insulated gate semiconductor element;
An N-channel FET having a source electrode connected to a negative electrode of a negative power source connected in series with the positive power source, and a drain electrode connected to a gate electrode of an insulated gate semiconductor element;
A gate control pulse generating means for receiving a control voltage from a positive electrode of the positive power source and a negative electrode of the negative power source and outputting a gate control pulse having an amplitude of the control voltage according to a command;
A first Zener diode, which is provided between the output of the gate control pulse generating means and the gate electrode of the P-channel FET and whose anode is connected to the output side of the gate control pulse generating means, and a first resistor. A series circuit of
A second Zener diode is provided between the output of the gate control pulse generating means and the gate electrode of the N-channel FET and has a cathode connected to the output side of the gate control pulse generating means and a second resistor. A series circuit of
The breakdown voltage of the first Zener diode is selected to be larger than the value obtained by subtracting the gate threshold voltage of the P-channel FET from the voltage of the positive power supply,
The breakdown voltage of the second Zener diode is selected to be smaller than a value obtained by subtracting the gate threshold voltage of the N-channel FET from the voltage of the negative and positive power supply. Gate circuit. 前記負側電源の電圧が所定値以下となったとき、前記ゲート制御パルス発生手段の出力をオフ状態にホールドするようにしたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路。   2. The gate of an insulated gate semiconductor device according to claim 1, wherein when the voltage of the negative power source becomes a predetermined value or less, the output of the gate control pulse generating means is held in an off state. circuit. 前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極にカソードを、ソース電極にアノードを接続した第３のツェナーダイオードと、
前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極と前記正側電源の正極間に接続された第３の抵抗と
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路。 A third Zener diode having a cathode connected to the gate electrode of the N-channel FET and an anode connected to the source electrode;
2. The gate circuit for an insulated gate semiconductor device according to claim 1, further comprising a third resistor connected between a gate electrode of the N-channel FET and a positive electrode of the positive power supply. 前記負側電源の電圧喪失時に、前記絶縁ゲート型半導体素子のゲート−エミッタ間を連続的に低インピーダンスとし、
且つ前記正側及び負側電源の喪失時に、前記絶縁ゲート型半導体素子のゲート−エミッタ間をゲートしきい値電圧以下にクランプ可能となるように前記第３の抵抗の値及び前記第３のツェナーダイオードの降伏電圧を選定したことを特徴とする請求項３に記載の絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路。 When the voltage of the negative power supply is lost, the gate-emitter of the insulated gate semiconductor device is continuously set to low impedance,
In addition, when the positive and negative power supplies are lost, the value of the third resistor and the third Zener so that the gate-emitter of the insulated gate semiconductor element can be clamped to a gate threshold voltage or less. 4. The gate circuit for an insulated gate semiconductor device according to claim 3, wherein a breakdown voltage of the diode is selected. ソース電極が正側電源の正極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＰチャネルＦＥＴと、
ソース電極が前記正側電源と直列に接続された負側電源の負極に接続され、ドレイン電極が絶縁ゲート型半導体素子のゲート電極に接続されたＮチャネルＦＥＴと、
入力端と前記ＰチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、アノードが前記入力端側に接続された第１のツェナーダイオードと第１の抵抗から成る第１の直列回路と、
前記入力端と前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極間に設けられ、カソードが前記入力端側に接続された第２のツェナーダイオードと第２の抵抗から成る第２の直列回路と
から成るトーテムポール型増幅回路複数個と、
前記正側電源の正極と前記負側電源の負極から制御電圧の供給を受け、指令に従って前記制御電圧の振幅を持つゲート制御パルスを出力して各々の前記トーテムポール型増幅回路の入力端に供給するゲート制御パルス発生手段と
を具備し、
前記複数個のトーテムポール型増幅回路の少なくとも１つに
当該トーテムポール型増幅回路を構成する前記ＮチャネルＦＥＴのゲート電極にカソードを、ソース電極にアノードを接続した第３のツェナーダイオードと、
当該ＮチャネルＦＥＴのゲート電極と前記正側電源の正極間に接続された第３の抵抗と
を設けたことを特徴とする絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路。 A P-channel FET having a source electrode connected to the positive electrode of the positive power supply and a drain electrode connected to the gate electrode of the insulated gate semiconductor element;
An N-channel FET having a source electrode connected to a negative electrode of a negative power source connected in series with the positive power source, and a drain electrode connected to a gate electrode of an insulated gate semiconductor element;
A first series circuit including a first Zener diode and a first resistor provided between an input terminal and a gate electrode of the P-channel FET and having an anode connected to the input terminal side ;
A totem pole type amplifier comprising a second Zener diode provided between the input terminal and the gate electrode of the N-channel FET and having a cathode connected to the input terminal side and a second series circuit composed of a second resistor. Multiple circuits,
The control voltage is supplied from the positive electrode of the positive power source and the negative electrode of the negative power source, and a gate control pulse having the amplitude of the control voltage is output according to the command and supplied to the input terminal of each totem pole type amplifier circuit And a gate control pulse generating means for
A third Zener diode having a cathode connected to a gate electrode and an anode connected to a source electrode of the N-channel FET constituting the totem pole amplifier circuit in at least one of the plurality of totem pole amplifier circuits;
A gate circuit for an insulated gate semiconductor element, comprising: a third resistor connected between a gate electrode of the N-channel FET and a positive electrode of the positive power supply.
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