JP4720722B2 - Hysteresis comparator circuit and power supply switching circuit - Google Patents
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Description
本発明は、2系統の電圧を比較してそれぞれの電源を切り替えるためのコンパレータ回路、特にヒステリシス特性を持たせたヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路に関する。 The present invention relates to a comparator circuit for comparing two systems of voltages and switching each power source, and more particularly to a hysteresis comparator circuit and a power source switching circuit having hysteresis characteristics.
バッテリーなどの内部電源で動作する携帯電子機器にACアダプターなどの外部電源を接続し、その外部電源から携帯電子機器に電力を供給するように内部電源を切り離すような場合、それらの電源を切り替える電源切り替え回路が必要となる。そこで、2系統の電圧を比較してMOSスイッチをオン(ON)、オフ(OFF)することにより電源を切り替えることが提案されている(例えば、特許文献1参照。)。図4はこのような従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。 When an external power source such as an AC adapter is connected to a portable electronic device that operates on an internal power source such as a battery, and the internal power source is disconnected so that power is supplied from the external power source to the portable electronic device, the power source that switches between these power sources A switching circuit is required. Therefore, it has been proposed to switch the power supply by comparing two systems of voltages and turning the MOS switch on and off (see, for example, Patent Document 1). FIG. 4 is a diagram showing the configuration of such a conventional power supply switching circuit.
図4に示す電源切り替え回路は、バッテリー電圧Vbatが入力される入力ノードT1にドレイン(D)が接続されたPチャネルのMOSトランジスタQ101と、アダプター電圧Vadpが入力される入力ノードT2にドレイン(D)が接続されたPチャネルのMOSトランジスタQ102と、バッテリー電圧Vbatとアダプター電圧Vadpを比較してMOSトランジスタQ101,Q102への制御信号を出力するコンパレータOP101とを備えており、MOSトランジスタQ101のゲート(G)にはコンパレータOP101の出力信号である制御信号がドライバ101を介して入力され、MOSトランジスタQ102のゲート(G)にはコンパレータOP101からの制御信号がインバータINV101で反転された信号がドライバ102を介して入力される。また、MOSトランジスタQ101,Q102のソース(S)は出力ノードToに接続され、出力ノードToには出力コンデンサC101および負荷R101が接続される。D101,D102はMOSトランジスタQ101,Q102の寄生ダイオードを示している。
The power supply switching circuit shown in FIG. 4 includes a P-channel MOS transistor Q101 having a drain (D) connected to an input node T1 to which the battery voltage Vbat is input, and a drain (D to the input node T2 to which the adapter voltage Vadp is input. ) Connected to the P-channel MOS transistor Q102 and a comparator OP101 that compares the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp and outputs a control signal to the MOS transistors Q101 and Q102. G) receives a control signal, which is an output signal of the comparator OP101, via the
上記の電源切り替え回路において、コンパレータOP101は演算増幅器からなり、電源電圧として出力電圧Voutが供給される。インバータINV101は、このコンパレータOP101の出力を反転する。このため、2つのMOSトランジスタQ101,Q102のオン、オフの状態は互いに逆になり、バッテリーとアダプターの電源が切り替えられて出力される。 In the power supply switching circuit, the comparator OP101 is composed of an operational amplifier, and the output voltage Vout is supplied as a power supply voltage. The inverter INV101 inverts the output of the comparator OP101. For this reason, the on and off states of the two MOS transistors Q101 and Q102 are opposite to each other, and the power supply of the battery and the adapter is switched and output.
すなわち、2つのMOSトランジスタQ101,Q102は、ゲートにL(Low)レベルの信号を受けるとオン状態となり、H(High)レベルの信号を受けるとオフ状態となる。そして、Vbat>Vadpのとき、コンパレータOP101の出力はLレベルであり、MOSトランジスタQ101はオン状態となる。また、コンパレータOP101の出力を受けてインバータINV101の出力はHレベルとなり、MOSトランジスタQ102はオフ状態となる。したがって、出力電圧Vout=バッテリー電圧Vbatとなり、バッテリー電圧Vbatとアダプター電圧Vadpのうち高い方の電圧(バッテリー電圧Vbat)が選択出力される。 In other words, the two MOS transistors Q101 and Q102 are turned on when a gate receives an L (Low) level signal, and are turned off when an H (High) level signal is received. When Vbat> Vadp, the output of the comparator OP101 is L level, and the MOS transistor Q101 is turned on. In response to the output of the comparator OP101, the output of the inverter INV101 becomes H level, and the MOS transistor Q102 is turned off. Therefore, the output voltage Vout = battery voltage Vbat, and the higher voltage (battery voltage Vbat) of the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp is selectively output.
一方、Vbat<Vadpのときは、上記のVbat>VadpのときとMOSトランジスタQ101,Q102のゲートに入力される信号の論理が逆転し、MOSトランジスタQ101はオフ状態、MOSトランジスタQ102はオン状態となる。したがって、出力電圧Vout=アダプター電圧Vadpとなり、同様にバッテリー電圧Vbatとアダプター電圧Vadpのうち高い方の電圧(アダプター電圧Vadp)が選択出力される。 On the other hand, when Vbat <Vadp, the logic of the signal input to the gates of the MOS transistors Q101 and Q102 is reversed as in the case of Vbat> Vadp, so that the MOS transistor Q101 is turned off and the MOS transistor Q102 is turned on. . Therefore, the output voltage Vout = adapter voltage Vadp, and similarly, the higher voltage (adapter voltage Vadp) of the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp is selectively output.
なお、2つのMOSトランジスタQ101,Q102は高耐圧や大電流を要求されることが多いため、ディスクリート部品を第一に考えている。このため、2つのMOSトランジスタQ101,Q102のソース(S)、ドレイン(D)はディスクリート部品で指定されている端子名を用いている。すなわち、通常の使用方法では寄生ダイオードのアノードと接続される側がドレイン、カソード側に接続される側がソースとなるため、ディスクリート部品としてはこの接続に応じてソース(S)、ドレイン(D)が指定されるので、本明細書もこれに従っている。これは、市販のMOSトランジスタを用いて容易に背景技術や本発明を確認・実施できるようにするための配慮であるが、2つのMOSトランジスタQ101,Q102の実際の電流はドレインからソースに流れている。 Since the two MOS transistors Q101 and Q102 are often required to have a high breakdown voltage and a large current, discrete components are considered first. Therefore, the source names (S) and drains (D) of the two MOS transistors Q101 and Q102 use the terminal names designated by the discrete components. That is, in the normal usage method, the side connected to the anode of the parasitic diode is the drain, and the side connected to the cathode side is the source, so the source (S) and drain (D) are designated as discrete components according to this connection. Therefore, the present specification follows this. This is a consideration for easily confirming and implementing the background art and the present invention using commercially available MOS transistors, but the actual currents of the two MOS transistors Q101 and Q102 flow from the drain to the source. Yes.
上記のコンパレータOP101は、電源電圧として出力電圧Voutを用いているが、他の制御電源を用いることもできる。図5はこのような他の従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。この電源切り替え回路では、出力電圧Voutから制御電圧Vregを得る安定化電源回路としてレギュレータ103を備えており、その制御電圧VregをコンパレータOP102の電源電圧としている。
The comparator OP101 uses the output voltage Vout as the power supply voltage, but other control power supplies can also be used. FIG. 5 is a diagram showing the configuration of such another conventional power supply switching circuit. This power supply switching circuit includes a
ここで、上述の図4および図5に示す電源切り替え回路においては、コンパレータOP101,OP102の入力電圧として、コンパレータOP101,OP102の電源電圧以上のレベルの電圧(例えばバッテリー電圧Vbatとアダプター電圧Vadpの差がほとんどない、Vreg=3Vに対しバッテリー電圧Vbatおよびアダプター電圧Vadpの範囲が5Vから12V、など)が入力され、コンパレータOP101,OP102の同相入力範囲を超えてしまい、コンパレータOP101,OP102が正常に動作せず、2つの電圧の中で高い方の電圧を選択出力することができない場合がある。 Here, in the power supply switching circuit shown in FIGS. 4 and 5 described above, as the input voltage of the comparators OP101 and OP102, a voltage having a level higher than the power supply voltage of the comparators OP101 and OP102 (for example, the difference between the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp). The battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp range from 5V to 12V is input to Vreg = 3V, and the common mode input range of the comparators OP101 and OP102 is exceeded, and the comparators OP101 and OP102 operate normally. In some cases, the higher voltage of the two voltages cannot be selectively output.
そこで、コンパレータへの入力電圧が同相入力範囲となるように、バッテリー電圧Vbatおよびアダプター電圧Vadpを抵抗分圧してコンパレータに入力することが提案されている(例えば、特許文献2参照。)。図6はこのようなコンパレータの入力に抵抗分圧を適用する従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。 Thus, it has been proposed that the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp are divided by resistance and input to the comparator so that the input voltage to the comparator falls within the common-mode input range (see, for example, Patent Document 2). FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a conventional power supply switching circuit that applies resistance voltage division to the input of such a comparator.
図6に示す電源切り替え回路では、バッテリー電圧Vbatを抵抗R111,R112によって分圧し、その分圧した電圧をコンパレータOP102の反転入力端子に入力するとともに、アダプター電圧Vadpを抵抗R121,R122によって分圧し、その分圧した電圧をコンパレータOP102の非反転入力端子に入力している。このように、コンパレータOP102の入力に抵抗分圧を適用することにより、コンパレータOP102の入力電圧が同相入力範囲となる。 In the power supply switching circuit shown in FIG. 6, the battery voltage Vbat is divided by resistors R111 and R112, the divided voltage is input to the inverting input terminal of the comparator OP102, and the adapter voltage Vadp is divided by resistors R121 and R122. The divided voltage is input to the non-inverting input terminal of the comparator OP102. As described above, by applying the resistance voltage division to the input of the comparator OP102, the input voltage of the comparator OP102 becomes the in-phase input range.
ここで、抵抗R111,R112および抵抗R121,R122の抵抗値もR111,R112およびR121,R122と表すとすると(以下同様とする)、例えば、R111=R121、R112=R122、R111/R112=5と設定し、バッテリー電圧Vbatおよびアダプター電圧Vadpが5Vから12Vまでの範囲で変化する場合、コンパレータOP102の反転入力端子および非反転入力端子に入力される電圧は0.83V〜2Vとなり、コンパレータOP102の制御電圧Vreg=3Vでも十分同相入力範囲に入り、正常に動作して選択出力することができる。 Here, assuming that the resistance values of the resistors R111, R112 and the resistors R121, R122 are also expressed as R111, R112, R121, R122 (hereinafter the same), for example, R111 = R121, R112 = R122, R111 / R112 = 5 When the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp change within the range from 5V to 12V, the voltage input to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the comparator OP102 becomes 0.83V to 2V, and the control of the comparator OP102 Even at the voltage Vreg = 3V, the input signal can sufficiently enter the common-mode input range, and can operate normally and selectively output.
また、上記の回路で安定した電源切り替え動作を行うためには、切り替えレベルにヒステリシス幅を持たせることが有効である。図7はこの電源切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。 In order to perform a stable power supply switching operation with the above-described circuit, it is effective to give a hysteresis width to the switching level. FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a conventional power supply switching circuit in which hysteresis characteristics are given to the power supply switching level.
図7に示す電源切り替え回路では、抵抗R122とGND(接地)間に抵抗R123を接続し、抵抗R123と並列にNチャネルのMOSトランジスタM101を接続し、MOSトランジスタM101のゲートをインバータINV101の出力信号で制御している。MOSトランジスタM101は、ゲート信号がHレベルでオンとなり、ゲート信号がLレベルでオフとなる。 In the power supply switching circuit shown in FIG. 7, a resistor R123 is connected between the resistor R122 and GND (ground), an N-channel MOS transistor M101 is connected in parallel with the resistor R123, and the gate of the MOS transistor M101 is connected to the output signal of the inverter INV101. It is controlled by. The MOS transistor M101 is turned on when the gate signal is at the H level and turned off when the gate signal is at the L level.
Vbat>Vadpのときは、コンパレータOP102の出力はLレベルとなるので、MOSトランジスタM101はオン状態となり、抵抗R123と抵抗R122の接続点はGNDレベルになり、アダプター電圧Vadpの分圧に抵抗R123は寄与しない。一方、Vbat<Vadpのときは、コンパレータOP102の出力はHレベルとなるので、MOSトランジスタM101はオフ状態となり、抵抗R123はアダプター電圧Vadpの分圧抵抗として寄与する。 When Vbat> Vadp, the output of the comparator OP102 is at the L level, so that the MOS transistor M101 is turned on, the connection point between the resistor R123 and the resistor R122 is at the GND level, and the resistor R123 is divided by the divided voltage of the adapter voltage Vadp. Does not contribute. On the other hand, when Vbat <Vadp, the output of the comparator OP102 is at the H level, the MOS transistor M101 is turned off, and the resistor R123 contributes as a voltage dividing resistor for the adapter voltage Vadp.
ここで、k1,k2を定数とし、例えばR121=R111、R122=k1×R112、R122+R123=k2×R112と設定した場合、バッテリー電圧Vbatを基準にして、バッテリー電圧Vbat側からアダプター電圧Vadp側に切り替わるレベルは、次式で表される。 Here, when k1 and k2 are constants, for example, R121 = R111, R122 = k1 × R112, and R122 + R123 = k2 × R112 are set, the battery voltage Vbat is used as a reference to switch from the battery voltage Vbat side to the adapter voltage Vadp side. The level is expressed by the following formula.
Vadp−Vbat=(1−k1)/k1×R111/(R111+R112)×Vbat (=ΔV111) ……(1)
同様に、バッテリー電圧Vbatを基準にして、アダプター電圧Vadp側からバッテリー電圧Vbat側に切り替わるレベルは、次式で表される。
Vadp−Vbat = (1−k1) / k1 × R111 / (R111 + R112) × Vbat (= ΔV111) (1)
Similarly, the level at which the adapter voltage Vadp is switched to the battery voltage Vbat with respect to the battery voltage Vbat is expressed by the following equation.
Vadp−Vbat=(1−k2)/k2×R111/(R111+R112)×Vbat (=ΔV112) ……(2)
具体的に、例えばR111/R112=5、k1=0.978、k2=1.022に設定すると、ΔV111=0.0187Vbat、ΔV112=−0.0179Vbatとなる。
Vadp−Vbat = (1−k2) / k2 × R111 / (R111 + R112) × Vbat (= ΔV112) (2)
Specifically, for example, when R111 / R112 = 5, k1 = 0.978, and k2 = 1.022, ΔV111 = 0.187 Vbat and ΔV112 = −0.0179Vbat.
図8は上記のヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路における電源切り替えレベルを示す図である。実線はバッテリーからアダプターへの切り替えレベルであり、差電圧ΔV111を示している。破線はアダプターからバッテリーへの切り替えレベルであり、差電圧ΔV112を示している。 FIG. 8 is a diagram showing the power supply switching level in the conventional power supply switching circuit having the hysteresis characteristics described above. A solid line indicates a switching level from the battery to the adapter, and indicates a differential voltage ΔV111. A broken line indicates a switching level from the adapter to the battery, and indicates a differential voltage ΔV112.
Vbat>Vadpで、MOSトランジスタQ101がオン、MOSトランジスタQ102がオフしている状態から、VbatよりもΔV111だけVadpが高くなると、MOSトランジスタQ101がオフし、MOSトランジスタQ102がオンする。逆に、Vbat<Vadpで、MOSトランジスタQ101がオフ、MOSトランジスタQ102がオンしている状態から、VadpがΔV112だけVbatよりも低くなると、MOSトランジスタQ101がオンし、MOSトランジスタQ102がオフする。
しかしながら、上記のような従来のヒステリシスコンパレータを用いた電源切り替え回路においては、電源切り替えレベルが電源電圧依存性を持ち、電源切り替えレベルを電源電圧の高い方で最適に設定すると電源電圧の低い領域で切り替えレベルが小さくなってノイズで誤動作したり、また電源電圧の低い方で最適に設定すると電源電圧の高い領域で切り替えレベルが大きくなって切り替えができなくなるという問題点がある。 However, in the power supply switching circuit using the conventional hysteresis comparator as described above, the power supply switching level is dependent on the power supply voltage, and if the power supply switching level is optimally set at the higher power supply voltage, the power supply switching level is low. There is a problem that the switching level becomes small and malfunctions due to noise, or if the setting is optimally performed at a lower power supply voltage, the switching level becomes higher in a region where the power supply voltage is high and switching is impossible.
すなわち、従来の構成では、差電圧ΔV111,ΔV112はMOSトランジスタQ101,Q102の寄生ダイオードD101,D102のオン電圧VF(一般に0.6V程度の電圧)よりも低い電圧に設定しなければならない。差電圧ΔV111,ΔV112が寄生ダイオードD101,D102のオン電圧VFよりも高いと、MOSトランジスタQ101がオンのときVout=Vbatとなり、この状態でアダプター電圧Vadpが上昇して(Vbat+VF)の電圧以上になると、MOSトランジスタQ102の寄生ダイオードD102がオンしてVout=(Vadp−VF)となり、MOSトランジスタQ101はオンしているのでVbat=Vout=(Vadp−VF)となり、アダプター側からバッテリーが逆充電され、切り替え判定用の電位差は(Vadp−Vbat)=VFに固定されてしまう。 That is, in the conventional configuration, the difference voltages ΔV111 and ΔV112 must be set to a voltage lower than the on-voltage VF (generally about 0.6V) of the parasitic diodes D101 and D102 of the MOS transistors Q101 and Q102. When the differential voltages ΔV111 and ΔV112 are higher than the on-voltage VF of the parasitic diodes D101 and D102, Vout = Vbat when the MOS transistor Q101 is on, and in this state, the adapter voltage Vadp rises and exceeds the voltage of (Vbat + VF). Since the parasitic diode D102 of the MOS transistor Q102 is turned on and Vout = (Vadp−VF), and the MOS transistor Q101 is turned on, Vbat = Vout = (Vadp−VF), and the battery is reversely charged from the adapter side. The potential difference for switching determination is fixed to (Vadp−Vbat) = VF.
したがって、ΔV111>VFに設定されていると、切り替えレベル以上に差電圧が大きくならず、電源切り替えが行われなくなる。同様に、ΔV112>VFに設定されていると、アダプター電圧Vadp側からバッテリー電圧Vbat側への切り替えができなくなる。このため、切り替えレベルの差電圧ΔV111,ΔV112は、寄生ダイオードD101,D102の使用温度条件や負荷電流を考慮した最低オン電圧以下に設定する必要がある。 Therefore, if ΔV111> VF is set, the differential voltage does not increase beyond the switching level, and power supply switching is not performed. Similarly, when ΔV112> VF is set, switching from the adapter voltage Vadp side to the battery voltage Vbat side cannot be performed. For this reason, it is necessary to set the difference voltages ΔV111 and ΔV112 at the switching level to be equal to or lower than the minimum on-voltage in consideration of the operating temperature condition and the load current of the parasitic diodes D101 and D102.
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能なヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of these points, and provides a hysteresis comparator circuit and a power supply switching circuit capable of always performing a stable switching operation without causing voltage dependence in the hysteresis characteristics of the comparator. Objective.
本発明では上記課題を解決するために、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路が提供される。 In the present invention, in order to solve the above problem, in a comparator circuit having a comparator for comparing a voltage from a first power supply with a voltage from a second power supply, the voltage from the first power supply and the second power supply are compared. A voltage dividing resistor that divides the voltage from the power supply and inputs the divided voltage to the comparator; and a voltage source connected between each voltage dividing resistor and a reference potential, and the voltage dividing ratio of each voltage dividing resistor is equal. And setting the output switching level of the comparator to have a hysteresis characteristic by switching the output voltage to the voltage dividing resistor of one of the voltage sources according to the output signal of the comparator. A hysteresis comparator circuit is provided.
このようなヒステリシスコンパレータ回路によれば、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源のうち一方の電圧源の分圧抵抗への出力電圧をコンパレータからの出力信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。 According to such a hysteresis comparator circuit, the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply are respectively divided by the same voltage dividing ratio, and one of the voltage sources connected to the voltage dividing resistors is divided. Since the output voltage to the voltage dividing resistor of the source is switched according to the output signal from the comparator, a stable switching operation is always possible without causing voltage dependency in the hysteresis characteristic of the comparator.
また、本発明では上記課題を解決するために、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路が提供される。 According to the present invention, in order to solve the above problem, in a comparator circuit having a comparator for comparing the voltage from the first power supply with the voltage from the second power supply, the voltage from the first power supply and the first power supply are compared. A voltage dividing resistor for dividing a voltage from each of the two power sources and inputting the divided voltage to the comparator; a voltage generating resistor connected between each of the voltage dividing resistors and a reference potential; and a voltage generating resistor connected to each of the voltage generating resistors. A constant current source, wherein the voltage dividing ratio of each of the voltage dividing resistors is set to be equal, and the current flowing from one constant current source of each of the constant current sources to one of the voltage generating resistors is output from the comparator Provided is a hysteresis comparator circuit characterized in that the output switching level of the comparator has hysteresis characteristics by switching according to a signal. That.
このようなヒステリシスコンパレータ回路によれば、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された定電流源のうち一方の定電流源の分圧抵抗への出力電流をコンパレータからの出力信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。 According to such a hysteresis comparator circuit, the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply are respectively divided by the same voltage dividing ratio, and one of the constant current sources connected to the voltage dividing resistors is divided. Since the output current to the voltage dividing resistor of the constant current source is switched according to the output signal from the comparator, a stable switching operation is always possible without causing voltage dependence in the hysteresis characteristics of the comparator.
また、本発明では上記課題を解決するために、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧とを比較し、前記第1の電源と前記第2の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路が提供される。 Further, in the present invention, in order to solve the above-described problem, the voltage from the first power source is compared with the voltage from the second power source, and each connected to the first power source and the second power source, respectively. In a power supply switching circuit using a comparator that outputs a control signal of a switch element, a voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply and inputs the divided voltage to the comparator, A voltage source connected between each voltage dividing resistor and a reference potential, and setting the voltage dividing ratio of each voltage dividing resistor to be equal to the voltage dividing resistor of one of the voltage sources. By switching the output voltage according to the control signal, there is provided a power supply switching circuit characterized in that the output switching level of the comparator has a hysteresis characteristic.
このような電源切り替え回路によれば、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源のうち一方の電圧源の分圧抵抗への出力電圧をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。 According to such a power supply switching circuit, the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply are respectively divided by an equal voltage dividing ratio, and one voltage of the voltage sources connected to the voltage dividing resistors is divided. Since the output voltage to the voltage dividing resistor of the source is switched according to the control signal from the comparator, a stable switching operation is always possible without causing voltage dependency in the hysteresis characteristics of the comparator.
また、本発明では上記課題を解決するために、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧とを比較し、前記第1の電源と前記第2の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記電圧生成抵抗のうち一方に流れるへの出力電流を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路が提供される。 Further, in the present invention, in order to solve the above-described problem, the voltage from the first power source is compared with the voltage from the second power source, and each connected to the first power source and the second power source, respectively. In a power supply switching circuit using a comparator that outputs a control signal of a switch element, a voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply and inputs the divided voltage to the comparator, A voltage generating resistor connected between each voltage dividing resistor and a reference potential, and a constant current source connected to each voltage generating resistor, respectively, and setting the voltage dividing ratio of each voltage dividing resistor equal, By switching the output current from one of the constant current sources to one of the voltage generation resistors according to the control signal, the output switching level of the comparator is set. Power supply switching circuit, characterized in that which gave hysteresis characteristic is provided.
このような電源切り替え回路によれば、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された定電流源のうち一方の定電流源の電圧生成抵抗への出力電流をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。 According to such a power supply switching circuit, the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply are respectively divided by the same voltage dividing ratio, and one of the constant current sources connected to the voltage dividing resistors is divided. Since the output current to the voltage generating resistor of the constant current source is switched in accordance with the control signal from the comparator, a stable switching operation is always possible without causing voltage dependence in the hysteresis characteristics of the comparator.
本発明のヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路は、第1の電源からの電圧と第2の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源もしくは電流源と電圧生成抵抗に関し、電圧源の出力電圧もしくは電流源から電圧生成回路に流れる電流をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電源電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になるという利点がある。 A hysteresis comparator circuit and a power supply switching circuit according to the present invention each divide a voltage from a first power supply and a voltage from a second power supply at an equal voltage dividing ratio, and are connected to these voltage dividing resistors. With respect to the voltage generation resistor, the output voltage of the voltage source or the current flowing from the current source to the voltage generation circuit is switched according to the control signal from the comparator, so the hysteresis characteristic of the comparator is always stable without causing power supply voltage dependency There is an advantage that the switching operation becomes possible.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図1は本発明の第1の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図である。この電源切り替え回路は、ヒステリシスコンパレータを用いて第1の電源であるバッテリーと第2の電源であるアダプターの2つの電源を切り替えるものであり、次のように構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power supply switching circuit according to a first embodiment of the present invention. This power source switching circuit switches between two power sources, a battery as a first power source and an adapter as a second power source, using a hysteresis comparator, and is configured as follows.
バッテリーからのバッテリー電圧Vbatが入力される入力ノードT1にドレイン(D)が接続されたスイッチ素子であるMOSトランジスタQ1と、アダプターからのアダプター電圧Vadpが入力される入力ノードT2にドレイン(D)が接続されたスイッチ素子であるMOSトランジスタQ2と、バッテリー電圧Vbatとアダプター電圧Vadpを比較してMOSトランジスタQ1,Q2への制御信号を出力するコンパレータOP1を備えている。2つのMOSトランジスタQ1,Q2は、ゲート(G)にLレベルの信号を受けるとオン状態となり、Hレベルの信号を受けるとオフ状態となる。MOSトランジスタQ1のゲートにはヒステリシス特性を持つコンパレータOP1の出力信号である制御信号がドライバ1を介して入力され、MOSトランジスタQ2のゲートにはコンパレータOP1からの制御信号がインバータINV1で反転された信号がドライバ2を介して入力される。また、MOSトランジスタQ1,Q2のソース(S)は出力ノードToに接続され、出力ノードToには出力コンデンサC1および負荷R1が接続される。D1,D2はMOSトランジスタQ1,Q2の寄生ダイオードを示している。
A MOS transistor Q1 which is a switch element having a drain (D) connected to an input node T1 to which a battery voltage Vbat from a battery is input, and a drain (D) to an input node T2 to which an adapter voltage Vadp from an adapter is input. A MOS transistor Q2 which is a connected switch element, and a comparator OP1 which compares the battery voltage Vbat and the adapter voltage Vadp and outputs a control signal to the MOS transistors Q1 and Q2 are provided. The two MOS transistors Q1 and Q2 are turned on when an L level signal is received at the gate (G), and are turned off when an H level signal is received. A control signal which is an output signal of the comparator OP1 having hysteresis characteristics is input to the gate of the MOS transistor Q1 via the
なお、背景技術におけるMOSトランジスタQ101,Q102と同様に、2つのMOSトランジスタQ1,Q2とは高耐圧や大電流を要求されることが多いため、ディスクリート部品を第一に考えている(但し、ディスクリート部品に限定するわけではない)。このため、MOSトランジスタQ101,Q102と同様に、2つのMOSトランジスタQ1,Q2のソース(S)、ドレイン(D)はディスクリート部品で指定されている端子名を用いている。これは、市販のMOSトランジスタを用いて容易に本発明を確認・実施できるようにするための配慮であるが、2つのMOSトランジスタQ1,Q2の実際の電流はドレインからソースに流れる。 Like the MOS transistors Q101 and Q102 in the background art, the two MOS transistors Q1 and Q2 are often required to have a high breakdown voltage and a large current. Not limited to parts). Therefore, like the MOS transistors Q101 and Q102, the source names (S) and drains (D) of the two MOS transistors Q1 and Q2 use terminal names designated by discrete components. This is a consideration for enabling the present invention to be easily confirmed and implemented using a commercially available MOS transistor, but the actual currents of the two MOS transistors Q1 and Q2 flow from the drain to the source.
上記コンパレータOP1は演算増幅器からなり、出力電圧Voutから制御電圧Vregを得るレギュレータ(安定化電源)3からの制御電圧Vregが電源電圧として供給される。また、インバータINV1は、コンパレータOP1の出力を反転する。このため、2つのMOSトランジスタQ1,Q2のオン、オフの状態は互いに逆になり、バッテリーとアダプターの電源が切り替えられて出力される。 The comparator OP1 comprises an operational amplifier, and a control voltage Vreg from a regulator (stabilized power supply) 3 that obtains the control voltage Vreg from the output voltage Vout is supplied as a power supply voltage. Further, the inverter INV1 inverts the output of the comparator OP1. For this reason, the on / off states of the two MOS transistors Q1 and Q2 are opposite to each other, and the power source of the battery and the adapter is switched and output.
バッテリー電圧Vbatは抵抗R11,R12によって分圧され、その分圧抵抗の接続点がコンパレータOP1の反転入力端子に接続されている。アダプター電圧Vadpは抵抗R21,R22によって分圧され、その分圧抵抗の接続点がコンパレータOP1の非反転入力端子に接続されている。このように、コンパレータOP1の入力に抵抗分圧を適用することにより、コンパレータOP1の入力電圧が同相入力範囲となる。 The battery voltage Vbat is divided by resistors R11 and R12, and the connection point of the voltage dividing resistors is connected to the inverting input terminal of the comparator OP1. The adapter voltage Vadp is divided by resistors R21 and R22, and the connection point of the voltage dividing resistors is connected to the non-inverting input terminal of the comparator OP1. As described above, by applying the resistance voltage division to the input of the comparator OP1, the input voltage of the comparator OP1 becomes the in-phase input range.
また、抵抗R12と基準電位(GND(接地))間に出力電圧V1の電圧源VS1が接続され、抵抗R22とGND間に出力電圧V2の電圧源VS2が接続されており、一方の電圧源VS2と並列にNチャネルのMOSトランジスタM1が接続されている。MOSトランジスタM1はインバータINV1の出力信号によりオン、オフされる。MOSトランジスタM1は、ゲート信号がHレベルでオンとなり、ゲート信号がLレベルでオフとなる。 A voltage source VS1 of the output voltage V1 is connected between the resistor R12 and the reference potential (GND (ground)), and a voltage source VS2 of the output voltage V2 is connected between the resistor R22 and GND, and one voltage source VS2 is connected. In parallel, an N-channel MOS transistor M1 is connected. The MOS transistor M1 is turned on / off by the output signal of the inverter INV1. The MOS transistor M1 is turned on when the gate signal is at the H level and turned off when the gate signal is at the L level.
上記の抵抗R11,R12と抵抗R21,R22の分圧比は等しく設定され、一方の電圧源VS2の抵抗R21,R22への出力電圧をコンパレータOP1からの制御信号に応じて切り替えることにより、コンパレータOP1の出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせている。 The voltage dividing ratio between the resistors R11 and R12 and the resistors R21 and R22 is set to be equal, and the output voltage to the resistors R21 and R22 of one voltage source VS2 is switched according to the control signal from the comparator OP1, so that the comparator OP1 The output switching level has hysteresis characteristics.
ここで、例えばR21=R11=R1、R22=R12=R2の関係に設定した場合(もしくはR11/R12=R21/R22=R1/R2の関係に設定した場合)、バッテリー電圧Vbatを基準にして、バッテリー電圧Vbat側からアダプター電圧Vadp側に切り替わるレベルは、次式で表される。 Here, for example, when the relationship of R21 = R11 = R1 and R22 = R12 = R2 is set (or when the relationship of R11 / R12 = R21 / R22 = R1 / R2 is set), the battery voltage Vbat is used as a reference. The level at which the battery voltage Vbat side is switched to the adapter voltage Vadp side is expressed by the following equation.
Vadp−Vbat=R1/R2×V1 (=ΔV11) ……(3)
同様に、バッテリー電圧Vbatを基準にして、アダプター電圧Vadp側からバッテリー電圧Vbat側に切り替わるレベルは、次式で表される。
Vadp−Vbat = R1 / R2 × V1 (= ΔV11) (3)
Similarly, the level at which the adapter voltage Vadp is switched to the battery voltage Vbat with respect to the battery voltage Vbat is expressed by the following equation.
Vadp−Vbat=R1/R2×(V1−V2) (=ΔV12) ……(4)
具体的に、例えばR1/R2=5、V1=30mV、V2=60mVに設定すると、ΔV11=5×30mV=150mV、ΔV12=5×(30−60)mV=−150mVとなる。
Vadp−Vbat = R1 / R2 × (V1−V2) (= ΔV12) (4)
Specifically, for example, when R1 / R2 = 5, V1 = 30 mV, and V2 = 60 mV, ΔV11 = 5 × 30 mV = 150 mV and ΔV12 = 5 × (30−60) mV = −150 mV.
なお、上記の式(3)について詳細に説明すると、図1の構成で電圧源VS2の出力電圧V2=0のときにコンパレータOP1の2つの入力電圧が等しくなる条件は、R21=R11=R1、R22=R12=R2(もしくはR11/R12=R21/R22=R1/R2)であるので、次のようになる。 The above formula (3) will be described in detail. The condition that the two input voltages of the comparator OP1 are equal when the output voltage V2 = 0 of the voltage source VS2 in the configuration of FIG. 1 is R21 = R11 = R1, Since R22 = R12 = R2 (or R11 / R12 = R21 / R22 = R1 / R2), it is as follows.
V1+(Vbat−V1)×R2/(R1+R2)=Vadp×R1/(R1+R2)
上式の左辺は、Vbat×R2/(R1+R2)+V1×R1/(R1+R2)であるので、両辺に(R1+R2)/R2を乗じると、Vbat+R1/R2×V1=Vadpとなり、式(3)が得られる。
V1 + (Vbat−V1) × R2 / (R1 + R2) = Vadp × R1 / (R1 + R2)
Since the left side of the above equation is Vbat × R2 / (R1 + R2) + V1 × R1 / (R1 + R2), multiplying both sides by (R1 + R2) / R2 yields Vbat + R1 / R2 × V1 = Vadp, and Equation (3) is obtained. It is done.
また、式(4)について説明すると、図1の構成でV2≠0のときにコンパレータOP1の2つの入力電圧が等しくなる条件は、次のようになる。
V1+(Vbat−V1)×R2/(R1+R2)=V2+(Vadp−V2)×R2/(R1+R2)
これより、
Vbat×R2/(R1+R2)+V1×R1/(R1+R2)=Vadp×R2/(R1+R2)+V2×R1/(R1+R2)
両辺に(R1+R2)/R2を乗じると、Vbat+R1/R2×V1=Vadp+R1/R2×V2となり、式(4)が得られる。
Further, formula (4) will be described. The condition that the two input voltages of the comparator OP1 are equal when V2 ≠ 0 in the configuration of FIG. 1 is as follows.
V1 + (Vbat−V1) × R2 / (R1 + R2) = V2 + (Vadp−V2) × R2 / (R1 + R2)
Than this,
Vbat × R2 / (R1 + R2) + V1 × R1 / (R1 + R2) = Vadp × R2 / (R1 + R2) + V2 × R1 / (R1 + R2)
When both sides are multiplied by (R1 + R2) / R2, Vbat + R1 / R2 × V1 = Vadp + R1 / R2 × V2 is obtained, and Expression (4) is obtained.
図2は上記のヒステリシス特性を持たせた第1の実施の形態の電源切り替え回路における電源切り替えレベルの一例を示す図である。実線はバッテリーからアダプターへの切り替えレベルであり、差電圧ΔV11を示している。破線はアダプターからバッテリーへの切り替えレベルであり、差電圧ΔV12を示している。 FIG. 2 is a diagram showing an example of a power supply switching level in the power supply switching circuit according to the first embodiment having the hysteresis characteristics described above. A solid line indicates a switching level from the battery to the adapter, and indicates a differential voltage ΔV11. A broken line indicates a switching level from the adapter to the battery, and indicates a differential voltage ΔV12.
第1の実施の形態の電源切り替え回路においては、式(3)および式(4)の右辺にVbatの項が存在せず、また図2のグラフでも判るように、電源切り替えレベルの差電圧ΔV11,ΔV12は電圧依存性がなく、一定レベルとなる。したがって、差電圧ΔV11,ΔV12を最適に設定すれば、電源電圧の大きさに関係なく、常に安定した電源切り替え動作が可能になる。 In the power supply switching circuit according to the first embodiment, the term Vbat does not exist on the right side of the equations (3) and (4), and as can be seen from the graph of FIG. , ΔV12 have no voltage dependency and are at a constant level. Therefore, when the difference voltages ΔV11 and ΔV12 are set optimally, a stable power supply switching operation can be performed regardless of the magnitude of the power supply voltage.
図3は本発明の第2の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図であり、図1と同一符号は同一構成要素を示している。第2の実施の形態では、図1の電圧源VS1,VS2の代わりに電圧生成抵抗R13,R23が接続され、抵抗R12と電圧生成抵抗R13の接続点に定電流源IS1が接続され、抵抗R22と電圧生成抵抗R23の接続点に定電流源IS2が接続されている。また、電圧生成抵抗R23と並列にMOSトランジスタM1が接続されており、このMOSトランジスタM1はインバータINV1の出力信号によりオン、オフされる。 FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the power supply switching circuit according to the second embodiment of the present invention. The same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same components. In the second embodiment, voltage generation resistors R13 and R23 are connected instead of the voltage sources VS1 and VS2 of FIG. 1, a constant current source IS1 is connected to a connection point between the resistor R12 and the voltage generation resistor R13, and the resistor R22. And a constant current source IS2 is connected to the connection point of the voltage generating resistor R23. In addition, a MOS transistor M1 is connected in parallel with the voltage generating resistor R23, and the MOS transistor M1 is turned on and off by an output signal of the inverter INV1.
上記の電源切り替え回路においては、一方の定電流源IS2の電圧生成抵抗への出力電流をコンパレータOP1からの制御信号に応じて切り替えることにより、コンパレータOP1の出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせている。 In the above power supply switching circuit, the output switching level of the comparator OP1 has hysteresis characteristics by switching the output current to the voltage generating resistor of one constant current source IS2 in accordance with the control signal from the comparator OP1. .
すなわち、抵抗R12と電圧生成抵抗R13の接続点には定電流源IS1から出力される定電流I1が導かれ、抵抗R22と電圧生成抵抗R23の接続点には定電流源IS2から出力される定電流I2が導かれる。このとき、電圧生成抵抗R13の抵抗値を抵抗R12に比べて十分小さく、電圧生成抵抗R23の抵抗値を抵抗R22に比べて十分小さく設定し、定電流I1,I2の値を、バッテリー電圧Vbat、アダプター電圧Vadpによって抵抗R11,R12、抵抗R21,R22に流れる電流値よりも十分大きな値に設定すると、上記の各接続点の電圧は電圧源とみなすことができる。したがって、抵抗R12と電圧生成抵抗R13の接続点の電圧V11≒I1×R13、抵抗R22と電圧生成抵抗R23の接続点の電圧V12≒I2×R23となり、図1の電源切り替え回路と同様、コンパレータOP1のヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した電源切り替え動作が可能になる。 That is, the constant current I1 output from the constant current source IS1 is led to the connection point between the resistor R12 and the voltage generation resistor R13, and the constant current output from the constant current source IS2 is connected to the connection point between the resistor R22 and the voltage generation resistor R23. A current I2 is introduced. At this time, the resistance value of the voltage generating resistor R13 is set to be sufficiently smaller than the resistor R12, the resistance value of the voltage generating resistor R23 is set to be sufficiently smaller than the resistor R22, and the values of the constant currents I1 and I2 are set to the battery voltage Vbat, When the adapter voltage Vadp is set to a value sufficiently larger than the current value flowing through the resistors R11 and R12 and the resistors R21 and R22, the voltage at each connection point can be regarded as a voltage source. Therefore, the voltage V11 at the connection point between the resistor R12 and the voltage generation resistor R13 is approximately equal to I1 × R13, and the voltage V12 at the connection point between the resistor R22 and the voltage generation resistor R23 is approximately equal to I2 × R23. Thus, a stable power supply switching operation is always possible without causing voltage dependence in the hysteresis characteristics.
1,2 ドライバ
3 レギュレータ
C1 出力コンデンサ
D1,D2 寄生ダイオード
INV1 インバータ
IS1,IS2 定電流源
M1,Q1,Q2 MOSトランジスタ
OP1 コンパレータ
R1 負荷
R11,R12,R21,R22 抵抗
R13,R23 電圧生成抵抗
T1,T2 入力ノード
To 出力ノード
VS1,VS2 電圧源
1, 2
Claims (8)
前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路。 In a comparator circuit having a comparator for comparing the voltage from the first power supply with the voltage from the second power supply,
A voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply and inputs the divided voltage to the comparator;
A voltage source connected between each of the voltage dividing resistors and a reference potential, and
By setting the voltage dividing ratio of each of the voltage dividing resistors to be equal, and switching the output voltage to the voltage dividing resistor of one of the voltage sources according to the output signal of the comparator, the output of the comparator A hysteresis comparator circuit characterized in that the switching level has hysteresis characteristics.
前記トランジスタを前記コンパレータの出力信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項1記載のヒステリシスコンパレータ回路。 A transistor connected in parallel with the one voltage source;
2. The hysteresis comparator circuit according to claim 1, wherein the transistor is turned on / off in accordance with an output signal of the comparator.
前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、
前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記各電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路。 In a comparator circuit having a comparator for comparing the voltage from the first power supply with the voltage from the second power supply,
A voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply and inputs the divided voltage to the comparator;
A voltage generating resistor connected between each of the voltage dividing resistors and a reference potential;
A constant current source connected to each of the voltage generating resistors,
By setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors equal to each other and switching the current flowing from one constant current source of the constant current sources to one of the voltage generating resistors in accordance with the output signal of the comparator. A hysteresis comparator circuit characterized in that the output switching level of the comparator has hysteresis characteristics.
前記トランジスタを前記コンパレータの出力信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項3記載のヒステリシスコンパレータ回路。 A transistor connected in series with the one constant current source;
4. The hysteresis comparator circuit according to claim 3, wherein the transistor is turned on / off according to an output signal of the comparator.
前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路。 A power source using a comparator that compares a voltage from the first power source with a voltage from the second power source and outputs a control signal of each switch element connected to the first power source and the second power source, respectively. In the switching circuit,
A voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power supply and the voltage from the second power supply and inputs the divided voltage to the comparator;
A voltage source connected between each of the voltage dividing resistors and a reference potential, and
By setting the voltage dividing ratio of each of the voltage dividing resistors to be equal, and switching the output voltage to the voltage dividing resistor of one of the voltage sources according to the control signal, the output switching level of the comparator A power supply switching circuit characterized by having hysteresis characteristics.
前記トランジスタを前記制御信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項5記載の電源切り替え回路。 A transistor connected in parallel with the one voltage source;
6. The power supply switching circuit according to claim 5, wherein the transistor is turned on / off according to the control signal.
前記第1の電源からの電圧と前記第2の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、
前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記各電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路。 A power source using a comparator that compares a voltage from the first power source with a voltage from the second power source and outputs a control signal of each switch element connected to the first power source and the second power source, respectively. In the switching circuit,
A voltage dividing resistor that divides the voltage from the first power source and the voltage from the second power source and inputs the divided voltage to the comparator;
A voltage generating resistor connected between each of the voltage dividing resistors and a reference potential;
A constant current source connected to each of the voltage generating resistors,
The voltage dividing ratio of each of the voltage dividing resistors is set equal, and the current flowing from one constant current source of each of the constant current sources to one of the voltage generating resistors is switched according to the control signal, A power supply switching circuit characterized in that a hysteresis characteristic is given to the output switching level of the comparator.
前記トランジスタを前記制御信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項7記載の電源切り替え回路。 A transistor connected in series with the one constant current source;
8. The power supply switching circuit according to claim 7, wherein the transistor is turned on / off according to the control signal.
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