JP4699300B2 - Oscillator - Google Patents
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Description
本発明は、発振装置に関し、特に、デジタル出力信号を得ることのできる発振装置に関する。 The present invention relates to an oscillation device, and more particularly to an oscillation device capable of obtaining a digital output signal.
アナログ発振器は、増幅器と移相器又はフィルタなどで構成される帰還回路とを組み合わせるだけで簡単且つ安価に構成できるため、デジタル信号処理が盛んになった今日でも良く用いられている。アナログ発振器においては、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)が1以上であること、且つ、フィードバックループをひと回りしたときの位相の変化が360度以上であることが、発振の成立条件となる。この条件は、電子素子の組み合わせにより比較的簡単に満たすことができる。 Analog oscillators can be easily and inexpensively configured simply by combining an amplifier and a feedback circuit including a phase shifter or a filter, and are therefore often used even today when digital signal processing has become popular. In an analog oscillator, the condition for establishing oscillation is that the gain in the feedback loop (loop gain) is 1 or more and that the phase change when the feedback loop is made is 360 degrees or more. This condition can be satisfied relatively easily by a combination of electronic elements.
増幅器としては、一般的なアナログ増幅器の他、近年、スイッチング動作を利用した増幅器が多く用いられるようになってきている。そのようなスイッチング動作に、例えば、PWM(Pulse Width Modulation)方式が利用される。PWM方式は、入力信号と時間経過と共に変化する基準信号とを比較し、その比較結果からスイッチング出力を得る方式であり、入力信号レベルに応じてパルス幅又はパルス信号のデューティを変化させることにより、各ビットにおける信号の平均値を制御することが可能となる。この方式により得られたスイッチング出力をローパスフィルタに通すことにより、入力信号の増幅が可能である。この方式を用いた電力増幅器は、音声信号の再生や機械式アクチュエータ制御等に広く用いられている。 As an amplifier, in addition to a general analog amplifier, in recent years, an amplifier using a switching operation has been frequently used. For such switching operation, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) method is used. The PWM system is a system that compares an input signal with a reference signal that changes over time, and obtains a switching output from the comparison result, and by changing the pulse width or the duty of the pulse signal according to the input signal level, It becomes possible to control the average value of the signal in each bit. An input signal can be amplified by passing the switching output obtained by this method through a low-pass filter. Power amplifiers using this method are widely used for audio signal reproduction, mechanical actuator control, and the like.
また、ΔΣ(デルタシグマ)変調器などから得られる1ビット信号(1ビットデジタル信号)は、音声信号の記録や機器間の伝送の際に使用されるだけでなく、電力増幅の用途にも使用される。例えば、1ビット信号をそのまま半導体電力増幅素子に入力し、得られた大電圧のスイッチングパルスをローパスフィルタに与えることによって、電力増幅された復調アナログ信号を得ることができる。しかも、この場合、半導体電力増幅素子は、従来の増幅器における場合のように線形領域(不飽和領域)で使用されるのではなく、非線形領域(飽和領域)で使用される。このため、ΔΣ変調を利用したスイッチング増幅器は、極めて高効率に電力増幅を行うことができるという利点を有しており、様々な製品に用いられている。 In addition, 1-bit signals (1-bit digital signals) obtained from ΔΣ (delta sigma) modulators are used not only for recording audio signals and for transmission between devices, but also for power amplification. Is done. For example, a demodulated analog signal with power amplification can be obtained by inputting a 1-bit signal as it is to a semiconductor power amplifier and supplying the obtained high-voltage switching pulse to a low-pass filter. Moreover, in this case, the semiconductor power amplifying element is not used in the linear region (unsaturated region) as in the conventional amplifier, but is used in the nonlinear region (saturated region). For this reason, switching amplifiers using ΔΣ modulation have the advantage that power amplification can be performed with extremely high efficiency, and are used in various products.
尚、ΔΣ変調器の出力を含む1ビット信号がデジタル信号でありながらアナログ信号の成分(アナログ信号波形)を内包しているという特性を利用した技術が、下記特許文献1、2及び3にも開示されている。下記特許文献1及び2には、ΔΣ変調器の出力をスイッチング回路に加えて、スピーカを駆動する技術が開示されている。下記特許文献3には、ΔΣ変調器の出力をスイッチング回路に加えるという構成を採用したDC−DCコンバータが開示されている。 A technique using the characteristic that a 1-bit signal including the output of the ΔΣ modulator is a digital signal and includes an analog signal component (analog signal waveform) is also disclosed in Patent Documents 1, 2, and 3 below. It is disclosed. Patent Documents 1 and 2 below disclose techniques for driving a speaker by adding the output of a ΔΣ modulator to a switching circuit. Patent Document 3 below discloses a DC-DC converter that employs a configuration in which the output of a ΔΣ modulator is added to a switching circuit.
ところで、デジタル信号を出力として得ることのできる発振器が、様々な用途に適用できる発振器として、種々、開発されている。 By the way, various oscillators that can obtain a digital signal as an output have been developed as oscillators that can be applied to various applications.
発振器からデジタルの出力信号を得るための1つの方法として、カウンタ単体またはカウンタとROM(Read Only Memory)の組み合わせを利用する方式、M系列信号を用いた方式などの、デジタル信号処理による方法がある。しかしながら、デジタル信号処理によって任意の波形を得るためには予め出力信号をROMに用意しておく必要があるため、この種の方法を採用すると、回路規模や開発体制が大きくなってしまう。 As a method for obtaining a digital output signal from an oscillator, there is a method using digital signal processing such as a method using a counter alone or a combination of a counter and a ROM (Read Only Memory), a method using an M-sequence signal, and the like. . However, in order to obtain an arbitrary waveform by digital signal processing, it is necessary to prepare an output signal in the ROM in advance. Therefore, when this type of method is employed, the circuit scale and development system become large.
このため、発振器からデジタルの出力信号を得るための他の方法として、アナログ発振器とA/D変換器を組み合わせて使用する方法が利用されることが多い。 For this reason, as another method for obtaining a digital output signal from an oscillator, a method of using an analog oscillator and an A / D converter in combination is often used.
上述したように、アナログ発振器は、増幅器と移相器又はフィルタとを組み合わせて構成されるが、特にアナログ正弦波発振器において、低歪みの発振信号を得るためには増幅器の増幅率を精密に制御する必要がある。従来より、低歪みの正弦波発振器を実現する目的で増幅器の増幅率を制御することもあったが、増幅率を制御するために、可変抵抗素子としてFET(Field effect transistor)や電球を用いており、原理的に、可変増幅率に非直線性が重畳されることが避けられない、といった問題があった。可変増幅率における非直線性は、発振信号の歪みを増大させる。 As described above, an analog oscillator is configured by combining an amplifier and a phase shifter or a filter. In particular, in an analog sine wave oscillator, in order to obtain a low distortion oscillation signal, the amplification factor of the amplifier is precisely controlled. There is a need to. Conventionally, the amplification factor of an amplifier has been controlled for the purpose of realizing a low distortion sine wave oscillator. However, in order to control the amplification factor, an FET (Field effect transistor) or a light bulb is used as a variable resistance element. In principle, there is a problem that non-linearity is unavoidably superimposed on the variable amplification factor. Non-linearity in the variable amplification factor increases the distortion of the oscillation signal.
また、発振周波数を所望の周波数に精度良く保つためには、増幅器の特性及び移相器又はフィルタの特性を長期間に渡り安定的に保つ必要がある。しかしながら、それらの特性は、温度や湿度等、外的な要因によって変化しやすいため、長期間に渡り特性が安定した発振器を構成し難い。 In order to keep the oscillation frequency at a desired frequency with high accuracy, it is necessary to stably maintain the characteristics of the amplifier and the characteristics of the phase shifter or filter over a long period of time. However, since these characteristics are likely to change due to external factors such as temperature and humidity, it is difficult to construct an oscillator having stable characteristics over a long period of time.
尚、上記特許文献1〜3に記載の技術は、何れも、発振器に適用されるものではなく、また、デジタル信号を出力として取り出すようなものでもない。 Note that none of the techniques described in Patent Documents 1 to 3 are applied to an oscillator, and are not intended to extract a digital signal as an output.
本発明は、上記の点に鑑み、デジタル出力信号を取り出すことのでき、且つ、特性の向上に寄与する発振装置を提供することを目的とする。 In view of the above points, an object of the present invention is to provide an oscillation device that can extract a digital output signal and contributes to improvement in characteristics.
上記目的を達成するための発振装置として、本発明に係る第1、第2、第3及び第4の発振装置を以下に示す。尚、第1の発振装置は、例えば図1及び図2に対応し、第2の発振装置は、例えば図4、図5、図7及び図8に対応し、第3の発振装置は、例えば図3に対応し、第4の発振装置は、例えば図6及び9に対応している。 As oscillators for achieving the above object, first, second, third and fourth oscillators according to the present invention are shown below. The first oscillation device corresponds to, for example, FIGS. 1 and 2, the second oscillation device corresponds to, for example, FIGS. 4, 5, 7, and 8, and the third oscillation device includes, for example, Corresponding to FIG. 3, the fourth oscillation device corresponds to FIGS. 6 and 9, for example.
本発明に係る第1の発振装置は、アナログの入力信号をA/D変換するA/D変換器と、前記A/D変換器の出力信号をD/A変換するD/A変換器と、前記D/A変換器の出力信号を移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、前記A/D変換器への入力信号に対して前記D/A変換器の出力信号は増幅されていることを特徴とする。 A first oscillation device according to the present invention includes an A / D converter for A / D converting an analog input signal, a D / A converter for D / A converting an output signal of the A / D converter, Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the D / A converter and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase-shifting to the A / D converter; and the output signal of the A / D converter Output means for outputting as a digital output signal of the oscillation device, and the output signal of the D / A converter is amplified with respect to the input signal to the A / D converter.
A/D変換器とD/A変換器を組み合わせることによりデジタル増幅器を実現でき、A/D変換器及び(又は)D/A変換器の動作基準電圧などを変更することによって、このデジタル増幅器の増幅率を変更可能である。この増幅率の変更を実現するにあたり、従来のように信号経路に可変抵抗素子を設ける必要がないので、低歪みの増幅率可変型の増幅器を実現可能となる。これは、発振信号の低歪み化に寄与する。 A digital amplifier can be realized by combining the A / D converter and the D / A converter. By changing the operation reference voltage of the A / D converter and / or the D / A converter, the digital amplifier can be realized. The amplification factor can be changed. In order to realize the change of the amplification factor, it is not necessary to provide a variable resistance element in the signal path as in the prior art, so that a low distortion variable amplification factor amplifier can be realized. This contributes to lower distortion of the oscillation signal.
また、D/A変換器の出力を移相手段を介してA/D変換器へと戻す構成を採用することにより、D/A変換器にて生じた雑音等を移相手段にて軽減することも可能となる。 Further, by adopting a configuration in which the output of the D / A converter is returned to the A / D converter via the phase shift means, noise generated in the D / A converter is reduced by the phase shift means. It is also possible.
また、第1の発振装置において、例えば、前記A/D変換器として、ノイズシェーピング型のA/D変換器を用いるようにしてもよい。 In the first oscillation device, for example, a noise shaping type A / D converter may be used as the A / D converter.
ノイズシェーピング型のA/D変換器を用いると、D/A変換器をデジタル信号に内包されたアナログ信号成分を抽出するローパスフィルタにて形成することが可能となる。この結果、D/A変換用の構成の簡素化及び部品点数の削減が可能となる。 When a noise shaping type A / D converter is used, the D / A converter can be formed by a low-pass filter that extracts an analog signal component included in a digital signal. As a result, the configuration for D / A conversion can be simplified and the number of parts can be reduced.
本発明に係る第2の発振装置は、アナログの入力信号をA/D変換するA/D変換器と、前記A/D変換器の出力信号に所定のデジタル信号処理を施すデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部の出力信号をD/A変換するD/A変換器と、前記D/A変換器の出力信号を移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、前記A/D変換器への入力信号に対して前記D/A変換器の出力信号は増幅されていることを特徴とする。 A second oscillation device according to the present invention includes an A / D converter that performs A / D conversion on an analog input signal, and a digital signal processing unit that performs predetermined digital signal processing on an output signal of the A / D converter. The D / A converter for D / A converting the output signal of the digital signal processing unit, and the output signal of the D / A converter are phase shifted, and the phase shift signal obtained by the phase shift is converted to the A / A Phase shift means for outputting to the D converter, and output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device, and for the input signal to the A / D converter The output signal of the D / A converter is amplified.
第2の発振装置によっても第1の発振装置と同様の効果を期待できる。加えて、デジタル信号処理部によってもデジタル増幅器の増幅率の変更が可能となる。また、デジタル信号処理部によって様々な波形処理が可能であり、所望の発振波形を取得するに際して有用である。 The same effect as that of the first oscillation device can be expected by the second oscillation device. In addition, the gain of the digital amplifier can be changed by the digital signal processing unit. In addition, various waveform processing can be performed by the digital signal processing unit, which is useful for obtaining a desired oscillation waveform.
また、第2の発振装置において、例えば、前記A/D変換器として、ノイズシェーピング型のA/D変換器を用いるようにしてもよい。 In the second oscillation device, for example, a noise shaping type A / D converter may be used as the A / D converter.
これにより、D/A変換用の構成の簡素化及び部品点数の削減が可能となる。尚、A/D変換器がノイズシェーピング型でなくても、デジタル信号処理部にてノイズシェーピング処理を行うことにより、同様の効果を期待できる。 As a result, the configuration for D / A conversion can be simplified and the number of parts can be reduced. Even if the A / D converter is not a noise shaping type, the same effect can be expected by performing noise shaping processing in the digital signal processing unit.
また、第2の発振装置において、例えば、前記A/D変換器の出力信号に基づいて前記デジタル信号処理部を制御することにより、前記D/A変換器の出力信号を制御する制御手段を更に備えるようにしてもよい。 In the second oscillation device, for example, control means for controlling the output signal of the D / A converter by controlling the digital signal processing unit based on the output signal of the A / D converter is further provided. You may make it prepare.
制御手段を設け、A/D変換器の出力信号を参照してデジタル信号処理部を適切に制御することにより、例えば、発振装置の構成部品の特性変化などに起因する発振波形の変化を補償して発振波形を所望の波形に保つことが可能となる。これにより、発振装置の特性の向上(長期安定性の向上など)が期待できる。 By providing control means and appropriately controlling the digital signal processing unit with reference to the output signal of the A / D converter, for example, it compensates for changes in the oscillation waveform caused by changes in the characteristics of the components of the oscillation device. Thus, the oscillation waveform can be maintained at a desired waveform. Thereby, improvement of the characteristics of the oscillation device (such as improvement of long-term stability) can be expected.
本発明に係る第3の発振装置は、アナログの入力信号をA/D変換する、ノイズシェーピング型のA/D変換器と、前記A/D変換器の出力信号をD/A変換しつつ移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、前記A/D変換器への入力信号に対する前記移相手段によるD/A変換後の信号の利得は、1以上となっていることを特徴とする。 A third oscillation device according to the present invention includes a noise shaping type A / D converter for A / D converting an analog input signal, and a D / A conversion of the output signal of the A / D converter. Phase shifting means for outputting the phase shift signal obtained by the phase shift to the A / D converter, and output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device The gain of the signal after D / A conversion by the phase shift means with respect to the input signal to the A / D converter is 1 or more.
第3の発振装置によっても第1の発振装置と同様の効果を期待できる。更に、ノイズシェーピング型のA/D変換器の出力信号の特性を利用し、D/A変換の機能を移相手段に集約することにより、更なる部品点数の削減が可能となる。 The same effect as that of the first oscillation device can be expected by the third oscillation device. Further, by utilizing the characteristics of the output signal of the noise shaping type A / D converter and integrating the D / A conversion function in the phase shift means, the number of parts can be further reduced.
本発明に係る第4の発振装置は、アナログの入力信号をA/D変換するA/D変換器と、前記A/D変換器の出力信号に所定のデジタル信号処理を施すデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部の出力信号をD/A変換しつつ移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、前記A/D変換器及び前記デジタル信号処理部の少なくとも一方において、ノイズシェーピング処理が施されており、前記A/D変換器への入力信号に対する前記移相手段によるD/A変換後の信号の利得は、1以上となっていることを特徴とする。 A fourth oscillation device according to the present invention includes an A / D converter that performs A / D conversion on an analog input signal, and a digital signal processing unit that performs predetermined digital signal processing on an output signal of the A / D converter. Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the digital signal processing unit while D / A converting, and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase-shifting to the A / D converter, and the A / D conversion Output means for outputting the output signal of the oscillator as a digital output signal of the oscillation device, and at least one of the A / D converter and the digital signal processing unit is subjected to noise shaping processing, and the A The gain of the signal after D / A conversion by the phase shift means with respect to the input signal to the / D converter is 1 or more.
第4の発振装置によれば、第1の発振装置と同様の効果を期待できると共に、デジタル信号処理部を設けたことにより第2の発振装置と同様の効果も期待できる。更に、ノイズシェーピング処理を利用してD/A変換の機能を移相手段に集約することにより、更なる部品点数の削減が可能となる。 According to the fourth oscillation device, the same effect as that of the first oscillation device can be expected, and the same effect as that of the second oscillation device can be expected by providing the digital signal processing unit. Furthermore, the number of parts can be further reduced by consolidating the D / A conversion function in the phase shift means using noise shaping processing.
また、第4の発振装置において、例えば、前記A/D変換器の出力信号に基づいて前記デジタル信号処理部を制御することにより、前記移相手段によるD/A変換後の信号を制御する制御手段を更に備えるようにしてもよい。 In the fourth oscillation device, for example, control for controlling the signal after D / A conversion by the phase shift means by controlling the digital signal processing unit based on the output signal of the A / D converter. You may make it further provide a means.
制御手段を設け、A/D変換器の出力信号を参照してデジタル信号処理部を適切に制御することにより、例えば、発振装置の構成部品の特性変化などに起因する発振波形の変化を補償して発振波形を所望の波形に保つことが可能となる。これにより、発振装置の特性の向上(長期安定性の向上など)が期待できる。 By providing control means and appropriately controlling the digital signal processing unit with reference to the output signal of the A / D converter, for example, it compensates for changes in the oscillation waveform caused by changes in the characteristics of the components of the oscillation device. Thus, the oscillation waveform can be maintained at a desired waveform. Thereby, improvement of the characteristics of the oscillation device (such as improvement of long-term stability) can be expected.
また、上記の第1、第2、第3又は第4の発振装置において、具体的には例えば、前記A/D変換器は、自身への入力信号をΔΣ変調してΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器である。 In the first, second, third, or fourth oscillation device, specifically, for example, the A / D converter ΔΣ modulates an input signal to itself and outputs a ΔΣ modulation signal. It is a ΔΣ modulator.
本発明によれば、デジタル出力信号を取り出すことのでき、且つ、特性の向上に寄与する発振装置を構成可能である。 According to the present invention, it is possible to configure an oscillation device that can extract a digital output signal and contribute to improvement in characteristics.
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In each of the drawings to be referred to, the same part is denoted by the same reference numeral, and redundant description of the same part is omitted in principle.
<<第1実施形態>>
まず、本発明の第1実施形態について説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係る発振回路(発振装置)の構成ブロック図である。
<< First Embodiment >>
First, a first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an oscillation circuit (oscillation device) according to the first embodiment of the present invention.
図1の発振回路は、A/D変換器11と、D/A変換器13と、帰還回路としての移相器14と、を有して構成される。本実施形態及び後述する各実施形態では、発振用増幅器として、デジタル増幅器を用いている。デジタル増幅器では、信号の増幅過程においてアナログからデジタルへの信号形式の変換が行われる。本実施形態では、A/D変換器11とD/A変換器13とによって、デジタル増幅器101が形成される。
The oscillation circuit of FIG. 1 includes an A /
A/D変換器11は、自身に対するアナログの入力信号を、複数ビットのデジタル信号に変換して出力する。D/A変換器13は、A/D変換器11からのデジタルの出力信号をアナログ信号に変換して出力する。
The A /
移相器14は、D/A変換器13からのアナログの出力信号を受け、その信号を移相させる。即ち、D/A変換器13の出力信号の位相を変化させる。D/A変換器13の出力信号を移相させることによって得られる信号を移相信号と呼ぶ。移相器14から出力される移相信号は、A/D変換器11への入力信号としてA/D変換器11に与えられる。移相器14は、周知の如く、電気的或いは機械的な方法を用いて、例えば、抵抗とコンデンサの組み合わせなどを用いて、D/A変換器13の出力信号の位相を変化させる。
The
このように、D/A変換器13の出力信号は、帰還回路としての移相器14を介してA/D変換器11にフィードバックされている。そして、A/D変換器11の入力信号(即ち、デジタル増幅器101の入力信号)に対して、D/A変換器13の出力信号(即ち、デジタル増幅器101の出力信号)は増幅されている。このため、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。
Thus, the output signal of the D /
例えば、A/D変換器11によって0〜5V(ボルト)のアナログ信号を0〜255の値を有するデジタル信号に変換させ、D/A変換器13によって0〜255の値を有するデジタル信号を0〜10Vのアナログ信号に変換させることによって、上記の増幅は実現される。
For example, an analog signal of 0 to 5 V (volt) is converted into a digital signal having a value of 0 to 255 by the A /
また、移相器14は、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号(本実施形態において、D/A変換器13の出力信号)を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14からアナログの正弦波発振信号が得られる。
Further, the
また、図1において、A/D変換器11の出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
In FIG. 1, the output signal of the A /
移相器14は、不要な周波数の信号を減衰させるフィルタとしての機能も有する。このため、D/A変換器13にて発生した白色雑音(量子化誤差に起因する雑音など)や高調波は、移相器14のフィルタ効果により、その周波数が発振周波数(発振回路の発振信号の周波数)より離れるほど軽減されるように作用する。即ち、D/A変換器の出力信号を移相器を介してA/D変換器へと戻す構成を採用することにより、D/A変換器にて不可避的に生じる雑音等の抑制効果を得ることができ、結果として、特性の優れた発振信号を得ることが可能となる。
The
また、A/D変換器11とD/A変換器13によってデジタル増幅器101が形成されるが、A/D変換器11の動作基準電圧および(又は)D/A変換器13の動作基準電圧を変化させることにより、デジタル増幅器101の増幅率を変更することが可能である。増幅率の変更を実現する際において、アナログ信号系に可変抵抗素子を設ける必要が無いので、従来の増幅率可変型のアナログ増幅器に比べて、低歪みの増幅率可変型の増幅器を実現できる。
In addition, the
尚、A/D変換器11の動作基準電圧(リファレンス電圧)とは、A/D変換器11における入力信号と出力信号の関係を定める電圧であり、D/A変換器13の動作基準電圧(リファレンス電圧)とは、D/A変換器13における入力信号と出力信号の関係を定める電圧である。A/D変換器11において、動作基準電圧を変化させれば、同一の入力信号に対する出力信号は変化する。D/A変換器13において、動作基準電圧を変化させれば、同一の入力信号に対する出力信号は変化する。
The operation reference voltage (reference voltage) of the A /
<<第2実施形態>>
次に、本発明の第2実施形態を、図2を参照して説明する。図2は、本発明の第2実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。
<< Second Embodiment >>
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the second embodiment of the present invention.
図2の発振回路は、A/D変換器11aと、D/A変換器13aと、帰還回路としての移相器14と、を有して構成される。A/D変換器11aとD/A変換器13aとによって、デジタル増幅器102が形成される。
The oscillation circuit in FIG. 2 includes an A /
本実施形態におけるA/D変換器11aは、ノイズシェーピング型のA/D変換器となっており、これによって、デジタル増幅器102は、ノイズシェーピング型のデジタル増幅器となっている。
The A /
具体的には例えば、A/D変換器11aは、A/D変換器11aへのアナログの入力信号をΔΣ変調することにより、量子化雑音が高い周波数ほど多く分布するような変調信号、即ちノイズシェーピングされたΔΣ変調信号を出力する。この場合、A/D変換器11aは、ΔΣ変調器と呼ぶこともできる。ΔΣ変調により、所定のサンプリング周波数の周期を単位パルス幅として、A/D変換器11aへのアナログの入力信号を、その振幅に大きさに応じてパルス密度変調(PDM)する。これによって得られるΔΣ変調信号は、1ビットのPDM(パルス密度変調)信号であり、デジタル信号でありながら、アナログ信号成分(アナログ信号波形)をそのまま内包しているため、それをアナログ信号と解釈することもできる。この1ビットのPDM信号は、オーディオ装置などに良く用いられる、所謂1ビット信号(1ビットデジタル信号)である。
Specifically, for example, the A /
D/A変換器13aは、A/D変換器11aの出力信号をアナログ信号に変換して出力する。A/D変換器11aをノイズシェーピング型のA/D変換器とすることにより、D/A変換器13aを、デジタル信号に内包されたアナログ信号成分を抽出するローパスフィルタにて形成することが可能となる。
The D /
図10に、D/A変換器13aとして利用可能なD/A変換器の内部回路例を示す。図10に示すD/A変換器は、直流電圧を出力する電源21と、FET(電界効果トランジスタ)などから形成されるスイッチング素子22と、抵抗23と、コンデンサ24と、PDM信号を当該D/A変換器への入力信号として受ける入力端子25と、当該D/A変換器の出力信号が現われる出力端子26と、を有して構成される。
FIG. 10 shows an example of an internal circuit of a D / A converter that can be used as the D /
スイッチング素子22は、第1端子22a及び第2端子22bと、入力端子25に与えられたPDM信号に応じて第1端子22a又は第2端子22bに択一的に接続される共通端子22cと、を有する。PDM信号が正となるタイミングにおいて、共通端子22cは第1端子22aに接続され、PDM信号が負となるタイミングにおいて、共通端子22cは第2端子22bに接続される。
The switching
電源21からの正の出力電圧は第1端子22aに与えられており、電源21からの負の出力電圧は第2端子22bに与えられている。共通端子22cは、抵抗23を介してコンデンサ24の一端と出力端子26に共通接続されている。コンデンサ24の他端は、図10のD/A変換器の基準電位点に接続されている。
A positive output voltage from the
図10に示すD/A変換器を、図2のD/A変換器13aとして用いる場合、入力端子25へのPDM信号は、A/D変換器11aから供給される。また、図10の電源21及びスイッチング素子22をA/D変換器11aに持たせ、共通端子22cに現われる電圧を、A/D変換器11aの出力信号とするようにしてもよい。この場合、D/A変換器13aを、抵抗とコンデンサのみ(例えば、抵抗23及びコンデンサ24)によって形成することも可能となる。
When the D / A converter shown in FIG. 10 is used as the D /
そして、A/D変換器11aの入力信号に対して、D/A変換器13aの出力信号が増幅されるように、A/D変換器11a及びD/A変換器13aは構成されている。例えば、A/D変換器11aの入力信号に対して、D/A変換器13aの出力信号が増幅されるように、電源21の出力電圧の大きさを設定しておく。これにより、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。尚、電源21の出力電圧の大きさを変更可能としておいてもよい。
The A /
移相器14は、D/A変換器13aの出力信号を移相させた移相信号をA/D変換器11aに与える。この際、移相器14は、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14からアナログの正弦波発振信号が得られる。
The
また、図2において、A/D変換器11aの出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
In FIG. 2, the output signal of the A /
図2の発振回路においても、図1の発振回路と同様の効果が得られる。更に、A/D変換器をノイズシェーピング型とすることにより、D/A変換器を、デジタル信号に内包されたアナログ信号成分を抽出するローパスフィルタにて形成することが可能となる。つまり、D/A変換器として特殊な半導体素子(専用部品)を用いる必要が無く、構成の簡素化及び部品点数の削減が可能となる。 In the oscillation circuit of FIG. 2, the same effect as that of the oscillation circuit of FIG. 1 can be obtained. Further, by making the A / D converter a noise shaping type, the D / A converter can be formed by a low-pass filter that extracts an analog signal component included in the digital signal. That is, it is not necessary to use a special semiconductor element (dedicated component) as the D / A converter, and the configuration can be simplified and the number of components can be reduced.
<<第3実施形態>>
また、D/A変換器として機能するローパスフィルタを、デジタル増幅器外に位置する移相器に集約するようにしてもよい。これにより、更に、部品点数を削減することが可能となる。この集約に関する変形を施した第2実施形態の変形例を、第3実施形態として説明する。
<< Third Embodiment >>
Further, low-pass filters that function as D / A converters may be integrated into a phase shifter located outside the digital amplifier. As a result, the number of parts can be further reduced. A modification of the second embodiment in which the modification related to the aggregation is performed will be described as a third embodiment.
図3は、本発明の第3実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図3の発振回路は、A/D変換器11aと、帰還回路としての移相器14aと、を有して構成される。A/D変換器11aによって、デジタル増幅器103が形成される。本実施形態において、A/D変換器11aの出力信号(ΔΣ変調信号)は、直接、移相器14aに与えられる。
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the third embodiment of the present invention. The oscillation circuit of FIG. 3 includes an A /
図11に、移相器14aの内部回路例を示す。図11に示す移相器は、位相反転器(インバータ)31と、抵抗32及びコンデンサ33から成る第1のローパスフィルタと、抵抗34及びコンデンサ35から成る第2のローパスフィルタと、抵抗36及びコンデンサ37から成る第3のローパスフィルタと、を有する。第1、第2及び第3のローパスフィルタは、カスケード接続され、それらは3次のローパスフィルタを形成する。
FIG. 11 shows an internal circuit example of the
位相反転器31は、A/D変換器11aの出力信号(ΔΣ変調信号)を受け、その位相を180度変化させる。位相反転器31の出力信号は、第1、第2及び第3のローパスフィルタを介してA/D変換器11aに与えられる。第1、第2及び第3のローパスフィルタにおいて、位相反転器31の出力信号の高域成分が除去されることによってD/A変換が行われる一方で、これと同時に信号が移相される。
The
また、A/D変換器11aの入力信号に対する移相器14aにおけるD/A変換後の信号(即ち、移相器14aの出力信号)の利得が1以上となるように、A/D変換器11a及び移相器14aは構成されている。例えば、その利得が1以上となるように、A/D変換器11a及び位相反転器31の出力信号の電圧振幅を設定しておく。これにより、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。尚、周知の如く、移相器の挿入損失を補った上での系全体の利得が限りなく1に近いことが安定な正弦波の発生条件となる。従って、本実施形態を含む全ての実施形態において、A/D変換器(11又は11a)の入力信号に対する移相器(14又は14a)の出力信号の利得を、限りなく1に近い1以上の値とすることが望ましい。
Further, the A / D converter so that the gain of the signal after the D / A conversion in the
加えて、移相器14aは、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14aからアナログの正弦波発振信号が得られる。
In addition, the
また、図3において、A/D変換器11aの出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
In FIG. 3, the output signal of the A /
<<第4実施形態>>
また、図1の発振回路における、A/D変換器11とD/A変換器13の間にデジタル信号処理回路を挿入するようにしてもよい。この挿入を施した第1実施形態の変形例を、第4実施形態として説明する。
<< Fourth Embodiment >>
Further, a digital signal processing circuit may be inserted between the A /
図4は、本発明の第4実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図4の発振回路は、A/D変換器11と、デジタル信号処理回路12と、D/A変換器13と、帰還回路としての移相器14と、を有して構成される。A/D変換器11と、デジタル信号処理回路12と、D/A変換器13と、によって、デジタル増幅器104が形成される。デジタル信号処理回路12を除き、図4の発振回路の構成要素の動作は、図1のそれらと同様である。
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The oscillation circuit in FIG. 4 includes an A /
図4において、A/D変換器11は、自身に対するアナログの入力信号を、複数ビットのデジタル信号に変換して出力する。デジタル信号処理回路12は、A/D変換器11の出力信号に所定のデジタル信号処理を加え、このデジタル信号処理後のデジタル信号をD/A変換器13に出力する。D/A変換器13は、デジタル信号処理回路12の出力信号をアナログ信号に変換して出力する。移相器14は、D/A変換器13の出力信号を移相させた移相信号をA/D変換器11に与える。
In FIG. 4, an A /
また、図1の発振回路と同様、図4の発振回路において、A/D変換器11の入力信号に対してD/A変換器13の出力信号は増幅されている。このため、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。加えて、移相器14は、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14からアナログの正弦波発振信号が得られる。また、図4において、A/D変換器11の出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
As in the oscillation circuit of FIG. 1, the output signal of the D /
デジタル信号処理回路12を設けることにより、アナログ回路では、通常、実現困難な機能をも実現することができ、発振回路の構成の自由度が向上する。
By providing the digital
例えば、A/D変換器11からの信号をD/A変換器13に伝達する信号ラインに、信号を係数倍するための乗算器(不図示)を挿入することにより、A/D変換器11からの信号を係数倍してからD/A変換器13に与えるようにする。これにより、A/D変換器11の入力信号に対する、D/A変換器13の出力信号の増幅率を、上記の係数の値を変更することによって制御可能(変更可能)となる。上記の乗算器は、デジタル信号処理回路12に設けられる。
For example, by inserting a multiplier (not shown) for multiplying the signal to a signal line for transmitting the signal from the A /
また、増幅率の変更だけに限らず、デジタル信号処理回路12にて非線形処理を含めた波形処理を実施することもでき、所望の発振波形を得るためにデジタル信号処理回路12を有効に用いることが可能である。例えば、上記の信号ラインに信号を遅延させるための遅延器(不図示)を挿入することにより、時間遅れ要素を実現することができる。これによって、発振回路の発振周期を遅く(即ち、発振周波数を低く)することができる。上記の遅延器は、デジタル信号処理回路12に設けられる。また例えば、入力信号の極性に応じた信号を出力する極性判別処理、信号処理系で生じる歪みの補正処理などの波形処理を実現することもできる。
In addition to changing the amplification factor, the digital
<<第5実施形態>>
図1の発振回路を図4の発振回路に変形したのと同様に、第2実施形態に係る図2の発振回路に、デジタル信号処理回路を設けることも可能である。図2の発振回路の変形例を示す実施形態として、第5実施形態を説明する。
<< Fifth Embodiment >>
Similarly to the modification of the oscillation circuit of FIG. 1 to the oscillation circuit of FIG. 4, a digital signal processing circuit can be provided in the oscillation circuit of FIG. 2 according to the second embodiment. A fifth embodiment will be described as an embodiment showing a modification of the oscillation circuit of FIG.
図5は、本発明の第5実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図5の発振回路は、A/D変換器11aと、デジタル信号処理回路12aと、D/A変換器13aと、帰還回路としての移相器14と、を有して構成される。A/D変換器11aと、デジタル信号処理回路12aと、D/A変換器13aと、によって、デジタル増幅器105が形成される。デジタル信号処理回路12aを除き、図5の発振回路の構成要素の動作は、図2のそれらと同様である。
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the fifth embodiment of the present invention. The oscillation circuit in FIG. 5 includes an A /
図5において、A/D変換器11aは、ノイズシェーピング型のA/D変換器となっている。具体的には例えば、A/D変換器11aは、A/D変換器11aへのアナログの入力信号をΔΣ変調することにより、ノイズシェーピングされたΔΣ変調信号を出力する。デジタル信号処理回路12aは、A/D変換器11aの出力信号に所定のデジタル信号処理を加え、このデジタル信号処理後のデジタル信号をD/A変換器13aに出力する。D/A変換器13aは、デジタル信号処理回路12aの出力信号をアナログ信号に変換して出力する。移相器14は、D/A変換器13aの出力信号を移相させた移相信号をA/D変換器11aに与える。
In FIG. 5, the A /
また、図2の発振回路と同様、図5の発振回路において、A/D変換器11aの入力信号に対してD/A変換器13aの出力信号は増幅されている。このため、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。加えて、移相器14は、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14からアナログの正弦波発振信号が得られる。また、図5において、A/D変換器11aの出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
Similarly to the oscillation circuit of FIG. 2, in the oscillation circuit of FIG. 5, the output signal of the D /
ノイズシェーピング型のA/D変換器を用いることにより、周知の如く(オーバーサンプリング技術により)、量子化雑音が所定の目的信号帯域から高い周波数帯域に追いやられ、これによって、D/A変換器として機能するローパスフィルタの構成を簡素化することが可能となる。しかしながら、現実的には、A/D変換器の動作速度の向上には限りがあるため、A/D変換器のノイズシェーピング処理では、不十分な場合がある。 By using a noise shaping type A / D converter, as is well known (by oversampling technology), the quantization noise is driven from a predetermined target signal band to a high frequency band, and as a result, as a D / A converter It is possible to simplify the configuration of the functioning low-pass filter. However, in reality, the improvement in the operation speed of the A / D converter is limited, and thus the noise shaping process of the A / D converter may be insufficient.
このような場合、デジタル信号処理回路12a内に設けられたデジタルフィルタ(不図示)にて急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現し、目的信号帯域外の量子化雑音成分を除去した上で、更に高い周波数帯域に量子化雑音を押しやるノイズシェーピング処理を行う。これにより、アナログ信号処理段におけるローパスフィルタの構成、即ち、D/A変換器13aの構成をより簡素化することが可能となる。
In such a case, a digital filter (not shown) provided in the digital
デジタル信号処理回路12aにおけるノイズシェーピング処理は、典型的にはΔΣ変調により実現され、デジタル信号処理回路12aの出力信号は、1ビットのパルス密度変調信号として表現されたΔΣ変調信号となる。但し、デジタル信号処理回路12aにおけるノイズシェーピング処理を、PWM(パルス幅変調)など、様々な他の変調方式を採用することによっても実現可能である。
The noise shaping process in the digital
尚、デジタル信号処理回路12aにてノイズシェーピング処理を実施する場合は、A/D変換器11aを、図4のA/D変換器11と同様、複数ビットのデジタル信号を出力するA/D変換器とすることもできる。また、A/D変換器11aにてノイズシェーピング処理を実施する場合は、デジタル信号処理回路12aによるノイズシェーピング処理を省略することも可能である。
When the noise shaping process is performed in the digital
また、デジタル信号処理回路12aに、図4のデジタル信号処理回路12と同様の機能(乗算器や遅延器の機能)を備えさせることも可能であり、これによって、第4実施形態に係る発振回路と同様の効果が得られる。
Also, the digital
<<第6実施形態>>
図1(図2)の発振回路を図4(図5)の発振回路に変形したのと同様に、第3実施形態に係る図3の発振回路を変形することも可能である。図3の発振回路の変形例を示す実施形態として、第6実施形態を説明する。
<< Sixth Embodiment >>
Similar to the modification of the oscillation circuit of FIG. 1 (FIG. 2) to the oscillation circuit of FIG. 4 (FIG. 5), the oscillation circuit of FIG. 3 according to the third embodiment can be modified. A sixth embodiment will be described as an embodiment showing a modification of the oscillation circuit of FIG.
図6は、本発明の第6実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図6の発振回路は、A/D変換器11aと、デジタル信号処理回路12aと、帰還回路としての移相器14aと、を有して構成される。A/D変換器11aと、デジタル信号処理回路12aと、によって、デジタル増幅器106が形成される。デジタル信号処理回路12aを除き、図6の発振回路の構成要素の動作は、図3のそれらと同様である。デジタル信号処理回路12aは、図5のそれと同様のものである。
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the sixth embodiment of the present invention. The oscillation circuit in FIG. 6 includes an A /
本実施形態において、デジタル信号処理回路12aの出力信号は、直接、移相器14aに与えられる。図6の移相器14aは、図3におけるそれと同様に構成されており、移相器14aにおいて、デジタル信号処理回路12aの出力信号のD/A変換が行われつつ、信号の移相が行われる。つまり、図5のD/A変換器13aとして機能するローパスフィルタが、移相器14aに集約されている。そして、デジタル信号処理回路12aのデジタル信号処理(具体的には、ノイズシェーピング処理)により、移相器14aにおけるローパスフィルタの機能に対する要求を緩和することができる。
In the present embodiment, the output signal of the digital
換言すれば、デジタル信号処理回路を設けたことに伴い、ローパスフィルタの機能に対する要求(減衰の急峻性など)が緩和され、結果として、ローパスフィルタを移相器に集約することが可能となる、とも言える。 In other words, with the provision of the digital signal processing circuit, the demand for the function of the low-pass filter (such as the steepness of attenuation) is relaxed, and as a result, the low-pass filter can be concentrated in the phase shifter. It can also be said.
図6においても、移相器14aの出力信号(移相信号)は、A/D変換器11aに与えられる。そして、図3の発振回路と同様、図6の発振回路において、A/D変換器11aの入力信号に対する移相器14aにおけるD/A変換後の信号(即ち、移相器14aの出力信号)の利得は1以上とされる。つまり、フィードバックループ内の利得(ループゲイン)は1以上となる。加えて、移相器14aは、フィードバックループ内をひと回りしたときの位相の変化が360度以上となるように、自身への入力信号を移相させる。これにより、発振条件が成立し、例えば、発振回路のアナログ出力信号として、移相器14aからアナログの正弦波発振信号が得られる。また、図6において、A/D変換器11aの出力信号は、発振回路のデジタル出力信号として、端子16を介して発振回路の外部に導かれる。
Also in FIG. 6, the output signal (phase shift signal) of the
<<第7実施形態>>
図4の発振回路に、デジタル信号処理回路におけるデジタル信号処理の内容を制御する制御回路を追加するようにしてもよい。図4の発振回路に制御回路を追加した実施形態を、第7実施形態として説明する。
<< Seventh Embodiment >>
A control circuit for controlling the contents of digital signal processing in the digital signal processing circuit may be added to the oscillation circuit of FIG. An embodiment in which a control circuit is added to the oscillation circuit of FIG. 4 will be described as a seventh embodiment.
図7は、本発明の第7実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図7の発振回路は、制御回路15が追加されている点において図4の発振回路と相違しており、その他の点において、図4と図7の発振回路は同様である。両者の相違点に着目して説明を行う。
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the oscillation circuit according to the seventh embodiment of the present invention. The oscillation circuit of FIG. 7 is different from the oscillation circuit of FIG. 4 in that a
制御回路15は、発振信号を生成するためのループの外に設けられた、発振回路の出力信号波形を観測するための波形観測手段を含む。制御回路15は、発振回路の出力信号の波形を観測しながら、それが所望の波形に保たれるように、デジタル信号処理回路12を制御する。
The
具体的には、図7の発振回路において、制御回路15は、A/D変換器11の出力信号を参照し、この出力信号に基づいてデジタル信号処理回路12による信号処理の内容を制御する。これによって、D/A変換器13の出力信号が制御される。これによって、移相器14の出力信号、或いは、A/D変換器11の出力信号が制御される、とも言える。
Specifically, in the oscillation circuit of FIG. 7, the
この制御回路15による制御を実施することにより、様々な点において、発振回路の特性向上が見込める。ここにおける特性には、振幅安定度、周波数安定度、高調波特性安定度などが含まれる。ここで、高調波特性安定度とは、時間経過と共に発振信号内の高調波成分が増加していかないかを表す指標である。
By performing the control by the
例えば、制御回路15は、発振信号の振幅の基準としての所定の基準電圧と、A/D変換器11の出力信号を基にして得られる発振信号(例えば、移相器14から出力される正弦波発振信号)の振幅電圧と、を逐次比較し、両者が等しくなる状態が保たれるように、デジタル信号処理回路12を制御する。例えば、デジタル信号処理回路12に設けられた上記乗算器(第4実施形態参照)における係数を必要に応じて変更することにより、両者を等しく保つ。また、両者が等しくなる状態が保たれるように、A/D変換器11の動作基準電圧および(又は)D/A変換器13の動作基準電圧を制御するようにしてもよい。これらの制御を実施することにより、発振回路の振幅安定度が向上する。
For example, the
また例えば、図7の発振回路を、正弦波発振信号を生成するための正弦波発振回路として機能させる場合を考える。この場合、制御回路15は、A/D変換器11の出力信号を基にして得られる発振信号(例えば、移相器14から出力される正弦波発振信号)の歪み率を観測し、歪み率が増加した場合には、この増加を抑制すべく、デジタル信号処理回路12を制御することによってデジタル増幅器104の増幅率を減少させる。これによって歪み率を低下させることが可能となる。
For example, let us consider a case where the oscillation circuit of FIG. 7 functions as a sine wave oscillation circuit for generating a sine wave oscillation signal. In this case, the
また例えば、制御回路15は、発振周波数(発振信号の周波数)の基準としての所定の基準周波数と、A/D変換器11の出力信号を基にして得られる発振周波数(例えば、移相器14から出力される正弦波発振信号の周波数)と、を逐次比較し、両者が等しくなる状態が保たれるように、デジタル信号処理回路12を制御する。例えば、デジタル信号処理回路12に設けられた上記遅延器(第4実施形態参照)による信号の遅延量を必要に応じて変更することにより、両者を等しく保つ。或いは例えば、発振周波数が基準周波数よりも高くなった場合、デジタル信号処理回路12に設けられた上記遅延器を機能させて、発振周波数を低下させる。これらの制御を実施することにより、発振回路の周波数安定度が向上する。
In addition, for example, the
また例えば、制御回路15は、A/D変換器11の出力信号を基にして得られる発振信号(例えば、移相器14から出力される正弦波発振信号)の波形を観測し、発振信号に含まれる高調波成分を監視する。そして、その高調波成分が増加した場合には、例えばデジタル信号処理回路12を制御することによって、デジタル増幅器104の増幅率を制御し、これによって高調波成分を低減させる。また、デジタル信号処理回路12の信号処理における非線形性が原因で高調波成分が生じているなら、それを補正する処理をデジタル信号処理回路12に実施させる。例えば、その非線形性の逆の特性を信号に重畳する。これは、例えば、DSP(Digital Signal Processor)による畳み込み演算などで実現される。これらの制御を実施することにより、高調波特性安定度が向上し、雑音特性も高まる。
Further, for example, the
<<第8実施形態>>
図4の発振回路に制御回路15を追加して図7の発振回路を構成したのと同様に、図5の発振回路に、同様の制御回路を追加するようにしてもよい。図5の発振回路に、制御回路を追加した実施形態を、第8実施形態として説明する。
<< Eighth Embodiment >>
Similar to the configuration of the oscillation circuit of FIG. 7 by adding the
図8は、本発明の第8実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図8の発振回路は、制御回路15が追加されている点において図5の発振回路と相違しており、その他の点において、図5と図8の発振回路は同様である。
FIG. 8 is a configuration block diagram of an oscillation circuit according to the eighth embodiment of the present invention. The oscillation circuit of FIG. 8 is different from the oscillation circuit of FIG. 5 in that a
図8の発振回路に設けられた制御回路15は、図7の制御回路15と同様の機能を有しており、第7実施形態にて説明した事項は、矛盾なき限り、全て本実施形態にも適用される。勿論、第7実施形態にて説明した事項を本実施形態に適用する場合、符号11と11aの相違、符号12と12aの相違、符号13と13aの相違、符号104と105の相違は、適宜無視される。
The
<<第9実施形態>>
図4の発振回路に制御回路15を追加して図7の発振回路を構成したのと同様に、図6の発振回路に、同様の制御回路を追加するようにしてもよい。図6の発振回路に、制御回路を追加した実施形態を、第9実施形態として説明する。
<< Ninth Embodiment >>
Similar to the configuration of the oscillation circuit of FIG. 7 by adding the
図9は、本発明の第9実施形態に係る発振回路の構成ブロック図である。図9の発振回路は、制御回路15が追加されている点において図6の発振回路と相違しており、その他の点において、図6と図9の発振回路は同様である。
FIG. 9 is a configuration block diagram of an oscillation circuit according to the ninth embodiment of the present invention. The oscillation circuit of FIG. 9 is different from the oscillation circuit of FIG. 6 in that a
図9の発振回路に設けられた制御回路15は、図7の制御回路15と同様の機能を有しており、第7実施形態にて説明した事項は、矛盾なき限り、全て本実施形態にも適用される。勿論、第7実施形態にて説明した事項を本実施形態に適用する場合、符号11と11aの相違、符号12と12aの相違、符号14と14aの相違、符号104と106の相違は、適宜無視される。
The
<<各実施形態の共通事項など>>
以下に、上述した各実施形態の共通事項などを説明する。
<< Common items of each embodiment >>
Hereinafter, common items of the above-described embodiments will be described.
上述の各実施形態の発振回路から得られるデジタル出力信号は、安定したデジタル発振信号として様々な形で利用される。例えば、電子楽器、実験用信号発生器などに利用される。また、デジタル出力信号が複数ビットのデジタル信号である場合、それを計算機に対して直接供給できる、或いは、デジタルオーディオインターフェースに乗せやすいなどの利点がある。また、デジタル出力信号が1ビットのPDM信号である場合は、そのデジタル出力信号にてスイッチング回路を駆動することにより、高効率の増幅器(電力増幅器)を形成することが可能となる。 The digital output signal obtained from the oscillation circuit of each embodiment described above is used in various forms as a stable digital oscillation signal. For example, it is used for electronic musical instruments and experimental signal generators. Further, when the digital output signal is a multi-bit digital signal, there are advantages such that it can be directly supplied to a computer or can be easily placed on a digital audio interface. When the digital output signal is a 1-bit PDM signal, a high-efficiency amplifier (power amplifier) can be formed by driving the switching circuit with the digital output signal.
移相器(14及び14a)は、不要な周波数の信号を減衰させるフィルタとしての機能も有する。このため、D/A変換器やデジタル信号処理回路にて発生した白色雑音(量子化誤差に起因する雑音など)や高調波は、移相器のフィルタ効果により、その周波数が発振周波数より離れるほど(図11の移相器においては、その周波数が高いほど)軽減されるように作用する。即ち、D/A変換器(及びデジタル信号処理回路)と移相器を従属接続し、移相器の出力信号をA/D変換器に戻す構成を採用することにより、D/A変換器(及びデジタル信号処理回路)にて不可避的に生じる雑音等の抑制効果を得ることができ、結果として、特性の優れた発振信号を得ることが可能となる。 The phase shifters (14 and 14a) also have a function as a filter that attenuates a signal having an unnecessary frequency. For this reason, white noise (noise caused by quantization error, etc.) and harmonics generated in a D / A converter or digital signal processing circuit are separated from the oscillation frequency by the filter effect of the phase shifter. (In the phase shifter of FIG. 11, the higher the frequency, the lower the frequency). That is, by adopting a configuration in which the D / A converter (and the digital signal processing circuit) and the phase shifter are cascade-connected and the output signal of the phase shifter is returned to the A / D converter, the D / A converter ( In addition, it is possible to obtain an effect of suppressing noise inevitably generated in the digital signal processing circuit), and as a result, an oscillation signal having excellent characteristics can be obtained.
また、デジタル増幅器の内部にてノイズシェーピング処理を実施し、1ビット信号に代表されるノイズシェーピング・ビットストリーム信号にて信号処理を行うことにより、ノイズシェーピング・ビットストリーム信号がデジタル信号でありながらアナログ信号の成分(アナログ信号波形)を内包するという特性を生かし、D/A変換機能を単なるローパスフィルタで実現することも可能となる。この結果、D/A変換器を実現するための専用部品(比較器など)を省略することも可能となり、構成が簡素化されると共に部品点数の削減が図られる。 In addition, noise shaping processing is performed inside the digital amplifier, and signal processing is performed with a noise shaping bitstream signal typified by a 1-bit signal, so that the noise shaping bitstream signal is a digital signal and analog. The D / A conversion function can be realized by a simple low-pass filter by taking advantage of the characteristic of including the signal component (analog signal waveform). As a result, it is possible to omit a dedicated component (such as a comparator) for realizing the D / A converter, thereby simplifying the configuration and reducing the number of components.
また、発振回路の構成要素である移相器は一般的にコンデンサと抵抗により構成され、その構成回路は、ローパスフィルタと略同じである。それ故、ノイズシェーピング・ビットストリーム信号を扱う場合、D/A変換機能を実現するためのローパスフィルタを移相器に持たせて、更なる部品点数の削減を図ることもできる。 The phase shifter, which is a component of the oscillation circuit, is generally composed of a capacitor and a resistor, and the component circuit is substantially the same as that of the low-pass filter. Therefore, when a noise shaping bitstream signal is handled, a low-pass filter for realizing the D / A conversion function can be provided in the phase shifter to further reduce the number of parts.
また、本発明に係る発振回路(発振装置)を、様々な種類の発振回路として構成することが可能である。例えば、移相型発振回路として構成することも可能であり、ウィーンブリッジ発振回路として構成することも可能である。ウィーンブリッジ発振回路では帰還回路としてバンドパスフィルタが用いられるため、このバンドパスフィルタに、D/A変換機能を実現するためのローパスフィルタとしての機能を担わせるとよい。 In addition, the oscillation circuit (oscillation device) according to the present invention can be configured as various types of oscillation circuits. For example, it can be configured as a phase-shifting oscillation circuit, or can be configured as a Wien bridge oscillation circuit. In the Wien bridge oscillation circuit, a band-pass filter is used as a feedback circuit. Therefore, the band-pass filter may have a function as a low-pass filter for realizing a D / A conversion function.
また、発振回路のフィードバックループ(帰還ループ)内にデジタル信号で処理される区間があることから、その部分にデジタル信号処理回路を挿入することができる。これにより、アナログ回路では、通常、実現困難な機能をも実現することができ、発振回路の構成の自由度が向上する。 In addition, since there is a section processed with a digital signal in the feedback loop (feedback loop) of the oscillation circuit, the digital signal processing circuit can be inserted into that section. As a result, functions that are normally difficult to realize can be realized in the analog circuit, and the degree of freedom in the configuration of the oscillation circuit is improved.
また、発振回路の出力信号を観測し、その観測結果に基づいてデジタル増幅器の特性を変化させる制御回路を設けることにより、アナログ発振回路としての特性を変化させることができる。該制御回路による適切な制御によって、様々な特性の向上が図られる。 In addition, by observing the output signal of the oscillation circuit and providing a control circuit for changing the characteristics of the digital amplifier based on the observation result, the characteristics as the analog oscillation circuit can be changed. Various characteristics can be improved by appropriate control by the control circuit.
11、11a A/D変換器
12、12a デジタル信号処理回路
13、13a D/A変換器
14、14a 移相器
15 制御回路
16 端子
101〜106 デジタル増幅器
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記A/D変換器の出力信号をD/A変換するD/A変換器と、
前記D/A変換器の出力信号を移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、
前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、
前記A/D変換器への入力信号に対して前記D/A変換器の出力信号は増幅されている
ことを特徴とする発振装置。 An A / D converter for A / D converting an analog input signal;
A D / A converter for D / A converting the output signal of the A / D converter;
Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the D / A converter and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase-shifting to the A / D converter;
Output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device,
An oscillation apparatus, wherein an output signal of the D / A converter is amplified with respect to an input signal to the A / D converter.
ことを特徴とする請求項1に記載の発振装置。 2. The oscillation device according to claim 1, wherein a noise shaping type A / D converter is used as the A / D converter.
前記A/D変換器の出力信号に所定のデジタル信号処理を施すデジタル信号処理部と、
前記デジタル信号処理部の出力信号をD/A変換するD/A変換器と、
前記D/A変換器の出力信号を移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、
前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、
前記A/D変換器への入力信号に対して前記D/A変換器の出力信号は増幅されている
ことを特徴とする発振装置。 An A / D converter for A / D converting an analog input signal;
A digital signal processing unit that performs predetermined digital signal processing on the output signal of the A / D converter;
A D / A converter for D / A converting the output signal of the digital signal processing unit;
Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the D / A converter and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase-shifting to the A / D converter;
Output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device,
An oscillation apparatus, wherein an output signal of the D / A converter is amplified with respect to an input signal to the A / D converter.
ことを特徴とする請求項3に記載の発振装置。 4. The oscillation device according to claim 3, wherein a noise shaping type A / D converter is used as the A / D converter.
ことを特徴とする請求項3または請求項4に記載の発振装置。 4. A control means for controlling the output signal of the D / A converter by controlling the digital signal processor based on the output signal of the A / D converter. The oscillation device according to claim 4.
前記A/D変換器の出力信号をD/A変換しつつ移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、
前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、
前記A/D変換器への入力信号に対する前記移相手段によるD/A変換後の信号の利得は、1以上となっている
ことを特徴とする発振装置。 A noise shaping type A / D converter for A / D converting an analog input signal;
Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the A / D converter while performing D / A conversion, and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase shift to the A / D converter;
Output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device,
An oscillation device characterized in that a gain of a signal after D / A conversion by the phase shift means with respect to an input signal to the A / D converter is 1 or more.
前記A/D変換器の出力信号に所定のデジタル信号処理を施すデジタル信号処理部と、
前記デジタル信号処理部の出力信号をD/A変換しつつ移相せしめ、その移相によって得られた移相信号を前記A/D変換器に出力する移相手段と、
前記A/D変換器の出力信号を当該発振装置のデジタル出力信号として出力する出力手段と、を備え、
前記A/D変換器及び前記デジタル信号処理部の少なくとも一方において、ノイズシェーピング処理が施されており、
前記A/D変換器への入力信号に対する前記移相手段によるD/A変換後の信号の利得は、1以上となっている
ことを特徴とする発振装置。 An A / D converter for A / D converting an analog input signal;
A digital signal processing unit that performs predetermined digital signal processing on the output signal of the A / D converter;
Phase-shifting means for phase-shifting the output signal of the digital signal processing unit while performing D / A conversion, and outputting the phase-shifted signal obtained by the phase-shifting to the A / D converter;
Output means for outputting the output signal of the A / D converter as a digital output signal of the oscillation device,
Noise shaping processing is performed in at least one of the A / D converter and the digital signal processing unit,
An oscillation device characterized in that a gain of a signal after D / A conversion by the phase shift means with respect to an input signal to the A / D converter is 1 or more.
ことを特徴とする請求項7に記載の発振装置。 The digital signal processing unit is further controlled based on an output signal of the A / D converter to further control a signal after D / A conversion by the phase shift means. Item 8. The oscillation device according to Item 7.
ことを特徴とする請求項2、請求項4、請求項6、請求項7または請求項8に記載の発振装置。 The A / D converter is a ΔΣ modulator that ΔΣ modulates an input signal to itself and outputs a ΔΣ modulation signal. The oscillation device according to claim 8.
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