JP4658139B2

JP4658139B2 - ドップラー予測

Info

Publication number: JP4658139B2
Application number: JP2007546208A
Authority: JP
Inventors: ヘンリクサーリン，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2004-12-15
Filing date: 2004-12-15
Publication date: 2011-03-23
Anticipated expiration: 2024-12-15
Also published as: EP1829244B2; DE602004027557D1; PL1829244T5; ATE470276T1; CN101080880B; WO2006064310A1; KR20070085895A; ES2346657T3; PL1829244T3; EP1829244A1; JP2008530827A; US20090325498A1; EP1829244B1; ES2346657T5; KR101059323B1; US7899402B2; CN101080880A

Description

本発明は、遠隔通信システムにおけるドップラー予測、および機器設置や測定の分野におけるドップラー予測に関するものである。

＜ドップラー偏差および拡散＞
送信機が受信機に対して移動する場合、受信信号はよく知られるドップラー効果の影響を受けることになる。すなわち、受信信号の振幅は、受信機および送信機が相対的に移動する速度に比例して変化することになる。

有視界の通信経路が得られない環境では、無線信号が通信システムの送信アンテナから受信アンテナへの経路上の種々の物体間で散乱および反射するので、典型的なマルチパスフェーディングに遭遇する。

マルチパスフェーディング環境は、図３に示すようなスペクトラムを有するチャネルによりモデル化することができる。スペクトラムは、受信信号の送信信号からの周波数偏差ｆ₀の周りに、ドップラー拡散であるスペクトラム幅、２ｆ_D、で集中する。

この周波数偏差ｆ₀は、送信機と受信機との間の変調周波数の誤差によるものである。受信機と送信機が有視界の伝播チャネル経路を持つ場合、この誤差もまたドップラー拡散に依存することがある。周波数の予測アルゴリズムを使用してこの偏差を予測し、偏差を受信信号において取り除くかまたは補償することができる。

ドップラー拡散は、時間に応じて変化するチャネルの拡散成分に起因し、これを高速フェーディングとも呼ぶ。ドップラー拡散は、受信機および／または送信機の速度に線形比例する。受信機／送信機が移動しない場合、ドップラー拡散はゼロである。

図３に示すようなスペクトラムの時間に応じて変化するチャネルは、図４に示すような自己相関関数を持つ。これは、以下で示す数式（６）に対応する。

＜ドップラー拡散への既知のアプリケーション＞
送信機および受信機を備える無線通信システムに対して、アンテナインタフェースおよび空中線インタフェースは、時間に応じて変化するチャネルｈ（ｔ）として考えることができる。ここで、ｔは時間指標である。パイロット信号ｓ（ｔ）を送信する場合、アンテナの空中線インタフェースを経る受信信号は、以下のように書くことができる。

Ｉ：ｒ（ｔ）＝ｈ（ｔ）・ｓ（ｔ）＋ｗ（ｔ）
上式で、ｗ（ｔ）は、対象以外の送信機からの付加雑音または干渉である。

受信機において、信号ｒ（ｔ）を、共役パイロット信号ｓ^*（ｔ）により復調することができる。次に、時間に応じて変化するチャネルを、以下のよく知られた関係式により予測することができる：
II：ｈ＾（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｓ^*（ｔ）＝ｈ（ｔ）＋ｗ（ｔ）・ｓ^*（ｔ）
雑音の寄与は、白色雑音信号、即ち平坦なスペクトラムを持つ信号としてモデル化することがよくある。その時間領域の例を図２に示す。この場合、チャネルは積分または累積間隔Ｔ_ACCを使用してより正確に予測することができる。

ドップラー拡散に依存する最適な積分（または累積）間隔、Ｔ_ACCを定義することができることが示されている。従って、低ビット誤り率および低ブロック誤り率によって良好な性能を有する受信機にとって、ドップラー拡散の予測の正確性は重大である。対応する処理を図７に示す。この処理では、積分間隔Ｔ_ACCを受信機で設定し（工程１）、無線信号を受信し（工程２）、ドップラー拡散ｆ＾_Dを予測し（工程３）、新たな積分間隔をドップラー拡散に基づいて受信機で設定する（工程４）。ドップラー拡散が大きければ、使用すべき積分間隔は短い。

ドップラー予測の別の例示的アプリケーションは、無線リンクの品質を予測する手段としてのものである。ドップラー拡散を予測することにより、無線リンクの品質が変化する割合を査定することができる。

対応する処理を図８に示す。この処理では、品質測定基準（品質測定尺度: quality measure)を通信チャネルに対して設定し（工程１）、無線信号を受信し（工程２）、ドップラー拡散ｆ＾_Dを予測する（工程３）。通信チャネルの新たな品質測定基準を予測する（工程４）が、この予測は、ドップラー拡散の予測（工程３）とは独立の順序で行うことができる。予測されたドップラー拡散を使用して、さらにこの品質測定基準を処理するために、例えば品質測定基準の変化の速度を計算することができる（工程５）。ドップラー拡散が大きければ、通信チャネルの品質は早く変化し、新たな品質測定基準が予測の信頼に耐えないことを示す。ドップラー拡散が小さければ、通信チャネルの品質は早く変化せず、新たな品質測定基準が予測の信頼に耐えることを示す。通信チャネルのこの品質測定基準に基づいて、新たに改良された品質測定基準を通信システムに対して設定する（工程６）。

＜ドップラー拡散の予測＞
国際公開第ＷＯ０３／０７７４４５号では、ドップラー拡散予測を行う方法が提示された。対応する数式をこの出願の数式（１２ａ）および数式（１３ａ）に示した。ドップラー拡散の予測に対するその他の類似する数式を（１２ｂ）および（１３ｂ）に示したが、これはＣ．テペデレンリオグル(C.Tepedelenlioglu)、Ａ．アブディ(A.Abdi)、Ｇ．ジアンナキス(G.Giannakis)およびＭ．カヴェー(M.Kaveh)「ハンドオフアプリケーションおよび適応伝送を有する移動通信におけるドップラー拡散および信号強度の予測（"Estimation of Doppler spread and signal strength in mobile communications with applications to handoff and adaptive transmission"）」、無線通信と移動コンピューティング（Wireless communications and Mobile Computing）、２２１−２４２頁、２００１年１月１日に記載されている。

図６に、図７の例示的アプリケーションの工程３の下で行うような、または図８の例示的アプリケーションの工程３の下で行うような、ドップラー拡散の予測を示した。図６では、まず、例えば数式（１５）を使用して、受信信号の少なくとも２つの遅延に対する自己相関を予測する（工程１０）。その後、数式（１２ａ）、（１２ｂ）、（１３ａ）または（１３ｂ）に従い、以上で予測した自己相関から、「予備的」（この場合最終）ドップラー拡散を予測する（工程２０）。これらの計算は、図１に示す受信機のドップラー予測ユニット（ＤＥＵ: Doppler estimation unit）で行うことができる。この場合、数式（１５）で、ｙ＝ｈ＾（ｔ）である。

しかしながら、以上または他の同等な方法を使用してドップラー拡散を予測する場合、得られる予測が、真の値ｆ_DTRUEとはシステマティックな誤差−バイアス−だけ相違することを、本願発明者は見つけ出した。

従って、ドップラー拡散の予測を必要とする多くのアプリケーションに対して、既知のドップラー拡散の予測の確度においては、確度としてなお望むべきものが残っている。
ＷＯ０３／０７７４４５号 A.Abdi、G.GiannakisおよびM.Kaveh、「Estimation of Doppler spread and signal strength in mobile communications with applications to handoff and adaptive transmission」、Wireless communications and Mobile Computing、２２１−２４２頁、２００１年１月１日

ドップラー拡散をさらに正確に予測する方法を明らかにすることが、本発明の第１の目的である。この目的は、請求項１で明らかにする主題により達成する。さらなる利点は、以下の「発明を実施するための最良の形態」から明らかになることになる。

図５に、以上の数式（１２ｂ）および（１３ｂ）を使用する測定パラメータに基づき、予測された（仮の）ドップラー拡散と真のドップラー拡散との間の関係を示した。図に示す通り、ドップラーと共に増加する値は、

から

まで拡散することが分かった。

本発明により、（仮の）予測されたドップラー拡散と真のドップラー拡散との間の乖離を補正するために、バイアスを除去した値△₂を予測する。

本発明によるドップラー拡散の予測は、以下の関係式により行う。

ただし、次式が成り立つ。

上式で、

は例として、数式（１２ａ）、（１２ｂ）、（１３ａ）または（１３ｂ）により与えられる。

以上の近似は、次式を使用することにより十分な精度を与える。

式IIIの根拠を、添付する数式（１）〜（３２ｄ）を参照してより詳細に説明することにする。本願では、記法Ｘ＾は

に対応することに注意されたい。

＜モデル＞
図１に関して以上に記述したように、受信復調信号、

を拡散成分、視界経路上の成分および付加的な白色ガウシアン（Gaussian）雑音の和としてモデル化することができる。ここで、

は受信信号電力、および

はライシアン（Ricean）要素である。

受信復調信号は、従って以下のようにモデル化することができる。

上式で、

は、白色付加ガウシアン雑音である。この受信信号は、次式の相関関数を有し、

上式は、次のスペクトラムを持つ。

数式（６）の第１項の予測として数式（６）を使用する場合、遅延ゼロの相関は、雑音の項を含むので、回避すべきである。

＜ドップラー周波数の予測＞
以下の表記を使用する：
ドップラーシフト：

ドップラー拡散：

以上の表記で、

は、受信信号の電力密度スペクトラムである。

受信信号がジェイク（Jake）のスペクトラムを持てば、
最大ドップラー拡散周波数：

である。

受信信号に関係するジェイクのスペクトラムの例については、図３を参照。数式（８）で定義するように、ドップラーシフトは、受信信号の平均周波数またはスペクトラムの重心と解釈できる。図３で、例示的なドップラーシフトは１０Ｈｚに等しい。

＜ドップラー拡散予測装置の実施例＞
例えば、最大のドップラー拡散の予測は、次式のように計算することができる。

周波数誤差がなければ、自己相関の虚数部はゼロである。その場合、数式（１２ａ）は、次式のように再公式化することができ、

上式において、遅延ゼロの自己相関と遅延Ｔ秒の場合に計算した自己相関との差分を計算する。この差分を、遅延ゼロの自己相関による除算により正規化する。この商の平方根を取り、結果をπおよび遅延Ｔ秒により尺度を調整する。

遅延ゼロでの予測された自己相関の使用を避けるために、以下の方法も示す。

再度、周波数誤差がなければ、自己相関の虚数部はゼロである。その場合、数式（１３ａ）は、次式のように再公式化することができ、

上式において、Ｔ秒の最大遅延の自己相関とＴ秒のｋ倍である別の遅延に対して計算した自己相関との差分を計算する。この差分を、遅延Ｔ秒の自己相関による除算および、ｋの二乗マイナス１である分子による除算で正規化する。この商の平方根を取り、結果をπおよび遅延Ｔ秒により尺度を調整する。

受信信号のこれらの自己相関は、次式のように予測できる。

上式で、

はパイロット信号の和である。この場合、自己相関の標本化間隔または最少遅延は数秒であり、次式の通りである。

＜ドップラー予測のバイアス＞

および

が成り立つことを示すことができる。

上式で、

および

を使用する。

数式（１９）および（２０）におけるこれらの偏差の近似は、

および

または

のように使用することができる。

数式（２２ａ）を使用の結果は数式（１２ａ）、および数式（２２ｂ）を使用の結果は数式（１３ａ）を得る。

特定のドップラー周波数および標本化間隔に対し、バイアスは、数式（２２ａ）を使用する場合、

および、数式（２２ｂ）を使用する場合、

である。

＜ゼロ次ベッセル（Bessel）関数の挿入＞

を数式（２０）に挿入すると、

を得る。

上式で、

を使用する。

次に、ドップラー拡散のバイアスの除去を、

および

のように計算することができる。

このバイアスの除去は、仮のドップラー拡散の予測の二乗値から行うことに注意されたい。バイアスの除去には、この仮のドップラー拡散の予測の二乗値を使用する。

要約すると、

および

で与えられるようなバイアス除去値を含み、

までか、または代わりに、

までを使用する、ドップラー予測法を提案する。

本発明によれば、仮のドップラー拡散の開始予測値、

を予測する幾つかの代替法は、数式（１２ａ）、（１２ｂ）、（１３ａ）、（１３ｂ）の説明に使用することができる。

本発明によれば、予測されたドップラー拡散は、図６に示すように計算することができ、追加工程（３０）を、例えば数式（２８）に基づいて実行する。

ドップラー拡散の予測は、例えば受信信号の復号化の累積間隔Ｔ_ACCの規定に使用することができる。

ドップラー拡散予測の別の可能なアプリケーションは、無線チャネルｈ（ｔ）の品質予測である。

本発明により送信機（ＴＸ）と通信する受信機（ＲＸ）を示し、受信機は復調ユニット（Ｘ）およびドップラー予測ユニット（ＤＥＵ）を備え、ドップラー予測ユニットは受信信号のドップラー拡散の予測を行う。

送信機および復調信号ｈ＾（ｔ）を提供する受信機に関する従来技術のモデルを示す図である。復調信号ｈ＾（ｔ）の一例の概要説明する図である。ドップラー周波数偏差およびドップラー拡散による例示的なジェイクのスペクトラムを示す図である。従来技術の数式（６）によるドップラー拡散の自己相関関数を示す図である。本発明による仮のドップラー拡散およびバイアスを除去したドップラー拡散値を説明する図である。それぞれ本発明および従来技術によるバイアスを除去したドップラー拡散を予測する処理を示す図である。無線受信機において平均間隔に連続的に適合する処理を示す図である。無線チャネルの品質測定基準を連続的に予測する処理を示す図である。

Claims

電子システムにおいて使用するドップラー拡散を予測する方法であって、
バイアスを除去した値を、次式

に従い予測する工程を含み、

は測定したパラメータに基づく二乗された仮のドップラー拡散であり、

は、

である場合の、周波数誤差を有さない最大のドップラー拡散の予測

を二乗することによって得られるか、又は

でありκが整数である場合の、周波数誤差を有さない最大のドップラー拡散の予測

を二乗することによって得られ、

は受信信号の予測された自己相関であり、

により得られる
ことを特徴とする方法。
請求項１に記載のドップラー拡散を予測する方法であって、
バイアスを除去した値を、次式

に従い予測する工程を含み、

は測定したパラメータに基づく二乗された仮のドップラー拡散であり、

は、ｉ＝２，３，…，ｍについて

である場合の、周波数誤差を有さない最大のドップラー拡散の予測

を二乗することによって得られるか、又はｉ＝２，３，…，ｍについて

でありκが整数である場合の、周波数誤差を有さない最大のドップラー拡散の予測

を二乗することによって得られ、

は受信信号の予測された自己相関であり、

により得られる
ことを特徴とする方法。
送信機（ＴＸ）と通信する受信機（ＲＸ）であって、
復調ユニット（Ｘ）と、
ドップラー予測ユニット（ＤＥＵ：Doppler estimation unit）とを備え、
前記ドップラー予測ユニットは、請求項１又は２に記載の受信信号の前記ドップラー拡散の予測を行うことを特徴とする受信機。
請求項３に記載の受信機であって、
前記ドップラー拡散の予測は、前記受信信号を復号化するための累積間隔Ｔ_ACCを規定するために使用されることを特徴とする受信機。
請求項３に記載の受信機であって、
前記ドップラー拡散の予測は、無線チャネルｈ（ｔ）の品質を予測するために使用されることを特徴とする受信機。