JP4635934B2 - Control device for electric vehicle - Google Patents

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Description

この発明は、電動車両の制御装置に関し、特に、複数の電動機を搭載する電動車両の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for an electric vehicle, and more particularly to a control device for an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors.

近年、電気自動車（Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）などの電動車両が注目されている。これらの電動車両としては、インバータとインバータによって駆動される電動機とを動力源として走行するものが実用化されている。   In recent years, electric vehicles such as electric vehicles and hybrid vehicles have attracted attention. As these electric vehicles, those that travel using an inverter and an electric motor driven by the inverter as a power source have been put into practical use.

一般に、インバータは、インバータを構成するスイッチング素子が動作する際に電磁ノイズを発生する。そして、多数の装置が密集して搭載される電動車両においては、インバータのノイズ対策が重要である。   Generally, an inverter generates electromagnetic noise when a switching element constituting the inverter operates. In an electric vehicle in which a large number of devices are densely mounted, it is important to take measures against noise of the inverter.

特開２００１−３７２４８号公報（特許文献１）は、ノイズを減少可能なインバータ装置を開示する。このインバータ装置においては、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）キャリア周波数の変調係数を電流指令と電流検出との偏差に応じて可変にする。具体的には、定常時はキャリア周波数を下げて低ノイズ化を図り、電流の変化が大きい場合には適切にキャリア周波数を高めることにより電流応答特性の維持を図る。これにより、ノイズを減少させるためにキャリア周波数を低下させても応答性能を維持可能としている（特許文献１参照）。
特開２００１−３７２４８号公報 特開平９−２２４３９９号公報 特開平５−１１５１０６号公報 特開平１０−３３７０８３号公報 特開平５−１８４１８２号公報 Japanese Patent Laying-Open No. 2001-37248 (Patent Document 1) discloses an inverter device capable of reducing noise. In this inverter device, the modulation coefficient of PWM (Pulse Width Modulation) carrier frequency is made variable according to the deviation between the current command and the current detection. Specifically, the carrier frequency is lowered to reduce noise during normal operation, and the current response characteristic is maintained by appropriately raising the carrier frequency when the change in current is large. This makes it possible to maintain response performance even when the carrier frequency is lowered in order to reduce noise (see Patent Document 1).
JP 2001-37248 A JP-A-9-224399 JP-A-5-115106 Japanese Patent Laid-Open No. 10-337083 JP-A-5-184182

いわゆるシリーズ型やシリーズ／パラレル型のハイブリッド自動車においては、エンジンに連結されて発電機として主に動作する電動機と、その電動機により発電された電力を用いて車両の駆動力を発生するもう１つの電動機とが搭載される。そして、２台の電動機に対応してインバータも２つ搭載される。   In a so-called series type or series / parallel type hybrid vehicle, an electric motor that is connected to an engine and mainly operates as a generator, and another electric motor that generates driving force of the vehicle using electric power generated by the electric motor. And will be installed. Two inverters are also mounted corresponding to the two electric motors.

このような複数の電動機を搭載した電動車両の場合、一方の電動機に対応するインバータから発生するノイズが、他方の電動機に流れる電流を検出する電流センサの検出値に重畳し、その他方の電動機の出力に影響を与えることがある。   In the case of an electric vehicle equipped with such a plurality of electric motors, noise generated from an inverter corresponding to one electric motor is superimposed on a detection value of a current sensor that detects a current flowing through the other electric motor, and the other electric motor May affect output.

上記の特開２００１−３７２４８号公報に記載されたインバータ装置は、定常時にキャリア周波数を下げて低ノイズ化を図っているにすぎず、複数の電動機を搭載する電動車両において、一方の電動機に対応するインバータから発生するノイズが他方の電動機の出力に与える影響およびその抑制方法については考慮されていない。   The inverter device described in the above Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-37248 only reduces the carrier frequency in a steady state to reduce noise, and corresponds to one motor in an electric vehicle equipped with a plurality of motors. The influence of the noise generated from the inverter on the output of the other motor and its suppression method are not considered.

この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数の電動機を搭載する電動車両において、他のインバータから発生するノイズが電動機の出力に与える影響を抑制する電動車両の制御装置を提供することである。   The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to reduce the influence of noise generated from other inverters on the output of the electric motor in an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors. It is to provide a control device.

この発明によれば、電動車両の制御装置は、複数の電動機を搭載する電動車両の制御装置であって、複数の電動機にそれぞれ対応して設けられ、各々が所定のキャリア周波数に応じたスイッチング周波数で動作する複数のインバータと、複数の電動機に含まれる第１の電動機に流れる電流を所定のサンプリング周波数で検出する電流検出部と、電流検出部からの検出値に基づいて第１の電動機に対応するインバータを制御するインバータ制御部と、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数とサンプリング周波数との関係に基づいてサンプリング周波数を変更可能なように構成された周波数変更部とを備える。   According to this invention, the control device for an electric vehicle is a control device for an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors, and is provided corresponding to each of the plurality of electric motors, each of which has a switching frequency corresponding to a predetermined carrier frequency. Corresponding to the first electric motor based on the detected value from the current detecting unit, the current detecting unit that detects the current flowing through the first electric motor included in the plurality of electric motors at a predetermined sampling frequency An inverter control unit for controlling the inverter to be operated, and a frequency changing unit configured to be able to change the sampling frequency based on the relationship between the sampling frequency and the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor. .

好ましくは、第１の電動機の回転軸は、電動車両の駆動軸に連結される。
好ましくは、周波数変更部は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数がサンプリング周波数の略整数倍のとき、その関係を回避するようにサンプリング周波数を変更する。 Preferably, the rotation shaft of the first electric motor is coupled to the drive shaft of the electric vehicle.
Preferably, the frequency changing unit changes the sampling frequency so as to avoid the relationship when the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor is substantially an integer multiple of the sampling frequency.

また、好ましくは、サンプリング周波数は、第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数に応じて決定される。周波数変更部は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数がサンプリング周波数の略整数倍のとき、その関係を回避するように第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数を変更する。   Preferably, the sampling frequency is determined according to the carrier frequency of the inverter corresponding to the first electric motor. The frequency changing unit changes the carrier frequency of the inverter corresponding to the first motor so as to avoid the relationship when the carrier frequency of the inverter corresponding to the motor other than the first motor is substantially an integer multiple of the sampling frequency. .

好ましくは、周波数変更部は、電動車両の速度が所定速度よりも低いとき、サンプリング周波数を変更し得る。   Preferably, the frequency changing unit can change the sampling frequency when the speed of the electric vehicle is lower than a predetermined speed.

また、好ましくは、電動車両の制御装置は、第１の電動機に対応するインバータの温度を検出する温度センサをさらに備える。周波数変更部は、温度センサによって検出された温度が所定温度よりも低いとき、サンプリング周波数を変更し得る。   Preferably, the control device for an electric vehicle further includes a temperature sensor that detects a temperature of an inverter corresponding to the first electric motor. The frequency changing unit may change the sampling frequency when the temperature detected by the temperature sensor is lower than a predetermined temperature.

また、この発明によれば、電動車両の制御装置は、複数の電動機を搭載する電動車両の制御装置であって、複数の電動機にそれぞれ対応して設けられ、各々が所定のキャリア周波数に応じたスイッチング周波数で動作する複数のインバータと、複数の電動機に含まれる第１の電動機に流れる電流を所定のサンプリング周波数で検出する電流検出部と、電流検出部からの検出値に基づいて第１の電動機に対応するインバータを制御するインバータ制御部とを備える。サンプリング周波数は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数との関係に基づいて設定される。   Further, according to the present invention, the control device for an electric vehicle is a control device for an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors, and is provided corresponding to each of the plurality of electric motors, each corresponding to a predetermined carrier frequency. A plurality of inverters that operate at a switching frequency, a current detection unit that detects a current flowing through a first motor included in the plurality of motors at a predetermined sampling frequency, and a first motor based on a detection value from the current detection unit And an inverter control unit for controlling an inverter corresponding to the above. The sampling frequency is set based on the relationship with the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor.

好ましくは、第１の電動機の回転軸は、電動車両の駆動軸に連結される。
好ましくは、サンプリング周波数は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数がサンプリング周波数の略整数倍以外の周波数となるように設定される。 Preferably, the rotation shaft of the first electric motor is coupled to the drive shaft of the electric vehicle.
Preferably, the sampling frequency is set so that the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor is a frequency other than substantially an integer multiple of the sampling frequency.

また、好ましくは、サンプリング周波数は、第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数に応じて設定される。第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数がサンプリング周波数の略整数倍以外の周波数となるように設定される。   Preferably, the sampling frequency is set according to the carrier frequency of the inverter corresponding to the first electric motor. The carrier frequency of the inverter corresponding to the first electric motor is set so that the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor is a frequency other than substantially an integer multiple of the sampling frequency.

複数の電動機が電動車両に搭載されている場合、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数と第１の電動機に流れる電流を検出する電流検出部のサンプリング周波数との関係によっては、第１の電動機に実際に流れる電流に対して電流検出部からの検出値にオフセットや低周波のうねりが発生し得る。そして、このオフセットや低周波のうねりが発生している検出値に基づいて第１の電動機に対応するインバータをインバータ制御部により制御すると、第１の電動機の出力が不安定化し得る。しかしながら、この発明においては、周波数変更部は、前記キャリア周波数と前記サンプリング周波数との関係に基づいて前記サンプリング周波数を変更可能なように構成されているので、電流検出部からの検出値のオフセットや低周波のうねりの発生を回避し得る。   When a plurality of electric motors are mounted on an electric vehicle, depending on the relationship between the carrier frequency of the inverter corresponding to the electric motor other than the first electric motor and the sampling frequency of the current detection unit that detects the current flowing through the first electric motor, An offset or low-frequency undulation may occur in the detection value from the current detection unit with respect to the current that actually flows through the first electric motor. Then, if the inverter corresponding to the first electric motor is controlled by the inverter control unit based on the detected value in which the offset or the low-frequency undulation is generated, the output of the first electric motor may become unstable. However, in the present invention, the frequency changing unit is configured to be able to change the sampling frequency based on the relationship between the carrier frequency and the sampling frequency. Generation of low-frequency swell can be avoided.

したがって、この発明によれば、他のインバータから発生するノイズが電動機の出力に与える影響を抑制することができる。その結果、電動機の出力が安定化する。   Therefore, according to this invention, the influence which the noise which generate | occur | produces from another inverter has on the output of an electric motor can be suppressed. As a result, the output of the electric motor is stabilized.

また、この発明においては、上記のように第１の電動機の出力が不安定化し得るところ、第１の電動機に流れる電流を検出する電流検出部のサンプリング周波数は、第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数との関係に基づいて設定されるので、電流検出部からの検出値のオフセットや低周波のうねりの発生を回避し得る。   In the present invention, the output of the first motor can be unstable as described above. However, the sampling frequency of the current detection unit that detects the current flowing through the first motor is set to a motor other than the first motor. Since it is set based on the relationship with the carrier frequency of the corresponding inverter, it is possible to avoid the occurrence of offset of the detection value from the current detection unit and swell of low frequency.

したがって、この発明によれば、他のインバータから発生するノイズが電動機の出力に与える影響を抑制することができる。その結果、電動機の出力が安定化する。   Therefore, according to this invention, the influence which the noise which generate | occur | produces from another inverter has on the output of an electric motor can be suppressed. As a result, the output of the electric motor is stabilized.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による制御装置を備えた電動車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図１を参照して、このハイブリッド車両１００は、蓄電装置Ｂと、電源ラインＰＬと、接地ラインＳＬと、コンデンサＣと、インバータ１０，２０と、モータジェネレータ３０，４０と、エンジン５０と、駆動輪６０と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）７０と、電圧センサ８２と、電流センサ８４，８６とを備える。 [Embodiment 1]
1 is an overall block diagram of a hybrid vehicle shown as an example of an electric vehicle equipped with a control device according to Embodiment 1 of the present invention. Referring to FIG. 1, hybrid vehicle 100 includes a power storage device B, a power supply line PL, a ground line SL, a capacitor C, inverters 10 and 20, motor generators 30 and 40, an engine 50, and a drive. A wheel 60, an ECU (Electronic Control Unit) 70, a voltage sensor 82, and current sensors 84 and 86 are provided.

蓄電装置Ｂは、充放電可能な電池であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池から成る。蓄電装置Ｂは、電源ラインＰＬおよび接地ラインＳＬを介してインバータ１０，２０へ直流電力を供給する。また、蓄電装置Ｂは、エンジン５０の動力を用いてモータジェネレータ３０により発電された電力および車両の回生制動時にモータジェネレータ４０により発電された電力によって充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量のキャパシタを用いてもよい。   The power storage device B is a chargeable / dischargeable battery, and is composed of, for example, a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion. Power storage device B supplies DC power to inverters 10 and 20 through power supply line PL and ground line SL. Power storage device B is charged with the power generated by motor generator 30 using the power of engine 50 and the power generated by motor generator 40 during regenerative braking of the vehicle. Note that a large-capacity capacitor may be used as the power storage device B.

電圧センサ８２は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出した電圧ＶＢをＥＣＵ７０へ出力する。コンデンサＣは、電源ラインＰＬと接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。   Voltage sensor 82 detects voltage VB of power storage device B and outputs the detected voltage VB to ECU 70. Capacitor C smoothes voltage fluctuations between power supply line PL and ground line SL.

インバータ１０，２０は、それぞれモータジェネレータ３０，４０に対応して設けられる。インバータ１０は、エンジン５０の動力を受けてモータジェネレータ３０が発電した３相交流電力をＥＣＵ７０からの信号ＰＷＭ１に基づいて直流電力に変換し、その変換した直流電力を電源ラインＰＬへ供給する。また、インバータ１０は、エンジン５０の始動時、ＥＣＵ７０からの信号ＰＷＭ１に基づいて、電源ラインＰＬから供給される直流電力を３相交流電力に変換してモータジェネレータ３０を駆動する。   Inverters 10 and 20 are provided corresponding to motor generators 30 and 40, respectively. Inverter 10 converts the three-phase AC power generated by motor generator 30 under the power of engine 50 into DC power based on signal PWM1 from ECU 70, and supplies the converted DC power to power supply line PL. In addition, inverter 10 drives motor generator 30 by converting DC power supplied from power supply line PL to three-phase AC power based on signal PWM1 from ECU 70 when engine 50 is started.

インバータ２０は、ＥＣＵ７０からの信号ＰＷＭ２に基づいて、電源ラインＰＬから供給される直流電力を３相交流電力に変換してモータジェネレータ４０を駆動する。これにより、モータジェネレータ４０は、指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、車両の回生制動時、駆動輪６０から受ける回転力を用いてモータジェネレータ４０が発電した３相交流電力をＥＣＵ７０からの信号ＰＷＭ２に基づいて直流電力に変換し、その変換した直流電力を電源ラインＰＬへ出力する。   Inverter 20 converts DC power supplied from power supply line PL into three-phase AC power based on signal PWM <b> 2 from ECU 70 to drive motor generator 40. Thereby, motor generator 40 is driven to generate a designated torque. Further, the inverter 20 converts the three-phase AC power generated by the motor generator 40 using the rotational force received from the drive wheels 60 during regenerative braking of the vehicle into DC power based on the signal PWM2 from the ECU 70, and the conversion is performed. DC power is output to the power line PL.

モータジェネレータ３０，４０は、３相交流電動機であり、たとえば３相交流同期電動機から成る。モータジェネレータ３０は、エンジン５０の動力を用いて３相交流電力を発生し、その発生した３相交流電力をインバータ１０へ出力する。また、モータジェネレータ３０は、インバータ１０から受ける３相交流電力によって駆動力を発生し、エンジン５０の始動を行なう。モータジェネレータ４０は、インバータ２０から受ける３相交流電力によって駆動輪６０の駆動トルクを発生する。また、モータジェネレータ４０は、車両の回生制動時、駆動輪６０から受ける回転力を用いて３相交流電力を発生し、その発生した３相交流電力をインバータ２０へ出力する。   Motor generators 30 and 40 are three-phase AC motors, for example, three-phase AC synchronous motors. Motor generator 30 generates three-phase AC power using the power of engine 50, and outputs the generated three-phase AC power to inverter 10. Motor generator 30 generates driving force by the three-phase AC power received from inverter 10 to start engine 50. Motor generator 40 generates drive torque of drive wheels 60 by the three-phase AC power received from inverter 20. Motor generator 40 generates three-phase AC power using the rotational force received from drive wheels 60 during regenerative braking of the vehicle, and outputs the generated three-phase AC power to inverter 20.

エンジン５０は、モータジェネレータ３０によりクランキングされて始動する。そして、エンジン５０は、ＥＣＵ７０からの制御指令に基づいて、吸気管に設けられるスロットルバルブや、点火装置、燃料噴射装置など（いずれも図示せず）を動作させて動力を発生する。   The engine 50 is cranked by the motor generator 30 and started. Based on a control command from the ECU 70, the engine 50 generates power by operating a throttle valve, an ignition device, a fuel injection device (not shown) provided in the intake pipe.

電流センサ８４は、モータジェネレータ３０に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ１をＥＣＵ７０へ出力する。電流センサ８６は、モータジェネレータ４０に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ２をＥＣＵ７０へ出力する。   Current sensor 84 detects motor current MCRT1 flowing through motor generator 30, and outputs the detected motor current MCRT1 to ECU 70. Current sensor 86 detects motor current MCRT2 flowing through motor generator 40, and outputs the detected motor current MCRT2 to ECU 70.

ＥＣＵ７０は、図示されない外部ＥＣＵからモータジェネレータ３０，４０のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を受ける。また、ＥＣＵ７０は、電圧センサ８２から電圧ＶＢを受ける。さらに、ＥＣＵ７０は、電流センサ８４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ１をインバータ１０のキャリア周波数に応じたサンプリング周波数でサンプリングして取込む。また、さらに、ＥＣＵ７０は、電流センサ８６によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ２をインバータ２０のキャリア周波数に応じたサンプリング周波数でサンプリングして取込む。   ECU 70 receives torque command values TR1, TR2 and motor rotational speeds MRN1, MRN2 of motor generators 30, 40 from an external ECU (not shown). ECU 70 also receives voltage VB from voltage sensor 82. Further, ECU 70 samples motor current MCRT1 detected by current sensor 84 at a sampling frequency corresponding to the carrier frequency of inverter 10. Furthermore, ECU 70 samples motor current MCRT2 detected by current sensor 86 at a sampling frequency corresponding to the carrier frequency of inverter 20 and takes it in.

そして、ＥＣＵ７０は、モータジェネレータ３０のトルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１およびモータ回転数ＭＲＮ１、ならびに電圧ＶＢに基づいて、モータジェネレータ３０を駆動するための信号ＰＭＭ１を後述の方法により生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ１０へ出力する。また、ＥＣＵ７０は、モータジェネレータ４０のトルク指令値ＴＲ２、モータ電流ＭＣＲＴ２およびモータ回転数ＭＲＮ２、ならびに電圧ＶＢに基づいて、モータジェネレータ４０を駆動するための信号ＰＭＭ２を後述の方法により生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ２０へ出力する。   Then, ECU 70 generates signal PMM1 for driving motor generator 30 based on torque command value TR1, motor current MCRT1 and motor rotation speed MRN1, and voltage VB of motor generator 30 by a method described later, and the generation thereof. The signal PWM1 thus output is output to the inverter 10. ECU 70 generates signal PMM2 for driving motor generator 40 based on torque command value TR2 of motor generator 40, motor current MCRT2 and motor rotational speed MRN2, and voltage VB by a method described later, and generates the signal PMM2. The signal PWM2 thus output is output to the inverter 20.

図２は、図１に示したＥＣＵ７０の機能ブロック図である。図２を参照して、ＥＣＵ７０は、電流サンプリング部１１０，１４０と、モータ制御用相電圧演算部１２０，１５０と、ＰＷＭ信号変換部１３０，１６０とを含む。   FIG. 2 is a functional block diagram of ECU 70 shown in FIG. Referring to FIG. 2, ECU 70 includes current sampling units 110 and 140, motor control phase voltage calculation units 120 and 150, and PWM signal conversion units 130 and 160.

電流サンプリング部１１０は、モータ電流ＭＣＲＴ１の検出値を電流センサ８４から受け、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１をＰＷＭ信号変換部１３０から受ける。そして、電流サンプリング部１１０は、キャリア周波数ｆｃ１に応じたサンプリング周波数で電流センサ８４からのモータ電流ＭＣＲＴ１の検出値をサンプリングして取込む。   Current sampling unit 110 receives the detected value of motor current MCRT1 from current sensor 84, and receives carrier frequency fc1 of inverter 10 from PWM signal conversion unit 130. Current sampling unit 110 samples and captures the detected value of motor current MCRT1 from current sensor 84 at a sampling frequency corresponding to carrier frequency fc1.

モータ制御用相電圧演算部１２０は、モータジェネレータ３０のトルク指令値ＴＲ１、電圧センサ８２からの電圧ＶＢ、および電流サンプリング部１１０からのモータ電流ＭＣＲＴ１に基づいて、モータジェネレータ３０の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相コイルの電圧指令をＰＷＭ信号変換部１３０へ出力する。   Motor control phase voltage calculation unit 120 is applied to each phase coil of motor generator 30 based on torque command value TR1 of motor generator 30, voltage VB from voltage sensor 82, and motor current MCRT1 from current sampling unit 110. The voltage command to be calculated is calculated, and the calculated voltage command of each phase coil is output to the PWM signal conversion unit 130.

ＰＷＭ信号変換部１３０は、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１を設定するためのキャリア周波数マップを図示されないＲＯＭ（Read Only Memory）から読出し、その読出したキャリア周波数マップを用いてインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１を設定する。キャリア周波数ｆｃ１を設定するためのキャリア周波数マップは、インバータ１０によって駆動されるモータジェネレータ３０のモータ回転数およびトルクに応じたキャリア周波数がマップ化されており、ＰＷＭ信号変換部１３０は、ＲＯＭから読出したキャリア周波数マップを用いて、モータジェネレータ３０のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいてキャリア周波数ｆｃ１を設定する。   The PWM signal conversion unit 130 reads a carrier frequency map for setting the carrier frequency fc1 of the inverter 10 from a ROM (Read Only Memory) (not shown), and sets the carrier frequency fc1 of the inverter 10 using the read carrier frequency map. To do. In the carrier frequency map for setting the carrier frequency fc1, the carrier frequency corresponding to the motor rotation speed and torque of the motor generator 30 driven by the inverter 10 is mapped, and the PWM signal conversion unit 130 reads out from the ROM. The carrier frequency fc1 is set based on the torque command value TR1 of the motor generator 30 and the motor rotational speed MRN1 using the carrier frequency map.

そして、ＰＷＭ信号変換部１３０は、モータ制御用相電圧演算部１２０から受ける各相コイルの電圧指令および設定したキャリア周波数ｆｃ１を有するキャリア信号に基づいて、インバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ１としてインバータ１０へ出力する。   PWM signal conversion unit 130 generates a PWM signal for driving inverter 10 based on the voltage command of each phase coil received from motor control phase voltage calculation unit 120 and the carrier signal having the set carrier frequency fc1. Then, the generated PWM signal is output to the inverter 10 as the signal PWM1.

電流サンプリング部１４０は、電流センサ８６によって検出されるモータ電流ＭＣＲＴ２を受ける。また、電流サンプリング部１４０は、モータ電流ＭＣＲＴ２の検出値を電流センサ８６から受け、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２をＰＷＭ信号変換部１６０から受ける。そして、電流サンプリング部１４０は、キャリア周波数ｆｃ２に応じたサンプリング周波数で電流センサ８６からのモータ電流ＭＣＲＴ２の検出値をサンプリングして取込む。具体的には、電流サンプリング部１４０は、キャリア周波数ｆｃ２の２倍のサンプリング周波数で電流センサ８６からのモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングする。   Current sampling unit 140 receives motor current MCRT2 detected by current sensor 86. Current sampling unit 140 receives a detected value of motor current MCRT2 from current sensor 86, and receives carrier frequency fc2 of inverter 20 from PWM signal conversion unit 160. Current sampling unit 140 samples the detected value of motor current MCRT2 from current sensor 86 at a sampling frequency corresponding to carrier frequency fc2. Specifically, current sampling unit 140 samples motor current MCRT2 from current sensor 86 at a sampling frequency that is twice the carrier frequency fc2.

モータ制御用相電圧演算部１５０は、モータジェネレータ４０のトルク指令値ＴＲ２、電圧センサ８２からの電圧ＶＢ、および電流サンプリング部１４０からのモータ電流ＭＣＲＴ２に基づいて、モータジェネレータ４０の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相コイルの電圧指令をＰＷＭ信号変換部１６０へ出力する。   Motor control phase voltage calculation unit 150 applies to each phase coil of motor generator 40 based on torque command value TR2 of motor generator 40, voltage VB from voltage sensor 82, and motor current MCRT2 from current sampling unit 140. The voltage command is calculated, and the calculated voltage command for each phase coil is output to the PWM signal converter 160.

ＰＷＭ信号変換部１６０は、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を設定するためのキャリア周波数マップをＲＯＭから読出し、その読出したキャリア周波数マップを用いてインバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を設定する。キャリア周波数ｆｃ２を設定するためのキャリア周波数マップは、インバータ２０によって駆動されるモータジェネレータ４０のモータ回転数およびトルクに応じたキャリア周波数がマップ化されており、ＰＷＭ信号変換部１６０は、ＲＯＭから読出したキャリア周波数マップを用いて、モータジェネレータ４０のトルク指令値ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ２に基づいてキャリア周波数ｆｃ２を設定する。   The PWM signal converter 160 reads a carrier frequency map for setting the carrier frequency fc2 of the inverter 20 from the ROM, and sets the carrier frequency fc2 of the inverter 20 using the read carrier frequency map. In the carrier frequency map for setting the carrier frequency fc2, the carrier frequency corresponding to the motor rotation speed and torque of the motor generator 40 driven by the inverter 20 is mapped, and the PWM signal conversion unit 160 reads out from the ROM. The carrier frequency fc2 is set based on the torque command value TR2 of the motor generator 40 and the motor rotational speed MRN2 using the carrier frequency map.

ここで、上述のように、電流サンプリング部１４０は、ＰＷＭ信号変換部１６０からのキャリア周波数ｆｃ２に基づいて、キャリア周波数ｆｃ２の２倍のサンプリング周波数でモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングするところ、このキャリア周波数ｆｃ２を設定するためのキャリア周波数マップにおいては、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数の整数倍にならないように、キャリア周波数ｆｃ２が設定されている。   Here, as described above, the current sampling unit 140 samples the motor current MCRT2 at a sampling frequency twice the carrier frequency fc2 based on the carrier frequency fc2 from the PWM signal conversion unit 160. The carrier frequency fc2 Is set such that the carrier frequency fc1 of the inverter 10 does not become an integral multiple of the sampling frequency of the current sampling unit 140.

以下、このキャリア周波数ｆｃ２の設定の考え方について詳しく説明する。
図３は、モータ電流ＭＣＲＴ２の波形を拡大して示した図である。この図３では、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数の整数倍である場合について示されており、たとえば、キャリア周波数ｆｃ１が４ｎＨｚに設定され、キャリア周波数ｆｃ２が仮にｎＨｚに設定されている場合（すなわち、電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数は２ｎＨｚとなる。）について示されている。 Hereinafter, the concept of setting the carrier frequency fc2 will be described in detail.
FIG. 3 is an enlarged view of the waveform of the motor current MCRT2. FIG. 3 shows a case where the carrier frequency fc1 of the inverter 10 is an integer multiple of the sampling frequency of the current sampling unit 140. For example, the carrier frequency fc1 is set to 4 nHz and the carrier frequency fc2 is temporarily set to nHz. (Ie, the sampling frequency of the current sampling unit 140 is 2 nHz).

図３を参照して、モータ電流ＭＣＲＴ２は、インバータ１０のスイッチング動作によってインバータ１０から発生する電磁ノイズの影響を受ける。その結果、インバータ１０のスイッチング周波数に応じたスパイク状のノイズがモータ電流ＭＣＲＴ２に現われている。なお、この図３では、理解を容易にするため、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１に応じたノイズがモータ電流ＭＣＲＴ２に現われている場合について示されている。   Referring to FIG. 3, motor current MCRT <b> 2 is affected by electromagnetic noise generated from inverter 10 due to the switching operation of inverter 10. As a result, spike-like noise corresponding to the switching frequency of the inverter 10 appears in the motor current MCRT2. Note that FIG. 3 shows a case where noise corresponding to the carrier frequency fc1 of the inverter 10 appears in the motor current MCRT2 for easy understanding.

一方、電流サンプリング部１４０は、ノイズの発生周期Ｔ１の２倍の周期Ｔ２でモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングする。なお、この図３では、電流サンプリング部１４０は、時刻ｔ１〜ｔ５においてモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングしており、サンプリングタイミングがノイズのピークに対応している場合が示されている。   On the other hand, current sampling unit 140 samples motor current MCRT2 at a period T2 that is twice the generation period T1 of noise. In FIG. 3, the current sampling unit 140 samples the motor current MCRT2 at times t1 to t5, and the sampling timing corresponds to a noise peak.

この場合、電流サンプリング部１４０によるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、実際のモータ電流ＭＣＲＴ２の出力値に対してオフセットを有する。実際には、電流サンプリング部１４０のサンプリングタイミングはノイズのピークに対応するとは限らず、また、ノイズの発生周期Ｔ１もインバータ１０の実際のスイッチング周波数に応じて変動するので、サンプリング値は、実際のモータ電流ＭＣＲＴ２の出力値に対して一方向に常時オフセットを有するとは限らず、大きな周期のうねりになる。   In this case, the sampling value of the motor current MCRT2 by the current sampling unit 140 has an offset with respect to the actual output value of the motor current MCRT2. Actually, the sampling timing of the current sampling unit 140 does not always correspond to the noise peak, and the noise generation period T1 also varies according to the actual switching frequency of the inverter 10, so that the sampling value is the actual value. It does not always have an offset in one direction with respect to the output value of the motor current MCRT2, and swells with a large period.

そうすると、モータ制御用相電圧演算部１５０において、実際のモータ電流ＭＣＲＴ２の出力値に対してオフセットまたはうねりを伴なったサンプリング値に基づいて各相コイルの電圧指令が生成され、その結果、上記の電流オフセットまたは電流のうねりに応じた実トルクがモータジェネレータ２０に発生する。そして、モータジェネレータ２０は駆動輪６０に連結されているので、上記の電流オフセットまたは電流のうねりに応じた実トルクが駆動輪６０に発生する。   Then, the motor control phase voltage calculation unit 150 generates a voltage command for each phase coil based on the sampling value with an offset or swell with respect to the actual output value of the motor current MCRT2, and as a result, An actual torque corresponding to the current offset or current undulation is generated in the motor generator 20. Since motor generator 20 is connected to drive wheels 60, actual torque corresponding to the current offset or current swell is generated in drive wheels 60.

図４は、モータ電流ＭＣＲＴ２の他の波形を拡大して示した図である。この図４では、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数の整数倍でない場合について示されており、たとえば、キャリア周波数ｆｃ１がｎＨｚに設定され、キャリア周波数ｆｃ２がｎＨｚに設定されている場合（すなわち、電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数は２ｎＨｚとなる。）について示されている。   FIG. 4 is an enlarged view showing another waveform of the motor current MCRT2. FIG. 4 shows a case where the carrier frequency fc1 of the inverter 10 is not an integral multiple of the sampling frequency of the current sampling unit 140. For example, the carrier frequency fc1 is set to nHz and the carrier frequency fc2 is set to nHz. (That is, the sampling frequency of the current sampling unit 140 is 2 nHz).

図４を参照して、電流サンプリング部１４０は、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１に応じたスパイク状のノイズの発生周期Ｔ１の１／２倍の周期Ｔ２でモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングする。なお、この図４でも、電流サンプリング部１４０によるサンプリングタイミングがノイズのピークに対応している場合が示されている。   Referring to FIG. 4, current sampling unit 140 samples motor current MCRT <b> 2 at a period T <b> 2 that is ½ times a spike-shaped noise generation period T <b> 1 according to carrier frequency fc <b> 1 of inverter 10. FIG. 4 also shows a case where the sampling timing by the current sampling unit 140 corresponds to a noise peak.

この場合は、電流サンプリング部１４０によるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、実際のモータ電流ＭＣＲＴ２の出力値を中心にキャリア周波数ｆｃ１で上下に変動する。すなわち、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値が実際のモータ電流ＭＣＲＴ２の出力値に対してオフセットやうねりを有することはない。   In this case, the sampling value of the motor current MCRT2 by the current sampling unit 140 fluctuates up and down at the carrier frequency fc1 around the actual output value of the motor current MCRT2. That is, the sampling value of the motor current MCRT2 does not have an offset or swell relative to the actual output value of the motor current MCRT2.

そして、このような高周波のキャリア周波数ｆｃ１での変動に対しては、モータ制御用相電圧演算部１５０の制御は追従できず、ノイズに応じた実トルクがモータジェネレータ２０および駆動輪６０に発生することはない。   Further, the control of the motor control phase voltage calculation unit 150 cannot follow such a change in the high-frequency carrier frequency fc1, and actual torque corresponding to noise is generated in the motor generator 20 and the drive wheels 60. There is nothing.

以上のことから分かるように、電流サンプリング部１４０のサンプリング周期Ｔ２がインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１に応じたノイズの発生周期Ｔ１の整数倍のとき、すなわち、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍のとき、インバータ１０から発生する電磁ノイズの影響がモータジェネレータ４０および駆動輪６０の出力に影響を与える。そして、電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２は、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２に基づいて決定される。そこで、この実施の形態１においては、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を設定するためのキャリア周波数マップにおいて、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数の整数倍にならないようにキャリア周波数ｆｃ２が設定される。   As can be seen from the above, when the sampling period T2 of the current sampling unit 140 is an integer multiple of the noise generation period T1 corresponding to the carrier frequency fc1 of the inverter 10, that is, the carrier frequency fc1 of the inverter 10 is the current sampling unit 140. When the sampling frequency fs2 is an integer multiple, the influence of electromagnetic noise generated from the inverter 10 affects the outputs of the motor generator 40 and the drive wheels 60. The sampling frequency fs2 of the current sampling unit 140 is determined based on the carrier frequency fc2 of the inverter 20. Therefore, in the first embodiment, in the carrier frequency map for setting the carrier frequency fc2 of the inverter 20, the carrier frequency fc2 so that the carrier frequency fc1 of the inverter 10 does not become an integral multiple of the sampling frequency of the current sampling unit 140. Is set.

図５，６は、それぞれインバータ１０，２０のキャリア周波数マップの一例を示す。図５は、インバータ１０のキャリア周波数マップの一例を示した図であり、図６は、インバータ２０のキャリア周波数マップの一例を示した図である。   5 and 6 show examples of carrier frequency maps of the inverters 10 and 20, respectively. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the carrier frequency map of the inverter 10, and FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the carrier frequency map of the inverter 20.

図５を参照して、キャリア周波数ｆｃ１は、モータジェネレータ３０のモータ回転数ＭＲＮ１およびトルク指令値ＴＲ１に応じて４つの領域に分けられる。モータジェネレータ３０のモータ回転数ＭＲＮ１が低く、かつ、トルク指令値ＴＲ１が大きい程、キャリア周波数ｆｃ１が低くなるように設定される。たとえば、周波数ａ〜ｄＨｚは、それぞれ１．２５ｋＨｚ、２．５ｋＨｚ、５ｋＨｚおよび１０ｋＨｚに設定される。   Referring to FIG. 5, carrier frequency fc1 is divided into four regions according to motor rotation number MRN1 and torque command value TR1 of motor generator 30. The carrier frequency fc1 is set to be lower as the motor speed MRN1 of the motor generator 30 is lower and the torque command value TR1 is larger. For example, the frequencies a to dHz are set to 1.25 kHz, 2.5 kHz, 5 kHz, and 10 kHz, respectively.

なお、低回転域かつ大トルク領域であるほどキャリア周波数が低いのは、電流損失を抑えてインバータの素子を過熱から保護するためであり、高回転域でキャリア周波数を高くしているのは、スイッチングに伴なう電磁音を抑制するためである。   The reason why the carrier frequency is lower in the low rotation range and the large torque range is to suppress the current loss and protect the inverter element from overheating, and the carrier frequency is increased in the high rotation range. This is to suppress electromagnetic noise accompanying switching.

一方、図６を参照して、キャリア周波数ｆｃ２は、モータジェネレータ４０のモータ回転数ＭＲＮ２およびトルク指令値ＴＲ２に応じて３つの領域に分けられる。モータジェネレータ４０のモータ回転数ＭＲＮ２が低く、かつ、トルク指令値ＴＲ２が大きい程、キャリア周波数ｆｃ２が低くなるように設定される。そして、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないように、たとえば、周波数ｅ〜ｇＨｚは、それぞれ１．１５ｋＨｚ、２．３ｋＨｚおよび４．６ｋＨｚに設定される。   On the other hand, with reference to FIG. 6, carrier frequency fc2 is divided into three regions according to motor rotational speed MRN2 and torque command value TR2 of motor generator 40. The carrier frequency fc2 is set to be lower as the motor speed MRN2 of the motor generator 40 is lower and the torque command value TR2 is larger. For example, the frequencies e to gHz are set to 1.15 kHz, 2.3 kHz, and 4.6 kHz so that the carrier frequency fc1 of the inverter 10 does not become an integral multiple of the sampling frequency fs2 of the current sampling unit 140.

再び図２を参照して、ＰＷＭ信号変換部１６０は、モータ制御用相電圧演算部１５０から受ける各相コイルの電圧指令および設定したキャリア周波数ｆｃ２を有するキャリア信号に基づいて、インバータ２０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ２としてインバータ２０へ出力する。   Referring to FIG. 2 again, PWM signal conversion unit 160 drives inverter 20 based on a voltage command for each phase coil received from motor control phase voltage calculation unit 150 and a carrier signal having a set carrier frequency fc2. For this purpose, a PWM signal is generated, and the generated PWM signal is output to the inverter 20 as a signal PWM2.

図７は、図２に示したＰＷＭ信号変換部１３０，１６０による信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成方法を説明するための波形図である。なお、この図７では、ＰＷＭ信号変換部１３０においてＵ相に対応する信号ＰＷＭ１の生成方法について代表的に示され、その他のＶ，Ｗ各相およびＰＷＭ信号変換部１６０の各相についても同様にして生成される。   FIG. 7 is a waveform diagram for explaining a method of generating signals PWM1 and PWM2 by PWM signal converters 130 and 160 shown in FIG. 7 representatively shows a method of generating the signal PWM1 corresponding to the U phase in the PWM signal conversion unit 130, and the same applies to the other phases of V and W and the phase of the PWM signal conversion unit 160. Generated.

図７を参照して、曲線ｋ１は、モータ制御用相電圧演算部１２０によって演算されたＵ相電圧指令信号である。三角波信号ｋ２は、ＰＷＭ信号変換部１３０により生成されるキャリア信号であり、キャリア周波数マップを用いて設定されたキャリア周波数ｆｃ１を有する。   Referring to FIG. 7, curve k1 is a U-phase voltage command signal calculated by motor control phase voltage calculation unit 120. The triangular wave signal k2 is a carrier signal generated by the PWM signal converter 130, and has a carrier frequency fc1 set using a carrier frequency map.

そして、ＰＷＭ信号変換部１３０は、曲線ｋ１を三角波信号ｋ２と比較し、曲線ｋ１と三角波信号ｋ２との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号変換部１３０は、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ１としてインバータ１０へ出力し、インバータ１０のＵ相アームを形成するトランジスタは、その信号ＰＷＭ１に応じてスイッチング動作を行なう。   Then, the PWM signal conversion unit 130 compares the curve k1 with the triangular wave signal k2, and generates a pulsed PWM signal whose voltage value changes according to the magnitude relationship between the curve k1 and the triangular wave signal k2. Then, PWM signal conversion unit 130 outputs the generated PWM signal as signal PWM1 to inverter 10, and the transistors forming the U-phase arm of inverter 10 perform a switching operation according to signal PWM1.

このように、インバータ１０は、キャリア信号（三角波信号ｋ２）のキャリア周波数ｆｃ１に応じたスイッチング周波数で動作する。   Thus, the inverter 10 operates at a switching frequency corresponding to the carrier frequency fc1 of the carrier signal (triangular wave signal k2).

以上のように、この実施の形態１においては、モータジェネレータ４０に対応する電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２は、モータジェネレータ３０に対応するインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１との関係に基づいて設定される。具体的には、サンプリング周波数ｆｓ２は、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２に応じて決定され、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないようにキャリア周波数ｆｃ２が設定される。したがって、この実施の形態１によれば、インバータ１０から発生するノイズがモータジェネレータ４０の出力に与える影響を抑制することができる。その結果、モータジェネレータ４０の出力が安定化する。   As described above, in the first embodiment, sampling frequency fs2 of current sampling unit 140 corresponding to motor generator 40 is set based on the relationship with carrier frequency fc1 of inverter 10 corresponding to motor generator 30. . Specifically, the sampling frequency fs2 is determined according to the carrier frequency fc2 of the inverter 20, and the carrier frequency fc2 is set so that the carrier frequency fc1 is not an integral multiple of the sampling frequency fs2. Therefore, according to the first embodiment, the influence of noise generated from inverter 10 on the output of motor generator 40 can be suppressed. As a result, the output of the motor generator 40 is stabilized.

なお、上記においては、サンプリング周波数ｆｓ２がキャリア周波数ｆｃ２に基づいて決定されることを前提に、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないようにキャリア周波数ｆｃ２を設定するものとしたが、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないように、サンプリング周波数ｆｓ２を直接設定してもよいし、サンプリング周波数ｆｓ２を基準としてキャリア周波数ｆｃ１を設定してもよい。   In the above, assuming that the sampling frequency fs2 is determined based on the carrier frequency fc2, the carrier frequency fc2 is set so that the carrier frequency fc1 is not an integral multiple of the sampling frequency fs2. The sampling frequency fs2 may be set directly so that the frequency fc1 does not become an integral multiple of the sampling frequency fs2, or the carrier frequency fc1 may be set based on the sampling frequency fs2.

［実施の形態２］
実施の形態１では、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないように、インバータ２０のキャリア周波数マップの設定値をインバータ１０のキャリア周波数マップの設定値に対してずらしたが、この実施の形態２では、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となった場合に、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更する。 [Embodiment 2]
In the first embodiment, the setting value of the carrier frequency map of the inverter 20 is set to the setting value of the carrier frequency map of the inverter 10 so that the carrier frequency fc1 of the inverter 10 does not become an integer multiple of the sampling frequency fs2 of the current sampling unit 140. However, in the second embodiment, when the carrier frequency fc1 is an integral multiple of the sampling frequency fs2, the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is changed.

この実施の形態２におけるハイブリッド車両１００Ａは、図１に示したハイブリッド車両１００の構成においてＥＣＵ７０に代えてＥＣＵ７０Ａを備える。   Hybrid vehicle 100A according to the second embodiment includes ECU 70A in place of ECU 70 in the configuration of hybrid vehicle 100 shown in FIG.

図８は、実施の形態２におけるＥＣＵ７０Ａの機能ブロック図である。図８を参照して、ＥＣＵ７０Ａは、図２に示したＥＣＵ７０の構成において、キャリア周波数制御部１７０をさらに含み、ＰＷＭ信号変換部１６０に代えてＰＷＭ信号変換部１６０Ａを含む。   FIG. 8 is a functional block diagram of ECU 70A in the second embodiment. Referring to FIG. 8, ECU 70 </ b> A further includes a carrier frequency control unit 170 in the configuration of ECU 70 shown in FIG. 2, and includes a PWM signal conversion unit 160 </ b> A instead of PWM signal conversion unit 160.

キャリア周波数制御部１７０は、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周波数ｆｓ２を電流サンプリング部１４０から受け、インバータ１０に対応するＰＷＭ信号変換部１３０からインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１を受ける。そして、キャリア周波数制御部１７０は、サンプリング周波数ｆｓ２およびインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１に基づいて、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更するか否かを後述の方法により判定し、キャリア周波数ｆｃ２を変更すると判定すると、制御信号ＣＴＬを活性化してＰＷＭ信号変換部１６０Ａへ出力する。   Carrier frequency control unit 170 receives sampling frequency fs2 of motor current MCRT2 from current sampling unit 140, and receives carrier frequency fc1 of inverter 10 from PWM signal conversion unit 130 corresponding to inverter 10. Then, carrier frequency control section 170 determines whether to change carrier frequency fc2 of inverter 20 based on sampling frequency fs2 and carrier frequency fc1 of inverter 10 by a method described later, and determines to change carrier frequency fc2. Then, the control signal CTL is activated and output to the PWM signal converter 160A.

ＰＷＭ信号変換部１６０Ａは、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を設定するためのキャリア周波数マップをＲＯＭから読出し、その読出したキャリア周波数マップを用いてインバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を設定する。   The PWM signal conversion unit 160A reads a carrier frequency map for setting the carrier frequency fc2 of the inverter 20 from the ROM, and sets the carrier frequency fc2 of the inverter 20 using the read carrier frequency map.

また、ＰＷＭ信号変換部１６０Ａは、キャリア周波数制御部１７０からの制御信号ＣＴＬが活性化されると、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となっている関係を回避するようにキャリア周波数ｆｃ２を変更する。   Further, when the control signal CTL from the carrier frequency control unit 170 is activated, the PWM signal conversion unit 160A sets the carrier frequency fc2 so as to avoid the relationship that the carrier frequency fc1 is an integral multiple of the sampling frequency fs2. change.

なお、ＥＣＵ７０Ａのその他の構成は、ＥＣＵ７０と同じである。
図９は、図８に示したキャリア周波数制御部１７０の制御構造を示すフローチャートである。なお、このフローチャートによる処理は、一定時間毎または所定の条件が成立するごとにメインルーチンから呼び出されて実行される。 The other configuration of the ECU 70A is the same as that of the ECU 70.
FIG. 9 is a flowchart showing a control structure of carrier frequency control section 170 shown in FIG. The process according to this flowchart is called from the main routine and executed every certain time or every time a predetermined condition is satisfied.

図９を参照して、キャリア周波数制御部１７０は、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１をＰＷＭ信号変換部１３０から取得する（ステップＳ１１０）。また、キャリア周波数制御部１７０は、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周波数ｆｓ２を電流サンプリング部１４０から取得する（ステップＳ１２０）。そして、キャリア周波数制御部１７０は、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であるか否かを判定する（ステップＳ１３０）。   Referring to FIG. 9, carrier frequency control unit 170 obtains carrier frequency fc1 of inverter 10 from PWM signal conversion unit 130 (step S110). Further, the carrier frequency control unit 170 acquires the sampling frequency fs2 of the motor current MCRT2 from the current sampling unit 140 (step S120). Then, the carrier frequency control unit 170 determines whether or not the carrier frequency fc1 is an integer multiple of the sampling frequency fs2 (step S130).

キャリア周波数制御部１７０は、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であると判定すると（ステップＳ１３０においてＹＥＳ）、ＰＷＭ信号変換部１６０Ａへ出力される制御信号ＣＴＬを活性化する。そうすると、ＰＷＭ信号変換部１６０Ａは、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となっている関係を回避するようにインバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更する（ステップＳ１４０）。   When carrier frequency control unit 170 determines that carrier frequency fc1 is an integral multiple of sampling frequency fs2 (YES in step S130), carrier frequency control unit 170 activates control signal CTL output to PWM signal conversion unit 160A. Then, PWM signal conversion unit 160A changes carrier frequency fc2 of inverter 20 so as to avoid the relationship in which carrier frequency fc1 is an integral multiple of sampling frequency fs2 (step S140).

一方、ステップＳ１３０において、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍ではないと判定されると（ステップＳ１３０においてＮＯ）、キャリア周波数制御部１７０は、制御信号ＣＴＬを活性化することなく、一連の処理を終了する。   On the other hand, when it is determined in step S130 that the carrier frequency fc1 is not an integral multiple of the sampling frequency fs2 (NO in step S130), the carrier frequency control unit 170 performs a series of processing without activating the control signal CTL. Exit.

以上のように、この実施の形態２においては、キャリア周波数制御部１７０は、モータジェネレータ３０に対応するインバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１とモータジェネレータ４０に対応する電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２との関係に基づいて、サンプリング周波数ｆｓ２を変更させる。具体的には、キャリア周波数制御部１７０は、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないようにキャリア周波数ｆｃ２の変更をＰＷＭ信号変換部１６０Ａに指示する。したがって、この実施の形態２によれば、インバータ１０から発生するノイズがモータジェネレータ４０の出力に与える影響を抑制することができる。その結果、モータジェネレータ４０の出力が安定化する。   As described above, in the second embodiment, carrier frequency control unit 170 has a relationship between carrier frequency fc1 of inverter 10 corresponding to motor generator 30 and sampling frequency fs2 of current sampling unit 140 corresponding to motor generator 40. Based on the above, the sampling frequency fs2 is changed. Specifically, the carrier frequency control unit 170 instructs the PWM signal conversion unit 160A to change the carrier frequency fc2 so that the carrier frequency fc1 does not become an integral multiple of the sampling frequency fs2. Therefore, according to the second embodiment, the influence of noise generated from inverter 10 on the output of motor generator 40 can be suppressed. As a result, the output of the motor generator 40 is stabilized.

なお、上記においては、サンプリング周波数ｆｓ２がキャリア周波数ｆｃ２に基づいて決定されることを前提に、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないようにキャリア周波数ｆｃ２を変更するものとしたが、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍にならないように、サンプリング周波数ｆｓ２を直接変更してもよいし、キャリア周波数ｆｃ１を変更してもよい。   In the above, assuming that the sampling frequency fs2 is determined based on the carrier frequency fc2, the carrier frequency fc2 is changed so that the carrier frequency fc1 is not an integral multiple of the sampling frequency fs2. The sampling frequency fs2 may be changed directly or the carrier frequency fc1 may be changed so that the frequency fc1 does not become an integral multiple of the sampling frequency fs2.

［実施の形態３］
上述のように、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１が電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であると、電流サンプリング部１４０によるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値に実電流にはないうねりが発生する。そして、この検出電流のうねりに応じてモータジェネレータ４０の電圧指令が生成されることにより、うねりに応じた実トルクが発生し、その結果、車両振動が発生する。 [Embodiment 3]
As described above, when the carrier frequency fc1 of the inverter 10 is an integral multiple of the sampling frequency fs2 of the current sampling unit 140, the actual current is generated in the sampling value of the motor current MCRT2 by the current sampling unit 140. Then, a voltage command of the motor generator 40 is generated according to the undulation of the detected current, thereby generating an actual torque corresponding to the undulation, and as a result, vehicle vibration is generated.

そして、このような車両振動は、低速走行時や停車時ほど車内快適性を阻害するものであるので、この実施の形態３では、低速走行時または停車時であって、かつ、車両振動が発生し得る条件が成立したとき、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更し得るものとする。   Such vehicle vibrations impair the in-vehicle comfort as the vehicle travels at a low speed or stops. Therefore, in the third embodiment, the vehicle vibrations are generated when the vehicle travels at a low speed or is stopped. It is assumed that the carrier frequency fc2 of the inverter 20 can be changed when a possible condition is satisfied.

また、アクセルペダルとブレーキペダルとが同時に踏込まれると（以下、この状態を「両踏み」と称する。）、インバータ２０において電流集中が発生するので、この実施の形態３では、両踏み時、インバータ２０の温度上昇を緩和するためにインバータ２０のスイッチング周波数を低下させる。具体的には、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を低下させる。   Further, when the accelerator pedal and the brake pedal are stepped on simultaneously (hereinafter, this state is referred to as “double stepping”), current concentration occurs in the inverter 20. In order to mitigate the temperature rise of the inverter 20, the switching frequency of the inverter 20 is lowered. Specifically, the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is reduced.

しかしながら、キャリア周波数ｆｃ２を低下させると、電流サンプリング部１４０のサンプリング周波数ｆｓ２も低下するので、インバータ１０のキャリア周波数ｆｃ１との関係において、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となる状況が増加し得る。   However, when the carrier frequency fc2 is decreased, the sampling frequency fs2 of the current sampling unit 140 is also decreased, so that the situation where the carrier frequency fc1 is an integral multiple of the sampling frequency fs2 in relation to the carrier frequency fc1 of the inverter 10 increases. obtain.

たとえば、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２がいずれも５ｋＨｚ（すなわち、サンプリング周波数ｆｓ２は１０ｋＨｚ）であるときに両踏み状態が発生し、キャリア周波数ｆｃ２を１．２５ｋＨｚに低下させると、サンプリング周波数ｆｓ２も２．５ｋＨｚに低下し、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となる関係が成立する。   For example, when the carrier frequencies fc1 and fc2 are both 5 kHz (that is, the sampling frequency fs2 is 10 kHz), when the carrier frequency fc2 is lowered to 1.25 kHz, the sampling frequency fs2 is also 2.5 kHz. And the relationship that the carrier frequency fc1 is an integral multiple of the sampling frequency fs2 is established.

そこで、この実施の形態３では、両踏みのときにインバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２の変更条件が成立した場合、キャリア周波数ｆｃ２を変更する。   Therefore, in the third embodiment, when the condition for changing the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is satisfied at the time of both steps, the carrier frequency fc2 is changed.

この実施の形態３におけるハイブリッド車両１００Ｂは、図１に示したハイブリッド車両１００の構成においてＥＣＵ７０に代えてＥＣＵ７０Ｂを備える。   Hybrid vehicle 100B in the third embodiment includes an ECU 70B instead of ECU 70 in the configuration of hybrid vehicle 100 shown in FIG.

図１０は、実施の形態３におけるＥＣＵ７０Ｂの機能ブロック図である。図１０を参照して、ＥＣＵ７０Ｂは、図８に示したＥＣＵ７０Ａの構成において、両踏み判定部１８０をさらに含み、キャリア周波数制御部１７０に代えてキャリア周波数制御部１７０Ａを含む。   FIG. 10 is a functional block diagram of ECU 70B in the third embodiment. Referring to FIG. 10, ECU 70 </ b> B further includes a both-step determination unit 180 in the configuration of ECU 70 </ b> A shown in FIG. 8, and includes a carrier frequency control unit 170 </ b> A instead of carrier frequency control unit 170.

両踏み判定部１８０は、アクセルペダルが踏込まれているときに活性化されるアクセルペダル信号ＡＰと、ブレーキペダルが踏込まれているときに活性化されるブレーキペダル信号ＢＰとを受ける。そして、両踏み判定部１８０は、アクセルペダル信号ＡＰおよびブレーキペダル信号ＢＰのいずれもが活性化されているとき、信号ＡＢを活性化してキャリア周波数制御部１７０Ａへ出力する。   The both-step determination unit 180 receives an accelerator pedal signal AP that is activated when the accelerator pedal is depressed and a brake pedal signal BP that is activated when the brake pedal is depressed. Then, when both the accelerator pedal signal AP and the brake pedal signal BP are activated, the both-step determining unit 180 activates the signal AB and outputs it to the carrier frequency control unit 170A.

キャリア周波数制御部１７０Ａは、ＰＷＭ信号変換部１３０からのキャリア周波数ｆｃ１、電流サンプリング部１４０からのサンプリング周波数ｆｓ２、両踏み判定部１８０からの信号ＡＢ、およびこのハイブリッド車両１００Ｂの車両速度ＳＶに基づいて、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更するか否かを後述の方法により判定し、キャリア周波数ｆｃ２を変更すると判定すると、制御信号ＣＴＬを活性化してＰＷＭ信号変換部１６０Ａへ出力する。   The carrier frequency control unit 170A is based on the carrier frequency fc1 from the PWM signal conversion unit 130, the sampling frequency fs2 from the current sampling unit 140, the signal AB from the both-step determination unit 180, and the vehicle speed SV of the hybrid vehicle 100B. Whether to change the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is determined by a method described later. If it is determined to change the carrier frequency fc2, the control signal CTL is activated and output to the PWM signal conversion unit 160A.

図１１は、図１０に示したキャリア周波数制御部１７０Ａの制御構造を示すフローチャートである。なお、このフローチャートによる処理も、一定時間毎または所定の条件が成立するごとにメインルーチンから呼び出されて実行される。   FIG. 11 is a flowchart showing a control structure of carrier frequency control section 170A shown in FIG. Note that the processing according to this flowchart is also called from the main routine and executed at regular time intervals or whenever a predetermined condition is satisfied.

図１１を参照して、このフローチャートは、図９に示したフローチャートにおいてステップＳ１０，Ｓ３０，Ｓ５０をさらに含む。すなわち、キャリア周波数制御部１７０Ａは、メインルーチンから呼出されると、両踏み判定部１８０からの信号ＡＢに基づいて、アクセルペダルおよびブレーキペダルが両踏み中であるか否かを判定する（ステップＳ１０）。キャリア周波数制御部１７０Ａは、信号ＡＢが不活性化されており、両踏み中でないと判定すると（ステップＳ１０においてＮＯ）、以降の処理を行なうことなく処理を終了する。   Referring to FIG. 11, this flowchart further includes steps S10, S30, and S50 in the flowchart shown in FIG. That is, when called from the main routine, carrier frequency control unit 170A determines whether or not the accelerator pedal and the brake pedal are both depressed based on signal AB from both depression determination unit 180 (step S10). ). When carrier frequency control unit 170A determines that signal AB is inactivated and both steps are not being performed (NO in step S10), the process is terminated without performing the subsequent processes.

信号ＡＢが活性化されており、ステップＳ１０において両踏み中であると判定されると（ステップＳ１０においてＹＥＳ）、キャリア周波数制御部１７０Ａは、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を通常の設定値よりも低い両踏み時用の周波数に設定する（ステップＳ３０）。   When it is determined that signal AB is activated and both steps are being performed in step S10 (YES in step S10), carrier frequency control unit 170A lowers carrier frequency fc2 of inverter 20 below the normal set value. A frequency for both stepping is set (step S30).

次いで、キャリア周波数制御部１７０Ａは、車両が低速または停車していることを示すしきい値Ｖｔｈを車両速度ＳＶが下回っているか否かを判定する（ステップＳ５０）。キャリア周波数制御部１７０Ａは、車両速度ＳＶがしきい値Ｖｔｈを下回っていると判定すると（ステップＳ５０においてＹＥＳ）、ステップＳ１１０へ処理を進める。一方、ステップＳ５０において車両速度ＳＶがしきい値Ｖｔｈ以上であると判定されると（ステップＳ５０においてＮＯ）、キャリア周波数制御部１７０Ａは、その後の処理を行なうことなく一連の処理を終了する。   Next, the carrier frequency control unit 170A determines whether or not the vehicle speed SV is lower than a threshold value Vth indicating that the vehicle is low speed or stopped (step S50). When carrier frequency control unit 170A determines that vehicle speed SV is lower than threshold value Vth (YES in step S50), the process proceeds to step S110. On the other hand, when it is determined in step S50 that vehicle speed SV is equal to or higher than threshold value Vth (NO in step S50), carrier frequency control unit 170A ends the series of processes without performing subsequent processes.

なお、ステップＳ１１０以下の処理は、図９に示される処理と同じであるので説明を繰返さない。   Since the processing after step S110 is the same as the processing shown in FIG. 9, the description thereof will not be repeated.

なお、上記においては、ステップＳ１０において両踏み中であると判定されると、ステップＳ３０においてキャリア周波数ｆｃ２が通常の設定値よりも低い両踏み時用の周波数に設定されるところ、キャリア周波数制御部１７０Ａは、ステップＳ１３０においてキャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であると判定したとき、キャリア周波数ｆｃ２を通常の設定値に戻すようにステップＳ１４０においてキャリア周波数ｆｃ２を変更してもよい。   In the above description, when it is determined in step S10 that both steps are being performed, in step S30, the carrier frequency fc2 is set to a frequency for both steps that is lower than the normal set value. When it is determined in step S130 that the carrier frequency fc1 is an integer multiple of the sampling frequency fs2, 170A may change the carrier frequency fc2 in step S140 so as to return the carrier frequency fc2 to the normal set value.

以上のように、この実施の形態３においては、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍となり得る状況がアクセルペダルおよびブレーキペダルの両踏み時に多く発生し得るものと想定し、両踏みのときにインバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２の変更条件が成立した場合、すなわち、低速走行時または停車時であって、かつ、車両振動が発生し得る条件が成立した場合、キャリア周波数ｆｃ２を変更する。したがって、この実施の形態３によれば、不必要にキャリア周波数ｆｃ２を変更するのを防止することができる。   As described above, in the third embodiment, it is assumed that a situation in which the carrier frequency fc1 can be an integral multiple of the sampling frequency fs2 can frequently occur when both the accelerator pedal and the brake pedal are depressed. When the condition for changing the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is satisfied, that is, when the vehicle is traveling at a low speed or when the vehicle 20 can be vibrated, the carrier frequency fc2 is changed. Therefore, according to the third embodiment, it is possible to prevent the carrier frequency fc2 from being changed unnecessarily.

［実施の形態３の変形例］
実施の形態３では、キャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であると判定されると、アクセルペダルおよびブレーキペダルが両踏み中であっても車両振動の抑制を優先してキャリア周波数ｆｃ２を変更し、または、両踏み用の設定値から通常の設定値に戻した。これに対して、この実施の形態３の変形例では、インバータ２０の素子温度を検出し、素子温度が低いときのみ、車両振動の抑制を図るためにキャリア周波数ｆｃ２を変更し、または、両踏み用の設定値から通常の設定値に戻す。言い換えると、インバータ２０の素子温度が高いときは、キャリア周波数ｆｃ２を両踏み時用の周波数に維持し、インバータ２０の素子保護を優先する。 [Modification of Embodiment 3]
In the third embodiment, when it is determined that the carrier frequency fc1 is an integral multiple of the sampling frequency fs2, the carrier frequency fc2 is changed by giving priority to suppressing vehicle vibration even when the accelerator pedal and the brake pedal are both depressed. Or, the setting value for both steps was returned to the normal setting value. On the other hand, in the modification of the third embodiment, the element temperature of the inverter 20 is detected, and only when the element temperature is low, the carrier frequency fc2 is changed in order to suppress vehicle vibration, or both steps are taken. Return to the normal setting value from the setting value. In other words, when the element temperature of the inverter 20 is high, the carrier frequency fc2 is maintained at the frequency for both steps, and the element protection of the inverter 20 is prioritized.

この実施の形態３の変形例におけるハイブリッド車両１００Ｃは、図１に示したハイブリッド車両１００の構成において、温度センサ８８をさらに備え、ＥＣＵ７０に代えてＥＣＵ７０Ｃを備える。温度センサ８８は、インバータ２０に含まれるスイッチング素子の温度Ｔを検出し、その検出した温度ＴをＥＣＵ７０Ｃへ出力する。   Hybrid vehicle 100 </ b> C in a modification of the third embodiment further includes a temperature sensor 88 in the configuration of hybrid vehicle 100 shown in FIG. 1, and includes ECU 70 </ b> C instead of ECU 70. Temperature sensor 88 detects the temperature T of the switching element included in inverter 20 and outputs the detected temperature T to ECU 70C.

再び図１０を参照して、ＥＣＵ７０Ｃは、実施の形態３におけるＥＣＵ７０Ｂの構成において、キャリア周波数制御部１７０Ａに代えてキャリア周波数制御部１７０Ｂを含む。   Referring to FIG. 10 again, ECU 70C includes a carrier frequency control unit 170B in place of carrier frequency control unit 170A in the configuration of ECU 70B in the third embodiment.

キャリア周波数制御部１７０Ｂは、ＰＷＭ信号変換部１３０からのキャリア周波数ｆｃ１、電流サンプリング部１４０からのサンプリング周波数ｆｓ２、両踏み判定部１８０からの信号ＡＢ、車両速度ＳＶ、および温度センサ８８からの温度Ｔに基づいて、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を変更するか否かを後述の方法により判定し、キャリア周波数ｆｃ２を変更すると判定すると、制御信号ＣＴＬを活性化してＰＷＭ信号変換部１６０Ａへ出力する。   The carrier frequency control unit 170B includes a carrier frequency fc1 from the PWM signal conversion unit 130, a sampling frequency fs2 from the current sampling unit 140, a signal AB from the treading determination unit 180, a vehicle speed SV, and a temperature T from the temperature sensor 88. Based on the above, whether to change the carrier frequency fc2 of the inverter 20 is determined by a method described later, and if it is determined to change the carrier frequency fc2, the control signal CTL is activated and output to the PWM signal converter 160A.

図１２は、実施の形態３の変形例におけるキャリア周波数制御部１７０Ｂの制御構造を示すフローチャートである。なお、このフローチャートによる処理も、一定時間毎または所定の条件が成立するごとにメインルーチンから呼び出されて実行される。   FIG. 12 is a flowchart showing a control structure of carrier frequency control section 170B in the modification of the third embodiment. Note that the processing according to this flowchart is also called from the main routine and executed at regular time intervals or whenever a predetermined condition is satisfied.

図１２を参照して、このフローチャートは、図１１に示したフローチャートにおいて、ステップＳ３０に代えてステップＳ４０を含み、ステップＳ６０をさらに含む。すなわち、ステップＳ１０においてアクセルペダルおよびブレーキペダルが両踏み中であると判定されると、キャリア周波数制御部１７０Ｂは、温度センサ８８からの温度Ｔに基づいて、インバータ２０の素子温度がしきい値Ｔｔｈ以上であるか否かを判定する（ステップＳ４０）。なお、このしきい値Ｔｔｈは、インバータ２０に含まれるスイッチング素子の耐熱温度に基づいて決定される。   Referring to FIG. 12, this flowchart includes step S40 instead of step S30 in the flowchart shown in FIG. 11, and further includes step S60. That is, if it is determined in step S10 that the accelerator pedal and the brake pedal are both depressed, carrier frequency control unit 170B determines that element temperature of inverter 20 is equal to threshold value Tth based on temperature T from temperature sensor 88. It is determined whether or not this is the case (step S40). The threshold value Tth is determined based on the heat-resistant temperature of the switching element included in the inverter 20.

そして、キャリア周波数制御部１７０Ｂは、温度Ｔがしきい値Ｔｔｈ以上であると判定すると（ステップＳ４０においてＹＥＳ）、インバータ２０のキャリア周波数ｆｃ２を通常の設定値よりも低い両踏み時用の周波数に設定する（ステップＳ６０）。その後、キャリア周波数制御部１７０Ｂは、一連の処理を終了する。   When carrier frequency control unit 170B determines that temperature T is equal to or higher than threshold value Tth (YES in step S40), carrier frequency fc2 of inverter 20 is set to a frequency for both steps that is lower than the normal set value. Set (step S60). Thereafter, the carrier frequency control unit 170B ends the series of processes.

一方、ステップＳ４０において温度Ｔがしきい値Ｔｔｈよりも低いと判定されると（ステップＳ４０においてＮＯ）、キャリア周波数制御部１７０Ｂは、ステップＳ５０へ処理を進める。   On the other hand, when it is determined in step S40 that temperature T is lower than threshold value Tth (NO in step S40), carrier frequency control unit 170B advances the process to step S50.

なお、ステップＳ５０以下の処理は、図１１に示される処理と同じであるので説明を繰返さない。   Since the processing after step S50 is the same as the processing shown in FIG. 11, description thereof will not be repeated.

なお、上記においても、ステップＳ１３０においてキャリア周波数ｆｃ１がサンプリング周波数ｆｓ２の整数倍であると判定されたとき、キャリア周波数制御部１７０Ｂは、キャリア周波数ｆｃ２を通常の設定値に戻すようにステップＳ１４０においてキャリア周波数ｆｃ２を変更してもよい。   Also in the above, when it is determined in step S130 that the carrier frequency fc1 is an integer multiple of the sampling frequency fs2, the carrier frequency control unit 170B returns the carrier frequency fc2 to the normal set value so that the carrier frequency fc2 is returned to the normal set value in step S140. The frequency fc2 may be changed.

以上のように、この実施の形態３の変形例においては、インバータ２０の素子温度がしきい値Ｔｔｈ以上のときは、インバータ２０の素子保護を車両振動の抑制よりも優先し、キャリア周波数ｆｃ２を両踏み時用のキャリア周波数に設定する。したがって、この実施の形態３の変形例によれば、車両振動の抑制を図りつつ、インバータ２０の素子保護を図ることができる。   As described above, in the modification of the third embodiment, when the element temperature of inverter 20 is equal to or higher than threshold value Tth, element protection of inverter 20 is prioritized over suppression of vehicle vibration, and carrier frequency fc2 is set. Set the carrier frequency for both steps. Therefore, according to the modification of the third embodiment, it is possible to protect the elements of the inverter 20 while suppressing vehicle vibration.

なお、上記の各実施の形態においては、ハイブリッド車両１００，１００Ａ〜１００Ｃは、モータジェネレータ３０を駆動するためにのみエンジン５０を用い、モータジェネレータ３０により発電された電力を使うモータジェネレータ４０でのみ車両の駆動力を発生するシリーズ型のハイブリッド車両であってもよいし、図示されない動力分割機構によりエンジン５０の動力を車軸とモータジェネレータ３０とに分割して伝達可能なシリーズ／パラレル型のハイブリッド車両であってもよい。   In each of the above-described embodiments, hybrid vehicles 100, 100A to 100C use engine 50 only for driving motor generator 30, and only vehicle using motor generator 40 that uses electric power generated by motor generator 30. Or a series / parallel type hybrid vehicle capable of transmitting the power of the engine 50 to the axle and the motor generator 30 by means of a power split mechanism (not shown). There may be.

また、上記においては、この発明による制御装置を備えた電動車両の一例としてハイブリッド車両について説明したが、この発明は、複数の電動機を備えた電動車両全般に適用可能である。   In the above description, a hybrid vehicle has been described as an example of an electric vehicle including the control device according to the present invention. However, the present invention is applicable to all electric vehicles including a plurality of electric motors.

なお、上記において、モータジェネレータ３０，４０は、この発明における「複数の電動機」に対応し、インバータ１０，２０は、この発明における「複数のインバータ」に対応する。また、モータジェネレータ４０は、この発明における「第１の電動機」に対応し、電流センサ８６および電流サンプリング部１４０は、この発明における「電流検出部」を形成する。さらに、モータ制御用相電圧演算部１５０およびＰＷＭ信号変換部１６０，１６０Ａは、この発明における「インバータ制御部」を形成し、キャリア周波数制御部１７０Ａ，１７０Ｂは、この発明における「周波数変換部」に対応する。   In the above, motor generators 30 and 40 correspond to “plural electric motors” in the present invention, and inverters 10 and 20 correspond to “plural inverters” in the present invention. Motor generator 40 corresponds to “first electric motor” in the present invention, and current sensor 86 and current sampling unit 140 form “current detection unit” in the present invention. Furthermore, motor control phase voltage calculation unit 150 and PWM signal conversion units 160 and 160A form an “inverter control unit” in the present invention, and carrier frequency control units 170A and 170B are “frequency conversion units” in the present invention. Correspond.

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.

この発明の実施の形態１による制御装置を備えた電動車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。1 is an overall block diagram of a hybrid vehicle shown as an example of an electric vehicle including a control device according to Embodiment 1 of the present invention. 図１に示すＥＣＵの機能ブロック図である。It is a functional block diagram of ECU shown in FIG. モータ電流の波形を拡大して示した図である。It is the figure which expanded and showed the waveform of the motor current. モータ電流の他の波形を拡大して示した図である。It is the figure which expanded and showed the other waveform of the motor current. インバータ１０のキャリア周波数マップの一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the carrier frequency map of the inverter. インバータ２０のキャリア周波数マップの一例を示した図である。FIG. 4 is a diagram showing an example of a carrier frequency map of an inverter 20. 図２に示すＰＷＭ信号変換部による信号の生成方法を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the production | generation method of the signal by the PWM signal conversion part shown in FIG. 実施の形態２におけるＥＣＵの機能ブロック図である。FIG. 6 is a functional block diagram of an ECU in a second embodiment. 図８に示すキャリア周波数制御部の制御構造を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control structure of the carrier frequency control part shown in FIG. 実施の形態３におけるＥＣＵの機能ブロック図である。FIG. 9 is a functional block diagram of an ECU in a third embodiment. 図１０に示すキャリア周波数制御部の制御構造を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control structure of the carrier frequency control part shown in FIG. 実施の形態３の変形例におけるキャリア周波数制御部の制御構造を示すフローチャートである。10 is a flowchart showing a control structure of a carrier frequency control unit in a modification of the third embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０，２０ インバータ、３０，４０ モータジェネレータ、５０ エンジン、６０ 駆動輪、７０，７０Ａ〜７０Ｃ ＥＣＵ、８２ 電圧センサ、８４，８６ 電流センサ、８８ 温度センサ、１１０，１４０ 電流サンプリング部、１２０，１５０ モータ制御用相電圧演算部、１３０，１６０，１６０Ａ ＰＷＭ信号変換部、１７０，１７０Ａ，１７０Ｂ キャリア周波数制御部。   10, 20 Inverter, 30, 40 Motor generator, 50 Engine, 60 Drive wheel, 70, 70A to 70C ECU, 82 Voltage sensor, 84, 86 Current sensor, 88 Temperature sensor, 110, 140 Current sampling unit, 120, 150 Motor Control phase voltage calculation unit, 130, 160, 160A PWM signal conversion unit, 170, 170A, 170B Carrier frequency control unit.

Claims (8)

複数の電動機を搭載する電動車両の制御装置であって、
前記複数の電動機にそれぞれ対応して設けられ、各々が所定のキャリア周波数に応じたスイッチング周波数で動作する複数のインバータと、
前記複数の電動機に含まれる第１の電動機に流れる電流を所定のサンプリング周波数で検出する電流検出部と、
前記電流検出部からの検出値に基づいて前記第１の電動機に対応するインバータを制御するインバータ制御部と、
前記第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数を示す第１のキャリア周波数と前記サンプリング周波数との関係に基づいて前記サンプリング周波数を変更可能なように構成された周波数変更部とを備え、
前記周波数変更部は、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍となるとき、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍とならないように前記サンプリング周波数を変更する、電動車両の制御装置。 A control device for an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors,
A plurality of inverters provided corresponding to the plurality of electric motors, each operating at a switching frequency corresponding to a predetermined carrier frequency;
A current detection unit for detecting a current flowing in a first motor included in the plurality of motors at a predetermined sampling frequency;
An inverter control unit for controlling an inverter corresponding to the first electric motor based on a detection value from the current detection unit;
A frequency changing unit configured to change the sampling frequency based on a relationship between a sampling frequency and a first carrier frequency indicating a carrier frequency of an inverter corresponding to an electric motor other than the first electric motor. ,
The frequency changing unit is configured to change the sampling frequency so that the first carrier frequency does not become an approximately integer multiple of the sampling frequency when the first carrier frequency becomes an approximately integer multiple of the sampling frequency. Vehicle control device. 前記第１の電動機の回転軸は、前記電動車両の駆動軸に連結される、請求項１に記載の電動車両の制御装置。   The control apparatus for an electric vehicle according to claim 1, wherein a rotation shaft of the first electric motor is coupled to a drive shaft of the electric vehicle. 前記サンプリング周波数は、前記第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数を示す第２のキャリア周波数に応じて決定され、
前記周波数変更部は、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍となるとき、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍とならないように前記第２のキャリア周波数を変更する、請求項１または請求項２に記載の電動車両の制御装置。 The sampling frequency is determined according to a second carrier frequency indicating a carrier frequency of an inverter corresponding to the first electric motor,
Wherein the frequency changing unit changes the time the first carrier frequency is approximately an integral multiple of the sampling frequency, the second carrier frequency so that the first carrier frequency is not substantially integral multiple of the sampling frequency The control device for an electric vehicle according to claim 1 or 2. 前記周波数変更部は、前記電動車両の速度が所定速度よりも低い場合に前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍となるとき、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍とならないように前記サンプリング周波数を変更する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動車両の制御装置。 The frequency changing unit is configured such that when the speed of the electric vehicle is lower than a predetermined speed, the first carrier frequency is an approximately integer multiple of the sampling frequency when the first carrier frequency is approximately an integer multiple of the sampling frequency changing the sampling frequency so as not to fold, the control device for an electric vehicle according to any one of claims 1 to 3. 前記第１の電動機に対応するインバータの温度を検出する温度センサをさらに備え、
前記周波数変更部は、前記温度センサによって検出された温度が所定温度よりも低く、かつ、前記電動車両の速度が所定速度よりも低い場合に前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍となるとき、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍とならないように前記サンプリング周波数を変更する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動車両の制御装置。 A temperature sensor for detecting a temperature of an inverter corresponding to the first electric motor;
Wherein the frequency changing unit, the temperature detected by the temperature sensor is rather low than the predetermined temperature, and approximately an integral of said first carrier frequency when the speed of the electric vehicle is lower than a predetermined speed the sampling frequency when the fold, the first carrier frequency changes the sampling frequency to be substantially not integer multiple of the sampling frequency, the control apparatus for an electric vehicle according to any one of claims 1 to 3 . 複数の電動機を搭載する電動車両の制御装置であって、
前記複数の電動機にそれぞれ対応して設けられ、各々が所定のキャリア周波数に応じたスイッチング周波数で動作する複数のインバータと、
前記複数の電動機に含まれる第１の電動機に流れる電流を所定のサンプリング周波数で検出する電流検出部と、
前記電流検出部からの検出値に基づいて前記第１の電動機に対応するインバータを制御するインバータ制御部とを備え、
前記サンプリング周波数は、前記第１の電動機以外の電動機に対応するインバータのキャリア周波数を示す第１のキャリア周波数との関係に基づいて設定され、
前記サンプリング周波数は、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍以外の周波数となるように設定される、電動車両の制御装置。 A control device for an electric vehicle equipped with a plurality of electric motors,
A plurality of inverters provided corresponding to the plurality of electric motors, each operating at a switching frequency corresponding to a predetermined carrier frequency;
A current detection unit for detecting a current flowing in a first motor included in the plurality of motors at a predetermined sampling frequency;
An inverter control unit that controls an inverter corresponding to the first electric motor based on a detection value from the current detection unit;
The sampling frequency is set based on a relationship with a first carrier frequency indicating a carrier frequency of an inverter corresponding to an electric motor other than the first electric motor ,
The control apparatus for an electric vehicle , wherein the sampling frequency is set such that the first carrier frequency is a frequency other than a substantially integer multiple of the sampling frequency . 前記第１の電動機の回転軸は、前記電動車両の駆動軸に連結される、請求項６に記載の電動車両の制御装置。 The control apparatus for an electric vehicle according to claim 6 , wherein a rotation shaft of the first electric motor is coupled to a drive shaft of the electric vehicle. 前記サンプリング周波数は、前記第１の電動機に対応するインバータのキャリア周波数を示す第２のキャリア周波数に応じて設定され、
前記第２のキャリア周波数は、前記第１のキャリア周波数が前記サンプリング周波数の略整数倍以外の周波数となるように設定される、請求項６または請求項７に記載の電動車両の制御装置。 The sampling frequency is set according to a second carrier frequency indicating a carrier frequency of an inverter corresponding to the first electric motor,
The control apparatus for an electric vehicle according to claim 6 or 7 , wherein the second carrier frequency is set such that the first carrier frequency is a frequency other than a substantially integer multiple of the sampling frequency.
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