JP4621043B2

JP4621043B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP4621043B2
Application number: JP2005057434A
Authority: JP
Inventors: 典明奥田; 信介船山; 康則家城
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2005-03-02
Filing date: 2005-03-02
Publication date: 2011-01-26
Anticipated expiration: 2025-03-02
Also published as: JP2006244812A

Description

この発明は、放電灯点灯装置のインバータ回路を起動させるための起動回路に関するものである。 The present invention relates to a starting circuit for starting an inverter circuit of a discharge lamp lighting device.

二つの蛍光ランプＦ１、Ｆ２（本願では放電灯と称する）は、それぞれチョークコイルＣＨ１、ＣＨ２を介して出力端子５と整流回路３の直流出力端子との間に交流的に並列に接続されており、整流回路３のプラス側直流出力端子から抵抗Ｒ８、両ランプのフィラメント、抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１およびコンデンサＣ１（本願では起動用コンデンサと称する）を順に経由して整流回路３のマイナス側直流出力端子に至る直列回路と、抵抗Ｒ１０とＲ１１との接続点Ｊから一方とスイッチングトランジスタＱ１ｂのコレクタとの間に順方向に接続されたダイオードＤ１は、インバータ起動後にコンデンサＣ１の充電電圧を双方向サイリスタＳＳのブレークオーバー電圧以下に保ち、起動回路の動作を停止させ、インバータの誤動作を防止するものが例えば特許文献１に開示されている。 Two fluorescent lamps F1 and F2 (referred to as discharge lamps in the present application) are connected in parallel in an alternating manner between the output terminal 5 and the DC output terminal of the rectifier circuit 3 via choke coils CH1 and CH2, respectively. The negative side DC output of the rectifier circuit 3 from the positive side DC output terminal of the rectifier circuit 3 through the resistor R8, the filaments of both lamps, the resistors R9, R10, R11 and the capacitor C1 (referred to as a starting capacitor in this application) in order. The diode D1 connected in the forward direction between the series circuit leading to the terminal and one of the connection point J between the resistors R10 and R11 and the collector of the switching transistor Q1b is used to transfer the charging voltage of the capacitor C1 to the bidirectional thyristor after starting the inverter. Keeping it below the SS breakover voltage, stop the start-up circuit to prevent malfunction of the inverter Disclosed, for example, in Patent Document 1.

特開昭６１−２２７６７６号公報（第３頁左上９行目〜右上６行目、図１）JP-A-61-227676 (page 3, upper left 9th line to upper right 6th line, FIG. 1)

従来装置では放電灯が接続されていないときや電極が断線している異常な蛍光ランプが接続されたときは、コンデンサＣ１への充電経路が形成されないので、発振は開始しないように構成されている。 In the conventional apparatus, when a discharge lamp is not connected or when an abnormal fluorescent lamp whose electrode is disconnected is connected, a charging path to the capacitor C1 is not formed, and thus oscillation is not started. .

しかしながら、発振中にコンデンサＣ１の電荷をダイオードＤ１→スイッチングトランジスタＱ１ｂの経路でスイッチングトランジスタＱ１ｂがＯＮする都度放電するため、一般的にダイオードＤ１は逆回復時間Ｔｒｒが早い高速スイッチングダイオードを必要としている。この高速スイッチングダイオードは一般的に逆漏れ電流が大きく、また、温度上昇による漏れ電流が増大する特性がある。従って点灯装置として器具に装着し継続使用して温度が高くなった状態で放電灯が外されて無負荷状態になったときに、電源１が印加されたままでは、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ１の漏れ電流→コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１の電圧が双方向サイリスタＳＳのブレークオーバー電圧に達すると双方向サイリスタＳＳがブレークオーバーして、スイッチングトランジスタＱ１ｂのベース端子にＯＮのトリガを掛ける。 However, since the electric charge of the capacitor C1 is discharged every time the switching transistor Q1b is turned on through the path of the diode D1 → the switching transistor Q1b during oscillation, the diode D1 generally requires a high-speed switching diode having a fast reverse recovery time Trr. The high-speed switching diode generally has a large reverse leakage current and a characteristic that the leakage current increases due to a temperature rise. Therefore, when the discharge lamp is removed in a state where it is mounted on a fixture as a lighting device and is continuously used and the temperature becomes high, and no load is applied, the resistor R7 → the diode D1 leaks if the power source 1 is applied. When the capacitor C1 is charged in the path of current → capacitor C1, and the voltage of the capacitor C1 reaches the breakover voltage of the bidirectional thyristor SS, the bidirectional thyristor SS breaks over, and an ON trigger is applied to the base terminal of the switching transistor Q1b. Multiply.

このとき、インバータ回路は無負荷で発振するため発振周波数は高い周波数で発振し、また無負荷時の負荷経路にコンデンサとトランスの直列共振回路があると、直列共振回路にダンピング抵抗成分がほとんどないために共振のＱが高くなり、コンデンサ、トランスには高電圧が発生する恐れがあり、回路部品の故障を引き起こす恐れがあった。 At this time, since the inverter circuit oscillates with no load, the oscillation frequency oscillates at a high frequency, and when there is a series resonance circuit of a capacitor and a transformer in the load path when there is no load, the series resonance circuit has almost no damping resistance component. Therefore, the resonance Q is increased, and a high voltage may be generated in the capacitor and the transformer, which may cause failure of the circuit components.

商用電源を直流に変換する電源回路と、前記電源回路の低電位側にスイッチング素子のソース端子が接続され、放電灯に流れる負荷電流を帰還して前記スイッチング素子のゲート端子に電圧を供給し、前記スイッチング素子をオン／オフさせて発振するインバータ回路と、前記インバータ回路に接続する放電灯の少なくとも一方のフィラメントを介して接続されるコンデンサと、前記コンデンサと前記スイッチング素子のゲートの経路に接続され、前記インバータ回路を起動する基準電圧を設定する基準電圧設定手段とを備え、前記インバータ回路の発振周波数より速くスイッチングする第１のダイオードと、高温時の漏れ電流が前記第１のダイオードの常温時の漏れ電流とほぼ同等の第２のダイオードとを同極性方向に直列接続して前記コンデンサと前記スイッチング素子のドレインの経路に接続する。 A power supply circuit that converts commercial power into direct current, and a source terminal of the switching element is connected to the low potential side of the power supply circuit, feeds back a load current flowing through the discharge lamp and supplies a voltage to the gate terminal of the switching element, An inverter circuit that oscillates by turning on and off the switching element, a capacitor that is connected via at least one filament of a discharge lamp that is connected to the inverter circuit, and a path of the capacitor and the gate of the switching element And a reference voltage setting means for setting a reference voltage for starting the inverter circuit, the first diode switching faster than the oscillation frequency of the inverter circuit, and a leakage current at a high temperature when the first diode is at a normal temperature. A second diode that is almost equivalent to the leakage current of Capacitor and connected to the drain path of the switching element.

通常点灯した後放電灯９を外して再度電源を投入するなど、ダイオードＤ２、Ｄ３１の温度が高いときに電源を入れても、起動用コンデンサＣ１への充電電流をダイオードＤ１、Ｄ３２が遮断するので、インバータ回路８を起動させることがなく、無負荷発振などによってかかる部品ストレスを抑制でき、構成部品の長寿命化が図れる。 Even if the power is turned on when the temperature of the diodes D2 and D31 is high, such as when the discharge lamp 9 is removed after the normal lighting, and the power is turned on again, the diodes D1 and D32 cut off the charging current to the starting capacitor C1. Therefore, the inverter circuit 8 is not activated, and the component stress can be suppressed by no-load oscillation and the life of the component can be extended.

実施の形態１．
図１は本実施の形態１を示す回路ブロック図である。
図１の回路ブロックについて説明をする。
商用電源１が印加されるとノイズフィルタ２を介して全波整流回路３に供給されて全波整流され、この全波整流された電圧は昇圧チョッパ形アクティブフィルタ４に供給されて、昇圧チョッパ形アクティブフィルタ４で設定された電圧値まで昇圧して平滑コンデンサＣ４１に直流電圧が充電される電源回路５を備えている。この平滑コンデンサＣ４１に充電される直流電圧は平滑されて点灯回路６に供給される。なお、この電源回路５は昇圧チョッパ形アクティブフィルタを用いて直流電圧を生成しているが、これに限定されることがなく、全波整流した電圧をコンデンサで平滑するコンデンサインプット型としてもよい。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit block diagram showing the first embodiment.
The circuit block of FIG. 1 will be described.
When the commercial power supply 1 is applied, it is supplied to the full-wave rectifier circuit 3 through the noise filter 2 and full-wave rectified, and this full-wave rectified voltage is supplied to the boost chopper type active filter 4 to be boosted chopper type. A power supply circuit 5 is provided that boosts the voltage to a voltage value set by the active filter 4 and charges a DC voltage to the smoothing capacitor C41. The DC voltage charged in the smoothing capacitor C41 is smoothed and supplied to the lighting circuit 6. The power supply circuit 5 generates a DC voltage using a step-up chopper type active filter, but is not limited to this, and may be a capacitor input type that smoothes a full-wave rectified voltage with a capacitor.

点灯回路６は起動回路７及びインバータ回路８を備えており、点灯回路６に直流電圧が供給されると起動回路７がインバータ回路８の発振を開始させ、インバータ回路８は供給される直流を高周波電源に変換して負荷である放電灯９に出力して、放電灯９を高周波点灯させる。 The lighting circuit 6 includes a starting circuit 7 and an inverter circuit 8. When a DC voltage is supplied to the lighting circuit 6, the starting circuit 7 starts oscillation of the inverter circuit 8, and the inverter circuit 8 converts the supplied direct current into a high frequency. It converts into a power supply and outputs to the discharge lamp 9 which is a load, and the discharge lamp 9 is lighted at high frequency.

次にインバータ回路８の構成について説明する。
電源回路５から供給される直流電圧の高電位側にＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン端子が接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソース端子にＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン端子、チョークコイルＴ０１が接続され、チョークコイルＴ０１の他方の端子から負荷である放電灯９のフィラメントｆ１に接続している。ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のソース端子は電源回路５の低電位側に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２を交互にスイッチングさせて負荷である放電灯９へ高周波電源を供給する。 Next, the configuration of the inverter circuit 8 will be described.
The drain terminal of the MOS-FET Q1 is connected to the high potential side of the DC voltage supplied from the power supply circuit 5, the drain terminal of the MOS-FET Q2 and the choke coil T01 are connected to the source terminal of the MOS-FET Q1, and the choke coil The other terminal of T01 is connected to the filament f1 of the discharge lamp 9 which is a load. The source terminal of the MOS-FET Q2 is connected to the low potential side of the power supply circuit 5, and the high-frequency power is supplied to the discharge lamp 9 as a load by alternately switching the MOS-FETs Q1 and Q2.

放電灯９の他方のフィラメントｆ２にカップリングコンデンサＣ４が接続され、このカップリングコンデンサＣ４の他方の端子はＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のソース端子に接続されている。 A coupling capacitor C4 is connected to the other filament f2 of the discharge lamp 9, and the other terminal of the coupling capacitor C4 is connected to the source terminal of the MOS-FET Q2.

チョークコイルＴ０１と放電灯９のフィラメントｆ１の接続点と、放電灯９のフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の接続点との間にコンデンサＣ５２が接続されている。このコンデンサＣ５２は負荷である放電灯９に流れるリップル電流を抑制して放電灯９が出力する光の変動率を抑制するものである。 A capacitor C52 is connected between the connection point of the choke coil T01 and the filament f1 of the discharge lamp 9, and the connection point of the filament f2 of the discharge lamp 9 and the coupling capacitor C4. The capacitor C52 suppresses a ripple current flowing through the discharge lamp 9 as a load and suppresses a fluctuation rate of light output from the discharge lamp 9.

カップリングコンデンサＣ４の両端にダイオードＤ４を接続し、ダイオードＤ４のカソード側を放電灯９のフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の接続点に接続して、ダイオードＤ４のカソード側とＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン端子の間に、同一極性方向に直列接続したダイオードＤ３１とダイオードＤ３２を接続して、ダイオードＤ３１のカソード側をＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン端子に接続して電圧帰還回路１１を構成している。 The diode D4 is connected to both ends of the coupling capacitor C4, the cathode side of the diode D4 is connected to the connection point between the filament f2 of the discharge lamp 9 and the coupling capacitor C4, the cathode side of the diode D4 and the drain of the MOS-FET Q1. A diode D31 and a diode D32 connected in series in the same polarity direction are connected between the terminals, and the cathode side of the diode D31 is connected to the drain terminal of the MOS-FET Q1 to constitute the voltage feedback circuit 11.

この電圧帰還回路１１は、負荷である放電灯９にかかる管電圧を電源回路５に帰還させ負荷電圧を直流電圧値以下に抑制するようにしている。放電灯９が寿命末期時などに発生する電圧を抑制して、負荷電力が著しく上昇するのを防止している。 The voltage feedback circuit 11 feeds back the tube voltage applied to the discharge lamp 9 as a load to the power supply circuit 5 so as to suppress the load voltage to a DC voltage value or less. The voltage generated at the end of the life of the discharge lamp 9 is suppressed to prevent the load power from significantly increasing.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間と並列に抵抗Ｒ７を接続し、フィラメントｆ１のチョークコイルＴ０１と接続する端子とは異なる他端と、フィラメントｆ２のカップリングコンデンサＣ４と接続する端子とは異なる他端と抵抗Ｒ８及び始動用コンデンサＣ５１を接続する。 A resistor R7 is connected in parallel with the drain-source of the MOS-FET Q1, and the other end different from the terminal connected to the choke coil T01 of the filament f1 is different from the terminal connected to the coupling capacitor C4 of the filament f2. The end is connected to the resistor R8 and the starting capacitor C51.

電源回路５から点灯回路６に直流電圧が供給されると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２の経路で後述する起動回路７に電流が流れる。 When a DC voltage is supplied from the power supply circuit 5 to the lighting circuit 6, a current flows through a starting circuit 7 to be described later along a path of resistance R 7 → choke coil T 01 → filament f 1 → resistance R 8 → filament f 2.

また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせて放電灯９を点灯するが、放電灯９が点灯するまでは、チョークコイルＴ０１と始動用コンデンサＣ５１を共振させて放電灯に高い管電圧をかけて放電灯を放電開始させている。 Further, the discharge lamp 9 is turned on by switching the MOS-FETs Q1 and Q2, but until the discharge lamp 9 is turned on, the choke coil T01 and the starting capacitor C51 are resonated to apply a high tube voltage to the discharge lamp. The discharge lamp is starting to discharge.

次にＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２をそれぞれオン／オフ制御するドライバ回路１０について説明する。
チョークコイルＴ０１には、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を備えており、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２は一次巻線と同極性とするように巻かれている。 Next, the driver circuit 10 that performs on / off control of the MOS-FETs Q1 and Q2 will be described.
The choke coil T01 includes feedback windings T01-1 and T01-2, and the feedback windings T01-1 and T01-2 are wound to have the same polarity as the primary winding.

帰還巻線Ｔ０１−１の巻き始め側の端子は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソース端子とＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン端子の中点に接続され、帰還巻線Ｔ０１−１の他方の端子はゲート抵抗Ｒ３を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート端子に接続する。 The terminal on the winding start side of the feedback winding T01-1 is connected to the midpoint of the source terminal of the MOS-FET Q1 and the drain terminal of the MOS-FET Q2, and the other terminal of the feedback winding T01-1 is the gate resistance R3. To the gate terminal of the MOS-FET Q1.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に、アノード側同士を接続したツェナーダイオードＤＺ２、ＤＺ３を備えて、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の耐電圧を超える電圧がかかるのを防止している。 Zener diodes DZ2 and DZ3 having anodes connected to each other are provided between the gate and source of the MOS-FET Q1 to prevent a voltage exceeding the withstand voltage between the gate and source of the MOS-FET Q1 from being applied.

また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に直列接続した抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２を備えて、帰還巻線Ｔ０１−１の電圧から抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２の時定数及びゲートにかかる電圧によってＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のスイッチングを制御している。 Further, a resistor R5 and a capacitor C2 connected in series between the gate and the source of the MOS-FET Q1 are provided, and the MOS-FET is determined by the time constant of the resistor R5 and the capacitor C2 from the voltage of the feedback winding T01-1 and the voltage applied to the gate. Q1 switching is controlled.

帰還巻線Ｔ０１−２の巻き始め側の端子は、ゲート抵抗Ｒ４を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート端子に接続され、帰還巻線Ｔ０１−２の他方の端子はＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のソース端子に接続する。 The terminal on the winding start side of the feedback winding T01-2 is connected to the gate terminal of the MOS-FET Q2 via the gate resistor R4, and the other terminal of the feedback winding T01-2 is connected to the source terminal of the MOS-FET Q2. Connecting.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に、アノード側同士を接続したツェナーダイオードＤＺ４、ＤＺ５を備えて、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間の耐電圧を超える電圧がかかるのを防止している。 Zener diodes DZ4 and DZ5 having anodes connected to each other are provided between the gate and source of the MOS-FET Q2, thereby preventing a voltage exceeding the withstand voltage between the gate and source of the MOS-FET Q2 from being applied.

また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に直列接続した抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３を備えて、帰還巻線Ｔ０１−２の電圧から抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３の時定数及びゲートにかかる電圧によってＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のスイッチングを制御している。 Further, a resistor R6 and a capacitor C3 connected in series between the gate and source of the MOS-FET Q2 are provided, and the MOS-FET is determined by the time constant of the resistor R6, capacitor C3 and the voltage applied to the gate from the voltage of the feedback winding T01-2. Q2 switching is controlled.

なお、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２は一次巻線と同極性巻きにしてＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２を交互にスイッチングする例を記載したが、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を一次巻線と逆極性あるいは帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２の極性を互いに逆極性としてもよく、要するにＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２を交互にスイッチングするドライバ回路１０を構成すればよい。 The feedback windings T01-1 and T01-2 have the same polarity winding as the primary winding and the MOS-FETs Q1 and Q2 are alternately switched. However, the feedback windings T01-1 and T01-2 are The primary winding and the reverse polarity or the polarity of the feedback windings T01-1 and T01-2 may be opposite to each other. In short, the driver circuit 10 that switches the MOS-FETs Q1 and Q2 alternately may be configured.

次に起動回路７の構成について説明する。
ツェナーダイオードＤＺ１のカソードはフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の中点に接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは抵抗Ｒ１に接続され、この抵抗Ｒ１の他端は、起動用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２、トリガダイオードＴＤ１に接続されている。起動用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２の他端は、電源回路５の低電位側に接続されている。 Next, the configuration of the starting circuit 7 will be described.
The cathode of the Zener diode DZ1 is connected to the middle point of the filament f2 and the coupling capacitor C4, the anode of the Zener diode DZ1 is connected to the resistor R1, and the other end of the resistor R1 is the starting capacitor C1, the resistor R2, and the trigger diode. Connected to TD1. The other ends of the starting capacitor C1 and the resistor R2 are connected to the low potential side of the power supply circuit 5.

トリガダイオードＴＤ１の他端は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート端子に接続されており、起動用コンデンサＣ１の電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えるとＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に電流が流れて、起動用コンデンサＣ１は放電する。 The other end of the trigger diode TD1 is connected to the gate terminal of the MOS-FET Q2. When the voltage of the starting capacitor C1 exceeds the breakover voltage of the trigger diode TD1, a current flows between the gate and source of the MOS-FET Q2. Then, the starting capacitor C1 is discharged.

一般整流ダイオードからなるダイオードＤ１と高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ２を同極性に直列接続して、ダイオードＤ１のアノードを抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の中点に、ダイオードＤ２のカソードをＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソース端子とＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン端子の中点に接続して、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がオンすると、ダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間の経路で起動用コンデンサＣ１の電荷を放電する。 A diode D1 composed of a general rectifier diode and a diode D2 composed of a high-speed switching diode are connected in series with the same polarity. The anode of the diode D1 is the middle point of the resistor R1 and the starting capacitor C1, and the cathode of the diode D2 is the MOS-FET Q1. When the MOS-FET Q2 is turned on by connecting the source terminal of the MOS-FET Q2 and the drain terminal of the MOS-FET Q2, the diode D1 → the diode D2 → the drain-source path of the MOS-FET Q2 Discharge the charge.

次にインバータ回路８の起動及び放電灯９の点灯動作の説明をする。
点灯回路６に供給される電流は、インバータ回路８の抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗８→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路で流れ、カップリングコンデンサＣ４を充電するとともに、点灯回路６に備えられた起動回路に抵抗７→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗８→放電灯９のフィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で電流が流れて、起動用コンデンサＣ１の充電が開始される。 Next, activation of the inverter circuit 8 and lighting operation of the discharge lamp 9 will be described.
The current supplied to the lighting circuit 6 flows through the path of the resistor R7 of the inverter circuit 8 → the choke coil T01 → the filament f1 of the discharge lamp 9 → the resistor 8 → the filament f2 of the discharge lamp 9 → the coupling capacitor C4. In addition to charging C4, the starting circuit provided in the lighting circuit 6 is connected to the resistor 7 → the choke coil T01 → the filament f1 of the discharge lamp 9 → the resistor 8 → the filament f2 of the discharge lamp 9 → the zener diode DZ1 → the resistor R1 → the starting capacitor. A current flows through the path C1, and charging of the starting capacitor C1 is started.

起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えると、トリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーしてインバータ回路８に備えられたＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間を通して起動用コンデンサＣ１の放電が開始され、このＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に流れるエネルギーによって、インバータ回路８の発振が開始される。 When the charging voltage of the starting capacitor C1 exceeds the breakover voltage of the trigger diode TD1, the trigger diode TD1 breaks over and the starting capacitor C1 is discharged through the gate-source of the MOS-FET Q2 provided in the inverter circuit 8. Is started, and the oscillation of the inverter circuit 8 is started by the energy flowing between the gate and source of the MOS-FET Q2.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に電圧がかかるとＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がオンし、カップリングコンデンサＣ４に充電された電荷は、フィラメントｆ２→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ１→チョークコイルＴ０１→ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間の経路で電流が流れ、放電する。 When a voltage is applied between the gate and source of the MOS-FET Q2, the MOS-FET Q2 is turned on, and the charge charged in the coupling capacitor C4 is filament f2 → resistor R8 → filament f1 → choke coil T01 → MOS-FET Q2. A current flows along the path between the drain and the source of the electrode, and discharge occurs.

このとき、チョークコイルＴ０１に巻かれた２本の帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２にそれぞれ電圧が発生し、帰還巻線Ｔ０１−１には正の電圧、帰還巻線Ｔ０１−２には負の電圧が発生する。帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２はそれぞれゲート抵抗Ｒ３、Ｒ４を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２のゲート端子に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１をオン、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオフさせる。 At this time, voltages are respectively generated in the two feedback windings T01-1 and T01-2 wound around the choke coil T01. A positive voltage is generated in the feedback winding T01-1, and a feedback winding T01-2 has a voltage. Negative voltage is generated. The feedback windings T01-1 and T01-2 are connected to the gate terminals of the MOS-FETs Q1 and Q2 through the gate resistors R3 and R4, respectively, and turn on the MOS-FET Q1 and turn off the MOS-FET Q2.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンすると、電源回路５からＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗Ｒ８及び始動用コンデンサＣ５１→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、チョークコイルＴ０１に流れる電流の方向が変わるので、チョークコイルＴ０１の帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２に発生する電圧の極性が変わり、帰還巻線Ｔ０１−１には負の電圧が発生し、帰還巻線Ｔ０１−２には正の電圧が発生して、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１をオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオンさせる。このチョークコイルＴ０１の帰還電流によってインバータ回路８の発振が継続され、放電灯９が点灯するまでの期間はチョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１が共振して放電灯９の両端に共振電圧がかかり、この共振電圧が放電灯９の放電開始電圧を超えると放電を開始する。放電灯９が放電すると共振状態が変化して、チョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１の共振は弱まる。 When the MOS-FET Q1 is turned on, the power source circuit 5 connects the drain-source of the MOS-FET Q1 → the choke coil T01 → the filament f1 of the discharge lamp 9 → the resistor R8 and the starting capacitor C51 → the filament f2 of the discharge lamp 9 → coupling A current flows through the path of the capacitor C4. At this time, since the direction of the current flowing through the choke coil T01 is changed, the polarity of the voltage generated in the feedback windings T01-1 and T01-2 of the choke coil T01 is changed, and a negative voltage is applied to the feedback winding T01-1. A positive voltage is generated in the feedback winding T01-2 to turn off the MOS-FET Q1 and turn on the MOS-FET Q2. The oscillation of the inverter circuit 8 is continued by the feedback current of the choke coil T01, and during the period until the discharge lamp 9 is lit, the choke coil T01-starting capacitor C51 resonates and a resonance voltage is applied to both ends of the discharge lamp 9, When this resonance voltage exceeds the discharge start voltage of the discharge lamp 9, discharge is started. When the discharge lamp 9 is discharged, the resonance state changes, and the resonance between the choke coil T01 and the starting capacitor C51 is weakened.

なお、放電灯９が寿命末期時などは放電が行われずにチョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１の共振が継続して高い共振電圧が発生するが、予め設定される時間よりも継続する場合など異常を検出し、インバータの発振を停止させてインバータ回路８を構成する回路素子などを保護する保護回路（図示しない）を備えている。 Note that when the discharge lamp 9 is at the end of its life, the choke coil T01-starting capacitor C51 continues to resonate without being discharged, and a high resonance voltage is generated. And a protection circuit (not shown) that stops the oscillation of the inverter and protects circuit elements constituting the inverter circuit 8 and the like.

放電灯９が放電を開始すると、電源回路５から電力をＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン側に供給し、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１→チョークコイルＴ０１→放電灯９→コンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、チョークコイルＴ０１に流れる電流に応じて、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２に二次電圧が発生してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１をオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオンにして、カップリングコンデンサＣ４に充電された電荷は、放電灯９→チョークコイルＴ０１→ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２の経路で電流が流れ、放電する。 When the discharge lamp 9 starts discharging, power is supplied from the power supply circuit 5 to the drain side of the MOS-FET Q1, and a current flows through the path of the MOS-FET Q1, the choke coil T01, the discharge lamp 9, and the capacitor C4. At this time, a secondary voltage is generated in the feedback windings T01-1 and T01-2 in accordance with the current flowing through the choke coil T01, and the MOS-FET Q1 is turned off and the MOS-FET Q2 is turned on. The electric charge charged in C4 flows through the discharge lamp 9 → choke coil T01 → MOS-FET Q2 and is discharged.

従って、前記の経路でカップリングコンデンサＣ４の電荷が放電中は帰還巻線Ｔ０１−２の発生電圧はＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオンする極性に、カップリングコンデンサＣ４の電荷が放電を完了すると逆起電力が発生し、Ｔ０１−１の発生電圧がＭＯＳ−ＦＥＴＱ１をオンする方向に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオフする方向の極性に電圧を発生する。ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンすると電源からＭＯＳ−ＦＥＴＱ１→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→コンデンサＣ５→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路でカップリングコンデンサＣ４を充電する。 Therefore, when the charge of the coupling capacitor C4 is discharged through the above path, the voltage generated in the feedback winding T01-2 has a polarity to turn on the MOS-FET Q2, and when the charge of the coupling capacitor C4 completes the discharge, the counter electromotive force is generated. The voltage generated at T01-1 generates a voltage in the direction in which the MOS-FET Q1 is turned on and the polarity in the direction in which the MOS-FET Q2 is turned off. When the MOS-FET Q1 is turned on, the coupling capacitor C4 is charged from the power source through the path of MOS-FET Q1, the choke coil T01, the filament f1 of the discharge lamp 9, the capacitor C5, the filament f2 of the discharge lamp 9, and the coupling capacitor C4.

このようにチョークコイルＴ０１に流れる電流を帰還する帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２の巻線電圧の作用でＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２は交互にオン／オフし発振を継続する。ツェナーダイオードＤＺ２〜ＤＺ５はＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２のゲート端子ヘ印加する電圧を制限するものであり、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３はインバータ回路８の発振周波数を制御するものである。 As described above, the MOS-FETs Q1 and Q2 are alternately turned on / off by the action of the winding voltages of the feedback windings T01-1 and T01-2 that feed back the current flowing through the choke coil T01, and the oscillation continues. Zener diodes DZ2 to DZ5 limit the voltage applied to the gate terminals of the MOS-FETs Q1 and Q2, and the resistor R5, the capacitor C2, the resistor R6, and the capacitor C3 control the oscillation frequency of the inverter circuit 8. .

また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン端子とＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のソース端子間に高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ３１、一般整流ダイオードからなるダイオードＤ３２、高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ４の順に極性を同極性方向に直列接続して備え、ダイオードＤ３１のカソードをＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン端子に、ダイオードＤ４のアノード端子をＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のソース端子に接続し、ダイオードＤ３１とダイオードＤ４の中点にカップリングコンデンサＣ４とフィラメントｆ２の中点を接続して、電源帰還回路１１を構成する。この電源帰還回路１１は、カップリングコンデンサＣ４に発生する電圧が電源回路５の高電位側の電圧を超えるときはダイオードＤ３１、Ｄ３２を介して電源回路５に帰還し、カップリングコンデンサＣ４に発生する電圧が電源回路５の低電位側の電圧を下回るときはダイオードＤ４を介して電源回路５に帰還するものである。そのため、インバータ回路の発振周波数より高速にスイッチングする高速スイッチングダイオードをダイオードＤ３１、Ｄ４に用いて、インバータ回路８が発振している時にダイオードＤ３１、Ｄ４を介して電源帰還回路１１に逆電流が流れないようにしている。 In addition, the diode D31 composed of a high-speed switching diode, the diode D32 composed of a general rectifier diode, and the diode D4 composed of a high-speed switching diode are arranged in the same polarity direction between the drain terminal of the MOS-FET Q1 and the source terminal of the MOS-FET Q2. In series, the cathode of the diode D31 is connected to the drain terminal of the MOS-FET Q1, the anode terminal of the diode D4 is connected to the source terminal of the MOS-FET Q2, and the coupling capacitor C4 is connected to the midpoint between the diode D31 and the diode D4. And the middle point of the filament f2 are connected to constitute the power supply feedback circuit 11. When the voltage generated in the coupling capacitor C4 exceeds the voltage on the high potential side of the power supply circuit 5, the power supply feedback circuit 11 feeds back to the power supply circuit 5 via the diodes D31 and D32 and is generated in the coupling capacitor C4. When the voltage falls below the voltage on the low potential side of the power supply circuit 5, the voltage is fed back to the power supply circuit 5 via the diode D4. Therefore, a high-speed switching diode that switches faster than the oscillation frequency of the inverter circuit is used for the diodes D31 and D4, so that no reverse current flows through the power supply feedback circuit 11 via the diodes D31 and D4 when the inverter circuit 8 is oscillating. I am doing so.

このようにカップリングコンデンサＣ４に発生する過大な電圧を電圧帰還回路１１で帰還して放電灯９の管電圧を抑制するとともに、ランプ寿命末期時などでも電力が著しく上がらない回路としている。 In this way, an excessive voltage generated in the coupling capacitor C4 is fed back by the voltage feedback circuit 11 to suppress the tube voltage of the discharge lamp 9, and the power is not significantly increased even at the end of the lamp life.

次に放電灯９が点灯しているときの起動回路７の動作について説明する。
インバータ回路８が発振しているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオン（ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はオフ）すると直流電圧はＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→放電灯９、抵抗Ｒ８、始動用コンデンサＣ５１→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で起動用コンデンサＣ１を充電する。この起動用コンデンサＣ１は、カップリングコンデンサＣ４にかかる電圧からツェナーダイオードＤＺ１で降圧した電圧を抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の時定数をもって充電される。ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２は数十ｋＨｚの周波数でスイッチングしているが、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンしている時間は起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧に達する時間より短い。 Next, the operation of the starting circuit 7 when the discharge lamp 9 is turned on will be described.
When the inverter circuit 8 is oscillating, when the MOS-FET Q1 is turned on (MOS-FET Q2 is turned off), the DC voltage is between the drain and source of the MOS-FET Q1, the choke coil T01, the filament f1, the discharge lamp 9, and the resistance. R8, starting capacitor C51 → filament f2 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1 is charged through a path of starting capacitor C1. The starting capacitor C1 is charged with a voltage obtained by stepping down the voltage applied to the coupling capacitor C4 by the Zener diode DZ1 with the time constant of the resistor R1 and the starting capacitor C1. The MOS-FETs Q1 and Q2 are switched at a frequency of several tens of kHz, but the time during which the MOS-FET Q1 is on is shorter than the time during which the charging voltage of the starting capacitor C1 reaches the breakover voltage of the trigger diode TD1. .

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がオン（ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１はオフ）すると、起動用コンデンサＣ１に充電された電荷は、ダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間の経路で放電される。ここで、インバータ回路の発振周波数より高速にスイッチングする高速スイッチングダイオード（例えば逆回復時間が０．４μｓ以下のスイッチングダイオードなど）をダイオードＤ２に用いて、インバータ回路８が発振している時にダイオードＤ２を介して起動回路５に逆電流が流れないようにしている。 When the MOS-FET Q2 is turned on (MOS-FET Q1 is turned off), the charge charged in the starting capacitor C1 is discharged through a path between the diode D1, the diode D2, and the drain-source of the MOS-FET Q2. Here, a high-speed switching diode (for example, a switching diode having a reverse recovery time of 0.4 μs or less) that switches faster than the oscillation frequency of the inverter circuit is used as the diode D2, and the diode D2 is switched when the inverter circuit 8 is oscillating. Thus, the reverse current is prevented from flowing to the starting circuit 5.

したがって、インバータ回路８の起動開始後は、起動用コンデンサＣ１の電荷はダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間を経由して放電され、インバータ回路が発振している間、起動用コンデンサＣ１の電圧をトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧より低い電圧値に抑制するのでトリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーすることがなく、起動回路７はチョークコイルＴ０１の帰還電圧へ影響を与えないので、インバータ回路８の発振に影響を及ぼさない。 Therefore, after starting the inverter circuit 8, the charge of the starting capacitor C1 is discharged via the diode D1 → the diode D2 → the drain-source of the MOS-FET Q2, and the inverter circuit oscillates while the inverter circuit oscillates. Since the voltage of the capacitor C1 is suppressed to a voltage value lower than the breakover voltage of the trigger diode TD1, the trigger diode TD1 does not break over, and the starting circuit 7 does not affect the feedback voltage of the choke coil T01. The oscillation of the circuit 8 is not affected.

次に放電灯９が外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源１を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１と称する。）から放電灯９が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。 Next, the operation of the starting circuit 7 when there is no load such as when the discharge lamp 9 is removed will be described.
When the commercial power supply 1 is turned on when the discharge lamp lighting device, in particular, the circuit components constituting the start-up circuit 7 are at room temperature (25 ° C.) or the discharge lamp 9 is removed from the inverter circuit 8, the resistor R7 → the choke coil T01. Since the discharge lamp 9 is removed from the path (hereinafter referred to as path 1) of the filament f1, the resistor R8, the filament f2, the zener diode DZ1, the resistor R1, and the starting capacitor C1, the charging path to the starting capacitor C1 is It is shut off and not charged.

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２と称する。）ではダイオードＤ２のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of resistor R7 → diode D2 → diode D1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 2), the cathode of the diode D2 is connected to the high potential side of the power supply circuit 5, and therefore the starting capacitor C1 Is not charged.

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of diode D31 → diode D32 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 3), the cathode of the diode D31 is connected to the high potential side of the power supply circuit 5. The starting capacitor C1 is not charged.

ここで、点灯した直後など回路部品が高温（例えば１００℃）になっているとき、それぞれの回路部品の温度特性による起動回路５の動作を考察する。 Here, when circuit components are at a high temperature (for example, 100 ° C.) such as immediately after lighting, the operation of the startup circuit 5 according to the temperature characteristics of each circuit component will be considered.

経路１〜経路３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品である。 The circuit components used for the paths 1 to 3 are four types of components: resistors, capacitors, Zener diodes, and diodes.

抵抗の温度特性は、常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の抵抗値の変化率は、抵抗値によって異なるものの、変化率が大きいものでも約２％以下である。 Regarding the temperature characteristics of the resistance, the rate of change in resistance value at normal temperature (25 ° C.) and high temperature (100 ° C.) varies depending on the resistance value, but even if the rate of change is large, it is about 2% or less.

次にコンデンサの温度特性は、常温時（２５℃）と高温時（１００℃）のインピーダンスの変化率は、コンデンサの容量によって異なるものの、変化率が大きいものでも１５００ｐｐｍ以下である。 Next, regarding the temperature characteristics of the capacitor, the rate of change in impedance at normal temperature (25 ° C.) and high temperature (100 ° C.) varies depending on the capacitance of the capacitor, but even if the rate of change is large, it is 1500 ppm or less.

次に、ツェナーダイオードの温度特性は、ツェナーダイオードは負の温度係数を持つトンネル効果と、正の温度係数持つアバランシェ効果を持っており、ツェナー電圧が５Ｖ付近のツェナーダイオードではアバランシェ効果とトンネル効果のバランスがとれて温度による影響がほとんどなくなるが、ツェナー電圧が高くなるとアバランシェ効果よりもトンネル効果の影響が大きくなりツェナー電圧が下がる。 Next, the temperature characteristics of the Zener diode are as follows. The Zener diode has a tunnel effect having a negative temperature coefficient and an avalanche effect having a positive temperature coefficient. A Zener diode having a Zener voltage of about 5 V exhibits an avalanche effect and a tunnel effect. Although the balance is balanced and the influence of temperature is almost eliminated, when the Zener voltage is increased, the influence of the tunnel effect is larger than the avalanche effect and the Zener voltage is lowered.

次に、ダイオードの温度特性は、温度が上昇すると漏れ電流が増加する傾向があるが、材料による漏れ電流よりも接合表面の漏れ電流の占める割合が大きい場合は、温度によって大きく変化しない。 Next, the temperature characteristic of the diode tends to increase the leakage current as the temperature rises. However, when the ratio of the leakage current on the junction surface is larger than the leakage current due to the material, it does not vary greatly with temperature.

また、ダイオードは高速スイッチングダイオード（例えばショットキーバリアダイオードなど）と一般整流ダイオードがあり、高速スイッチングダイオードは逆回復時間が短いことから高速動作に向いているものの漏れ電流が多い特性があり、特にダイオードの温度が上昇すると逆電流の増加が顕著になる。 Diodes include high-speed switching diodes (such as Schottky barrier diodes) and general rectifier diodes. Although high-speed switching diodes are suitable for high-speed operation due to their short reverse recovery time, they have a high leakage current characteristic. As the temperature rises, the reverse current increases significantly.

例えば高速スイッチングダイオードＥＲＡ２２−０６（富士電機製）の電気特性は、逆電圧に対する耐電圧は６００Ｖ、順方向電流の定格最大電流Ｉｍａｘ＝０．５Ａであり、逆回復時間Ｔｒ＝０．４μｓ、逆電流ＩＲ＝１０μＡｍａｘ（２５℃）である。図３に高速スイッチングダイオードＥＲＡ２２−０６（富士電機製）の温度による逆電流の特性図を示しているが、この図によると、ダイオードの温度が２５℃のときの漏れ電流は０．２５μＡであるのに対して、１００℃でのときの漏れ電流は約１２０倍の３０μＡとなる特性を示している。 For example, the electrical characteristics of the high-speed switching diode ERA22-06 (manufactured by Fuji Electric) are as follows: Withstand voltage against reverse voltage is 600V, rated maximum current Imax of forward current Imax = 0.5A, reverse recovery time Tr = 0.4μs, reverse Current IR = 10 μAmax (25 ° C.). FIG. 3 shows a characteristic diagram of the reverse current depending on the temperature of the high-speed switching diode ERA22-06 (manufactured by Fuji Electric). According to this figure, the leakage current when the diode temperature is 25 ° C. is 0.25 μA. On the other hand, the leakage current at 100 ° C. is about 120 times 30 μA.

一方、一般整流ダイオードは、高速動作に向いていないものの漏れ電流（逆電流）が少ない特性があり、ダイオードの温度が上昇しても高速スイッチングダイオードの漏れ電流（逆電流）よりも低く、また一般整流ダイオードは逆回復時間が規定されていないほどの低速であり、高速スイッチングダイオードに比較して非常に低速である。 On the other hand, although general rectifier diodes are not suitable for high-speed operation, they have low leakage current (reverse current) and are lower than high-speed switching diode leakage current (reverse current) even when the diode temperature rises. The rectifier diode is slow enough that the reverse recovery time is not specified, and is very slow compared to a fast switching diode.

例えば一般整流ダイオードＥＲＡ１５−０６（富士電機製）の電気特性は、逆電流Ｉｒ＝１０μＡｍａｘ（２５℃）で規定されている。図３に一般整流ダイオードＥＲＡ１５−０６（富士電機製）の温度による逆電流の特性図を示しているが、この図によると、１００℃のときの漏れ電流は０．４μＡ（１００℃）となる特性を示している。 For example, the electrical characteristics of the general rectifier diode ERA15-06 (manufactured by Fuji Electric) are defined by a reverse current Ir = 10 μAmax (25 ° C.). FIG. 3 shows a characteristic diagram of the reverse current depending on the temperature of the general rectifier diode ERA15-06 (manufactured by Fuji Electric). According to this figure, the leakage current at 100 ° C. is 0.4 μA (100 ° C.). The characteristics are shown.

したがって一般整流ダイオードが高温（例えば１００℃）のときの漏れ電流は、高速スイッチングダイオードが常温（例えば２５℃）のときの漏れ電流との差が少ない。 Accordingly, the leakage current when the general rectifier diode is at a high temperature (for example, 100 ° C.) has a small difference from the leakage current when the high-speed switching diode is at a room temperature (for example, 25 ° C.).

次に、放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が高温時に放電灯９が外される場合の無負荷状態、例えば長時間点灯している放電灯９を消灯した直後に放電灯９を外して商用電源１をオンにしたときなどの起動回路７の動作について説明する。 Next, the discharge lamp lighting device, in particular, a no-load state when the discharge lamp 9 is removed when the circuit components constituting the start-up circuit 7 are at a high temperature, for example, immediately after the discharge lamp 9 that has been on for a long time is extinguished. The operation of the startup circuit 7 when the power supply 9 is turned off and the commercial power source 1 is turned on will be described.

上記経路１は、放電灯９のフィラメントｆ１、ｆ２を介して起動用コンデンサＣ１を充電するが、インバータ回路８から放電灯９が外されているので、起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されている。したがって、抵抗Ｒ１、Ｒ７、Ｒ８、チョークコイルＴ０１、ツェナーダイオードＤＺ１の温度特性によってインピーダンスなどが変化してもこの経路１によって起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。 The path 1 charges the starting capacitor C1 via the filaments f1 and f2 of the discharge lamp 9. However, since the discharge lamp 9 is removed from the inverter circuit 8, the charging path of the starting capacitor C1 is interrupted. Yes. Therefore, even if the impedance changes due to the temperature characteristics of the resistors R1, R7, R8, the choke coil T01, and the Zener diode DZ1, the starting capacitor C1 is not charged by the path 1.

次に上記経路２は、抵抗Ｒ７の高温時のインピーダンスの変化率は約２％以下であるので、ほとんど影響がないが、ダイオードＤ２の漏れ電流は温度上昇に伴って増加する。 Next, in the path 2, since the rate of change in impedance at the high temperature of the resistor R7 is about 2% or less, there is almost no influence, but the leakage current of the diode D2 increases as the temperature rises.

しかしながら、ダイオードＤ１の漏れ電流は温度上昇してもダイオードＤ２の常温時（２５℃）の漏れ電流とほぼ同等である。 However, the leakage current of the diode D1 is almost equal to the leakage current of the diode D2 at normal temperature (25 ° C.) even if the temperature rises.

したがって、ダイオードＤ２の温度特性によって漏れ電流が増加してもダイオードＤ１の漏れ電流が少ないので、この経路２を介して起動用コンデンサＣ１に流れる電流はダイオードＤ１の漏れ電流までに制限され、起動用コンデンサＣ１の充電を抑制することができる。 Therefore, even if the leakage current increases due to the temperature characteristics of the diode D2, the leakage current of the diode D1 is small. Therefore, the current flowing through the starting capacitor C1 through the path 2 is limited to the leakage current of the diode D1, and Charging of the capacitor C1 can be suppressed.

特に放電灯９を点灯しているときの放電灯点灯回路を構成する部品の温度は、スイッチングロスなどによる自己発熱、または自己発熱する部品の影響による熱によって上昇する。例えば、放電灯点灯装置を照明器具内に収容して放電灯を点灯しているとき、部品温度は約８０℃〜９０℃になる。したがって、ダイオードＤ１の部品温度が約８０℃〜９０℃のとき、ダイオードＤ２が常温（２５℃）のときの漏れ電流よりも少ないダイオードＤ１を選定するとよい。 In particular, the temperature of components constituting the discharge lamp lighting circuit when the discharge lamp 9 is lit increases due to self-heating due to switching loss or the like, or heat due to the influence of the self-heating components. For example, when the discharge lamp lighting device is housed in a lighting fixture and the discharge lamp is lit, the component temperature is about 80 ° C to 90 ° C. Therefore, when the component temperature of the diode D1 is about 80 ° C. to 90 ° C., it is preferable to select the diode D1 that is smaller than the leakage current when the diode D2 is at room temperature (25 ° C.).

次に上記経路３は、ツェナーダイオードＤＺ１は温度が上昇するとツェナー電圧が下がり、またダイオードＤ３１は温度が上昇すると漏れ電流が増加する。しかしながら、ダイオードＤ３２の漏れ電流は温度上昇してもダイオードＤ３１の常温時（２５℃）の漏れ電流とほぼ同等である。 Next, in the path 3, the Zener diode DZ1 has a lower Zener voltage when the temperature rises, and the diode D31 has a higher leakage current when the temperature rises. However, the leakage current of the diode D32 is substantially equal to the leakage current of the diode D31 at normal temperature (25 ° C.) even if the temperature rises.

したがって、ツェナーダイオードＤＺ１のツェナー電圧が下がり、ダイオードＤ３１の漏れ電流が増加してもダイオードＤ３２の漏れ電流が少ないので、この経路３を介して起動用コンデンサＣ１に流れる電流はダイオードＤ１の漏れ電流までに制限され、起動用コンデンサＣ１の充電を抑制することができる。 Therefore, even if the Zener voltage of the Zener diode DZ1 decreases and the leakage current of the diode D31 increases, the leakage current of the diode D32 is small. Therefore, the current flowing through the starting capacitor C1 through this path 3 reaches the leakage current of the diode D1. The charging of the starting capacitor C1 can be suppressed.

上記経路１〜経路３によって、通常点灯した後放電灯９を外して再度電源を投入するなど、高温時の漏れ電流が多いダイオードＤ２、Ｄ３１の温度が高いときに電源を入れても、起動用コンデンサＣ１への充電電流を高温時の漏れ電流の少ないダイオードＤ１、Ｄ３２が遮断するので、インバータ回路８を起動させることがなく、無負荷発振などによってかかる部品ストレスを抑制でき、各部品の長寿命化が図れる。 Even if the power is turned on when the temperature of the diodes D2 and D31 having a high leakage current at a high temperature is high, such as when the power is turned on again by removing the discharge lamp 9 after being normally lit by the above route 1 to route 3, Since the diodes D1 and D32 having a small leakage current at a high temperature cut off the charging current to the capacitor C1, the inverter circuit 8 is not activated, and component stress due to no-load oscillation can be suppressed, and each component has a long life. Can be achieved.

また、ダイオードＤ２、Ｄ３１の温度特性による漏れ電流の影響を抑えることができるので、起動回路７の設計が容易になる。 In addition, since the influence of the leakage current due to the temperature characteristics of the diodes D2 and D31 can be suppressed, the design of the starting circuit 7 becomes easy.

さらに、起動用コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ２を備えている。この抵抗Ｒ２は、高速スイッチングダイオードＤ１の高温時の漏れ電流に対して起動用コンデンサＣ１の端子電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧に達しないように設定してある。 Further, a resistor R2 is provided in parallel with the starting capacitor C1. The resistor R2 is set so that the terminal voltage of the starting capacitor C1 does not reach the breakover voltage of the trigger diode TD1 with respect to the leakage current at the high temperature of the fast switching diode D1.

例えばダイオードＤ２の漏れ電流ｉ、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒｉ、起動用コンデンサＣ１のコンデンサ容量Ｃｉとすると発生する電圧Ｖｉは
Ｖｉ＝ｉ・（Ｒｉ＋１／ωＣｉ） … （１）
となり、
トリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧Ｖｂ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲートをオンにするのに必要なオン電圧Ｖｇとすると、
Ｖｉ＜Ｖｂ＋Ｖｇ … （２）
となり、したがって
Ｒｉ＜（Ｖｂ＋Ｖｇ）／ｉ−１／ωＣｉ … （３）
とするように抵抗値Ｒ２を適宜設定する。このように設定することで、ダイオードＤ１が短絡故障などをした際もダイオードＤ２の漏れ電流によって充電される起動用コンデンサＣ１の端子電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えることがなく、より信頼性が向上する。 For example, if the leakage current i of the diode D2, the resistance value Ri of the resistor R2, and the capacitor capacitance Ci of the starting capacitor C1, the generated voltage Vi is Vi = i · (Ri + 1 / ωCi) (1)
And
If the breakover voltage Vb of the trigger diode TD1 and the ON voltage Vg necessary to turn on the gate of the MOS-FET Q2 are given,
Vi <Vb + Vg (2)
Therefore, Ri <(Vb + Vg) / i−1 / ωCi (3)
The resistance value R2 is set as appropriate. By setting in this way, even when the diode D1 is short-circuited or the like, the terminal voltage of the starting capacitor C1 charged by the leakage current of the diode D2 does not exceed the breakover voltage of the trigger diode TD1, and thus more reliable. Improves.

なお、インバータに供給する電源電圧の変動が少なく、ランプ電圧＜＜インバータ電源電圧の場合、例えば電源回路５から供給される直流電圧が放電灯の管電圧よりも２倍以上大きい場合などは放電灯９の光出力の変動が少ないので、コンデンサＣ５２を放電灯９と並列に接続しなくてもよいが、この放電灯点灯装置においても、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２の中点から放電灯９の出力端子までの回路基板の分布容量及び出力端子から放電灯に接続する電線、コネクタの分布容量などの影響がある。この分布容量はインバータ回路８に放電灯９が接続されていない無負荷時にコンデンサＣ５２と同様の作用することがある。 In addition, when the fluctuation of the power supply voltage supplied to the inverter is small and the lamp voltage << inverter power supply voltage, for example, when the DC voltage supplied from the power supply circuit 5 is more than twice the tube voltage of the discharge lamp, the discharge lamp 9 has little fluctuation in the light output, so the capacitor C52 does not have to be connected in parallel with the discharge lamp 9. However, in this discharge lamp lighting device as well, the output of the discharge lamp 9 from the midpoint of the MOS-FETs Q1 and Q2 There are influences such as the distributed capacity of the circuit board to the terminals, the electric wires connected from the output terminals to the discharge lamp, and the distributed capacity of the connectors. This distributed capacity may act in the same manner as the capacitor C52 when there is no load when the discharge lamp 9 is not connected to the inverter circuit 8.

この場合、インバータ回路８が起動すると上記分布容量の影響によってインバータ回路８の発振が継続するため各部品にストレスをかける恐れがあるが、ダイオードＤ２及びＤ３１とダイオードＤ１及びＤ３２をそれぞれ直列接続して起動用コンデンサＣ１に流れる電流を抑制しているので、ダイオードＤ２、Ｄ３１が高温のときもダイオードＤ２、Ｄ３１の漏れ電流によって起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えることがなく、インバータ回路８が起動することがない。 In this case, when the inverter circuit 8 is started up, the oscillation of the inverter circuit 8 continues due to the influence of the distributed capacity, and there is a risk of stressing each component. However, diodes D2 and D31 and diodes D1 and D32 are connected in series, respectively. Since the current flowing through the starting capacitor C1 is suppressed, the charging voltage of the starting capacitor C1 may exceed the breakover voltage of the trigger diode TD1 due to the leakage current of the diodes D2 and D31 even when the diodes D2 and D31 are hot. And the inverter circuit 8 does not start.

また、この実施の形態はチョークコイルＴ０１に帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を設けてチョークコイルＴ０１に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２に帰還させて発振制御をするようにしたが、図４に示すように、チョークコイルＴ０１とは別にインバータ回路８を発振制御させるカレントトランスＴ０２を設けてもよい。この場合、カレントトランスＴ０２に巻線する帰還巻線Ｔ０２−１、Ｔ０２−２を備えて、帰還巻線Ｔ０２−１、Ｔ０２−２に発生する電圧をＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、Ｑ２に帰還してインバータ回路を発振させており、放電灯９を消灯させた直後など放電灯点灯装置を構成する回路部品が高温のとき、ダイオードＤ１、Ｄ３１によって起動用コンデンサＣ１に流れる電流が制限されるので、同様の効果がある。 In this embodiment, feedback windings T01-1 and T01-2 are provided in the choke coil T01 so that the current flowing through the choke coil T01 is fed back to the MOS-FETs Q1 and Q2 to control the oscillation. As shown in FIG. 4, a current transformer T02 for controlling the oscillation of the inverter circuit 8 may be provided separately from the choke coil T01. In this case, feedback windings T02-1, T02-2 wound around the current transformer T02 are provided, and voltages generated in the feedback windings T02-1, T02-2 are fed back to the MOS-FETs Q1, Q2 to be inverters. When the circuit components constituting the discharge lamp lighting device are at a high temperature such as immediately after the circuit is oscillated and the discharge lamp 9 is extinguished, the current flowing through the starting capacitor C1 is limited by the diodes D1 and D31. effective.

また、この実施の形態はトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えるとインバータ回路に起動電圧をかけてインバータ回路を発振開始させるように構成したが、これに限らず例えばツェナーダイオードなどを用いて、起動用コンデンサＣ１の充電電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧とＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のオン電圧からなる基準電圧を超えるときにＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に電圧をかけてインバータ回路を発振開始させるように構成してもよい。 Further, in this embodiment, when the breakover voltage of the trigger diode TD1 is exceeded, a startup voltage is applied to the inverter circuit to start oscillation of the inverter circuit. However, the present invention is not limited to this. When the charging voltage of the capacitor C1 exceeds the reference voltage consisting of the Zener voltage of the Zener diode and the ON voltage of the MOS-FET Q2, a voltage is applied between the gate and source of the MOS-FET Q2 to start oscillation of the inverter circuit. It may be configured.

また、この実施の形態は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３２に一般整流ダイオード、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３１に高速スイッチングダイオードを用いたが、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３２に高速スイッチングダイオード、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３１に一般整流ダイオードを用いるなど組み合わせを変えても良く、要するに高速にスイッチングするダイオードと漏れ電流が少ないダイオードが直列接続されていればよい。 In this embodiment, the diode D1 and the diode D32 are general rectifier diodes, and the diode D2 and the diode D31 are high speed switching diodes. However, the diode D1 and the diode D32 are high speed switching diodes, and the diode D2 and the diode D31 are general rectifiers. The combination may be changed by using a diode. In short, a diode that switches at high speed and a diode with low leakage current may be connected in series.

実施の形態２．
本実施の形態は、実施の形態１の放電灯９を、直列に放電灯を２本接続して点灯するように構成したものである。 Embodiment 2. FIG.
In the present embodiment, the discharge lamp 9 of the first embodiment is configured to be lit by connecting two discharge lamps in series.

図５は、本実施の形態を示す図であり、実施の形態１と同様の動作は同符号を付し、説明を省略する。 FIG. 5 is a diagram illustrating the present embodiment, and operations similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図５の放電灯点灯装置は、電源回路５で直流電圧に変換され、この直流電圧を点灯装置５で高周波電源に変換して直列接続される放電灯９１、９２に供給して点灯する。 The discharge lamp lighting device of FIG. 5 is converted into a DC voltage by the power supply circuit 5, and this DC voltage is converted into a high frequency power source by the lighting device 5 and supplied to the discharge lamps 91 and 92 connected in series to be lit.

この放電灯９１のフィラメントｆ９１の一端はチョークコイルＴ０１に接続され、放電灯９１の他端部のフィラメントｆ９２の一端は、放電灯９２のフィラメントｆ９３の一端に接続されている。さらに、フィラメントｆ９１の他端とフィラメントｆ９２の他端の間に抵抗Ｒ８１が接続されている。 One end of the filament f91 of the discharge lamp 91 is connected to the choke coil T01, and one end of the filament f92 at the other end of the discharge lamp 91 is connected to one end of the filament f93 of the discharge lamp 92. Further, a resistor R81 is connected between the other end of the filament f91 and the other end of the filament f92.

放電灯９２の他端はフィラメントｆ９４の一端はカップリングコンデンサＣ４に接続され、フィラメントｆ９３の他端とフィラメントｆ９４の他端は抵抗Ｒ８２が接続されている。また、フィラメントｆ９１の他端とフィラメントｆ９４の他端は始動用コンデンサＣ５１が接続されており、チョークコイルＴ０１と始動用コンデンサＣ５１の共振によって放電灯９１、９２を点灯開始させるための電圧を発生させるものである。 One end of the filament f94 is connected to the coupling capacitor C4 at the other end of the discharge lamp 92, and a resistor R82 is connected to the other end of the filament f93 and the other end of the filament f94. The other end of the filament f91 and the other end of the filament f94 are connected to a starting capacitor C51, and a voltage for starting the discharge lamps 91 and 92 is generated by resonance of the choke coil T01 and the starting capacitor C51. Is.

チョークコイルＴ０１には、実施の形態１と同様にインバータ回路８に帰還する帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を備えており、さらにフィラメントｆ９２、ｆ９３を予熱するための二次巻線Ｔ０１−３を備えている。この二次巻線Ｔ０１−３はコンデンサＣ５３と直列接続して、フィラメントｆ９２の他端部とフィラメントｆ９３の他端部間に接続されている。 The choke coil T01 is provided with feedback windings T01-1 and T01-2 that are fed back to the inverter circuit 8 as in the first embodiment, and further has a secondary winding T01- for preheating the filaments f92 and f93. 3 is provided. The secondary winding T01-3 is connected in series with the capacitor C53 and is connected between the other end of the filament f92 and the other end of the filament f93.

フィラメントｆ９２の他端部とフィラメントｆ９３の他端部に接続されるコンデンサＣ５３と二次巻線Ｔ０１−３は放電灯９１、９２が放電するまでフィラメントｆ９２とフィラメントｆ９３を予熱して放電灯９１、９２の放電をし易くするとともに、フィラメントｆ９２、ｆ９３に塗布されているエミッタ物質を放電開始時に飛散し難くするものである。 The capacitor C53 and the secondary winding T01-3 connected to the other end of the filament f92 and the other end of the filament f93 preheat the filament f92 and the filament f93 until the discharge lamps 91 and 92 are discharged, and the discharge lamp 91, 92 makes it easy to discharge 92, and makes it difficult for the emitter material applied to the filaments f92 and f93 to be scattered at the start of discharge.

次に起動回路について説明する。
起動回路に備えた起動用コンデンサＣ１は抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ９１→抵抗Ｒ８１→フィラメントｆ９２→フィラメントｆ９３→抵抗Ｒ８２→フィラメントｆ９４→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で充電され、この起動用コンデンサＣ１を充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えると、トリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーしてＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間を介して起動用コンデンサＣ１の電荷を放電する。 Next, the starting circuit will be described.
The start-up capacitor C1 provided in the start-up circuit is charged through the path of resistor R7 → choke coil T01 → filament f91 → resistor R81 → filament f92 → filament f93 → resistor R82 → filament f94 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1. When the charging voltage of the starting capacitor C1 exceeds the breakover voltage of the trigger diode TD1, the trigger diode TD1 breaks over and discharges the starting capacitor C1 through the gate-source of the MOS-FET Q2. To do.

次に放電灯９１、９２の何れかが外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ９１→抵抗Ｒ８１→フィラメントｆ９２→フィラメントｆ９３→抵抗Ｒ８２→フィラメントｆ９４→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１１と称する。）から放電灯９１または放電灯９２が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。 Next, the operation of the starting circuit 7 when there is no load such as when any of the discharge lamps 91 and 92 is removed will be described.
When the commercial power supply is turned on when the discharge lamp lighting device, especially the circuit components constituting the starting circuit 7 is at room temperature (25 ° C.), or when the discharge lamp 9 is removed from the inverter circuit 8, the resistor R7 → the choke coil T01 → Discharge lamp 91 or discharge lamp 92 is removed from the path (hereinafter referred to as path 11) of filament f91 → resistor R81 → filament f92 → filament f93 → resistor R82 → filament f94 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1. Therefore, the charging path to the starting capacitor C1 is cut off and is not charged.

つまり放電灯９１、９２の何れかがインバータ回路から外されるなど、フィラメントｆ９１〜ｆ９４が１ヶ所でも接続されていない無負荷状態では起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるため起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。 That is, in the no-load state in which any one of the discharge lamps 91 and 92 is disconnected from the inverter circuit and the filaments f91 to f94 are not connected even at one place, the charging path of the starting capacitor C1 is cut off, so the starting capacitor C1 Will not be charged.

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１２と称する。）ではダイオードＤ２のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of resistor R7 → diode D2 → diode D1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 12), the cathode of the diode D2 is connected to the high potential side of the power supply circuit 5, and therefore the starting capacitor C1 Is not charged.

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of diode D31 → diode D32 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 13), the cathode of diode D31 is connected to the high potential side of power supply circuit 5. The starting capacitor C1 is not charged.

ここで、点灯した直後など回路部品が高温（例えば１００℃）になっているとき、それぞれの回路部品の温度特性による起動回路７の動作を考察する。 Here, when the circuit components are at a high temperature (for example, 100 ° C.) such as immediately after lighting, the operation of the start-up circuit 7 due to the temperature characteristics of each circuit component will be considered.

経路１１〜経路１３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品であり、それぞれの常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の温度特性は実施の形態１と同様である。 The circuit components used in the paths 11 to 13 are four types of components, resistors, capacitors, Zener diodes, and diodes. The temperature characteristics at normal temperature (25 ° C.) and high temperature (100 ° C.) are implemented. This is the same as the first embodiment.

従って、経路１１〜経路１３における高温時の起動回路７の動作は実施の形態１の経路１〜経路３と同様に、経路１１ではフィラメントｆ９１〜ｆ９４のいずれかが接続されていないので起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断され、経路１２、経路１３ではダイオードＤ１、Ｄ３２の漏れ電流によって電流制限されるので起動用コンデンサＣ１の充電電流が抑制されて、トリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。 Therefore, the operation of the start circuit 7 at the time of high temperature in the paths 11 to 13 is the same as the paths 1 to 3 in the first embodiment, and any one of the filaments f91 to f94 is not connected in the path 11, so the start capacitor The charging path of C1 is cut off, and the currents are limited by the leakage currents of the diodes D1 and D32 in the paths 12 and 13, so that the charging current of the starting capacitor C1 is suppressed and the starting capacitor reaches the breakover voltage of the trigger diode TD1. C1 is not charged.

実施の形態３．
本実施の形態は、実施の形態１のトリガダイオードＴＤ１をツェナーダイオードにして、さらに放電灯９を並列に２本接続して点灯するように構成したものである。 Embodiment 3 FIG.
In the present embodiment, the trigger diode TD1 of the first embodiment is used as a Zener diode, and two discharge lamps 9 are connected in parallel to light up.

図６は本実施の形態を示す図であり、実施の形態１と同様の動作は同符号を付し、説明を省略する。 FIG. 6 is a diagram showing the present embodiment, and operations similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図６の放電灯点灯装置は、電源回路５で直流電圧に変換され、この直流電圧をインバータ回路８で高周波電源に変換してバランサコイルＴ０３を介して並列接続される放電灯９、９に供給して点灯する。 The discharge lamp lighting device shown in FIG. 6 is converted into a DC voltage by the power supply circuit 5, and the DC voltage is converted into a high frequency power supply by the inverter circuit 8 and supplied to the discharge lamps 9 and 9 connected in parallel via the balancer coil T03. Lights up.

このバランサコイルＴ０３はインバータ回路８から放電灯９、９に供給される電力がそれぞれの放電灯９の定格となるようにバランスするもので、放電灯９、９の定格電力が同じときは、バランサコイルＴ０３の巻き数が略同一となる中点にチョークコイルＴ０１の出力線を接続する。なお、いずれかの放電灯９の定格電力が他方の放電灯９の定格電力よりも低いときなどは、バランサコイルＴ０３と定格電力の低い放電灯９の接続側の巻き数が、定格電力の高い放電灯９の接続側の巻き数よりも多くなる中点にチョークコイルＴ０１の出力線を接続すると、それぞれの放電灯９の定格電力となるように電力が供給されるのでより望ましい。 The balancer coil T03 balances the electric power supplied from the inverter circuit 8 to the discharge lamps 9 and 9 so that the ratings of the respective discharge lamps 9 are the same. The output line of the choke coil T01 is connected to the midpoint where the number of turns of the coil T03 is substantially the same. When the rated power of one of the discharge lamps 9 is lower than the rated power of the other discharge lamp 9, the number of turns on the connection side between the balancer coil T03 and the discharge lamp 9 having a low rated power is high. It is more desirable to connect the output line of the choke coil T01 to a middle point that is larger than the number of turns on the connection side of the discharge lamp 9, because power is supplied so as to be the rated power of each discharge lamp 9.

放電灯９、９のフィラメントｆ１、ｆ１はバランサコイルＴ０３の両端部に接続され、放電灯９、９の他端のフィラメントｆ２、ｆ２はカップリングコンデンサＣ４に接続されている。フィラメントｆ１、ｆ１の他端部とフィラメントｆ２、ｆ２の他端部間には抵抗Ｒ８、Ｒ８と始動用コンデンサＣ５１、Ｃ５１が接続されている。 The filaments f1, f1 of the discharge lamps 9, 9 are connected to both ends of the balancer coil T03, and the filaments f2, f2 at the other ends of the discharge lamps 9, 9 are connected to a coupling capacitor C4. Resistors R8, R8 and starting capacitors C51, C51 are connected between the other ends of the filaments f1, f1 and the other ends of the filaments f2, f2.

起動回路７はツェナーダイオードＤＺ１のアノードに抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１の他端部と電源回路５の低電位側の間に起動用コンデンサＣ１が接続されている。 In the starting circuit 7, a resistor R 1 is connected to the anode of the Zener diode DZ 1, and a starting capacitor C 1 is connected between the other end of the resistor R 1 and the low potential side of the power supply circuit 5.

抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の中点にツェナーダイオードＤＺ６のカソードが接続され、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート端子に接続されており、起動用コンデンサＣ１の電圧が、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧を超えると、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート−ソース間を介して起動用コンデンサＣ１の電荷が放電されるとともに、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間に電流が流れて、インバータ回路８を発振開始させる。 The middle point of the resistor R1 and the starting capacitor C1 is connected to the cathode of the Zener diode DZ6, the anode is connected to the gate terminal of the MOS-FET Q2, and the voltage of the starting capacitor C1 is the gate voltage of the MOS-FET Q2. When the voltage exceeds the reference voltage consisting of the Zener voltage of the Zener diode DZ6, the charge of the starting capacitor C1 is discharged through the gate-source of the MOS-FET Q2, and the current flows between the drain-source of the MOS-FET Q2. Flows to start oscillation of the inverter circuit 8.

なお、ツェナーダイオードＤＺ６を用いることなく、たとえば実施の形態１と同様にトリガダイオードＴＤ１などを用いてインバータ回路８を発振開始させる基準電圧を設定してもよいことは明らかである。 It is obvious that the reference voltage for starting the oscillation of the inverter circuit 8 may be set without using the Zener diode DZ6, for example, using the trigger diode TD1 as in the first embodiment.

インバータ回路８に並列に放電灯９、９が接続されており、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→バランサコイルＴ０３→フィラメントｆ１、ｆ１→抵抗Ｒ８、Ｒ８→フィラメントｆ２、ｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の２つの放電灯９、９を介する経路で始動用コンデンサＣ１を充電する。 Discharge lamps 9 and 9 are connected in parallel to the inverter circuit 8, and resistor R7 → choke coil T01 → balancer coil T03 → filament f1, f1 → resistor R8, R8 → filament f2, f2 → zener diode DZ1 → resistor R1 → The starting capacitor C1 is charged through a path through the two discharge lamps 9 and 9 of the starting capacitor C1.

従って、放電灯９、９の少なくとも一方が接続されていれば、起動用コンデンサＣ１の充電経路が構成され、放電灯が１灯の場合の間引き点灯が可能にしている。 Therefore, if at least one of the discharge lamps 9 and 9 is connected, a charging path for the start-up capacitor C1 is formed, and thinning-out lighting is possible when there is only one discharge lamp.

次に放電灯９、９の２灯とも外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２１と称する。）から放電灯９、９が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。 Next, the operation of the starting circuit 7 in a no-load state such as when both the discharge lamps 9 and 9 are removed will be described.
When the commercial power supply is turned on when the discharge lamp lighting device, especially the circuit components constituting the starting circuit 7 is at room temperature (25 ° C.), or when the discharge lamp 9 is removed from the inverter circuit 8, the resistor R7 → the choke coil T01 → Since the discharge lamps 9, 9 are removed from the path of the filament f1, the resistor R8, the filament f2, the Zener diode DZ1, the resistor R1, and the starting capacitor C1 (hereinafter referred to as the path 21), the charging path to the starting capacitor C1 Is shut off and not charged.

つまり放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されるなど、フィラメントｆ１、ｆ１、ｆ２、ｆ２が接続されていない無負荷状態では起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるため起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。 That is, in the no-load state where the filaments f1, f1, f2, and f2 are not connected, such as when both the discharge lamps 9 and 9 are disconnected from the inverter circuit 8, the charging capacitor of the starting capacitor C1 is cut off, so that the starting capacitor C1 is never charged.

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２２と称する。）では高速スイッチングダイオードＤ１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of resistor R7 → diode D2 → diode D1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 22), the cathode of the high speed switching diode D1 is connected to the high potential side of the power supply circuit 5. The capacitor C1 is not charged.

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。 Next, in the path of diode D31 → diode D32 → zener diode DZ1 → resistor R1 → starting capacitor C1 (hereinafter referred to as path 23), the cathode of the diode D31 is connected to the high potential side of the power supply circuit 5. The starting capacitor C1 is not charged.

経路２１〜経路２３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品であり、それぞれの常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の温度特性は実施の形態１と同様である。 The circuit components used in the paths 21 to 23 are four types of components, resistors, capacitors, Zener diodes, and diodes. The temperature characteristics at normal temperature (25 ° C.) and high temperature (100 ° C.) are implemented. This is the same as the first embodiment.

従って、経路２１〜経路２３における高温時の起動回路７の動作は実施の形態１の経路１〜経路３と同様に、経路２１ではフィラメントｆ１、ｆ１とフィラメントｆ２、ｆ２が接続されていないので起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるので、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。 Accordingly, the operation of the startup circuit 7 at the time of high temperature in the paths 21 to 23 is started because the filaments f1 and f1 and the filaments f2 and f2 are not connected in the path 21 as in the paths 1 to 3 of the first embodiment. Since the charging path of the capacitor C1 is cut off, the starting capacitor C1 is not charged up to a reference voltage composed of the gate voltage of the MOS-FET Q2 and the Zener voltage of the Zener diode DZ6.

また、経路２２では漏れ電流の少ないダイオードＤ１と漏れ電流の多いダイオードＤ２を同極性方向にして直列接続しているので、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路ではダイオードＤ１の漏れ電流によって電流制限され、放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。 Further, since the diode D1 having a small leakage current and the diode D2 having a large leakage current are connected in series in the path 22 in the same polarity direction, the diode D1 is connected in the path of the resistor R7 → the diode D2 → the diode D1 → the starting capacitor C1. When the current is limited by the leakage current and both the discharge lamps 9 and 9 are disconnected from the inverter circuit 8, the starting capacitor C1 is charged up to the reference voltage composed of the gate voltage of the MOS-FET Q2 and the Zener voltage of the Zener diode DZ6. It will not be done.

また、経路２３では漏れ電流の多いダイオードＤ３１と漏れ電流の少ないダイオードＤ３２を同極性方向にして直列接続しているので、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路ではダイオードＤ３２の漏れ電流によって電流制限され、放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。 Further, in the path 23, the diode D31 having a large leakage current and the diode D32 having a small leakage current are connected in series in the same polarity direction, so that the diode D31 → the diode D32 → the Zener diode DZ1 → the resistor R1 → the starting capacitor C1. In this case, the current is limited by the leakage current of the diode D32, and when both of the discharge lamps 9 and 9 are disconnected from the inverter circuit 8, the starting voltage up to the reference voltage composed of the gate voltage of the MOS-FET Q2 and the Zener voltage of the Zener diode DZ6. The capacitor C1 is not charged.

放電灯点灯装置のインバータ回路を起動させるための起動回路に関するものである。 The present invention relates to a starting circuit for starting an inverter circuit of a discharge lamp lighting device.

実施の形態１を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing the first embodiment. 高速スイッチングダイオードの漏れ電流と温度の特性を示す一例である。It is an example which shows the characteristic of the leakage current of a high-speed switching diode, and temperature. 一般整流ダイオードの漏れ電流と温度の特性を示す一例である。It is an example which shows the characteristic of the leakage current of a general rectifier diode, and temperature. 実施の形態１を示す他の回路図である。FIG. 5 is another circuit diagram showing the first embodiment. 実施の形態２を示す回路図である。6 is a circuit diagram showing a second embodiment. FIG. 実施の形態３を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a third embodiment.

Explanation of symbols

１商用電源、２ノイズフィルタ、３全波整流回路、４昇圧チョッパ形アクティブフィルタ、５電源回路、６点灯回路、７起動回路、８インバータ回路、９、９１、９２放電灯、１０ドライバ回路、１１電圧帰還回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ４、Ｄ３１、Ｄ３２ダイオード、ＤＺ１〜ＤＺ６ツェナーダイオード、Ｔ０１チョークコイル、Ｔ０１−１、Ｔ０１−２、Ｔ０２−１、Ｔ０２−２帰還巻線、Ｔ０１−３二次巻線、Ｔ０２カレントトランス、Ｔ０３バランサコイル、Ｑ１、Ｑ２ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｒ１〜Ｒ８抵抗、ＴＤ１トリガダイオード、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ４１、Ｃ５１〜Ｃ５４コンデンサ、ｆ１、ｆ２、ｆ９１、ｆ９２、ｆ９３、ｆ９４フィラメント。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial power supply, 2 Noise filter, 3 Full wave rectifier circuit, 4 Boost chopper type active filter, 5 Power supply circuit, 6 Lighting circuit, 7 Start-up circuit, 8 Inverter circuit, 9, 91, 92 Discharge lamp, 10 Driver circuit, 11 Voltage feedback circuit, D1, D2, D4, D31, D32 diode, DZ1 to DZ6 Zener diode, T01 choke coil, T01-1, T01-2, T02-1, T02-2 Feedback winding, T01-3 secondary winding Wire, T02 current transformer, T03 balancer coil, Q1, Q2 MOS-FET, R1-R8 resistors, TD1 trigger diode, C1-C4, C41, C51-C54 capacitors, f1, f2, f91, f92, f93, f94 filaments.

Claims

A power supply circuit that converts commercial power into direct current;
A discharge lamp that is lit by a power source from the power circuit;
A switching element having a source terminal connected to a low potential side of the power supply circuit and a gate terminal to which a voltage is supplied by feeding back a load current flowing through the discharge lamp, and the switching element is turned on / off An oscillating inverter circuit;
A capacitor connected between the inverter circuit and the low potential side of the power supply circuit via at least one filament of the discharge lamp;
Reference voltage setting means connected to a path of the capacitor and the gate terminal of the switching element to set a reference voltage for starting the inverter circuit;
The first diode that switches faster than the oscillation frequency of the inverter circuit connected in series in the same polarity direction to the path of the capacitor and the drain terminal of the switching element, and the discharge lamp is lower than the component temperature of the lighting state and at normal temperature A discharge lamp lighting device comprising: a second diode having a leakage current higher than that of the first diode, which is substantially equal to a leakage current at room temperature of the first diode.

A power supply circuit that converts commercial power into direct current;
A discharge lamp that is lit by a power source from the power circuit;
A switching element having a source terminal connected to a low potential side of the power supply circuit and a gate terminal to which a voltage is supplied by feeding back a load current flowing through the discharge lamp, and the switching element is turned on / off An oscillating inverter circuit;
A capacitor connected between the inverter circuit and the low potential side of the power supply circuit via at least one filament of the discharge lamp;
Reference voltage setting means connected to a path of the capacitor and the gate terminal of the switching element to set a reference voltage for starting the inverter circuit;
The first diode that switches faster than the oscillation frequency of the inverter circuit connected in series in the same polarity direction to the path of the capacitor and the drain terminal of the switching element, and the first diode when the component temperature is 80 ° C. to 90 ° C. A discharge lamp lighting device comprising: a second diode that has less leakage current at room temperature.

The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising a first diode having a reverse recovery time of 0.4 μS or less.

It said first diode discharge lamp lighting device according to claim 1 to claim 3 comprising a Schottky barrier diode.

The discharge lamp lighting device according to claim 1 to claim 4 wherein the second diode is made of general rectifying diode.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 5 , wherein the reference voltage setting means comprises a trigger diode.