JP4612058B2 - 位相チップ周波数ビン光符号分割多元接続 - Google Patents

Description

本願は、その開示が参照によって本明細書に組み込まれている、本願の譲受人に譲渡された２００５年１月３１日出願の米国特許出願第＿＿＿＿＿＿＿号明細書（Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ出願番号第１５４８／ＴＥＬＣＯＲ １．０−００３号）、名称「Ｍｕｌｔｉ−Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｏｐｔｉｃａｌ ＣＤＭＡ Ｗｉｔｈ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ａｎｄ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」に関連する。

連邦政府による資金提供を受けた研究開発の記載
研究開発に関する資金提供が、部分的に、連邦契約第ＭＤＡ９７２−０３−Ｃ−００７８号の下で米国国防総省高等研究事業局によって行われた。連邦政府は、本発明における一部の権利を有する。

本発明は、光通信に関し、より具体的には、光符号分割多元接続（ＯＣＤＭＡ：Optical Code Division Multiple Access）通信ネットワークに関する。

さまざまな通信方式が、データスループットを高め、データエラーレートを下げると同時に、通信チャネルの性能を全般的に改善するのに使用されてきた。例として、周波数分割多元接続（「ＦＤＭＡ」：Frequency Division Multiple Access）は、伝送帯域内の異なる周波数に配置された特定のチャネルに割り当てられる複数のデータストリームを使用する。また、時分割多元接続（「ＴＤＭＡ」：Time Division Multiple Access）は、伝送帯域の単一の周波数の異なるタイムスロットに割り当てられる複数のデータストリームを使用する。しかし、ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡは、所与の伝送帯域についてサポートできるユーザの数および／またはデータレートにおいて非常に制限されている。

多くの通信アーキテクチャでは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）が、ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡに取って代わってきた。ＣＤＭＡは、複数のデータストリームまたはチャネルが同時に単一の伝送帯域を共有することを可能にするスペクトラム拡散通信方式である。ＣＤＭＡフォーマットは、人の複数のペアが同一室内で同時にお互いと会話しているカクテルパーティーに似ている。通常、多数の会話が同時に発生する場合に、会話の一方の当事者が他方の当事者の言うことを聞くのは非常に難しい。たとえば、話者の１ペアが過度に大声である場合に、彼らの会話は、他の会話をかき消す。さらに、人の異なるペアが同一の言語で話している時に、一方の会話からの対話が、同一言語の他方の会話に流れ出て、伝達不良を引き起こす場合がある。一般に、他のすべての会話からの累積的な背景雑音は、ある当事者が他方の当事者の言っていることを聞くのをより難しくする。したがって、誰もが同時にコミュニケートし、その結果、各ペアの間の会話すなわち彼らの「信号」が明瞭であると同時に他のペアの間の会話からの「雑音」が最小化されるようになる形を見つけることが、望ましい。

ＣＤＭＡ多重化手法は、周知であり、たとえば、Andrew Viterbi著, "CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication"， Addison-Wesley出版， 1995に説明されている。基本的に、ＣＤＭＡでは、伝送されるデータ（ユーザデータ）の帯域幅は、伝送帯域の帯域幅よりはるかに少ない。一意の「擬似雑音」キー（ｐｓｅｕｄｏｎｏｉｓｅ ｋｅｙ）が、ＣＤＭＡ伝送帯域の各チャネルに割り当てられる。擬似雑音キーは、ガウス雑音（たとえば、「白色雑音」）を模倣するように選択され、他のユーザ／チャネルからの干渉を減らすために最大長シーケンスになるようにも選択される。１つの擬似雑音キーが、所与のチャネルのユーザデータを変調するのに使用される。この変調は、パーティーで話者の各ペアに異なる言語を割り当てることと同等である。

変調中に、ユーザデータは、ＣＤＭＡ帯域の帯域幅にまたがって「拡散」される。すなわち、すべてのチャネルが、同時に同一周波数帯で送信される。これは、パーティー参加者のペアのすべてが同時に話すことと同等である。送信中の他のユーザからの雑音および干渉（集合的に「雑音」と称する）の導入は、不可避である。擬似雑音キーの性質に起因して、雑音は、ユーザの信号に対して、復調中に大幅に減らされる。というのは、受信器が選択されたチャネルを復調する時に、そのチャネルのデータは「逆拡散」されるが、雑音は「逆拡散」されないからである。したがって、データは、おおむねその最初の帯域幅のサイズに戻されるが、雑音は、はるかに大きい伝送帯域にまたがって拡散されたままになる。各ユーザの電力制御も、他のユーザからの雑音を減らすのを助けることができる。電力制御は、パーティー参加者の大声のペアの音量を下げることと同等である。

ＣＤＭＡは、無線電話機（「セルラ」）および他の通信システムで商業的に使用されてきた。そのようなセルラシステムは、通常、８００ＭＨｚから２ＧＨｚの間で動作するが、個々の周波数帯は、２〜３ＭＨｚ幅に過ぎない場合がある。セルラＣＤＭＡの魅力的な特徴は、ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡと異なって、所与の帯域幅内のユーザ数に対するハード限界が全くないことである。伝送帯域内のユーザ数の増加は、克服すべき雑音を増やすだけである。しかし、実用的な問題として、「信号対雑音」比が容認できないものになる、ある閾値が存在する。この信号対雑音閾値は、商業システムにおいて、サポートできる有利顧客数および／またはデータレートに実際の制約を課す。

最近、ＣＤＭＡは、光通信ネットワークで使用されてきた。そのような光ＣＤＭＡ（ＯＣＤＭＡ）ネットワークは、一般に、セルラＣＤＭＡと同一の一般原理を使用する。しかし、セルラＣＤＭＡとは異なって、光ＣＤＭＡ信号は、光ネットワークを介して配送される。例として、複数の加入者設備を、中央ハブによって相互接続することができ、各加入者設備は、めいめいの双方向光ファイバリンクによってハブに接続される。各加入者設備は、光信号を送信できる送信器を有し、各局は、このネットワーク内のさまざまな送信器のすべてからの送信された信号を受信できる受信器をも有する。光ハブは、送信器のそれぞれから光ファイバリンクを介して光信号を受信し、光ファイバリンクを介して受信器のすべてに光信号を送信する。光パルスは、選択された受信局によって検出可能であるが他の受信局によって検出可能ではない形でパルスを符号化することによって、複数の潜在的な受信局のうちの選択された１つに送信される。そのような符号化は、各パルスを「チップ」として知られる複数の間隔に分割することによって達成することができる。各チップは、相対的に大きい放射強度（radiation intensity）によって示される論理値「１」を有する場合と、比較的小さい放射強度によって示される論理値「０」を有する場合がある。各パルスを含むチップは、送信を検出することを意図された１つまたは複数の受信局に特有の論理「１」および論理「０」の特定のパターンを用いて符号化される。各受信局は、当該受信局に固有のシーケンスに従って符号化されたチップのパターンを受信した時に光パルスを再生成できるが、パルスが異なるシーケンスまたはコードを用いて符号化されている場合にはパルスを再生成できない光受信機器を設けられる。

あるいは、光ネットワークは、超短光パルスの光周波数領域符号化および光周波数領域デコードに基づくＣＤＭＡを利用する。送信器のそれぞれは、超短光パルスを生成する光源を含む。これらのパルスは、その位相が互いにコヒーレントに関連するフーリエ成分を含む。「シグネチャ」が、特定のコードに従って、所与のパルスを構成する個々のフーリエ成分を個別に位相シフトすることによって光パルスに印加され、これによって、パルスを構成するフーリエ成分が、それぞれ、その特定のコードに従って異なる量だけ位相シフトされる。次に、エンコードされたパルスは、ネットワーク内の受信システムのすべてまたは複数の受信システムにブロードキャストされる。各受信システムは、一意のシグネチャテンプレートによって識別され、特定の受信システムのテンプレートと一致するシグネチャを与えられたパルスだけを検出する。

ＯＣＤＭＡシステムの性能の改善は、それでも有益である。たとえば、波長分割多重（ＷＤＭ）システムまたは高密度ＷＤＭ（ＤＷＤＭ）システムと互換であり、よりスペクトル効率がよく、よりコストの低いＯＣＤＭＡシステムが、必要である。

本発明の一態様は、装置である。この装置は、好ましくは、エンコードされた光信号をデコードしてデコードされた信号を作るスペクトル位相デコーダと、デコードされた信号からユーザ信号を時間的に抽出する時間ゲートとを含む。この装置は、さらに、望ましくは、ユーザ信号からユーザデータを抽出するように動作可能な復調器を含むことができる。

本発明のこの態様によれば、スペクトル位相デコーダは、エンコードされた光信号をエンコードするのに使用される位相フィルタの位相を共役させる（conjugate）ように動作可能である位相フィルタを含む。

さらに、エンコードされた光信号は、２進直交コードの組の中から選択されるコードを使用してエンコードされる信号を含む。最も好ましくは、２進直交コードの組は、アダマールコードの組を含む。

さらに、本発明のこの態様によれば、スペクトル位相デコーダは、好ましくは、リング共振器を含む。最も好ましくは、リング共振器は、２つのポートと、第１の偏光状態で２つのポートのうちの１つに入る光信号が第２の偏光状態で他方のポートから出るように配置された偏光ビームスプリッタおよび偏光回転子とを含む。

さらに、本発明のこの態様によれば、デコーダは、複数のリング共振器および位相フィルタから構成された平面光回路を含むことができる。

さらに、スペクトル位相デコーダは、望ましくは、透明板、フーリエレンズ、および位相マスクミラーを含むことができ、これらは、透明板が、エンコードされた光信号をスペクトル的に拡散して、フーリエレンズにマルチパス光信号を供給し、フーリエレンズが、マルチパス光信号を当該フーリエレンズの焦点面に置かれ位相マスクミラーに投影するように配置される。最も好ましくは、透明板は、内表面および外表面を有する第１のミラーと内表面および外表面を有する第２のミラーとを含み、第１および第２のミラーは、その内表面が互いに面するように空隙を挟んで配置され、第１のミラーの内表面は、反射型であり、第２のミラーの内表面は、部分的に反射型である。

さらに、本発明のこの態様によれば、光時間ゲートは、望ましくは、ユーザ信号が置かれる時間間隔の外に含まれるマルチユーザ干渉エネルギをフィルタリングするように動作可能である。最も好ましくは、光時間ゲートは、非線形光ループミラー（Nonlinear Loop Mirror）、テラヘルツ光非対称時間ゲート（terahertz optical asymmetric time gate）、および四波混合時間ゲートからなる群から選択される。

さらに、本発明のこの態様によれば、復調器は、オン／オフキード復調器（ON/OFF keyed demodulator）を含む。

別の態様で、本発明は、データをトランスポートする光システムである。このシステムは、好ましくは、各光パルスが均一な周波数間隔の複数のスペクトル線を含む光パルス列を生成する源と、加入者に関連し、加入者データを使用してパルスのシーケンスを変調して変調されたデータ信号を作るように動作可能なデータ変調器と、データ変調器に関連し、変調されたデータをスペクトル的にエンコードしてエンコードされたデータ信号を作るように動作可能な直交エンコーダとを含む。

本発明のこの態様によれば、このシステムは、さらに、望ましくは、エンコードされたデータ信号をスペクトル的にデコードしてデコードされたデータ信号を作るためにするマッチング直交デコーダを含む。

本発明のこの態様によれば、源は、好ましくはモードロックレーザを含み、複数のスペクトル線のそれぞれは、振幅においてほぼ等しく、位相ロックされる。最も好ましくは、エンコーダは、複数のスペクトル線のそれぞれに固有のスペクトル位相成分を適用するアダマールエンコーダを含む。

さらに、本発明のこの態様によれば、このシステムは、それぞれが追加の加入者に関連する複数の追加変調器であって、複数の追加変調器のそれぞれが複数の追加の加入者に関連するデータを使用してパルスの列を変調して複数の追加の変調されたデータ信号を作るように動作可能な複数の追加変調器をさらに含む。さらに、このシステムは、望ましくは、それぞれが追加変調器の１つに関連する複数の追加のアダマールエンコーダであって、複数の追加のアダマールエンコーダのそれぞれが複数の追加の変調されたデータ信号の１つをスペクトル的にエンコードして複数の追加のエンコードされたデータ信号を作るように動作可能な複数の追加のアダマールエンコーダをさらに含むことができる。最も好ましくは、追加のアダマールエンコーダのそれぞれは、固有のスペクトル位相コードを追加の加入者のそれぞれに関連付ける。

さらに、本発明のこの態様によれば、このシステムは、望ましくは直交デコーダに結合された時間ゲートであって、デコードされた信号から加入者データ信号を時間的に抽出するように動作可能な時間ゲートをさらに含む。

本発明の別の態様は、各光パルスが複数のスペクトル線を含む光パルス列を生成することと、加入者データを使用して光パルス列を変調して変調されたデータ信号を作ることと、直交コードの組を使用して変調されたデータ信号をスペクトル的に位相エンコードしてエンコードされたデータ信号を作ることとを含む方法である。

さらに、この方法によれば、変調することは、好ましくは、変調されたデータ信号を、複数のスペクトル線のうちで直交コードの組の１つに関連するスペクトル線の１つに関連する帯域幅に閉じこめることを含む。最も好ましくは、変調することは、含む。

別の態様で、この方法は、さらに、望ましくは、エンコードされたデータ信号をスペクトル的に位相デコードすることと、光時間ゲートを使用して、デコードされた信号から加入者データ信号を時間的に抽出することとを含むことができる。

この詳細な説明には、参照によって、本願と同一の譲受人に譲渡された２００５年１月３１日出願の米国特許出願第＿＿＿＿＿＿＿号明細書（Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ出願番号第１５４８／ＴＥＬＣＯＲ １．０−００３号）、名称「Ｍｕｌｔｉ−Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｏｐｔｉｃａｌ ＣＤＭＡ Ｗｉｔｈ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ａｎｄ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」が組み込まれている。

図１に、本発明の態様によるシステム１００を例示的に示す。このシステムは、データ変調器１２０に供給される光パルス列１１５を生成するレーザ源１１０を含む。データ変調器１２２は、光パルス列１１５を変調するのに使用されるデータストリーム１２２をも受け取る。変調データは、好ましくは、加入者設備またはユーザ局１２４によって生成されたディジタルデータストリームを含む。好ましい実施形態では、データ変調器１２２は、オン／オフキードデータ変調器を含み、ここで、ディジタルデータストリーム内の「１」のシンボルまたはビットは、光パルスの存在に対応し、「０」のシンボルまたはビットは、光パルスの不在に対応する。この形で、各パルスは、１ビットの情報を表す。たとえば、変調されたストリーム１２５が示されており、ここで、このディジタルデータストリームは、「１０１０」データ列を含む。図からわかるように、ビット「１」を有する各タイムスロットは、光パルスの存在をもたらし（１２５₁および１２５₃）、「０」ビットを有する各タイムスロットは、光パルスの不在を示し（１２５₂および１２５₄）、後者は、その不在を示すために破線として示されている。

変調されたデータストリーム１２５は、次に、スペクトル位相エンコーダ１３２に供給される。下でさらに詳細に説明するように、スペクトル位相エンコーダ１３２は、位相マスクを使用して、ユーザに関連する位相コードをデータストリーム内の各光パルスに適用して、エンコードされたデータストリーム１３５を作る。位相コードは、「ロック」をもたらすように動作し、その結果、適当な「キー」すなわちスペクトル位相エンコーダの位相コードの位相共役を有する対応する位相デコーダだけが、エンコードされたデータストリームをアンロックできるようになる。通常、スペクトル位相エンコーダは、特定のユーザに関連し、したがって、適当なキーを有する別のユーザだけが、その特定のユーザからの情報をデコードしまたは受信することを可能にする。情報は、適当なキーを有しないユーザには雑音に見える。

エンコードされたデータストリーム１３５を、次に、たとえば波長分割多重（ＷＤＭ）ネットワークなどのネットワーク１４０を介してスペクトル位相デコーダ１４４にトランスポートすることができ、このスペクトル位相デコーダ１４４は、好ましくは、上で述べたようにスペクトル位相エンコーダ１３２の位相コードの位相共役を適用する位相マスクを含む。スペクトル位相デコーダ１４４は、デコードされたデータストリーム１４９を光時間ゲート１５０に供給する。下で詳細に述べるように、光時間ゲート１５４は、デコードされたストリームの中から所望のユーザチャネルだけを時間的に抽出することによって、多元接続干渉を減らすように動作する。光時間ゲート１５４は、ユーザデータストリーム１５９を作り、このユーザデータストリーム１５９が、データ復調器１６４に供給される。オン／オフキーイングが送信端で使用される場合に、データ復調器１６４は、ディジタルデータストリーム１２４を再生する振幅検出器を含む。

本発明の態様によれば、レーザ源１１０、データ変調器１２２、およびスペクトル位相エンコーダ１３２は、ユーザに関連する送信局１７０を構成することができる。スペクトル位相デコーダ１４４、光時間ゲート１５４、および復調器１６４は、好ましくは、ユーザに関連する受信局１８０を構成することができる。

図２Ａに、本発明の態様による、パルスストリーム１１５を生成するのに使用できるレーザ源２００を例示的に示す。レーザ源２００は、好ましくは、狭い間隔の位相ロックされた周波数の安定した櫛を含むスペクトル内容を有するモードロックレーザ（ＭＬＬ）を含む。周波数間隔または櫛間隔は、ＭＬＬのパルス繰返し率によって決定される。図２Ａに示されているように、源２００は、半導体光増幅器（ＳＯＡ）またはエルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）を使用して形成できるリングレーザを含むことができる。図２に示されたリングレーザは、レーザ共振器（laser cavity）２１０、変調器２１６、波長分割多重器（ＷＤＭ）２２２、および出力信号を供給するタップポイント２２６を含み、この出力信号は、光パルス１１５を含む。

図２Ｂに、本発明の態様によるＭＬＬの出力の周波数プロット２５０を例示的に示す。縦のモードまたはラインの間隔は、５ＧＨｚのパルス繰返し率と等しい。やはり図２Ｂに示されているように、この源の総スペクトル幅は、たとえばレーザー共振器内に光帯域フィルタを配置することによって８０ＧＨｚに制限することができる。図２Ｂの上部２５２は、この源の可変性（tunability）を例示的に示す複数のウィンドウを示す。レーザの各ラインまたはモード２５６は、１つの周波数チップまたは周波数ビンを含む。図２Ｂは、本発明の態様による１６個の周波数ビンまたは周波数チップを例示する。

一般に、ＭＬＬの電界ｍ（ｔ）出力は、Ｎ個の等振幅位相ロックレーザのラインの組である。

ここで、ｆ_i＝〜１９３ＴＨｚ＋（ｉ−１）Δｆは、等間隔の周波数である。信号ｍ（ｔ）は、１／Δｆ秒だけ離隔されたパルスのつながりを含む周期信号であり、各パルスは、１／（ＮΔｆ）秒と等しい幅を有する。式（１）を、

と表すこともでき、ここで、ｐ（ｔ）は、持続時間Ｔ＝１／Δｆのパルスを表し、そのエネルギは、ほとんどが幅１／（ＮΔｆ）のメインローブ内に閉じこめられている。図２Ａに関して、Ｎ＝１６であり、Δｆは５ＧＨｚと等しい。

ここで図３に移ると、本発明の態様によるスペクトル位相エンコーダ３００が示されている。エンコーダ３００は、透明板３１０、フーリエレンズ３１４、および位相マスクミラー３１８を含む。板３１０は、内表面３２２および外表面３２６を含む第１の要素３２０を含む。第１の要素３２０は、同様に内表面３３２および外表面３３６を有する第２の要素３３０から間隔をおかれる。第１の要素の内表面３２２は、実質的に１００％反射型のコーティングを設けられている。第２の要素の内表面３３２は、部分的に反射型のコーティングを設けられている。第１の要素３２０および第２の要素３３０を、図示のようにガラス基板３４０によって、または空隙によって分離することができる。透明板およびフーリエレンズの配置は、光分離器（optical demultiplexer）を構成し、参照によって本明細書に組み込まれている米国特許第６６０８７２１号明細書に記載の構造または構成要素を構成ことができる。

図からわかるように、第１の要素３２０およびガラス基板３４０は、開口３４２が板３１０の一端に設けられるように配置される。開口３４２は、光のビームが空洞（cavity）に入る入口点をもたらし、その結果、この光ビームの一部は、表面３３２によって表面３２２に部分的に反射されるようになり、これによって、入力光ビームが、それぞれがフーリエレンズ３１４に投影される複数のビームに分割される空洞が確立される。次に、フーリエレンズ３１４は、各ビームの各モードまたは各ラインを、各モードの波長または周波数に基づいて空間内の特定の位置に投影する。具体的に言うと、位相マスクミラー３１８は、フーリエレンズ３１４の焦点面に位置決めされ、各モードまたは各ラインが、位相マスクミラー上の特定の位置に投影されて、所定の位相シフトを引き起こすようになっている。この形で、レーザ源の各ラインまたは各モード（各そのようなラインまたはモードは、１つの周波数ビンまたは周波数チップを含む）は、位相マスクミラーによって所定の量だけ調整される。次に、位相マスクミラー３１８は、位相調整された信号をフーリエレンズ３１４を介して板３１０に戻って反射し、この板３１０で、位相調整された信号が、光位相調整されたコリメートビームとして開口３４２を通って出る。

図３からわかるように、位相マスク３１８の各セクションは、フーリエレンズ３１４の焦点面に関して０またはλ／４で凹所を設けられ、これによって、それぞれ０またはπの位相シフトを表す。図３の位相マスクは、「１０１１０」位相マスクを構成する５つのセクションを含み、ここで、「１」は、πの位相シフトを表し、「０」は、０の位相シフトを表す。下でさらに詳細に述べるように、各ユーザは、システムの周波数ビンまたは周波数チップごとに１つのセクションを含む一意の位相マスクを割り当てられる。この一意の位相マスクは、特定のユーザに関連する一意のコードまたはロックに対応し、受信ユニットが、その特定のユーザからのメッセージを解読するのに適当なコードまたはキーを必要とするようになっている。さらに、エンコーダ３００を、受信端でデコーダとして使用することもできる。

図３のエンコーダ／デコーダは、通常は、バルク光学部品を使用するので大きい。そのようなエンコーダ／デコーダのサイズは、通常、そのようなエンコーダ／デコーダを熱によって誘導されるドリフトを受けやすいものにする。さらに、大きいサイズおよび複雑な配置要件は、図３のコーダ／デコーダが経済的に現実味のあるものになる可能性を低くする場合がある。上で述べたように、スペクトル位相エンコードは、信号のさまざまなスペクトル成分を分離すること（demultiplexing）と、コードに基づいてスペクトルの一部の位相をシフトすることと、符号化された信号を作るためにシフトされた成分を再結合すること（recombining）からなる。再結合された信号は、もはや、短い光パルスを含むのではなく、パルスのエネルギが、コードによって決定されるパターンでビット期間にまたがって拡散される。本発明の態様によれば、本発明人は、波長選択サブコンポーネントとしてリング共振器を使用する集積フォトニック回路の形のコーダ／エンコーダを使用する。図４Ａに、そのようなコーダ３６０の機能図を例示的に示す。

図４Ａに示されているように、光は、左から入力ガイド３６２に入る。第１のリング共振器構造３６５では、サブ波長λ₁が、ガイド３６２から外れて接続ガイド（垂直線３６７）に結合される。垂直線３６７の最下部で、λ₁は、別の波長選択リング共振器と共に出力ガイド３６８に結合される。周波数成分のそれぞれは、同一の形で適当な点で結合される。すべての接続ガイドが同一の光路長を有し、入力ガイドおよび出力ガイドが同一の伝搬定数を有する場合に、すべての周波数成分は、出力ガイドの端に達する時に、同一の光学距離を見る。この場合に、すべてが、入力時に有したものと同一の位相で再結合される（すなわち、これは、すべて０またはすべて１を有するコードと同等である）。コードを定義する位相シフトを作成するために、本発明人は、この図ではブロック３７２として示されている、接続導波路上のヒーターを使用する。ヒーターへの電気接続は、図を不必要に複雑にするのを避けるために図示していない。接続導波路が、十分に離れている場合に、接続導波路は、位相シフトを独立に適用できるのに十分に熱的に分離される。熱監視およびフィードバックを用いて、独立位相シフトを、ガイドが互いへの多少の影響を有する時であっても各周波数に適用することができる。

デコーダは、通常、低偏光感度である必要がある場合があることを除いて、エンコーダと同一の構造を有する。というのは、信号が、ファイバを通る伝送でその偏光を変更される場合があるからである。コーダは、初期モードロックレーザパルスが偏光されるので、偏光依存性を有することができる。偏光独立コーダの例を、図４Ｂに示す。

各周波数が、熱的に印加される位相シフトを除いて、同一の個数の要素（その周波数の２つのリング共振器と、捨てられ／追加されずに通過するＮ−１個のリング共振器）および同一の光学距離を通過することに留意されたい。したがって、各周波数は、同一の損失を経験しなければならない。その結果、振幅のスキューはなく、デコードされたパルスの形状は、コーダへの入力と同一になる。さらに、基本経路長が同一（製造誤差について調整するための多少のトリミングを除いて）なので、正しい位相関係の作成は、通常は単純である。

低偏光感度について、本発明人は、コアと同一の構造を使用するが、別々の入力偏光を使用し、これらの偏光に、図４Ｂに示されたコーダ／デコーダ３８０を通過させる。

図４Ｂに示されているように、光は、光サーキュレータ３８３に入り、これを通過する。光は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）３８５を使用して２つの偏光に分割され、一方の偏光は上側経路３８７をたどり、直交偏光は下側経路３８９をたどる。下側経路では、偏光回転子３９１が、偏光を１つのモードからもう１つの直交モードに、たとえばＰ₁をＰ₂に（またはその逆に）変換する。上側経路の光は、前に入力３６２と呼ばれた点で偏光モード１でコーダ構造３９３に入り、下側経路の光は、やはり偏光モード１であるが、前に出力３６８と呼ばれた点で、反対の方向に移動しながらコーダに入る。上側経路からの光は、コーダから出力され、偏光回転子を通過し、偏光モード２に変換され、この光は、ＰＢＳ ３８５を通過し、光サーキュレータ３８３に送り返され、光サーキュレータ３８３から垂直線３９５によって示される経路に沿って出る。下側経路からの光は、現在は偏光モード１であり、反対方向でコーダを通るが、上側経路からの光と正確に同一の位相シフトおよび光学距離を経験する。下側経路からの光は、コーダから出力され、ＰＢＳ ３８５内で再結合され、他方の経路からの光と同一の形でサーキュレータ３８３から出力される。したがって、これは、偏光独立構成要素を構成する。ブロック３８５に示された構造は、ファイバ内で実現するか、あるいは光導波路に組み込むかのいずれかとすることができる。この偏光独立構成がなければ、デコーダの前に偏光センサおよび動的偏光回転子を有することが必要になるはずである。この設計では、両方の偏光について、経路長が同一であり、経路が同一であることに留意されたい。相違は、２つの偏光が、反対方向で経路を移動することである。

図１を参照すると、エンコードされた信号１３５は、その後、ネットワーク１４０を介してデコーダ１４４に送信される。好ましい実施形態では、ネットワーク１４０は、ＷＤＭネットワークを含む。そのような実施形態では、ＯＣＤＭＡネットワークは、下でさらに詳細に述べるように、既存ＷＤＭネットワーク技術と互換のオーバーレイアーキテクチャを含む。

上で述べたように、エンコードされた信号１３５は、スペクトル位相デコーダ１４４によってデコードされる。スペクトル位相デコーダ１４４は、通常、一般に、このデコーダがエンコーダによって適用された位相マスクの位相共役を適用することを除いて、図３および４に示された配置を含む。しかし、下で詳細に述べるように、位相マスクが２進符号化方式を使用する場合に、デコーダでのコードが、それ自体の補数であり、その結果、コーダおよびデコーダが同一になることに留意されたい。

ここで図５Ａに移ると、本発明の態様による光時間ゲート４００が示されている。デコードされた信号１４９は、ビット期間内の最初の位置および形状に復元された光パルス列またはトレーンを有する。しかし、所望のユーザ信号は、デコードされた信号１４９に含まれる他のユーザ信号から分離されまたは抽出されることを必要とする。本発明の態様によれば、光時間ゲート４００などの光時間ゲートを使用して、多元接続干渉（ＭＡＩ）を減らすことができる。光時間ゲート４００は、デコードされた信号１４９を構成するすべての他の信号の中から所望のユーザ信号またはチャネルだけを時間的に抽出することによって、ＭＡＩをフィルタアウトする。図５Ａに示されているように、光時間ゲート４００は、入力ポート４０６と、制御信号４１０によって制御されるスイッチ４０８とを含む。制御信号４１０は、電気信号または光信号とすることができる。

デコードされたＯＣＤＭＡ信号を抽出するための光時間ゲーティングの適用の背後にある概念を、図５Ｂに示す。同期コヒーレントＯＣＤＭＡシステムのための適当なコードセットの正しい選択を介して、マルチユーザ干渉エネルギが、正しくデコードされた信号パルスがある時間間隔の外部に含まれるようになるシステムを設計することができる。したがって、所望のタイムウィンドウ内で低い損失をもたらすと同時にそのウィンドウの外での高い消光を実現するためにコンポジット信号を光学的にゲーティングすることによって、正しくデコードされた信号ビットストリームだけを抽出することができる。

コヒーレント光ＣＤＭＡシステムへの適用において、光ゲーティング技術のより重要な性能メトリックの一部に、次が含まれる。
−ゲート幅（通常は１０ｐｓ程度以下）
−ゲート繰返し速度（データレートに匹敵し、通常は１ＧＨｚ以上）
−ゲート消光率（ユーザ数に依存するが、通常は１０〜２０ｄＢ）
−データパルスエネルギのレベルおよびダイナミックレンジ
−ゲーティング制御／クロックパルスエネルギのレベルおよびダイナミックレンジ
これらの性能要件の結果として、通常は、全光多重分離に使用される技法など、比較的高速の光処理技法が使用されなければならない。さまざまなオプションがあるが、特にコヒーレントＯＣＤＭＡシステムについて実証済みの技術のいくつかに、次のものが含まれる。
−非線形干渉計
−四波混合（ＦＷＭ）技法
これらの技法に対する光ファイバベース手法と半導体光増幅器（ＳＯＡ：semiconductor optical amplifier）ベース手法との両方が、可能である。

光時間ゲーティング用のファイバベースの非線形干渉計
干渉計の１つのアームを介して有効位相シフトを変更するために光クロックパルスを使用することによって、全光ゲートを構成することができる。変更される位相は、ある長さの光ファイバを非線形伝搬するなど、分散媒質（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍｅｄｉｕｍ）を介して達成することができ、あるいは、半導体光増幅器（ＳＯＡ）を用いて達成できるものなどの集中非線形性（ｃｏｎｃｅｎｔｒａｔｅｄ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ）とすることができる。干渉計は、一般に、正しい動作のために安定化を必要とするので、一般に長いファイバ長を必要とし、したがって経路長が環境条件に伴ってドリフトする可能性があるファイバベース非線形干渉計の一般的な手法は、非線形光ループミラー（ＮＯＬＭ：nonlinear optical loop mirror）である。図５Ｃを参照すると、ＮＯＬＭは、サニャック干渉計構成で作られ、サニャック干渉計構成は、その構成によって自己安定式である。

ＮＯＬＭの動作は、説明を単純にするために入力信号が単一の光パルスであると仮定して、次のように説明することができる。ポートＡで入力される着信信号は、５０：５０ファイバカプラで、２つの反対に伝搬するパルス複製に分割される。ポートＣで注入できるクロックパルスが存在しない時には、小振幅データパルスが、ループを回って単純に反対に伝搬し、カプラで再結合する。干渉条件は、信号が出力ポートＢで弱め合って干渉するが、最初の入力ポートＡでは強め合って干渉し、これによってデータパルスを反射するというものである。その一方で、データパルス波長に対して近いが区別可能な波長の大振幅クロック信号を注入することによって、時計回りに伝搬するデータパルスにクロックパルスをオーバーラップさせ、πの非線形位相シフトを導入することが可能である。この場合に、干渉条件は、今や、データパルスがポートＢで出るように変更される。ポートＢの光帯域フィルタは、残りのクロック信号を抑制し、所望のゲーティングされたデータパルスだけを残す。ＮＯＬＭの時間ゲーティングウィンドウの幅は、クロックパルスと、同一方向に伝搬するデータパルスとの間のオーバーラップによって定義される。構築された最初のＮＯＬＭは、必要な非線形位相シフトを得るために非常に長い分散シフトファイバ（＞１ｋｍ）を必要としたが、非常に非線形のファイバにおける最近の開発は、約１００ｍ以下へのファイバ長さの短縮を可能にした。光スレッシュホールディング（ｏｐｔｉｃａｌ ｔｈｒｅｓｈｏｌｄｉｎｇ）とあいまって、ＮＯＬＭ光時間ゲートは、位相符号化式ＯＣＤＭＡシステムの実施態様に成功して適用されてきた。

光時間ゲーティング用のＳＯＡベースの非線形干渉計
ＮＯＬＭで要求される非線形位相変化は、デバイスの一体化を可能にする半導体光増幅器（ＳＯＡ）の使用など、他の手段によって達成することができる。図５Ｄに示されているように、ＮＯＬＭに似た干渉計アーキテクチャを使用することができる。ＳＯＡがループの中央からΔｘだけオフセットされている時に、このデバイスを、テラヘルツ光非対称分離器またはＴＯＡＤ（terahertz optical asymmetric demultiplexer）と称する。

ＮＯＬＭに似て、クロックパルスが存在しない時には、着信データパルスは、ＴＯＡＤから反射される。通常は振幅においてデータパルス強度より１０ｄＢ程度大きくなるように選択されるクロックパルスを注入することによって、ゲーティングを行うことができる。クロックパルスは、ＳＯＡを飽和させ、これによって、その有効インデックスを変更する。クロックパルスがＳＯＡインデックスを飽和させる前に、時計回りのデータパルスにＳＯＡを介して伝搬する機会を与えるために、時計回りの方向だけに移動するクロックパルスが、時計回りに伝搬するデータパルスに続いて注入される。ＳＯＡは、数百ピコ秒の時間スケールでゆっくりと回復するので、クロックパルスイベントが発生した直後に到着する、反対に伝搬するデータパルスは、ＳＯＡがほぼ同一の相対的な状態にあると見なし、差分位相シフトを経験しない。ゲーティングウィンドウの時間的持続時間は、ループの中央からのＳＯＡのオフセットΔｘによってセットされる。オフセットが減らされるときに、ゲーティングウィンドウ幅は、ＳＯＡの実際の長さを考慮に入れる必要が生じるまで減る。通常のゲート幅は、
Δｔ_gate＝２Δｘ／ｃ_fiber
によってオフセットに関係付けられ、ここで、ｃ_fiberは、ファイバ内の光速である。１．６ピコ秒もの短いゲーティングウィンドウが、ＴＯＡＤを使用して実験的に実証済みである。ＴＯＡＤ光時間ゲートは、ＳＰＣ−ＯＣＤＭＡの実施態様に、成功して適用されてきた。

四波混合（ＦＷＭ）光時間ゲーティング
光時間ゲーティングに対するもう１つの手法は、四波混合（ＦＷＭ：four wave mixing）の使用を介するものであり、たとえば図５Ｅを参照されたい。ＦＷＭは、電気領域での相互変調歪み（intermodulation distortion）に似た、３次非線形性である。ＦＷＭでは、データ信号と、異なる波長の制御信号との間の非線形うなり（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｂｅａｔｉｎｇ）が、側波帯として新しい光のトーン（optical tone）を生成する。ＦＷＭベースのゲーティングは、光ファイバ内または半導体光増幅器（ＳＯＡ）などの導波路デバイス内で達成することができる。

ＳＯＡでは、ＦＷＭは、キャリヤ密度変調（carrier density modulation）を介して発生する。２つの同相の光信号（co-polarized optical signal）が、ＳＯＡに結合される。一方は、周波数ｆ_cの制御信号であり、通常は、波長変換される周波数ｆ_dの他方の入力信号（データ）よりはるかに高い強度を有する。２つの同一方向に伝搬する信号は、混合し、キャリヤ密度変調を介して、インデックスグレーティング（index grating）を形成し、このインデックスグレーティングから信号を散乱することができる。このグレーティングからの制御信号の散乱は、２つの波を生成し、一方の波は、データ周波数であり、他方の波は、新しい周波数すなわち、ｆ_converted＝２ｆ_c−ｆ_dである。これは、有用な波長変換された信号である。さらに、データ信号散乱は、２つのはるかに弱い波をも生成し、この波の一方は、制御周波数であり、他方は、新しい周波数ｆ_satellite＝２ｆ_c−ｆ_dである。これは、サテライトウェーブ（satellite wave）と呼ばれ、一般に使用されない。

図５Ｅに示されているように、入来するＯＣＤＭＡ信号と一緒に短光制御パルスをＳＯＡに注入することで、結果として波長変換された信号をフィルタアウトすることによる光時間ゲートを作成することが可能である。クロックパルスは、所望のＯＣＤＭＡパルスに対して相対的に正しい位置に時間的に整列され、光帯域フィルタが、ＦＷＭ信号だけを抽出するためにＳＯＡの出力に置かれる。このＦＷＭ光時間ゲートは、ＴＰＣ−ＯＣＤＭＡの実施態様に、成功して適用されてきた。

図１に戻ると、光時間ゲート４００などの光時間ゲートからの信号１５９は、次に、データ検出器および復調器ブロック１６４に供給される。データ変調がオン／オフキーイングを使用して行われた場合には、データおよび復調器ブロックは、加入者データを再生する振幅復調器を含むことができる。これに関して、任意の既知の振幅復調器を使用して、このタスクを実行することができる。

ここで図６に移ると、本発明の態様によるマルチユーザＯＣＤＭＡシステム５００の例が示されている。全体的なシステムアーキテクチャ５１０を示すことに加えて、図５には、このシステムを通って流れる信号を時間領域および周波数領域で示すダイアグラム５１６も含まれる。具体的に言うと、光源５２０のスペクトルおよび時間的強度は、矢印５１６₁によって識別され、オン／オフデータ変調の後には矢印５１６₂によって、位相エンコードの後には矢印５１６₃によって、全ユーザの混合の後には矢印５１６₄によって、第１ユーザのデコーダの後には矢印５１６₅によって、時間ゲーティングおよび光電（Ｏ／Ｅ）変換の後には矢印５１６₆によって識別される。

光源５２０は、図２Ｂに示された出力スペクトルを有する位相ロック多波長レーザを含む。本発明のこの態様によれば、１６個の周波数ビンまたは周波数チップを含む出力スペクトルの１６ライン（図２Ｂのライン２５６₁から２５６₁₆を参照されたい）が、システム５００にまたがってユーザデータを通信するのに使用される。図５で矢印５１６₁を介して示されているように、パルスのトレーンまたは列５２２が、源５２０によって生成される。各パルスのスペクトル内容は、周波数プロット５２４に示されている。源の出力の電界ｍ（ｔ）は、上で式（１）および（２）で示されたように表すことができる。したがって、図６の特定のネットワークによれば、変数ＮおよびΔｆが式（１）および（２）で使用される時に、Ｎ＝１６およびΔｆ＝１６ＧＨｚである。実用的な意味では、源の出力の総スペクトル幅は、８０ＧＨｚの総スペクトル幅に制限され、これは、各パルスが約１２．５ピコ秒（ｐｓ）の幅を有することをもたらす。

出力信号５２２は、データ変調器５３０₁から５３０_Nのそれぞれに供給される。現在の例との調和を保つと、Ｎ＝１６である。したがって、このシステムは、好ましくは１６人のユーザまたは加入者を含み、このユーザまたは加入者のそれぞれは、パルストレーンまたは出力信号５２２をそれぞれ変調するのに使用されるデータ５３２₁から５３２_Nを供給する。図６のシステムでは、データ変調器５３０は、時間領域信号５３４をもたらすオン／オフキーイングを実現するように動作する。時間領域信号５３４では、前に述べたように、実線の輪郭を有するパルスが、「１」のシンボルまたはビットを表し、破線の輪郭を有するパルスが、「０」のシンボルまたはビットを表す。そのような信号のスペクトル内容を、周波数プロット５３６に示す。

変調された光パルス信号のそれぞれは、図示のように、めいめいのスペクトル位相エンコーダ５４０₁から５４０_Nに供給される。エンコードは、これらの周波数ビン（２５６₁、２５６₂など）のそれぞれを分離することと、コードの選択によって規定される通りに、この場合には０またはπによって、その位相をシフトすることと、周波数ビンを再結合して符号化された信号を作ることからなる。周波数の相対位相がシフトされる場合に、周波数の組は、変更されないが、その再結合結果は、異なる時間パターンをもたらし、たとえば、ビット期間の異なる部分にシフトされたパルス、ビット期間内の複数のパルス、または光出力の雑音様分布をもたらす。各ＯＣＤＭＡコードは、望ましくは、位相シフトの一意の選択によって定義される。好ましくは、ウィンドウ内のスペクトルを効率的に利用し、最大個数のコードがウィンドウを占める時であっても許容できるエラーレートで互いに分離されることも可能である、コードの組が選択される。

システム５００について、本発明人は、アダマールコードの組を選択し、アダマールコードは、直交であり、２進である。この選択は、最小のマルチユーザ干渉（ＭＵＩ：multi-user interference）で比較的高いスペクトル効率を達成できるという点で望ましい。本発明の態様によれば、この符号化方式は、デコードされる信号が最大である時にＭＵＩが０であるという意味で直交に現れる。直交コードの個数は、周波数ビンの個数と等しく、したがって、比較的高いスペクトル効率が可能である。２進アダマールコードは、０の位相シフトを＋１に、πの位相シフトを−１に割り当てることによって位相コードに変換される。ＭＬＬによって作られる周波数の初期櫛だけを含む変調されていないパルスストリームではなく周波数の広がりを含むデータをエンコードするために、中心周波数の周囲で周波数ビンを定義することが好ましい。その場合に、データのエンコードは、周波数に関連する位相シフトをビン全体に適用することからなる。その場合に、位相エンコーダの出力は、変調された信号の位相シフトされた周波数成分を合計することによって、またはこれと同等に、位相コードの逆フーリエ変換を用いて位相エンコーダの入力の変調された光信号を畳み込むことによって、得られる。

これらの直交コード（すべての位相を変更されないままにするコード１の場合を除く）のいずれかの適用は、最初のパルスがその最大出力を有する瞬間に０光出力を有する時間パターンをもたらす。直交コードのこの選択は、脱同期化（desynchronization）が望ましくない光出力を所望の信号のタイムスロットに移動するので、システム要件としての同時発生を暗示するが、注意深いコード選択によって、この要件の多少の緩和が可能になる。たとえば、シミュレーションは、２．５Ｇｂ／ｓで送信し、長さ１６の１６個のアダマールコードのセットの中からの４つのコードの適切に選択された組を使用する４人の同時ユーザについて、１５ｐｓまでの相対遅延を、１０^-9のＢＥＲで１ｄＢ以内の出力ペナルティで許容することができる。非同時性（asynchronism）に対するより良い弾力性を、マルチフェーズコードを使用することによって達成することができる。

個々のスペクトル成分の位相符号化は、十分な分解能および経路長安定性（path-length stability）を有するデマルチプレクサと、周波数ごとに独立に位相をシフトする手段とを必要とする。本発明の態様によれば、図３のコーダ／デコーダは、アダマールコードの組を使用して信号をエンコードするのに使用された。前に述べたように、図３のコーダ／デコーダは、変更された反射型ジオメトリ光デマルチプレクサに基づき、文献に記載されている（たとえば、米国特許第６６０８７２１号明細書参照）。図６は、ブロードバンドソースを使用して測定された、アダマール−１６コードセットからのコード９、１２、１４、および１５に関するコーダのスペクトル応答を示し、位相シフトは、スペクトルの下に示されている。使用されたエンコーダは、１００ＧＨｚのフリースペクトルレンジと〜１ＧＨｚの分解能とを有する。図３に示されているように、すべてのＭＬＬラインは、マルチパスガラス基板によってスペクトル的に拡散され、焦点面に結像され、この焦点面から、出力ファイバに戻って反射される。焦点面の位相マスクは、各ラインを、特定のＯＣＤＭＡコードによって決定される量だけシフトする。位相マスクは、１６個の周波数ビンを表す１６個のセクションを含み、各セクションは、焦点面に関して０またはλ／４で凹所を有し、それぞれ０またはπの位相シフトを表す。焦点面での像の有限のスポットサイズのゆえに、周波数ビンの有効帯域幅は、ビン間隔より小さい。

その理想化された形で、ユーザｉのエンコーダは、周波数応答Ｅ⁽ⁱ⁾（ｆ）すなわち、

を有する位相マスクフィルタとして働く。ここで、

は、第ｉコードｃ⁽ⁱ⁾ （１≦ｉ≦Ｍ）の第ｊ（１≦ｊ≦Ｎ）要素を示す複素記号であり、関数Ｒｅｃｔ_W（ｆ）は、

と定義される、単位振幅および幅Ｗの矩形関数を表す。原理的に、コードの要素ｃ⁽ⁱ⁾は、任意の複素値をとることができるが、現在使用されている位相マスクは、単位振幅および２進位相値だけを許容する。

理想的には、エンコードされていない信号のすべてのスペクトル成分は、振幅を変更されずにエンコーダから発するが、いくつかの場合に、位相において反転されてエンコーダから発する。結像光学系の有限の回折制限されたスポットサイズに起因して、位相遷移境界（またはビンエッジ）に置かれたスペクトル成分は、

のオーバーラップする２つの値を有し、効果的に打ち消される。

ビンエッジは、図７で鋭い境界として示されている。図７の鋭い一時的減少は、異なる位相シフトを有する２つのビンの間の境界に対応し、この境界では、弱め合う干渉が、光スポットの２つの反対の位相の半分の間で発生する。ＯＳＡの分解能（０．０１ｎｍ、約１．２４５ＧＨｚ）は、これらの一時的減少の見掛けの深さを減らす。隣接するビンが同一位相を有する場合には、スペクトルの一時的減少はない。このコーダは、安定した位相シフトを実現し、熱による寸法変化が光経路をシフトすることはできるが、隣接周波数の相対経路長は、変更されない。

この受動的構造は、固有の出力損失を強要せず、本実施形態は５ｄＢの損失を有するが、これは、減らすことができる。ビンの個数が増える時に、損失の固有の増加はなく、したがって、符号化に対するこの手法は、高速周波数ホッピングなどの時間領域手法よりよいスケーラビリティを有する。フィルタ帯域幅の狭まりは、変調されていないパルスストリームではなく、データを処理するコーダの能力に影響する。符号化された信号が、データを搬送する場合に、所与のＭＬＬラインの変調された信号の帯域幅全体が、位相エンコーダの焦点面の幾何形状によって物理的に定義される周波数ビンの中におさまらなければならない。ビン間隔（５ＧＨｚ）と等しいレートでの単純なオン−オフキーイングは、周波数をビンの間の使用できない領域に拡散させ、したがって、本発明人は、正しい伝送を確実にするために、適当な帯域幅圧縮を有する変調方式を必要とする。これは、２進コードが、［０，π］境界で弱め合う干渉を引き起こすからである。５ＧＨｚのパルス繰返し率で動作するＭＬＬからの１ビットあたり２パルスを使用する２．５Ｇｂ／ｓでのオン−オフキー変調は、この物理的制約を満足する。帯域幅圧縮のためにデュオバイナリ変調または単一側波帯変調を使用する代替手法も、データ変調された信号のスペクトル構成要素が、５Ｇｂ／ｓのデータレートであってもそのめいめいの周波数ビン内に留まることを確実にする。さらに、マルチパルスオン／オフキード変調（たとえば、１データヒットあたり複数の光パルス）および複数位相／複数振幅変調（たとえば、ＤＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、およびより高次の振幅／位相変調）などの他の変調フォーマットを使用することができる。０−π位相遷移を示さない複数位相コードが使用される場合には、ビンエッジでの振幅の一時的減少が減る。

位相マスクでのビンエッジ効果に起因して、ＯＯＫ（オン／オフキーイング）変調レートは、好ましくは、Ｎ個のスペクトル線のそれぞれのスペクトルの拡大がΔｆ／２Ｈｚまでに閉じこめられるように選択される。単一ビットを表すのにＭＬＬからの複数のパルスを使用する、Ｒ_b＝Δｆ／２ビット／秒のレートでのＯＯＫ変調は、この物理的制約を満足する。代替案として、デュオバイナリエンコードを使用し、その後、フルレートＲ_b＝Δｆビット／秒で変調することによって、データ変調された信号のスペクトル構成要素が、そのめいめいのΔｆ幅周波数ビン内に留まることが確実にされる。原理的に、振幅ビン−エッジ効果が存在しない場合には、フルレート変調が、ライン符号化なしであっても可能である。したがって、変調の後に、第ｉユーザに関する信号の時間的表現を、次のように記述することができる。

ここで、

は、ユーザｉの情報ビットのシーケンスである。位相エンコードの後に、

が得られる。ここで、ｅ⁽ⁱ⁾（ｔ）＝ＦＴ^-1｛Ｅ⁽ⁱ⁾（ｆ）｝は、上で定義されたスペクトル位相エンコーダＥ⁽ⁱ⁾（ｆ）のインパルス応答であり、ＦＴ^-1は、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）演算子であり、ｑ⁽ⁱ⁾（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｅ⁽ⁱ⁾（ｔ）は、エンコードの後のユーザｉのパルス形状を表す。ＭＬＬによって出力されるパルスの影響を無視すると、パルスの形状は、位相マスクによって支配される。

図６に示されているように、位相エンコードの効果は、プロット５４５によって示されるように、時間において、パルス間隔全体にまたがって幅１／（ＮΔｆ）秒のＭＬＬの狭いパルスを拡散することである。したがって、提案される位相エンコードされたＯＣＤＭＡは、周波数拡散に基づく従来の直接シーケンスＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）のデュアル版と考えることができる。

エンコードされたＮ個のユーザ信号は、ファイバリンクおよびネットワーク５５６を介する伝送の前に組み合わされる５５０である。ネットワーク５５６は、好ましくは、システム５００の信号を、波長分割多重（ＷＤＭ）ネットワークによって通常搬送される他の信号に対して透過的にトランスポートすることを可能にする、ＷＤＭネットワークを含む。これに関して、システム５００は、比較的小さな可変ウィンドウを有利に使用し、このウィンドウは、現在使用されているＷＤＭシステムと互換である。図８に、本発明のさまざまな態様によるＯＣＤＭＡシステムを、そのようなネットワークにどのようにオーバーレイできるかを示す。しかし、同調可能な源が使用される場合に、任意の他の光ネットワークを、本発明のこの態様に従って使用できることに留意されたい。図８に示されているように、ＯＣＤＭＡ信号を、ＷＤＭチャネルに多重化することができる。

図６に戻って、エンコードされた信号は、ネットワーク５５６をトラバースした後に、分割され５７０、複数の一致するデコーダ５７０に供給される。具体的に言うと、デコードは、一致する相補的なコードを使用することによって達成され、本明細書で使用される２進コードの場合に、コードは、それ自体の補数であり、その結果、コーダおよびデコーダは、同一である。デコードされた信号は、パルスをビット期間内の元の位置に復元し、元のパルス形状を復元する。不正なデコーダを使用するデコードは、やはりビット期間の中央で０の光出力を有する時間パターンをもたらし、そのパルスのエネルギの大多数は、所望のパルスがある時間間隔の外部に押しやられる。

理想的なファイバ伝搬を仮定すると、第ｉユーザの区別は、エンコーダフィルタだけに一致する受信器側のデコードフィルタｄ⁽ⁱ⁾（ｔ）を使用することによって実行される（単一ユーザマッチドフィルタリング）。一般に、これは、送信器側で使用された位相マスクの共役と等しいデコーダを受信器側で使用することによって達成することができる。
ｙ⁽ⁱ⁾（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｄ⁽ⁱ⁾（ｔ） （９）
ここで、ｄ⁽ⁱ⁾（ｔ）は、一致するフィルタのインパルス応答である。
ｄ⁽ⁱ⁾（ｔ）＝ｅ^*(i)（−ｔ）⇔Ｄ⁽ⁱ⁾（ｆ）＝Ｅ^*(i)（ｆ） （１０）
所望のユーザｉと一致するフィルタの出力は、次のように表すことができる（τ⁽ⁱ⁾＝０と仮定する）。

ここで、本発明人は、それぞれＡＣ_i（ｔ）＝ｅ⁽ⁱ⁾（ｔ）＊ｅ^*(i)（−ｔ）およびＣＣ_ji（ｔ）＝ｅ^(j)（ｔ）＊ｅ^*(i)（−ｔ）として、位相マスクのインパルス応答の自己相関（ＡＣ）および相互相関（ＣＣ）を定義した。ＡＣおよびＣＣは、位相マスクとして使用されるシーケンスのＩＦＴの関数である。ＤＳ拡散に基づく従来のＣＤＭＡの場合と異なって、相関は、コード自体の間ではなく、コードのＩＦＴの間の相関である。一致する位相デコーダの効果は、最初に位相デコーダによって時間において拡散された幅１／（Ｎ□ｆ）秒の最初の狭いパルスを復元することである（プロット５７６を参照されたい）。一致しない位相デコーダの効果は、干渉する信号を雑音様信号にすることである。従来のＯＣＤＭＡではなく、直交コードが使用される場合に、真の直交性が、ここで達成され、多元接続干渉（ＭＡＩ：Multiple Access Interference）は、理想的なサンプリング時刻に存在しない。

上で述べたように、位相デコーダ５７０からの信号は、さらに、光時間ゲート５８０および復調器５９０によって処理されて、ユーザデータ信号または加入者データ信号が再生される。やはり図６に示されているように、同期化ブロック４９４が、光時間ゲート５８０のそれぞれに結合される。同期化ブロック５９４は、図５に関して上で述べたように、正しい時間間隔に時間ゲートを閉じる制御信号またはクロック信号を供給する。

本発明を、本明細書で特定の実施形態に関して説明したが、これらの実施形態が、本発明の原理および応用例の単なる例示であることを理解されたい。したがって、多数の変更を、この例示的実施形態に対して行うことができることと、添付の特許請求の範囲によって定義される本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに、他の配置を考案できることを理解されたい。

本発明の態様によるシステムを例示的に示す図である。 本発明の態様による源を例示的に示す図である。 本発明の態様によるレーザ源のモードまたはラインを示すスペクトルプロットである。 本発明の態様によるエンコーダデコーダを例示的に示す図である。 本発明の態様によるエンコーダ／デコーダを例示的に示す図である。 本発明の態様によるエンコーダ／デコーダを例示的に示す図である。 本発明の態様による光時間ゲートを例示的に示す図である。 本発明の態様によるマルチユーザ混信阻止用の光時間ゲーティングを例示的に示す図である。 本発明の態様による非線形光ループミラー時間ゲートを例示的に示す図である。 本発明の態様によるテラヘルツ光非対称時間ゲートを例示的に示す図である。 本発明の態様による四波混合を使用する光時間ゲートを例示的に示す図である。 本発明の態様によるシステムを例示的に示す図である。 本発明の態様による４つのアダマールエンコードされた信号の伝達関数を例示的に示す図である。 本発明の態様によるＷＤＭシステムへのＯＣＤＭＡシステムのオーバーレイを例示的に示す図である。

Claims (6)

1. 同一の波長チャネルおよび同一のビット期間を占有する、個別かつ直交にエンコードされ同期した同相の複数の光信号が他に存在するなかで、略等しい間隔を有しコヒーレントに位相ロックされた複数のスペクトル線を有する所望のエンコードされた光信号を受信する装置であって、
   ２よりも多い互いに直交するコードのセットのうちの１つである予め定められたコードに従って前記略等しい間隔を有しコヒーレントに位相ロックされた複数のスペクトル線の各々を個別に、他の複数のスペクトル線に関して、位相シフトする手段を備えた、前記エンコードされた光信号をデコードしてデコードされた信号を作るスペクトル位相デコーダであって、当該デコードされた信号において前記所望のエンコードされた光信号が再生され前記ビット期間の小さな部分を占有し、当該ビット期間の小さな部分において他の個別にエンコードされた複数の信号は最小の光パワーを有する、スペクトル位相デコーダと、
   前記所望のエンコードされた光信号が存在する前記ビット期間の部分だけを同期的に選択することにより、前記デコードされたコンポジット信号から前記所望のエンコードされた信号を時間的に抽出する同期光時間ゲートと、
   前記所望のエンコードされた信号からユーザデータを抽出するように動作可能な復調器と
   を含み、
   前記スペクトル位相デコーダは、各々が前記光信号のスペクトル要素のうちの１つを選択するリング共振器を複数備え、前記複数のリング共振器は、前記スペクトル要素の各々を入力ガイドから出力ガイド及び各々が前記スペクトル要素のうちの１つの位相を他のスペクトル要素に対してシフトする光位相シフタの組みへ結合する、ことを特徴とする装置。
2. 前記スペクトル位相デコーダは、前記エンコードされた光信号をエンコードするのに使用される位相を共役させるように動作可能な位相フィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記エンコードされた光信号は、２進直交コードの組の中から選択されるコードを使用してエンコードされる信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
4. ２進直交コードの前記組は、アダマールコードの組を含むことを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 前記リング共振器は、第１のポートおよび第２のポートを有するリング共振器と、第１の偏光状態で前記第１のポートに入る光が第２の偏光状態で前記第２のポートから出るように配置された偏光ビームスプリッタおよび偏光回転子とを含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
6. 前記光時間ゲートは、前記ユーザ信号が置かれる時間間隔の外に含まれるマルチユーザ干渉エネルギをフィルタリングするように動作可能であることを特徴とする請求項１に記載の装置。

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