JP4607401B2 - A/d変換方法と装置 - Google Patents
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Description
【発明の技術分野】
本発明は一般的にA/D変換に関係し、特に、高いサンプリングレートのA/D変換方法と変換装置に関する。
【0002】
【発明の背景】
例えば、電気通信システムの発展は高いサンプリングレートにおけるA/D変換を要求する。一般的に、最新の高速電子A/Dコンバータ(Modern fast electronic A/D converter)は所望される1Gサンプル/秒以上の定常サンプリングレートよりもかなり低い50Mサンプル/秒の定常サンプリングレートで作動する。A/D変換における光学的解決法ではサンプリングレートを上昇させることが提案されていた。一例では、マッハツエンダ(Mach-Zender)干渉計のバンクを用いた方法がある(参考文献1参照)。しかし、所要のモジュレータでは大き過ぎると考えられた。さらに、この方法ではモジュレータ間の電気的な漏話(electrical crosstalk)に関わる問題を生じる。他の欠点としては、終端器(terminations)が並列接続されたコンデンサ列から構成される点と、パルス光源が必要となる点がある。
【0003】
参考文献2は電圧を角度化し、続いてその角度を2進数形態に変換する処理を説明している。当該電圧−角度変換は機械的、音響又は電気−光学デバイスに基づいている。これは得られる変換率を厳しく制限する。さらに、集積化に不向きな大型光学システムが角度から2進信号への変換を実行する。
【0004】
別の研究方法は、チャープ光学パルスを使用したアナログ信号を「タイムストレッチ」("time stretch")する、複雑な処理であった。(参考文献3参照)
【0005】
本発明の目的は前記問題点を回避し、高速A/D変換が可能である、光−電気A/D変換法と装置を提供することである。
【0006】
本目的は添付の請求項によって達成される。
【0007】
簡単に言えば、本発明は可変波長レーザを伴い、その波長はアナログ信号によって変調される。当該変調レーザ・ビームは回折格子を通過し、それにより偏向ビームが作られる。偏向角度はアナログ信号の振幅と一致する。偏向ビームはキノフォーム配列した(kinoform array)特定のキノフォーム上で衝突をうける。衝突したキノフォームは一群の光検出器に向けて対応するビーム束を生み出す。配列内の各キノフォームは異なるビーム束を生み出し、各ビーム束は個々のディジタル値を持つ。配列した光検出器上の出力分布(power distribution)はディジタル値を決定するためにサンプリングされる。
【0008】
前述の配置は複数の長所を有する。
1. 6〜8ビット分解能で1Gサンプル/秒以上の極めて高いサンプリングレートでA/D変換を成し遂げることができる。
2. 実際のA/D変換に使用される複数の不可欠要素(回折格子及びキノフォーム)はサンプリング周波数に影響を受けない安定した受動素子である。
3. 該A/Dコンバータ自体は低消費電力(前記レーザにおいて約10mWかつ10mW/ディジタルビット)である。
4. 実際のA/Dコンバータは小型で、通常は20x4x1mm3より小さい。
【0009】
【詳細な説明】
以下に本発明の基本原理を説明するのに必要な要件のみを記述することにする。レンズのような一般的に実用されている他の要件は省略する。
【0010】
さらに、同一又は類似の機能を果たす要素には同じ参照番号を付与している。
【0011】
光信号と電気信号とを区別するために、光信号は点線で、電気信号は実線で図内に表記されている。
【0012】
図1は本発明に基づいた装置の実施形態を示した概要図である。可変波長レーザ10(可変波長レーザについては参考文献4参照)はディジタル化されるアナログ信号の振幅によって変調される波長(又は周波数)である。該変調レーザビームは回折格子12に配向されている(回折格子12はアレー導波路型回折格子又は一般的な分散要素(dispersive element)によって置換されてもよい)。回折格子はアナログ信号によって発生する波長シフト(wavelength shift)に応じて変調レーザビームを異なる方向に偏向させる。回折格子12から発生する偏向ビームは例えばキノフォームの一群(a set of kinoform)(キノフォームは参考文献5〜6に記載)のような回折要素の一群14に到達する。各回折要素は、偏向ビームが衝突するときに、それぞれが送出ビーム束を生成し、各ビーム束は異なるディジタル値となる。回折ビームは、例えば、PIN/nsn型光検出器といった、光検出器列18方向に向けられており、稼動した光検出器の組合せ(the combination of activated photo detectors)は逆符号化されたディジタル値(decoded digital value)と一致した値を示す。ディジタル値の逆符号化は実際には処理ユニット20で実行され、これは以下において更に詳細に説明される。
【0013】
図1に3ビット又は8レベル分解能に相当する3台の光検出器が存在する。したがって、8個の回折要素14が存在することになる。一般的な場合では、nビット分解能で2n個の回折要素14が存在する。図1に示すnビットの実施形態では、n個の光検出器18が存在することになる。
【0014】
逆符号誤りを最小にするために、ビームが部分的に2つの隣接回折要素14上で衝突する際に、隣接するグレー・コード(Gray codes)は1ビット単位しか差異がないので、ディジタル化の段階においては、通常の2進コードの代わりにグレー・コードを使用することが好ましい。このように、誤り決定がなされれば、量子化された信号は多くとも1ビットの誤りしか有さない。この特徴は以下においてさらに記述される。
【0015】
図1では、回折要素18の最上部が偏向ビームによる衝突を受けている。この要素が最長波長となるので、アナログ信号の最大振幅となる。この最大振幅はグレー・コード100に相当する量子化レベル8で表される。このように、回折要素の最上部から発生したビームは光検出器18のうち1つだけに衝突する。
【0016】
図2では、量子化レベルはグレー・コード111に相当するので、量子化レベル6に相当するアナログ信号は3つの光検出器全てを照射する回折要素14を要する。
【0017】
図1と2で示したように、既述した実施形態は異なるグレー・コードを作成するためには異なる数の偏向ビームを要する。これは1回折要素14からの出力(power)が複数の光検出器18を介して分配されることを意味すると同時に、別の回折要素が1光検出器のみに同じ出力を分配してもよい。この配置では、非常に高いサンプリング・レート(100Gサンプル/秒以上)で高い分解能(n>10)の処理ユニット20において、固有の検出閾値を設定する際に困難を伴うことになる。図3はこの潜在的な問題点を回避する、本発明に基づいた装置の別の実施形態を図示している。
【0018】
図3の実施形態では、光検出器18の数が2倍になっている。上3台の光検出器は所望のグレー・コードを検出し、下3台の光検出器は補数2(0のビットで置換された1のビット、及びその逆)を検知する。本配置においては、偏向レーザビームによって衝突を受けると、各回折要素14は常に3つのビームを発生させる(一般的な場合ではビーム数はn)。これにより、各グレー・コードが同じ方法で検知され、光検出器の逆符号化誤りの蓋然性は低減することが保証される。
【0019】
図4から11はアナログ入力信号の異なる振幅に係る図3の実施形態の挙動を示している。これらの図は8量子化レベルにおいて発生する可能性のある全てのビーム束を図示している。前述の通り、各回折要素が3つのビーム形態を発生することは注目される。どの量子化レベルでも、全ビームが常に光検出器に向けられることも注目される。
【0020】
図12は図1の実施形態に基づいたA/Dコンバータの処理ユニット20の実施形態を示したブロック概略図である。該3台の光検出器からの出力信号は対応する比較回路22に転送される。しきい値回路24から入力される共通閾値(common threshold)THは入力される前記出力信号から減算される。クロック発生回路26は3つの比較回路22の共通クロック信号CLを発生し、各クロック・パルスは各比較回路への2入力間差信号の同時サンプリングを誘発する(trigger)。その差が正の場合は、対応する光検出器18は照射され、ビット値は「1」となる。差が負の場合は「0」ビットとなる。処理ユニット20の出力時に導かれたグレー・コードは単純分類表によって通常の2進信号に変換されてもよい。
【0021】
図13は図3の実施形態に基づいたA/Dコンバータの処理ユニット20の別の実施形態を図示したブロック概略図である。処理ユニット20の本実施形態は閾値を変更することで図12の実施形態とは異なる。この場合、各比較回路22の閾値は対応する補足的光検出器(complementary photo detector)からの出力信号によって形成される。したがって、(破線より上の)光検出器セット18の上部における出力信号がセットの下部において対応する「補数2」の光検出器からの出力信号よりも強い場合、出力ビットは値1を有することになる。反対の場合では、出力ビットは値0を有することになる。この実施形態は、閾値が各ビットに対して独立し、かつ動的であることを特徴とする。
【0022】
前述で注目したように、1つのディジタル値から次の値へ移行中のグレー・コードの挙動は穏やかなので、アナログ信号を通常の2進コードの代わりにグレイ・コードにディジタル化するのが望ましい。図14は、アナログ値が2つのディジタル値間に近似又は境界上にある場合の図3の実施形態の挙動を図示している。この場合、偏向ビームは特定の幅を有しているので、2つの回折要素を照射する。したがって、図14では、図10と11両方の回折形態で行われる(activated)。この場合、光検出器の最上部が両回折形態によって照射されることを意味する。同じ所見がセット18の補足部の中央に位置する光検出器にも適用する。これは2つの上位ビット(それぞれ1と0)がまだ確定していることを意味する。しかし、上部の最下位の光検出器とそれに対応する下部の補足的な光検出器がどちらも照射され、第3番目の不特定ビットを作成する。その結果は、どの検出器が最大出力信号を有するかによって決定される。しかし、図14は、境界線にアナログ値があるこのような場合には1ビットだけが不特定となることを図示している。その結果は、境界線にアナログ値がある他の全ての場合においても同様であり、nビットA/Dコンバータに一般化してもよい。
【0023】
本発明の原理を記述するために、1次元配列した光検出器が前提とされているが、実際には、2次元配列が望ましい。図15は図1の実施形態に基づいて作動するA/Dコンバータに適した2次元配列した光検出器の実施形態を図示している。当該図示された配列は6ビット分解能を有するA/Dコンバータを対象としている。塗潰された円は照射された光検出器を示しており、塗潰されていない円は照射されていない光検出器を示している。
【0024】
図16は図3の実施形態に基づいて作動するA/Dコンバータに適した二次元配列した検出器の別の実施形態を図示している。図16の左半分は図15の実施形態と同一であり、右半分は補足的部分を形成することが注目される。
【0025】
図17は本発明に基づいたA/D変換法を示したフローチャートである。当該処理手続はステップS1で開始する。ステップS2はアナログ信号の単調関数によってレーザビーム波長を変調する。ステップS3において、波長変調は回折格子12によって角変調に変換される。ステップS4は偏向ビームを回折し、衝突した回折要素固有の形態を有するビーム束にする。ステップS5は対応するディジタル値を決定するために束形態をサンプリングする。ステップS6でディジタル化を終了する。この処理手続は新しいサンプル毎に繰返される。
【0026】
重要なパラメータの代表的な値として、(変調前の)レーザ波長は、通常は定常1〜2μmとなる。全体的な波長変化量では、通常は定常0.1〜0.2μmとなる。前述の範囲では、(所望の分解能に応じて)定常1〜100Gサンプル/秒のサンプリング・レートで、定常6〜8ビットのディジタル分解能を許容する。
【0027】
回折格子12はなるべく小さな波長変動で大きなレーザビーム偏向を発生させるべきである。このような回折格子の一例はアレー導波路型回折格子である(参考文献7参照)。アレー導波路型回折格子、導波路回折要素(waveguide diffractive elements)、導波管型検出器(waveguide detector)及び、例えば0.8μmのレーザ波長を用いることによって、レーザ部を除き、A/Dコンバータ全体を成形シリコンで一体化することができる。例えばInPを使用することによって、コンバータ全体を1チップに一体化することができる。非常にコンパクトなアレー導波路型回折格子はInPによって実証されている。
【0028】
本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の様々な変更及び変化が可能であることを当業者は理解しており、該範囲を別途の請求項によって規定する。
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【図面の簡単な説明】
本発明の目的と長所は添付図を考慮し、以下の説明により適切に理解できる。
【図1】 本発明に基づいた装置の実施形態を図示した説明図である。
【図2】 別のアナログ入力信号の振幅を用いた図1と同様の説明図である。
【図3】 本発明に基づいた装置の別の実施形態を図示している。
【図4】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図5】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図6】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図7】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図8】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図9】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図10】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図11】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図3の実施形態の挙動を図示している。
【図12】 本発明に基づいたA/Dコンバータの処理ユニットの実施形態を図示したブロック概略図である。
【図13】 本発明に基づいたA/Dコンバータの処理ユニットの別の実施形態を図示したブロック概略図である。
【図14】 アナログ値が2つのディジタル値間で近似又は境界上にある場合の図3の実施形態の挙動を図示している。
【図15】 本発明に基づいたA/Dコンバータにおける2次元配列(2-dimensional photo detector arrangement)した光検出器の実施形態を図示している。
【図16】 本発明に基づいたA/Dコンバータにおける二次元配列した光検出器の別の実施形態を図示している。
【図17】 本発明に基づいたA/D変換法を示したフローチャートである。
Claims (12)
- 波長変動がアナログ信号の振幅の単調関数であるような可変波長レーザビームを波長変調する工程と、
前記波長変調されたビームを対応する角変調ビームに変換する工程とを含むアナログ信号をディジタル信号に変換する光−電気変換方法であって、
前記角変調ビームをそれぞれ回折角の異なる回折ビームの束にして回折させることと、
前記回折ビームの空間出力分布(spatial power distribution)を繰り返しサンプリングすることによって前記ディジタル信号を決定することとを特徴とする光−電気変換方法。 - グレー・コード形式で前記ディジタル信号を決定することを特徴とする請求項1の方法。
- アナログ信号の振幅の単調関数によって、可変波長レーザビームを波長変調する手段(10)と、
前記波長変調されたビームを対応する角変調ビームに変換する手段(12)を具備したアナログ信号をディジタル信号に変換する光−電気変換装置であって、
前記角変調ビームをそれぞれ回折角の異なる回折ビームの束にして回折させる手段(14)と、
前記回折ビームの空間出力分布を繰り返しサンプリングすることによって、前記ディジタル信号を決定する手段(18,20)とを有することを特徴とする光−電気変換装置。 - 可変波長レーザ(10)を具備した前記波長変調手段を特徴とする請求項3の装置。
- 回折格子(12)を具備した前記変換手段を特徴とする請求項3又は4の装置。
- アレー導波路回折格子(12)を具備した前記変換手段を特徴とする請求項5の装置。
- 回折要素の一群(14)を具備した前記回折手段を特徴とする請求項3ないし6のいずれかの装置。
- 光検出器の一群(18)を具備した前記決定手段を特徴とする請求項7の装置。
- 2n個の回折要素(14)を具備した前記回折手段であって、nは該装置のディジタル分解能を表示した正の整数であることを特徴とする請求項8の装置。
- n個の光検出器(18)を具備した前記決定手段を特徴とする請求項9の装置。
- 前記ディジタル信号とその2の補数(2-complement)の両方を決定する2n個の光検出器(18)を具備した前記決定手段を特徴とする請求項9の装置。
- グレー・コード形式で前記ディジタル信号を決定する手段(20)を特徴とする請求項3ないし11のいずれかの装置。
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