CN1297850C - 一种集成光学m－z结构模数转换器 - Google Patents

Abstract

本发明的提供一种新型集成光学M-Z结构模数转换器，它是在泰勒(Taylor)方案的基础上，使每一个M-Z干涉仪调制电极的长度相同，被采样信号通过N-1个电子放大器17逐一放大2倍分别加到M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，然后再调制到采样光脉冲上。本发明的新型集成光学M-Z结构模数转换器就具有在光域内已经实现量化、高的采样速率、较高位数的ADC等特点。

Description

一种集成光学M-Z结构模数转换器

技术领域

本发明属于光电子技术领域，它特别涉及集成光学Mach-Zehnder(简称M-Z)结构模数转换器。

背景技术

将随时间连续变化的模拟量在一定时间间隔采样、量化，产生数字信号的过程称为模数转换A/D，实现这一功能的器件称为模数转换器ADC。计算机技术的发展使ADC广泛用于数据采集及实现系统的动态控制；由于在传输和再生中噪声几乎不影响数字信号再现精度，而模拟信号受噪声影响巨大，因而模拟信号数字化后传输日渐成为主流，ADC广泛用于通信。现在，ADC已经广泛用于各种信号处理系统中。

衡量ADC性能的参数有采样速率、转换精度(或分辨率)、信噪比、无杂散信号动态范围、微分线性误差、积分线性误差、功耗、全功率带宽等，其中采样速率、转换精度(或分辨率)是衡量ADC的两大主要指标，也是限制信号处理系统性能的瓶颈因素。近二十年来，电ADC的制造工艺建立在高度成熟的硅集成电路技术基础上，已非常成熟。高采样速率和高分辨率二者不可兼得。采样速率每增加1倍频程分辨率就降低一位(见文献R.H.Walden，“Analog-to-digital convertersurvey and analysis，”IEEE.J.Select.Areas Commun.，vol.17，pp.539-549，Apr.1999.)。现在，分辨率为4位最好的电ADC采样速率达到8Gs/s(giga samples persecond)；而12位电ADC采样速率仅为100Ms/s(million samples per second)。进一步提高ADC的性能遇到了重大的技术难题，特别是；①将孔径抖动降低到1ps以下；②最大采样速率超过8Gs/s；③在满足①②的基础上功耗降低到＜5W。近6——8年来，电ADC在这方面的进步是微乎其微的。由于电ADC的固有困难，因此人们不得不从新的角度、新的途径来增强电ADC的功能或发明新的ADC。

现在，先进的雷达、监视及微波通信系统要求电ADC有高的分辨率和高的采样速率(比如大于12bits的分辨率几个Gs/s以上的采样速率)。由于存在固有的困难，且发展速度远远落后于数字信号处理DSP技术，因而电ADC成为飞速发展的DSP技术的瓶颈问题，并促使光电混合集成的ADC的诞生。相对于电ADC，光电ADC在原理上具有巨大的优势。光振荡频率约为10¹⁴Hz，现代的锁模激光器(见文献C.DePriest，A.Braun，J.Abeles，and P.J.Delfyett，“10GHzultralow noise optical sampling stream from a semiconductor diode ring laser，”IEEE.Photonics Technol.Lett.，vol.13，no.10，pp.1109-1111，2001.)能产生＞10GHz的光脉冲序列，其定时抖动＜10fs，以光脉冲序列作为采样脉冲明显由于电子脉冲，且可以显著降低采样后信号的相对带宽，为后续处理奠定良好的基础。因而催生了光电ADC。

近二十年来，许多人在这方面进行了有益的探索，提出了许多新的方法与途径。归纳起来，主要有以下几类。针对现有电ADC采样频率低的问题，利用光时分复用OTDM技术(见文献J.A.Bell，M.C.Hamilton，and D.A.Leep，“Opticalsampling and demultiplexing applied to A/D conversion，”Devices for OpticalProcessing，vol.1562，pp.276-280，1991.)、光波分复用OWDM技术(见文献A.Yariv and R.G.M.P.Koumans，“Time interleaved optical sampling for ultrahigh speedA/D conversion，”Electron.Lett.vol.34，no.21，1998.)，将采样光脉冲分段，分别进入平行的多个量化通道，每个量化通道中有一个低速的电ADC将进行模数转化，这样就可以降低对电ADC的要求。假设每个量化通道的采样频率为F₀，有N个量化通道，则整个量化系统的采样频率为F_S＝N×f₀。这样，可以在现有电ADC性能的基础上以增加系统的复杂程度为代价，从而提高采样频率。针对模拟信号频率高，有的工作组从另外的角度思考这一问题，提出在信号调制到采样光脉冲上后，利用色散元件将采样光脉冲包络在时域上无失真展宽(见文献A.S.Bhushan，P.Kelkar and B.jalali，“30Gsample/s time-stretch analogue-to-digitalconverter，”Electron.Lett.，vol.36，no.18，2000.)，然后利用OTDM技术或OWDM技术量化。这样也降低了对电ADC的要求。有的工作组利用电光调制器调制电压V_in与光信号相位改变ΔF线性关系，发展了相位编码光采样技术(见文献Henry F.Taylor，“An Optical Analog-to-digital Converter-Design and Analysis，”IEEEJournal of Quantum Electronics，vol.QE-15，no.4，1975.)直接信号在光域内量化。

用激光脉冲序列作为采样脉冲是ADC理论和技术上的一次飞跃，它解决了传统电ADC采样速率低这一瓶颈问题。经过二十多年的发展，已形成了如上所述的技术与方法，但还不成熟。无论OTDM技术、OWDM技术还是采样光脉冲包络在时域上无失真展宽技术均是借用电子通信中已成熟的技术，将其移植到光电ADC的光采样这一过程，只是增强了ADC的功能。要构成现代DSP技术所要求的分辨率＞12bits、采样速率＞1Gs/s的ADC，系统结构是非常庞大的，实用化、小型化、模块化较难，无法与硅集成的电ADC相比。实用化的器件还没有出现。

相位调制技术将ADC的采样、量化过程均在光学领域内完成，因而可称为光ADC，与前后电系统间只是一个电光转换E/O和光电转换O/E的关系如图1所示。这样系统构成相对简单，也利于光电ADC的分块集成，为ADC技术的发展提供了一个新的技术思路——利用现代光集成技术将光ADC小型化集成化。但因Mach-Zehnder(简称M-Z)干涉仪阵列随ADC有效位数n的增加调制电极长度以2ⁿ递增，导致ADC的响应速度降低，因而目前无法做到较高的位数，亟待探索新的方法与途径来解决这一困难。因而利用集成光学手段实现A/D转换是ADC技术很有前景的方向，值得致力于这方面的科技工作者努力探索。

总之，现代DSP技术追求尽可能高的分辨率(如＞12bits)、尽可能快的采样速率(如＞1Gs/s)的ADC，但利用OTDM技术、OWDM技术还是采样光脉冲包络在时域上无失真展宽技术构成的电光ADC是个复杂的系统，不易小型化、集成化。到目前为止，能小型化、集成化的只有利用相位调制技术的M-Z结构的波导干涉仪阵列ADC。但M-Z干涉仪阵列随ADC有效位数n的增加调制电极长度以2ⁿ递增，导致ADC的响应速度降低，因而目前无法做到较高的位数、高采样速率。

泰勒(Taylor)方案的工作原理：

1975年泰勒(Taylor)提出用集成光学的M-Z波导干涉仪阵列作为相位调制器用于电光A/D转换(见文献Henry F.Taylor，“An Optical Analog-to-digitalConverter-Design and Analysis，”IEEE Journal of Quantum Electronics，vol.QE-15，no.4，1975.)。

如图2所示，其中，1与13为电子放大器；2、4、6、8为M-Z干涉仪两臂上的调制电极；3、5、7、9为M-Z干涉仪两臂间的电极并且接地；10为光波导；11为衬底；12为光电探测器；14为电子比较器。

泰勒(Taylor)方案的特点是：一个N位ADC是由N个M-Z干涉仪在同一块衬底上通过光波导10并接在一个光路上，其中N个M-Z干涉仪的调制电极长度以2倍关系逐渐递增的(如图2所示的调制电极2、4、6、8)，N是M-Z干涉仪的个数，N为正整数；被采样电信号通过电子放大器1调整后以并联方式分别加到N个M-Z干涉仪两臂的调制电极2、4、6、8上，调制到采样光脉冲上；N个M-Z干涉仪的输出经N个光电探测器12转换为N路电信号，再经电子放大器13放大后输入N个电子比较器14，电子比较器14输出即为被采样信号的量化结果，如图3所示。

各M-Z干涉仪调制电极之间的长度关系满足下式：

        L_n＝2^n-1L₁，n＝1，2，3，…，N            (1)

式中L_n为第n个M-Z干涉仪调制电极的长度，L₁为第1个M-Z干涉仪调制电极长度。

调制信号电压V加载到每个调制电极上引起载波光的相位变化ΔΓ_n为：

    ΔГ_n＝2^n-1πV/V_π，n＝1，2，3，…，N，      (2)

式中V为调制信号电压，V_π为第一个M-Z干涉仪的半波电压。

这样从每个M-Z干涉仪出来的光强I_n为：

I_n＝A_ncos²(ΔГ_n/2+_n/2)+B_n，n＝1，2，3，…，N    (3)

式中_n为固定的相位移动，A_n为调制幅度，B_n是未被调制的光强

如图2、3所示，只要适当设置比较器的门限电平，输出的就是输入电压的量化编码。

理想情况下不考虑光脉冲的脉宽时，光脉冲通过电光作用区的时间ΔT最长为：

$\mathrm{\ΔT}=\frac{{\mathrm{\ηL}}_N}{c}=\frac{{\mathrm{\η}2}^{N-1}{L}_1}{c},---\left(4\right)$

式中η为LiNbO₃的折射率，c为真空中的光速。显然考虑脉冲宽度后，ΔT_总＝ΔT+脉宽。在这段时间内要求被采样信号稳定，其最大的误差|δV|_max应满足：

${\left|\mathrm{\&delta;V}\right|}_{\max }<\frac{\mathrm{\&Delta;V}}{2}=\frac{V_m}{2^N},---\left(5\right)$

式中，ΔV为被采样信号在光脉冲通过电光作用区所用的时间ΔT内产生的误差，V_m为正弦调制信号的幅值。

经理论分析和计算，

${\left|\mathrm{\&delta;V}\right|}_{\max }=\frac{{\left({\mathrm{\&pi;f}}_m\mathrm{\&Delta;T}\right)}^2{V}_m}{6},---\left(6\right)$

式中f_m为被采样信号最高频率。由上两式可以确定被采样信号的最高频率f_m为：

$f_m<\frac{{\left(\frac{3}{2^{N-1}}\right)}^{\frac{1}{2}}}{\mathrm{\&pi;\&Delta;T}}=\frac{\sqrt{3}c}{\mathrm{n\&pi;}{L}_1{\left(2^{N-1}\right)}^{\frac{3}{2}}},---\left(7\right)$

显然此种设计位数越高，调制电极长度越长，导致被采样信号的最高频率f_m降低十分明显，与之相应的由奈奎斯特(Nyquist)定理所决定的ADC的采样速率降低也十分明显。例如当N＝6时，f_m降低到N＝1时的¹/₁₈₁。

泰勒(Taylor)方案的优点是在光域内已经实现量化，其缺点是随着位数的增加，电极长度以2ⁿ递增，导致ADC的采样速率降低，因此它的ADC无法做到较高的位数。

发明内容

本发明的目的是提供一种集成光学M-Z结构模数转换器，它具有在光域内已经实现量化、高的采样速率、较高位数的ADC等特点。

本发明是一种集成光学M-Z结构模数转换器，它包括N个M-Z干涉仪，N是M-Z干涉仪的个数，N为正整数，且每个M-Z干涉仪包括位于两个臂间接地电极16和两个臂，其两个臂均有调制电极15，N个M-Z干涉仪在同一块衬底上，N个M-Z干涉仪通过光波导10并接在一个光路上，被采样电信号通过放大器1调整后以并联方式分别加到N个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15，再调制到采样光脉冲上；N个M-Z干涉仪的输出经N个光电探测器12转换为N路电信号，再经电子放大器13放大后输入N个比较器14，比较器14输出即为被采样信号的量化结果，其特征是所述的每个M-Z干涉仪的所有接地电极16和所有两个臂的调制电极15长度相等；被采样电信号通过放大器1调整后一路加到第一个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，另一路经过电子放大器17放大2倍后又分两路，一路加到第二个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，另一路经电子放大器17放大2倍又分为两路，一路加到第三个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，另一路经电子放大器17放大2倍又分为两路，直到一路加到第N-1个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，另一路经过电子放大器17放大2倍后加到第N个M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上。如图4所示。

需要说明的是，上面所述的电子放大器17的放大倍数为2。

本发明的实质是在泰勒(Taylor)方案的基础上，使每一个M-Z干涉仪调制电极的长度相同，被采样信号通过N-1个电子放大器17逐一放大2倍分别加到M-Z干涉仪两个臂的调制电极15上，然后再调制到采样光脉冲上。本发明的集成光学M-Z结构模数转换器就具有在光域内已经实现量化、高的采样速率、较高位数的ADC等特点。

本发明的工作原理是：

每个调制器上引起载波光的相位变化ΔΓ为：

       ΔΓ_n＝π(2^n-1V₁)/V_π，n＝1，2，3，…，N，        (8)

V₁为第一个M-Z干涉仪的调制电压。

理想情况下不考虑光脉冲的脉宽时，光脉冲通过电光作用区的时间ΔT均为：

$\mathrm{\&Delta;T}=\frac{{\mathrm{\&eta;L}}_1}{c},---\left(9\right)$

式中η为LiNbO₃的折射率，c为真空中的光速，L₁为第1个M-Z干涉仪调制电极长度。

而最低位LSB(The least significant bit)的相位变化最快，因而最低位的误差要求高，

${|\mathrm{\&delta;V}}_N{|}_{\max }=\frac{{\left({\mathrm{\&pi;f}}_m\mathrm{\&Delta;T}\right)}^2{V}_{\mathrm{Nm}}}{6}=\frac{1}{6}{\left(\frac{{\mathrm{\&pi;\&eta;L}}_1{f}_m}{c}\right)}^2---\left(10\right)$

式中，f_m为被采样信号最高频率，光脉冲通过电光作用区的时间ΔT，V_Nm为最低位的调制电压的幅值，c为真空中的光速，η为LiNbO₃的折射率，L₁为第1个M-Z干涉仪调制电极长度。

要求：最大的误差 ${|\mathrm{\&delta;V}}_N{|}_{\max }<\frac{\mathrm{\&Delta;V}}{2}=\frac{V_{\mathrm{Nm}}}{2^N},$ 于是被采样信号最高频率f_m

$f_m<\frac{\sqrt{3}c}{\mathrm{\&eta;\&pi;}{L_1\left(2^{N-1}\right)}^{\frac{1}{2}}}---\left(11\right)$

比较(7)、(11)两式可知，采取新方案在同样的位数下，响应频率高出2^N-1倍。

因此，本发明具有在光域内已经实现量化、高的采样速率、较高位数的等特点。在同样的位数下，采取新方案响应频率高出2^N-1倍。

附图说明

图1是一个光学ADC的结构框图。

图2是一个4位光学ADC的结构示意图。

其中，1是被采样信号输入端的调整放大器，13为电子放大器；2、4、6、8为M-Z干涉仪两臂上的调制电极；3、5、7、9为M-Z干涉仪两臂间的电极并且接地；10为光波导；11为衬底；12为光电探测器；14为电子比较器。

图3是一个4位ADC输出光强随M-Z干涉仪调制电压V(t)变化曲线图，及4位ADC在光域内量化的原理图。

其中，I₁、I₂、I₃、I₄分别是图2中四个M-Z干涉仪输出光强或光电探测器12输出的光电流；I_t是比较器14设定的门限；a、b、c、d四图中横坐标轴下的黑白相间的短横线及对应的0、1代码是I₁、I₂、I₃、I₄与门限I_t比较所得的结果，大于I_t的比较器14输出1码，反之，比较器14输出0码。

图3a是图2中第一个(调制电极长度最短)的M-Z干涉仪输出光强随调制电压V(t)变化曲线图；横坐标轴下的黑白相间的短横线及对应的0、1代码是I₁与门限I_t比较所得的结果，大于I_t的比较器14输出1码，反之，比较器14输出0码。

图3b是图2中第二个的M-Z干涉仪输出光强随调制电压V(t)变化曲线图；横坐标轴下的黑自相间的短横线及对应的0、1代码是I₂与门限I_t比较所得的结果，大于I_t的比较器14输出1码，反之，比较器14输出0码

图3c是图2中第三个的M-Z干涉仪输出光强随调制电压V(t)变化曲线图；横坐标轴下的黑白相间的短横线及对应的0、1代码是I₃与门限I_t比较所得的结果，大于I_t的比较器14输出1码，反之，比较器14输出0码

图3d是图2中第四个的M-Z干涉仪输出光强随调制电压V(t)变化曲线图；横坐标轴下的黑白相间的短横线及对应的0、1代码是I₄与门限I_t比较所得的结果，大于I_t的比较器14输出1码，反之，比较器14输出0码

图4是本发明的一种集成光学M-Z结构模数转换器

其中，1是被采样信号输入端的调整放大器，15是M-Z干涉仪两个臂上的调制电极。16是M-Z干涉仪两个臂间的电极，并且接地；17是放大2倍的电子放大器。

具体实施方式

一种六位集成光学M-Z结构模数转换器

L₁＝1cm，电极间距d＝5μm，LiNbO₃衬底为x切y传，工作波长λ＝0.633μm单模工作，n_e＝2.200，γ₃₃＝30.8×10^-12m/V，则最高位MSB(The most significantbit)半波电压为 $V_{\mathrm{\&pi;}}=\frac{\mathrm{\&pi;\&lambda;d}}{{2n}_e^3{\mathrm{\&gamma;}}_{33}{L}_1}=1.52V,$ 以V_π作为最高位调制电压的幅值V_m，考虑有效位N＝6的情况，则：

①泰勒(Taylor)的方案：最低位LSB的电极长度L₆＝2⁵L₁＝32cm，这在集成光学中是难以实现的，而且由(7)式得出f_m＜42MHz。

②本发明的方案：最低位LSB电压V_6m＝2⁵V_m＝48.6V，这在集成光学中是可以实现的，由(11)式得出f_m＜1.33GHz，高出①约32倍。

因此，与现有的泰勒(Taylor)的方案相比，本发明除了具有在光域内已经实现量化外，还具有高的采样速率、较高位数的ADC等特点。

Claims (2)

1、一种集成光学M-Z结构模数转换器，它包括N个M-Z干涉仪，N是M-Z干涉仪的个数，N为正整数，且每个M-Z干涉仪包括位于两个臂间接地电极(16)和两个臂，所述的两个臂均有调制电极(15)，N个M-Z干涉仪在同一块衬底上，N个M-Z干涉仪通过光波导(10)并接在一个光路上，被采样电信号通过放大器(1)调整后以并联方式分别加到N个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)，再调制到采样光脉冲上；N个M-Z干涉仪的输出经N个光电探测器(12)转换为N路电信号，再经电子放大器(13)放大后输入N个比较器(14)，比较器(14)输出即为被采样信号的量化结果，其特征是所述的每个M-Z干涉仪的所有接地电极(16)和所有两个臂的调制电极(15)长度相等；被采样电信号通过放大器(1)调整后一路加到第一个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)上，另一路经过电子放大器(17)放大2倍后又分两路，一路加到第二个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)上，另一路经电子放大器(17)放大2倍又分为两路，一路加到第三个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)上，另一路经电子放大器(17)放大2倍又分为两路，直到一路加到第N-1个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)上，另一路经过电子放大器(17)放大2倍后加到第N个M-Z干涉仪两个臂的调制电极(15)上。

2、根据权利要求1所述的一种集成光学M-Z结构模数转换器，其特征是所述的电子放大器(17)的放大倍数为2。

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