CN102799045A - 基于双驱m-z型调制器的全光模数转换结构及实现方法 - Google Patents

基于双驱m-z型调制器的全光模数转换结构及实现方法 Download PDF

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Abstract

一种基于双驱马赫-曾德尔(Mach-Zender,M-Z)型调制器的全光模数转换结构，属于光模数转换器领域。用N个半波电压相等的双驱M-Z调制器阵列来实现。在M-Z调制器的一臂通过射频端口把待转换的模拟电信号调制到光脉冲上，另一臂加合适的直流电压，可以使得在输出端每相邻两个通道之间的直流电压产生的相位偏移量均为π/N，从而M-Z调制器的传输函数相对输入模拟信号电压产生线性平移。被调制的N路光脉冲通过光电探测器与比较器的比较判决后，便可得到N路线性的二进制编码的数字信号。此方法结构简单，易于实现，且转换位数高。

Description

基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构及实现方法
技术领域
本发明涉及光电子技术领域中的光模数转换器，特别地涉及利用双驱M-Z(Mach-Zender,马赫-曾德尔)型调制器阵列实现光域内的模数转换。
背景技术
模数转换器（Analog-to-digital Converter，简称ADC）是一种将模拟信号转换为相对应的数字信号的器件，它搭建了数字世界和模拟世界之间的桥梁。
自然界中存在的信息大多以模拟信号的形式存在，但模拟信号存在着保密性差、抗干扰能力弱等缺点。现在各种数字设备的使用日益广泛，使得模拟信号必须转换成数字信号才能进行处理。同模拟系统相比，数字系统具有优良的抗干扰性、稳定性、处理精度、集成度等。为了完成信号从模拟到数字的转变，作为模拟和数字系统接口的模数转换器便显得越来越重要。然而同现在科技应用的发展要求相比，传统的电子ADC发展速度存在着滞后于数字信号处理发展速度的问题。另一方面，越来越多的宽带应用，例如宽带信号处理，宽带雷达，电子监测，扩频通信和电子对抗，都需要更高的ADC处理性能。因此，有限的ADC性能就成为了宽带信号获得和处理的瓶颈。近年来随着光子技术的飞速发展，光域ADC的实现已经成为近30年来的一个研究热点，尤其是具有高重复率和低时间抖动的锁模激光器的发明，其被认为是一个极好的采样源（参考文献：Valley GC.Photonic analog-to-digitalconverters.Optics Express.2007;15(5):1955-82.），如电子Δ-Σ调制器的采样峰值速率大约为20GS/s，而锁模激光器的重复率可达到50GHz甚至更高，时间抖动也比电子信号源小1到2个数量级。这可以显著提高ADC的工作性能。因此，光模数转换技术与传统的电子模数转换器相比具有明显的优势。
虽然光域ADC在近几年才得到高速发展，但首次利用光脉冲对模拟电信号进行采样是A.E.Siegman和D.J.Kuizengaz在1970年就已提出(参考文献：Siegman A,Kuizenga D.Proposed method for measuring picosecondpulsewidths and pulse shapes in cw mode-locked lasers.Quantum Electronics,IEEE Journal of.1970;6(4):212-5.)。那时他们进行试验的目的是对皮秒量级的超短光脉冲进行测量，但光采样思想的提出可以认为是光模数转换技术的起源。
在光电混合模数转换中，已经发展起来的方案中有的是利用光脉冲来为采样-保持电路提供时钟（参考文献：Jacobs E,Sobti J,Vella V，Nguyen R,Albares D,Olsen R,et al.Optically clocked track-and-hold for high-speedhigh-resolution analog-to-digital conversion.2004:IEEE;2004.P.190-2.）。有的则是用光脉冲触发电子束来实现模数转换（参考文献：Pease RF,Ioakeimidi K,Aldana R,Leheny R.Photoelectronic analog-to-digital conversion usingminiature electron optics:Basic design considerations.Journal of VacuumScience & Technology B:Microelectronics and Nanometer Structures.2003;21(6):2826.）。比较引人注目的是近几年发展起来的时域展宽光模数转换方案（参考文献：Han Y，Jalali B.Continuous-time time-stretched analog-to-digitalconverter array implemented using virtual time gating.Circuits and Systems I:Regular Papers,IEEE Transactions on.2005;52(8):1502-7.）。它通过一段色散介质对光脉冲进行时域上的展宽，从而减低信号速率，但展宽过程中信号失真、光纤色散对信噪比的影响以及系统同步等是该方案面临的主要问题。另一种方法是利用高重复频率光脉冲对电信号进行采样，然后再利用电子ADC进行量化编码处理。为了降低对终端电子ADC的要求，Bell等人提出了采用时分复用（TDM：Time Division Multiplexing）的光采样电量化模数转换方案（参考文献：Bell JA,Hamilton MC,Leep DA.Optical sampling anddemultiplexing applied to A/D conversion.1991;1991.P.276.）。采用时分复用方式的一个难点是时分复用系统比较复杂，为了解决这个问题，加州理工大学的Yariv教授在1998年提出了波分复用（WDM：Wavelength DivisionMultiplexing）与时分复用相结合的模数转换方案（参考文献：Yariv A,Koumans R.Time interleaved optical sampling for ultra-high speed A/Dconversion.Electronics Letters.1998;34(21):2012-3.）。但无论是时分复用还是波分复用，都需要采用较多电子ADC，这是该种方案的一个主要的限制因素。
而全光模数转换是在光域进行取样量化编码处理，在全光模数转换中，最著名的当属H.F.Taylor在1975年提出的方案（参考文献：Taylor HF.Anelectrooptic analog-to-digital converter.Proceedings of the IEEE.1975;63(10):1524-5.）。其结构核心为M-Z调制器阵列，模数转换器的每一路都由一个干涉调制器组成，待转换模拟信号同时驱动每一个调制器，相邻调制器的电极长度按二倍关系指数增加，从而使其半波电压按二分之一关系指数递减。利用晶体的电光效应使得输入调制器两臂的光之间产生相位差，从而使得两臂合成的输入光强度受到外加在干涉仪电极上的模拟输入电压调制。Taylor的方案结构简单，可以直接输出二进制Gray码，并且所有器件原则上可以集成到一个芯片上。但是这种方案要求对每一个调制器参数进行特殊设计，并且有一个固有限制是每增加一个比特新增加的信道干涉仪对应电极长度需要比最低有效位的调制器电极的长度增加一倍。这样当比特位增加时，半波电压很快就减少到当前工艺水平所能达到的程度。此方案做到了1GHz采样率，4比特码转换，500MHz信号带宽，后续再无这方面的研究进展。
在公开号CN1635417的专利文献中，杨亚培等人在Taylor方案基础上提出了一种新的等效方案：即采用相同电极长度的调制器，通过在调制器上所加的信号电压翻倍来实现调制曲线周期的翻倍（参考专利：杨亚培，张谦述，戴基智，张晓霞，刘永智，“一种集成光学M-Z结构模数转换器”，公开号CN1635417），但是这样对前面电信号的处理就提出了更高的要求，同时也大大限制了系统带宽，而且对调制器性能也提出了更高的要求。此外，美国的Jalali教授提出了一种Folding-Flash的全光模数转换方案（参考文献：Jalali B,Xie Y.Optical folding-flash analog-to-digital converter with analogencoding.Optics letters.1995;20(18):1901-3.）。该方案通过对相同的调制器设置不同的直流偏置点，可以实现调制特性曲线的相移，同时级联多个相同调制器又可以实现调制特性曲线周期的翻倍，结合相移以及翻倍的调制特性曲线，可以实现对所加载模拟电信号的量化编码。该方案采用了商用调制器，但设计复杂，波导延迟大。
2005年Johan Stigwall提出的“相移光量化”（PSOQ：Phase-Shifted OpticalQuantization）的方案（参考文献：Stigwall J,Galt S.Interferometricanalog-to-digital conversion scheme.Photonics Technology Letters,IEEE.2005;17(2):468-70.）。Stigwall在2005年最早提出的是一种基于空间干涉的移相光量化的方案。在空间M-Z干涉仪的一臂中放入一个相位调制器，待模数转换的模拟电信号通过该相位调制器来调制该路光脉冲的相位。在两臂干涉之后通过在不同的位置放置n个光电探测器来探测干涉后的光强。每相邻两个探测器的空间相移的差值为π/n，这样n个探测器测得的输出特性之间也就有了π/n的相移。此种方案中，采样光脉冲只需要通过一个相位调制器就可以完成对模拟电信号的采样，量化的精度取决于调制曲线的数目，从而避免了Taylor方案中最大的难题。然而Stigwall方案是基于自由空间光学引入相位差，相偏实现需要通过机械调节实现。其性能易受周围环境影响，长期工作稳定性差。而本发明是通过集成的双驱M-Z调制器实现，且相偏调节通过电压控制，稳定性高。吴庆伟等人提出了一种新的相移光模数转换方法（参考专利：吴庆伟，张洪明，姚敏玉，“基于非对称M-Z调制器的光模数转换器”，公开号CN101021666），该方法只使用了一个电光调制器和两个波长激光器，但是所用非对称M-Z调制器需要特殊设计，后续通过滤波编码处理部分较复杂。
此外，还有人提出了光谱编码的全光数模转换。基本思想是通过某种非线性效应将采样之后的光脉冲强度转换为光脉冲光谱上的某种变化，然后利用现在已经很成熟的波长处理器件对光谱上的变化进行处理，就可以实现量化编码。著名的方案是Chris Xu提出的基于孤子自频移的模数转换（参考文献：Xu C,Liu X.Photonic analog-to-digital converter using solitonself-frequency shift and interleaving spectral filters.Optics letters.2003;28(12):986-8.）。但非线性效应对采样光脉冲提出了很高要求，所以难以实现高的量化精度。
发明内容
本发明为了解决上述问题，提出一种基于双驱M-Z(Mach-Zender,马赫-曾德尔)型调制器的全光模数转换结构，该结构工艺易实现，结构灵活，采样和量化都在光域内实现，具有较高采样速率和比特精度。
本发明是一种基于双驱马赫-曾德尔型调制器的全光模数转换结构，如图1所示，它含有N个M-Z调制器4，每一个M-Z调制器的两臂各有一个调制电极5和6，通过1×N分路器，将N个M-Z调制器并接起来。待量化模拟电信号经过放大器11放大后以并联方式通过射频端口分别加到N个M-Z调制器的一臂中的调制电极5，然后调制到由激光器产生的采样光脉冲上，N个M-Z调制器的另一臂的电极6分别加适当的直流偏压；每一路中，M-Z调制器的输出经过一个光电探测器7，由光信号转变为电信号，再经过电子放大器8的放大被输入到比较器9中，比较器9的输出即为模拟电信号的量化结果。其特征是，N个M-Z调制器其中一臂的调制电极5长度相等，另一臂的调制电极6分别加相应的直流偏压。
相对于Taylor方案而言，本发明使用双驱M-Z型调制器，不需要特殊设计。在M-Z调制器的一臂加待转换模拟电信号，另一臂加直流电压改变相位差。使得每一个M-Z调制器的调制电极长度相等，从根本上克服了Taylor方案的弊端。
其中i路M-Z调制器的输出可以表示为：
Figure BDA00002087404100071
其中，Iin是输入光强度，
Figure BDA00002087404100072
是由加在电极5的模拟电信号引起的相位移动，是由加在电极6的直流电压Vbi引起的相位移动。Vπ1为电极5的半波电压（使光产生π相移所加的电压），Vπ2为电极6的半波电压。
在外加直流电压形成的电场作用下，晶体的折射率，光吸收光散射特性发生了变化，由此产生电光效应，对LiNbO3晶体来说，线性电光效应比二次电光效应显著的多，当LiNbO3晶体特定方向施加电场作用时，由于电光效应导致晶体折射率的改变，继而引起晶体中传输光波的额外相位变化。从而在一定的半波电压下，相移随所加直流电压线性变化。
为了得到统一的量化结果，输出的N路被调制光信号中，相邻两路之间因为所加直流电压而产生的相移差为：
Figure BDA00002087404100074
其中：N表示系统中M-Z型调制器的个数；在N路光路中，由直流偏置电压导致的任意相邻两路光信号之间的相移差都相等；相移量由加在电极6的直流电压决定。
所述的基于双驱马赫-曾德尔型调制器的全光模数转换结构的实现方法，包括以下步骤：
(1)将短脉冲激光源（1）产生的高重复率光脉冲输入一个1：N的分路器，NR=log2(2N)，其中NR为比特精度；
(2)采用的M-Z型调制器阵列其中一臂（5）的电极长度相等，且RF口连接到此臂以输入微波信号，另一臂（6）的电极长度理论上可以不相等，只要保证加合适的直流电压即可；
(3)在N路光中，任意相邻两路光之间的直流偏置点的偏移都相等。
本发明产生的不是Gray码，而是线性二进制编码，对于一个N通道的ADC，此方案的编码长度为2N，比特分辨率NR=log2(2N)（或者）。线性二进制码一个重要的优势是在每个值中只有一个比特数改变。当输入信号等于比较器的判决点时，这个性质可以减少错误输出的可能。
附图说明
图1是本发明的N个通道的一种基于双驱马赫-曾德尔型调制器的全光模数转换结构图。
图2是本发明的4通道的一种基于双驱马赫-曾德尔型调制器的全光模数转换结构图。
图3是4个调制器时的传输函数曲线。
图4是相对应的4个调制器时的比较器的输出图。
图5是相对应的4通道结构对输入相位的量化值。
具体实施方式
本发明所述的基于双驱马赫-曾德尔(Mach-Zender,M-Z)型调制器的全光模数转换结构设计时需要考虑M-Z干涉仪两臂中电极的半波电压，当输入模拟电信号的峰值是半波电压的两倍，即Vs(t)的峰值是Vπ1的两倍时，
Figure BDA00002087404100082
的变化范围正好为0到2π。通过精确控制加在另一臂的直流电压Vb可以实现相邻两路通道之间π/N的相位偏移，从而可以实现光模数转换。激光源可用锁模激光器产生，比较器阈值为探测器输出最大电信号的一半。如要实现NR比特精度，可用
Figure BDA00002087404100091
个M-Z调制器来实现。
本发明可使用商用双驱M-Z调制器。在M-Z调制器的一臂加待转换模拟电信号，另一臂加直流电压改变相位差。使得每一个M-Z调制器的调制电极长度相等。其中i路M-Z调制器的输出可以表示为：
Figure BDA00002087404100092
其中，Iin是输入光强度，是由加在电极5的模拟电信号引起的相位移动，
Figure BDA00002087404100094
是由加在电极6的直流电压Vbi引起的相位移动。Vπ1为电极5的半波电压（使光产生π相移所加的电压），Vπ2为电极6的半波电压。
在外加直流电压形成的电场作用下，晶体的折射率，光吸收光散射特性发生了变化，由此产生电光效应，对LiNbO3晶体来说，线性电光效应比二次电光效应显著的多，当LiNbO3晶体特定方向施加电场作用时，由于电光效应导致晶体折射率的改变，继而引起晶体中传输光波的额外相位变化。从而在一定的半波电压下，使相移随所加直流电压线性变化。
为了得到统一的量化结果，输出的N路被调制光信号中，相邻两路之间因为所加直流电压而产生的相移差为：
Figure BDA00002087404100095
其中：N表示系统中M-Z型调制器的个数；在N路光路中，由直流偏置电压导致的任意相邻两路光信号之间的相移差都相等；相移量由加在电极6的直流电压决定；
考虑一个N＝4，即4通道例子，如图2所示，
Figure BDA00002087404100101
设为π/4，相对应的4个调制器的传输函数如图3所示。为了简便，我们将量化阈值设为满电压的一半，大于它就为‘1’，小于它就为‘0’；相对应的比较器输出如图4；图5给出了4通道ADC对输入相位的量化值。
如图1所示，是本发明的N个通道的一种基于双驱马赫-曾德尔型调制器的全光模数转换结构图，其中，1是短脉冲激光器，2是1：N分路器，3是偏振控制器，4是马赫-曾德尔调制器，8和11是放大器，5是加模拟电信号的电极，6是加直流电压的电极，10是光纤，7是光电检测器，9是比较器。
如图2所示,是本发明当N=4时的基于双驱马赫-曾德尔型调制器的4通道全光模数转换结构图。
如图3所示,为4个调制器时的传输函数曲线，每个曲线间的相位差为π/4。这里阈值设为0.5，即满电压的一半。
如图4所示,为相对应的比较器的输出，当图3中的曲线幅度大于0.5时输出1，小于0.5时输出0。图形底部为相应的编码。可以看到，考虑4个调制器时，编码长度为8。即当有效码码位为N时，有效码个数为2N，无效码个数为2N-2N，输出为线性二进制码。
如图5所示,为相对应的4通道结构对输入相位的量化值。

Claims (10)

1.基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构，其特征在于，包含有短脉冲激光源（1），光分路器（2），通过光纤（10）连接偏振控制器（3），连接N个M-Z调制器（4）；每一个M-Z调制器的两臂各有一个调制电极（5）和（6），通过1×N分路器（2），将N个M-Z调制器并接起来；待量化模拟电信号经过放大器（11）放大后以并联方式通过射频端口分别加到N个M-Z调制器的一臂中的调制电极（5），从而调制到由短波脉冲激光源（1）产生的采样光脉冲上，N个M-Z调制器的另一臂的电极（6）分别加适当的直流偏压；每一路中，M-Z调制器的输出经过一个光电探测器（7），由光信号转变为电信号，再经过电子放大器（8）的放大被输入到比较器（9）中，比较器（9）的输出即为模拟电信号的量化结果。
2.根据权利要求1所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构,其特征在于，所用调制器其中一臂的调制电极（5）加待量化模拟信号，另一臂的调制电极（6）分别加相应的直流偏压；所述的N取整数，可以取数值4。
3.根据权利要求1所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构，其特征在于，短脉冲激光源（1）为具有高重复频率的短脉冲光源，用于对微波输入信号进行光采样，短脉冲光源可以基于光纤或半导体技术实现。
4.根据权利要求1所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构，其特征在于，所用双驱M-Z型调制器（4）以LiNbO3为衬底，加微波输入信号一臂的电极（5）长度相等，从而半波电压相等，而另一臂的电极（6）加直流电压以产生调制器传输信号的相偏。
5.根据权利要求1所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构，其特征在于，在双驱M-Z型调制器前加偏振控制器（3）使由分路器输出的激光的偏振方向与调制器支持的TE或者TM模方向一致。
6.基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构的实现方法，其特征在于包含以下步骤：
(1)将短脉冲激光源（1）产生的高重复率光脉冲输入一个1：N的分路器，NR=log2(2N)，其中NR为比特精度；
(2)采用的M-Z型调制器阵列其中一臂（5）的电极长度相等，通过RF端口加载待量化模拟信号，另一臂（6）的电极长度理论上可以不相等，只要保证加合适的直流电压即可；
(3)在N路光中，任意相邻两路光之间的直流偏置点的相位偏移相等。
7.根据权利要求6所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构的实现方法，其特征在于，第i路调制器的输出可以表示为：
Figure FDA00002087404000021
其中，Iin是输入光强度，
Figure FDA00002087404000022
是由加在电极（5）的模拟电信号Vs(t)引起的相移，
Figure FDA00002087404000023
是由加在电极（6）的直流电压Vbi引起的相移，Vπ1和Vπ2为电极（5）和（6）的半波电压，即，使光产生π相移所加的电压。
8.根据权利要求6或7所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构的实现方法，其特征在于，步骤（1）进一步包括：
在外加直流电压形成的电场作用下，晶体的折射率，光吸收光散射特性发生了变化，由此产生电光效应，当晶体特定方向施加电场作用时，由于电光效应导致晶体折射率的改变，继而引起晶体中传输光波的额外相位变化，从而在一定的半波电压下，使相移随所加直流电压线性变化。
9.根据权利要求6所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构的实现方法，其特征在于，所述的步骤（3）进一步包括：
为了得到统一的量化结果，输出的N路被调制光信号中，相邻两路之间因为所加直流电压而产生的相移差为：
Figure FDA00002087404000031
其中：N表示系统中M-Z型调制器的个数；在N路光路中，由直流偏置电压导致的任意相邻两路光信号之间的相移差都相等；相移量由加在电极（6）的直流电压决定。
10.根据权利要求6所述的基于双驱M-Z型调制器的全光模数转换结构的实现方法，其特征在于，所述的N取整数，可以取数值4。
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