CN100428043C - 基于非对称马赫-曾德型调制器的光模数转换器 - Google Patents

Abstract

基于非对称马赫-曾德型调制器的光模数转换器属于光模数转换器技术领域，其特征在于，用非对称M-Z调制器把待转换的电信号调制在输入的同步多波长光脉冲上，选择合适的两臂差ΔL和N个波长，可以使得在出射端每相邻两个波长之间的直流偏置点的偏移量均为π/N，被调制的多波长光脉冲再经过波分复用器分成时间上同步的N路光脉冲，通过光电探测器和比较器判决后，就可以得到N路数字信号输出。本发明能实现很高的调制带宽，而且通过精确控制非对称M-Z型调制器两臂的长度差，可以使相邻两路直流偏置点的偏移量得到精确控制，实现较高位数的模数转换，而且也易于实现。

Description

基于非对称马赫-曾德型调制器的光模数转换器

技术领域

本发明属于信息光电子技术领域，特别涉及光模数转换器。

背景技术

模数转换器(Analog-to-Digital Conversion)简称ADC，它是一种将模拟信号转换成相应数字信号的装置或者器件。

数字系统在稳定性、抗干扰能力、处理精度、集成度等方面与模拟系统相比具有明显的优势，正因为如此，这些年来数字技术取得了飞速的发展，它已经渗透到了各个技术领域。但是自然界中的大多数物理信号都是模拟的，人们不难想到把模拟信号先转换为数字信号，然后再用数字系统对转换后的信号进行处理和加工，作为数字和模拟系统接口的模数转换器便显得越来越重要。然而，由于电的模数转换器在很大程度上受到时钟精度和器件材料本身速度等因素的影响，它的发展并没有跟上数字处理技术的脚步。在诸如超宽带通信、相控阵雷达等先进系统中，电的模数转换越来越成为其发展的瓶颈。而光学系统本身就是超宽带的，而且目前利用激光锁模技术能够得到比现有的电采样系统低两个数量级的时钟抖动(参考文献P.W.Juodawlkis，J.C.Twichell，G.E.Betts，J.J.Hargreaves，R.D.Younger，J.L.Wasserman，F.J.O’Donnell，K.G.Ray，and R.C.Williamson，“Optically sampled analog-to-digital converters，”IEEE Trans.Microwave Theory and Tech.，vol.49，no.10，pp.1840-1853，Oct.2001)，因此，利用光学的手段进行模数转换便成了解决该瓶颈的一个有效手段。

根据采样和量化原理的不同，光模数转换器大致可以分为以下四类：

1、解复用型光ADC

这种类型的光ADC主要利用了光并行处理的能力，高重复频率的光脉冲对电信号进行采样，然后通过时分或者波分解复用的方式将光脉冲分成多路，分别进行电量化。

2、过采样光ADC

其原理与电过采样技术类似，用光脉冲进行采样，同时也存在着一个或者多个反馈回路。

3、时域展宽光ADC

该类型的光ADC首先利用高重复频率的光脉冲对待量化电信号进行采样，然后利用色散光纤将采样后的脉冲包络进行展宽，然后利用电ADC进行量化。

4、奈奎斯特光ADC

Taylor所提出的方案(参考文献H.F.Taylor，“An electro-optic analog-to-digital converter，”Proc.IEEE，vol.63，pp.1524-1525，Oct.1975)就属于这一类，这种类型光ADC的采样和量化都是在光域进行。

不难看出，前三类实际上量化过程都是在电域进行的，光只不过起到了辅助的作用，他们均不能从根本上解决电的瓶颈问题，而且这些方案实现起来相对比较复杂，不容易小型化。相比来说，在Taylor的模数转换方案中，量化就是在光域进行，而且很容易实现集成化，但是一方面该方案对所要转换的信号电压要求比较高，这样就对前面的电域处理提出了很高的要求，另一方面，如果要实现多位的模数转换，每增加一位，调制器的长度就要增加一倍，这样不仅调制器的制造比较困难，而且调制速率也会下降，限制了系统带宽。曾经有人提出在Taylor的方案中采用相同长度的调制器，通过在调制器上所加的信号电压翻倍来实现调制曲线周期的翻倍(参考专利：杨亚培，张谦述，戴基智，张晓霞，刘永智，“一种集成光学M-Z结构模数转换器”，公开号1635417)，但是这样对前面电信号的处理就提出了更高的要求，同时也大大限制了系统带宽，而且对调制器也提出了更高的要求。

2005年，瑞典人Johan Stigwall和Sheila Gak提出了一种不同于Taylor方案的基于相位调制的光模数转换方案(参考文献J.Stigwall and S.Galt，“Interferometric analog-to-digitalconversion scheme，”IEEE Photon.Technol.Lett.，vol.17，no.2，pp.468-470，Feb.2005.)。本方案给出了一个M-Z(Mach-Zehnder)型干涉仪，其中一臂加入相位调制器来实现待转换电信号对光脉冲的调制，被调制的光脉冲与另外一臂的光脉冲进行干涉，通过在不同的位置探测干涉后的光强来对电信号进行量化。其基本量化原理如图1所示，改变调制曲线的直流偏置点等效于平移调制曲线，通过合理地平移调制曲线就可以实现对电信号的量化，图1所示的情况是相邻两条曲线之间的直流偏置点相差π/3，可以看出，如果所加电压的峰峰值是调制器半波电压的两倍(即为该类型模数转换器的满度值)，那么通过将光脉冲的光强与阈值进行比较之后就可以量化出6个等级，而且模数转换后得到的二进制码相邻之间也只有一位发生变化，同样具有Gray码的优点。同样地，如果调制电压刚好是满度值，并且将两条相邻调制曲线之间的直流偏置之差调整为π/N，那么我们就可以得到2N个等级，对应于log₂(2N)个量化比特。虽然2N要小于N位的2进制数可以最多表示的2^N个等级，但是该模数转换方案相对Taylor方案来说实现起来要简单很多，而且可以实现更高的系统带宽，通过精确控制直流偏置点的偏移量，也可以实现高的转换比特数。

本发明就是在该理论的基础上设计了一种新型的光模数装换器。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于非对称马赫-曾德(Mach-Zehnder，简写为M-Z)型调制器的光模数转换器。

本发明含有非对称的M-Z型调制器、波分解复用器、光探测器阵列以及比较器阵列，其特征在于：非对称M-Z型调制器输入信号是同步多波长光脉冲输入和待转换且峰峰值等于该转换器满度值的模拟电信号，而输出是被调制的多波长脉冲输出，其中，在输出的N路光中每相邻两路之间的直流偏置点的偏移π/N按下式计算：

$\frac{\mathrm{\π}}{N}=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_1}{n}_{o,e}\left({\mathrm{\λ}}_1\right)\mathrm{\ΔL}-\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_2}{n}_{o,e}\left({\mathrm{\λ}}_2\right)\mathrm{\ΔL}$

其中：n_o，e(λ₁)、n_o，e(λ₂)分别为入射到该非对称M-Z型调制器且波长为λ₁、λ₂的两束o光或者e光的折射率，为已知值；ΔL为该非对称的M-Z型调制器的两臂的臂长差，为设定值；

在N路光中，任意相邻两路光之间的直流偏置点的偏移都相等；

波分解复用器输入是该非对称M-Z型调制器输出的被调制的多波长光脉冲输出，而输出是波长为λ₁，λ₂，…，λ_N-1，λ_N的N路平行的光脉冲输出；

光电探测器阵列输入为波分解复用器输出的N路平行的光脉冲；

比较器阵列输入是该光电探测器的N路电平信号，输出为经过该比较器阵列设定的判决电平判定的N路数字电信号。

本发明的核心是用非对称的M-Z型调制器对多波长脉冲进行调制。所设计的非对称M-Z型调制器与目前常用的对称型调制器相比，在实现上并不会增加任何的困难，电极只是根据需要进行稍微的改动，可以利用现有的所有电极结构。而且对调制器的调制带宽和半波电压也基本不会有什么影响，可以实现很高的调制带宽，同时两臂的长度差可以控制到±0.5μm的精度，这样可以使直流偏置点的偏移量得到精确控制，可以实现较高位数的模数转换。

附图说明

图1是本发明所利用的基本模数转换原理，图中的三条调制曲线之间有π/3的直流偏置点的偏移，如果所加的电信号峰峰值为满度值(调制器半波电压的两倍)，经过判决之后就可以得到6个数字量化等级。

图2是本发明的原理框图。1为非对称M-Z型调制器，2为波分解复用器，3为光探测器阵列，5为光探测器，4为比较器阵列，6为比较器。

图3是常用M-Z型调制器的结构图。7为马赫-曾德光波导，8为行波电极，9为偏置电极，10为电光LiNbO₃衬底，11为输入光纤，12为输出光纤。

图4是四种常用M-Z型调制器的电极结构图。其中(a)为Z-切不对称条状线，(b)为Z-切共平面波导，(c)为X-切不对称条状线，(d)为X-切共平面波导，13为电极。

图5是非对称M-Z型调制器结构图，图中的对称臂和非对称臂之间存在一定的长度差ΔL。其中13为电极，14为马赫-曾德光波导，15为对称臂，16为非对称臂。该结构采用了X-切共平面波导的电极设计。除此之外，还可以采用其他类型的电极结构。

图6是直流偏置点的相对偏移量与波长的关系曲线，其中虚线为e光，实线为o光，起止波长为1520nm和1580nm。

具体实施方式

本发明的框图如图2所示，通过一种非对称的M-Z型调制器1将待转换电信号(该电信号需要进行电处理，使得峰峰值等于该转换器的满度值)调制在多波长脉冲上，这里需要说明的是不同波长的脉冲之间需要在时间上同步。被调制后的多波长脉冲通过与这些波长对应的波分复用器2被分成多路，每路都有光探测器5来探测该路的光脉冲，光探测器5的输出信号进入比较器6与事先设定的判决电平进行比较得到二进制的数字信号0或者1，多路组合在一起就得到了与模拟信号对应的数字编码信号输出，从而实现了模数转换。

本发明利用非对称的M-Z型调制器对不同波长的光脉冲实现调制曲线直流偏置点的移动，通过精确设计非对称的M-Z型调制器和适当选择所用的多个波长可以实现相邻两路波长之间π/N的偏移，从而可以实现光模数转换。

常用的M-Z型调制器两臂是完全对称的，图3所示的就是一种M-Z型调制器的结构示意图。目前商用的M-Z型调制器有多种电极结构，图4所示的是四种常用的电极结构。

本发明所利用的非对称M-Z型调制器是指调制的两臂长度并不完全相等的M-Z型调制器。一种可能的结构如图5所示，为方便起见，图中没有画出对称结构时的电极。从图中可以看出，对称臂15的长度L₁和非对称臂16的长度L₂之间存在差值ΔL＝L₁-L₂。调制器所用的LiNbO₃波导对不同波长的折射率满足Sellmeier方程：

$n_o^2\left(\mathrm{\λ}\right)=4.9048+\frac{0.11768}{{\mathrm{\λ}}^2-0.04750}-0.027169{\mathrm{\λ}}^2---\left(1\right)$

$n_e^2\left(\mathrm{\λ}\right)=4.5820+\frac{0.099169}{{\mathrm{\λ}}^2-0.04443}-0.021950{\mathrm{\λ}}^2---\left(2\right)$

式中的n_o和n_e分别代表o光和e光的折射率，波长λ的单位是μm。

假设有两束波长分别为λ₁和λ₂波长的光入射到两臂长度差为ΔL的非对称M-Z型行波调制器中，这两个波长的光以o光在调制器中传播。当光在出射端干涉时，如果没有微波信号调制，则λ₁和λ₂的光两臂间的相位差分别为：

这两个相位差之间的差值为：

假设λ₁＝1545nm，λ₂＝1545.8nm，ΔL＝40μm，计算可得

则当有微波信号调制时，就相当于λ₁和λ₂的调制曲线的直流偏置点之间有π/16的偏移。

图6所示为ΔL＝40μm时波长为λ的光的直流偏置点相对于初始波长λ₀(图中为1520nm)的直流偏置点的偏移量，即

其中，实线代表o光，虚线代表e光。从图中可以看出，该偏移量具有很好的线性度，有利于波长的选择和非对称M-Z型调制器的设计。

我们可以适当选择多个波长λ₁，λ₂，λ₃，…，λ_N，适当设计非对称M-Z型调制器的两臂长度差ΔL，使得：

这样就实现了这N路光每相邻两路之间的直流偏置点有π/N的偏移。这N个波长的光通过解复用器分成λ₁，λ₂，λ₃，…，λ_N这N路，每路由探测器探测并由比较器进行判决得到各自的数字信号b₁，b₂，b₃，…，b_N，这样N路输出就组成了输入模拟信号对应的数字编码信号。

具体实施方法如下：

首先，通过计算得到合适的波长λ₁，λ₂，λ₃，…，λ_N和两臂长度差。假设要利用该发明实现一个有效比特位为5模数转换器，则N＝2⁵/2＝16，说明需要十六个波长，首先粗略计算可得当ΔL＝41μm时波长的间隔为0.8nm，与DWDM通信用波长间隔相等，选用初始波长为DWDM标准波长1520.25nm，则计算可得：

λ₁＝1520.25nm，λ₂＝1521.03nm，λ₃＝1521.03nm，λ₄＝1521.80nm，

λ₅＝1523.35nm，λ₆＝1524.13nm，λ₇＝1524.91nm，λ₈＝1525.69nm，

λ₉＝1526.47nm，λ₁₀＝1527.25nm，λ₁₁＝1528.03nm，λ₁₂＝1528.82nm，

λ₁₃＝1529.60nm，λ₁₄＝1530.39nm，λ₁₅＝1531.17nm，λ₁₆＝1531.96nm

这些波长与DWDM通信标准波长吻合的非常好，便于激光器的选择。

通过电处理方式将待模数转换的电信号的峰峰值调整为非对称M-Z调制器半波电压的两倍(即满度值)，然后将处理后的电信号通过该调制器调制在已经时间同步的多波长脉冲上，然后通过与这些波长对应的波分解复用器将他们分成16路，依次为λ₁，λ₂，λ₃，…，λ₁₆，然后将光探测器探测到的信号输入到比较器，比较器的判决电平为每路最大输出电平的1/2，通过比较器之后得到的数字信号为b₁ b₂ b₃…b₁₆，便是对原电信号进行有效比特位为5的模数转换结果。

Claims (1)

1、基于非对称马赫-曾德型调制器的光模数转换器，其特征在于含有：非对称的M-Z型调制器、波分解复用器、光探测器阵列以及比较器阵列，其中：

非对称M-Z型调制器输入信号是同步多波长光脉冲输入和待转换且峰峰值等于该转换器满度值的模拟电信号，而输出是被调制的多波长脉冲输出，其中，在输出的N路光中每相邻两路之间的直流偏置点的偏移π/N按下式计算：

$\frac{\mathrm{\π}}{N}=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_1}{n}_{o,e}\left({\mathrm{\λ}}_1\right)\mathrm{\ΔL}-\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_2}{n}_{o,e}\left({\mathrm{\λ}}_2\right)\mathrm{\ΔL}$

其中：n_o，e(λ₁)、n_o，e(λ₂)分别为入射到该非对称M-Z型调制器且波长为λ₁、λ₂的两束o光或者e光的折射率，为已知值；ΔL为该非对称的M-Z型调制器的两臂的臂长差，为设定值；

在N路光中，任意相邻两路光之间的直流偏置点的偏移都相等；

波分解复用器输入是该非对称M-Z型调制器输出的被调制的多波长光脉冲输出，而输出是波长为λ₁，λ₂，…，λ_N-1，λ_N的N路平行的光脉冲输出；

光电探测器阵列输入为波分解复用器输出的N路平行的光脉冲；

比较器阵列输入是该光电探测器的N路电平信号，输出为经过该比较器阵列设定的判决电平判定的N路数字电信号。

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