JP4590760B2

JP4590760B2 - Brushless DC motor control method and apparatus

Info

Publication number: JP4590760B2
Application number: JP2001073837A
Authority: JP
Inventors: 浩伸溝部; 智勇谷口; 澄和松野
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2001-03-15
Filing date: 2001-03-15
Publication date: 2010-12-01
Anticipated expiration: 2021-03-15
Also published as: JP2002272158A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、マイコンを用いてインバータを制御し、インバータの出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給するようにしたブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ブラシレスＤＣモータをインバータを用いて駆動するに当たって、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置に対してインバータ出力電圧の通電位相と出力電圧を設定してブラシレスＤＣモータの効率・速度制御を行うために、例えば、図６に示す構成のブラシレスＤＣモータ制御装置が採用されている。
【０００３】
図６に示すブラシレスＤＣモータ制御装置においては、インバータ２２の３相出力電圧とモータ２１の固定子巻線の中性点電圧とに基づいて位置検出器２３によって回転子の回転位置を示す位置信号を生成し、位置検出信号をレベル検出器２４に供給して位置信号のレベルを示すレベル検出信号を生成し、位置信号およびレベル検出信号をインバータ制御用のマイコン２０に供給してインバータ制御信号を生成し、インバータ制御信号をドライブ回路３２を通してインバータ２２に供給している。
【０００４】
前記マイコン２０においては、▲１▼レベル検出信号に基づいてインバータ２２の出力電圧振幅を制御して効率制御を達成すべく出力電圧振幅指令を生成するとともに、位置信号の周期を測定して速度を算出し、インバータ２２の出力電圧通電位相を制御して速度制御を達成すべく出力電圧通電位相指令を生成し、または、▲２▼レベル検出信号に基づいてインバータ２２の出力電圧通電位相を制御して効率制御を達成すべく出力電圧通電位相指令を生成するとともに、位置信号の周期を測定して速度を算出し、インバータ２２の出力電圧振幅を制御して速度制御を達成すべく出力電圧振幅指令を生成する。▲１▼▲２▼は任意に選択することが可能であるが、回転数、モータ負荷状態、運転状況などに応じて切り替えてもよい。
【０００５】
そして、上記の何れかの制御演算により得られた出力電圧通電位相指令および出力電圧振幅指令を基にＰＷＭ（パルス幅変調）波形を逐次演算し、インバータ２２のスイッチング素子を駆動するためにインバータ制御信号（ゲート波形制御信号）をドライブ回路３２に出力する。
【０００６】
そして、上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を空気調和機用の圧縮機を駆動するために採用した場合には、圧縮機の運転範囲は例えば、図５に示すようになり、インバータの出力電圧が飽和していない領域では、ブラシレスＤＣモータの効率・速度制御を行うことができる反面、インバータの出力電圧が飽和した領域では電圧制御を行うことができないため、位相のみを制御する弱め磁束制御（例えば、図７中の弱め磁束制御領域参照）を行う。また、インバータ出力電圧の電圧利用率に制限を設けることで弱め磁束制御領域を運転に支障がない範囲で自由に変更することができる。
【０００７】
この弱め磁束領域では位相による速度制御を行っており、電圧位相に回転数、負荷などに応じた制限を持たせることによって図７中に太線で示す位相制限ラインよりも外の領域で運転しないようにする場合がある。このように位相制限を持たせれば、ある回転数で負荷が上昇した場合に、図８中に太線で示すように、速度を垂下させ、運転を継続することができる。
【０００８】
また、上述のように位相制限を行う理由としては、例えば、
▲１▼ブラシレスＤＣモータの回転子に装着された永久磁石を減磁から保護するべく電流制限を持たせるため、
▲２▼インバータ主回路に使用されるスイッチング素子を保護すべく電流制限を持たせるため、
▲３▼上記のブラシレスＤＣモータ制御装置が採用されたシステム側の要求により、所定の負荷よりも重い負荷で運転させないため、
などが例示できる。
【０００９】
さらに、インバータ出力電圧位相制限値は、例えば、図９に示すようにモータ回転数の関数になっている。ここで、インバータ出力電圧位相は、図１０に示すように、モータ逆起電圧に対するインバータ出力電圧の位相δである。
【００１０】
そして、マイコン２０の構成として、例えば、図１１に示すように、位置信号を入力として速度を演算する速度演算部２６と、速度指令と演算された速度との差分を入力としてＰＩ制御演算を行ってインバータ出力電圧位相を出力するＰＩ制御部２８と、インバータ出力電圧位相および演算された速度を入力として位相制限処理を行う位相制限部３０と、レベル検出信号を入力として電圧振幅演算を行って電圧振幅指令を出力する電圧振幅演算部２７と、位相制限処理後のインバータ出力電圧位相および電圧振幅指令を入力として波形演算を行ってゲートドライブ信号を出力する波形演算部３１とを有する構成が採用されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、マイコン２０の波形演算部３１のハードウエアなどの制約を受けて、図１２、図１０に示すように、位相遅れΔαを生じてしまう。さらに説明する。
【００１２】
対象三角波比較方式を採用して波形出力を行う場合において、図１２に示すように、例えばキャリアの山の部分で波形出力演算を実行した場合には、次のキャリアで波形出力が行われる。このため、位相遅れΔαが生じることになる。もちろん、この位相遅れΔαはキャリア周期に依存して変化する。
【００１３】
また、図１０中に計算上のインバータ出力電圧をも示すように、モータ逆起電圧に対する計算上のインバータ出力電圧の位相αは、モータ逆起電圧に対する実際のインバータ出力電圧の位相δよりもΔαだけ大きい値になる。ここで、Δαの計算例は、例えば、表１に示すとおりである。
【００１４】
【表１】

【００１５】
表１からも分かるように、Δαはキャリア周波数に依存して変化する。
【００１６】
また、キャリア周波数を小さくすれば、効率がよい反面、音が大きくなり、キャリア周波数を大きくすれば、音が小さい反面、効率が悪くなる。さらに、キャリア周波数が機械系の共振周波数と等しければ、大きな騒音が発生する。したがって、これらを考慮してキャリア周波数を設定することが好ましい。
【００１７】
これらの結果、運転中にキャリア周波数を変更したい場合に、下記の不都合が生じる。
（１）瞬時にキャリア周波数を変更する場合：
Δαが大きく変化するため、制御系に大きな外乱を与えてしまう。
【００１８】
キャリア周波数の変更時に不安定な動作を招いてしまう。
【００１９】
インバータ出力電圧位相の変化量が大きすぎる場合には、ブラシレスＤＣモータの停止を引き起こしてしまう。
（２）キャリア周波数を徐々に変更する場合：
現在のキャリア周波数から目標キャリア周波数へ移行するまでに長い時間がかかる。
【００２０】
１回のキャリア周波数変更量を適正な値にしなければ不安定な動作を招いてしまう。
（３）インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値に達した場合のモータ電流、負荷がキャリア周波数に依存して変化する。
【００２１】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、運転中に不安定な動作、停止を伴うことなくキャリア周波数を変更することができるブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、マイコンのキャリア周波数に基づいてインバータ出力電圧位相の位相遅れを補正する方法である。
【００２３】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、マイコンのキャリア周波数が変化したことに応答して、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相を補正する方法である。
【００２４】
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御方法は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相もしくはインバータ出力電圧位相制限値とに基づいてインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、インバータ出力電圧位相制限値に基づく位相制限処理が行われることに応答して、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値に達したときのモータ電流もしくは負荷をキャリア周波数に拘わらず一定にすべく、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相制限値を補正する方法である。
【００２５】
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するものであって、マイコンのキャリア周波数に基づいてインバータ出力電圧位相の位相遅れを補正する位相補正手段を含むものである。
【００２６】
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するものであって、マイコンのキャリア周波数が変化したことに応答して、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相を補正する位相補正手段を含むものである。
【００２７】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相もしくはインバータ出力電圧位相制限値とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するものであって、インバータ出力電圧位相制限値に基づく位相制限処理が行われることに応答して、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値に達したときのモータ電流もしくは負荷をキャリア周波数に拘わらず一定にすべく、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相制限値を補正する位相補正手段を含むものである。
【００２８】
【作用】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、マイコンのキャリア周波数に基づいてインバータ出力電圧位相の位相遅れを補正するのであるから、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００２９】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、マイコンのキャリア周波数が変化したことに応答して、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相を補正するのであるから、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００３０】
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相もしくはインバータ出力電圧位相制限値とに基づいてインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、インバータ出力電圧位相制限値に基づく位相制限処理が行われることに応答して、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値に達したときのモータ電流もしくは負荷をキャリア周波数に拘わらず一定にすべく、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相制限値を補正するのであるから、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相制限値の補正により、モータ電流、負荷を一定にした状態でブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、位相制限処理時に、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００３１】
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、位相補正手段により、マイコンのキャリア周波数に基づいてインバータ出力電圧位相の位相遅れを補正することができる。
【００３２】
したがって、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００３３】
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、位相補正手段により、マイコンのキャリア周波数が変化したことに応答して、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相を補正することができる。
【００３４】
したがって、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００３５】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子磁極位置を検出し、磁極位置検出信号に基づいてインバータ出力電圧および回転子磁極位置に対するインバータ出力電圧位相を算出し、算出されたインバータ出力電圧と、インバータ出力電圧位相もしくはインバータ出力電圧位相制限値とに基づいてマイコンによりインバータを制御し、インバータ出力電圧をブラシレスＤＣモータに供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、位相補正手段により、インバータ出力電圧位相制限値に基づく位相制限処理が行われることに応答して、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値に達したときのモータ電流もしくは負荷をキャリア周波数に拘わらず一定にすべく、キャリア周波数の変化量に基づいてインバータ出力電圧位相制限値を補正することができる。
【００３６】
したがって、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相制限値の補正により、モータ電流、負荷を一定にした状態でブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。この結果、位相制限処理時に、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００３８】
図１はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【００３９】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータ１の固定子巻線に３相交流電圧を供給するインバータ主回路２と、インバータ主回路２の３相出力電圧とブラシレスＤＣモータ１の固定子巻線の中性点電圧とに基づいて回転子の回転位置を示す位置信号を生成する位置検出部３と、位置検出信号を入力として位置信号のレベルを示すレベル検出信号を生成するレベル検出部４と、位置信号の周期を検出することにより速度（回転数）ｆを演算する速度演算部５と、レベル検出信号を入力として電圧振幅演算処理を行い電圧振幅指令Ｖを出力する電圧振幅演算部６と、速度指令ｆ＊と演算された速度ｆとの差分を入力としてＰＩ制御演算を行って真の電圧位相（実際のインバータ出力電圧のモータ逆起電圧に対する位相遅れ）δを出力するＰＩ制御部７と、演算された速度ｆとキャリア周波数ｆｃとを入力として、計算上のインバータ出力電圧の実際のインバータ出力電圧に対する位相遅れΔαを出力するΔα演算部８と、真の電圧位相δと位相遅れΔαとを加算してインバータ出力電圧位相αを出力する加算部９と、インバータ出力電圧位相αおよび演算された速度ｆを入力として、インバータ出力電圧位相が位相制限値を越えないようにインバータ出力電圧位相制限処理を行う位相制限処理部１０と、位相制限処理部１０から出力されたインバータ出力電圧位相および電圧振幅指令Ｖを入力として波形演算処理を行ってインバータ制御信号（ゲート波形制御信号）を出力し、図示しないドライブ回路を通してインバータ主回路２に供給する波形演算部１１とを有している。
【００４０】
前記Δα演算部８の処理は次のとおりである。
【００４１】
キャリア周波数をｆｃ、キャリア周期をＴｃとすれば、Ｔｃ＝１／ｆｃとなる。そして、図１２に示すように、キャリア周波数１周期分遅れて波形に反映されるので、遅れ時間Ｔｄｅｌｔａはキャリア周期Ｔｃと等しい。例えば、キャリア周波数ｆｃが５ｋＨｚの場合、キャリア周期Ｔｃは２００μｓｅｃとなり、遅れ時間Ｔｄｅｌｔａも２００μｓｅｃとなる。
【００４２】
また、計算上の位相αと実際の位相δとの差である位相遅れΔαは回転数により異なる。
【００４３】
４極のモータを運転する場合、インバータ周波数ｆｉｎｖとモータ回転周波数ｆｍｏｔとの関係はｆｉｎｖ＝ｆｍｏｔ＊２となる。具体的には、回転数が２０ｒｐｓの場合インバータ周波数は４０Ｈｚとなり、その周期Ｔｉｎｖは２５ｍｓｅｃである。したがって、位相遅れΔαは、Δα＝３６０ｄｅｇ＊２００μｓｅｃ／２５ｍｓｅｃ＝２．８８ｄｅｇとなる。同様に回転数が１００ｒｐｓの場合には、位相遅れΔαは、Δα＝３６０ｄｅｇ＊２００μｓｅｃ／５ｍｓｅｃ＝１４．４ｄｅｇとなる。
【００４４】
すなわち、Δα＝３６０×ｆｉｎｖ／ｆｃの演算を行うことにより位相遅れΔαを算出することができる。
【００４５】
前記位相制限処理部１０は、速度ｆに基づいて定まるインバータ出力電圧位相制限値を基準とし、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値を越える場合にはインバータ出力電圧位相制限値を出力し、インバータ出力電圧位相がインバータ出力電圧位相制限値を越えない場合にはインバータ出力電圧位相をそのまま出力するものである。
【００４６】
なお、速度演算部５、電圧振幅演算部６、ＰＩ制御部７、Δα演算部８、加算部９、位相制限処理部１０、および波形演算部１１の処理はマイコン１２により行われる。
【００４７】
この実施態様を採用した場合には、位相遅れΔαを常に補正することができ、キャリア周波数変更時に位相遅れ、位相進みを発生させないようにすることができる。
【００４８】
この結果、効率、騒音を考慮して最適なキャリア周波数を選択することができ、しかもブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができる。
【００４９】
図２はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御方法の一実施態様の要部であるインバータ出力電圧位相を補正する処理の一例を説明するフローチャートである。
【００５０】
ステップＳＰ１において、キャリア周波数を変更するか否かを判定し、キャリア周波数を変更すると判定された場合には、ステップＳＰ２において、変更前のキャリア周波数ｆｃ１から変更前の位相遅れΔα１を算出し、ステップＳＰ３において、変更後のキャリア周波数ｆｃ２から変更後の位相遅れΔα２を算出し、ステップＳＰ４において、α＝α−Δα１＋Δα２の演算を行ってインバータ出力電圧位相αを算出し、そのまま一連の処理を終了する。
【００５１】
逆に、ステップＳＰ１においてキャリア周波数を変更しないと判定された場合には、そのまま一連の処理を終了する。
【００５２】
したがって、位相遅れΔαの変化量（＝Δα２−Δα１）に基づいてインバータ出力電圧位相αを補正することができる。
【００５３】
図３はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【００５４】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図１のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、Δα演算部８および加算部９に代えて、ＰＩ制御部７から出力される計算上の位相α、実速度ｆ、およびキャリア周波数ｆｃを入力として位相遅れΔαの補正を行うΔα補正処理部１３を設けた点のみである。
【００５５】
このΔα補正処理部１３の作用は、図２のフローチャートの処理と同様である。
【００５６】
したがって、上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、位相遅れΔαの変化量（＝Δα２−Δα１）に基づいてインバータ出力電圧位相αを補正することができる。
【００５７】
図４はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御方法の他の実施対応の要部であるインバータ出力先圧位相制限値の補正処理の一例を説明するフローチャートである。
【００５８】
ステップＳＰ１において、キャリア周波数を変更するか否かを判定し、キャリア周波数を変更すると判定された場合には、ステップＳＰ２において、変更前のキャリア周波数ｆｃ１から変更前の位相遅れΔα１を算出し、ステップＳＰ３おいて、変更後のキャリア周波数ｆｃ２から変更後の位相遅れΔα２を算出し、ステップＳＰ４において、αｌｉｍ２＝αｌｉｍ１−Δα１＋Δα２の演算を行って変更後のインバータ出力電圧位相制限値αｌｉｍ２を算出し、そのまま一連の処理を終了する。なお、αｌｉｍ１は変更前のインバータ出力電圧位相制限値である。
【００５９】
逆に、ステップＳＰ１においてキャリア周波数を変更しないと判定された場合には、そのまま一連の処理を終了する。
【００６０】
したがって、位相遅れΔαの変化量（＝Δα２−Δα１）に基づいてインバータ出力電圧位相制限値αｌｉｍを補正することができる。
【００６１】
図５はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【００６２】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図１のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、Δα演算部８および加算部９を省略してＰＩ制御部７からの計算上の位相αを直接に位相制限処理部１０に供給した点、および実速度ｆとキャリア周波数ｆｃとを入力として位相制限値補正処理を行ってインバータ出力電圧位相制限値を補正し、補正されたインバータ出力電圧位相制限値を位相制限処理部１０に供給する位相制限値補正処理部１４を設けた点のみである。
【００６３】
この位相制限値補正処理部１４の作用は図４のフローチャートの処理と同様である。
【００６４】
したがって、位相遅れΔαの変化量（＝Δα２−Δα１）に基づいてインバータ出力電圧位相制限値αｌｉｍを補正することができる
【００６５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【００６６】
請求項２の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【００６７】
請求項３の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相制限値の補正により、モータ電流、負荷を一定にした状態でブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、位相制限処理時に、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【００６８】
請求項４の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【００６９】
請求項５の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相の位相遅れを大幅に抑制し、ブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【００７０】
請求項６の発明は、キャリア周波数変更時におけるインバータ出力電圧位相制限値の補正により、モータ電流、負荷を一定にした状態でブラシレスＤＣモータを安定に運転し続けることができ、ひいては、位相制限処理時に、動作不安定を招くことなく、任意のキャリア周波数を選択することができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図２】この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法の一実施態様の要部であるインバータ出力電圧位相を補正する処理の一例を説明するフローチャートである。
【図３】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図４】この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法の他の実施対応の要部であるインバータ出力先圧位相制限値の補正処理の一例を説明するフローチャートである。
【図５】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】従来のブラシレスＤＣモータ制御装置の構成を示す概略図である。
【図７】空気調和機用圧縮機の運転範囲、位相制限ライン、および弱め磁束制御領域の一例を示す図である。
【図８】速度垂下時の運転軌跡を説明する図である。
【図９】インバータ出力電圧位相制限値と回転数との関係の一例を説明する図である。
【図１０】計算上のインバータ出力電圧と実際のインバータ出力電圧とモータ逆起電圧との位相関係の一例を説明する図である。
【図１１】マイコンの内部構成を詳細に示す従来のブラシレスＤＣモータ制御装置のブロック図である。
【図１２】マイコンによる位相遅れを説明する図である。
【符号の説明】
１ブラシレスＤＣモータ２インバータ主回路
８ Δα演算部９加算部
１３ Δα補正処理部１４位相制限値補正処理部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless DC motor control method and apparatus, and more specifically, a brushless DC motor control method and apparatus for controlling an inverter using a microcomputer and supplying an output voltage of the inverter to the brushless DC motor. About.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, when driving a brushless DC motor using an inverter, to control the efficiency and speed of the brushless DC motor by setting the energization phase and output voltage of the inverter output voltage with respect to the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor. For example, a brushless DC motor control device having the configuration shown in FIG. 6 is employed.
[0003]
In the brushless DC motor control device shown in FIG. 6, a position signal indicating the rotational position of the rotor by the position detector 23 based on the three-phase output voltage of the inverter 22 and the neutral point voltage of the stator winding of the motor 21. The position detection signal is supplied to the level detector 24 to generate a level detection signal indicating the level of the position signal, and the position signal and the level detection signal are supplied to the microcomputer 20 for controlling the inverter. The inverter control signal is generated and supplied to the inverter 22 through the drive circuit 32.
[0004]
The microcomputer 20 generates an output voltage amplitude command to achieve the efficiency control by controlling the output voltage amplitude of the inverter 22 based on the level detection signal, and measures the speed by measuring the period of the position signal. Calculate and generate an output voltage energization phase command to achieve speed control by controlling the output voltage energization phase of the inverter 22, or (2) control the output voltage energization phase of the inverter 22 based on the level detection signal The output voltage energization phase command is generated to achieve the efficiency control, the speed of the position signal is measured to calculate the speed, and the output voltage amplitude of the inverter 22 is controlled to achieve the speed control. Is generated. Although (1) and (2) can be arbitrarily selected, they may be switched according to the rotational speed, the motor load state, the operating condition, and the like.
[0005]
Then, a PWM (pulse width modulation) waveform is sequentially calculated based on the output voltage energization phase command and the output voltage amplitude command obtained by any of the above control calculations, and inverter control is performed to drive the switching element of the inverter 22. A signal (gate waveform control signal) is output to the drive circuit 32.
[0006]
When the brushless DC motor control device having the above configuration is adopted to drive a compressor for an air conditioner, the operating range of the compressor is, for example, as shown in FIG. While the efficiency and speed control of the brushless DC motor can be performed in the region where the voltage is not saturated, the voltage control cannot be performed in the region where the output voltage of the inverter is saturated. For example, the weak magnetic flux control region in FIG. 7 is performed. Further, by setting a limit on the voltage utilization rate of the inverter output voltage, the flux-weakening control region can be freely changed within a range that does not hinder the operation.
[0007]
In this weak magnetic flux region, speed control is performed by phase, and by restricting the voltage phase according to the number of rotations, load, etc., operation is not performed in a region outside the phase limit line indicated by the bold line in FIG. It may be. By providing the phase limit in this way, when the load increases at a certain rotational speed, the speed can be lowered and the operation can be continued as shown by the thick line in FIG.
[0008]
In addition, as a reason for performing the phase limitation as described above, for example,
(1) In order to provide a current limit to protect the permanent magnet mounted on the rotor of the brushless DC motor from demagnetization,
(2) To have a current limit to protect the switching elements used in the inverter main circuit,
(3) In order to prevent operation at a load heavier than a predetermined load due to a request from the system side where the above brushless DC motor control device is adopted,
Etc. can be exemplified.
[0009]
Furthermore, the inverter output voltage phase limit value is a function of the motor speed as shown in FIG. 9, for example. Here, as shown in FIG. 10, the inverter output voltage phase is a phase δ of the inverter output voltage with respect to the motor back electromotive voltage.
[0010]
As the configuration of the microcomputer 20, for example, as shown in FIG. 11, the speed calculation unit 26 that calculates the speed by inputting the position signal and the PI control calculation by inputting the difference between the speed command and the calculated speed are performed. A PI control unit 28 for outputting the inverter output voltage phase, a phase limiting unit 30 for performing the phase limiting process with the inverter output voltage phase and the calculated speed as inputs, and performing a voltage amplitude calculation with the level detection signal as input. A configuration is adopted that includes a voltage amplitude calculation unit 27 that outputs an amplitude command, and a waveform calculation unit 31 that performs waveform calculation by inputting the inverter output voltage phase and the voltage amplitude command after the phase limiting process and outputs a gate drive signal. ing.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
When the brushless DC motor control device having the above configuration is adopted, the phase delay Δα is generated as shown in FIG. 12 and FIG. 10 due to restrictions of the hardware of the waveform calculation unit 31 of the microcomputer 20. . Further explanation will be given.
[0012]
When waveform output is performed using the target triangular wave comparison method, as shown in FIG. 12, for example, when waveform output calculation is executed at the peak of a carrier, waveform output is performed at the next carrier. For this reason, a phase delay Δα occurs. Of course, this phase delay Δα varies depending on the carrier period.
[0013]
Further, as also shown in FIG. 10, the calculated inverter output voltage relative to the motor back electromotive voltage has a phase α of the calculated inverter output voltage that is greater than the phase δ of the actual inverter output voltage relative to the motor back electromotive voltage by Δα. Only a large value. Here, a calculation example of Δα is as shown in Table 1, for example.
[0014]
[Table 1]

[0015]
As can be seen from Table 1, Δα varies depending on the carrier frequency.
[0016]
Further, if the carrier frequency is decreased, the efficiency is improved, but the sound is increased. If the carrier frequency is increased, the sound is decreased, but the efficiency is decreased. Furthermore, if the carrier frequency is equal to the resonance frequency of the mechanical system, a large noise is generated. Therefore, it is preferable to set the carrier frequency in consideration of these.
[0017]
As a result, the following inconvenience occurs when it is desired to change the carrier frequency during operation.
(1) When changing the carrier frequency instantaneously:
Since Δα changes greatly, a large disturbance is given to the control system.
[0018]
When the carrier frequency is changed, an unstable operation is caused.
[0019]
If the change amount of the inverter output voltage phase is too large, the brushless DC motor is stopped.
(2) When gradually changing the carrier frequency:
It takes a long time to shift from the current carrier frequency to the target carrier frequency.
[0020]
If the carrier frequency change amount at one time is not set to an appropriate value, an unstable operation is caused.
(3) The motor current and load when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value vary depending on the carrier frequency.
[0021]
OBJECT OF THE INVENTION
The present invention has been made in view of the above problems, and provides a brushless DC motor control method and apparatus capable of changing the carrier frequency without causing unstable operation and stoppage during operation. It is aimed.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
According to the brushless DC motor control method of the first aspect, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. When the inverter is controlled by a microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor, the inverter output voltage phase is controlled based on the carrier frequency of the microcomputer. This is a method for correcting the phase lag.
[0023]
According to the brushless DC motor control method of claim 2, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. In response to the change in the carrier frequency of the microcomputer, the inverter is controlled by the microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. Thus, the inverter output voltage phase is corrected based on the change amount of the carrier frequency.
[0024]
According to the brushless DC motor control method of the third aspect, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. When the inverter is controlled based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase or the inverter output voltage phase limit value, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor, the inverter output voltage phase limit value The amount of change in the carrier frequency in order to keep the motor current or load constant regardless of the carrier frequency when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value in response to the phase limit processing based on Based on inverter output voltage phase limit It is a method to correct for.
[0025]
The brushless DC motor control device according to claim 4 detects the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor, calculates the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position based on the magnetic pole position detection signal, and is calculated The inverter is controlled by a microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. The inverter is based on the carrier frequency of the microcomputer. Phase correction means for correcting the phase delay of the output voltage phase is included.
[0026]
The brushless DC motor control device according to claim 5 detects the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor, and calculates the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position based on the magnetic pole position detection signal. The inverter is controlled by a microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. The carrier frequency of the microcomputer has changed. In response to this, phase correction means for correcting the inverter output voltage phase based on the change amount of the carrier frequency is included.
[0027]
The brushless DC motor control device according to claim 6 detects the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor, and calculates the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position based on the magnetic pole position detection signal. The inverter is controlled by a microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase or the inverter output voltage phase limit value, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. In response to the phase limit processing based on the output voltage phase limit value being performed, in order to make the motor current or load constant when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value regardless of the carrier frequency, Inverter based on carrier frequency variation It is intended to include a phase correction means for correcting the force voltage phase limit.
[0028]
[Action]
According to the brushless DC motor control method of claim 1, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. The inverter is controlled by the microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. Since the phase lag of the voltage phase is corrected, the phase lag of the inverter output voltage phase when the carrier frequency is changed can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be continuously operated. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[0029]
According to the brushless DC motor control method of claim 2, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. The microcomputer carrier frequency is changed when the inverter is controlled by the microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase and the brushless DC motor is controlled by supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor. In response, the inverter output voltage phase is corrected based on the change amount of the carrier frequency, so that the phase delay of the inverter output voltage phase when the carrier frequency is changed is greatly suppressed, and the brushless DC motor continues to operate stably. be able to. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[0030]
According to the brushless DC motor control method of claim 3, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. The inverter is controlled based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase or the inverter output voltage phase limit value, the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor, and the brushless DC motor is controlled. In response to the phase limit processing based on the limit value being performed, in order to keep the motor current or load constant when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value regardless of the carrier frequency, Inverter output voltage level based on variation Since the limit value is to correct, by the correction of the inverter output voltage phase limit value when change carrier frequency, the motor current, a brushless DC motor load while the constant can continue operating stably. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation during the phase limiting process.
[0031]
According to the brushless DC motor control device of claim 4, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. When the inverter is controlled by the microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor, the carrier frequency of the microcomputer is controlled by the phase correction means. Thus, the phase delay of the inverter output voltage phase can be corrected.
[0032]
Therefore, the phase delay of the inverter output voltage phase when the carrier frequency is changed can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be continuously operated. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[0033]
According to the brushless DC motor control device of claim 5, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. When the inverter is controlled by the microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor, the carrier frequency of the microcomputer is controlled by the phase correction means. In response to the change, the inverter output voltage phase can be corrected based on the change amount of the carrier frequency.
[0034]
Therefore, the phase delay of the inverter output voltage phase when the carrier frequency is changed can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be continuously operated. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[0035]
According to the brushless DC motor control device of claim 6, the rotor magnetic pole position of the brushless DC motor is detected, and the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal. The inverter is controlled by a microcomputer based on the inverter output voltage and the inverter output voltage phase or the inverter output voltage phase limit value, and the inverter output voltage is supplied to the brushless DC motor to control the brushless DC motor. The motor current or load when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value is constant regardless of the carrier frequency in response to the phase limit processing based on the inverter output voltage phase limit value being performed by the means. To change the carrier frequency It can be corrected inverter output voltage phase limit value based on the amount.
[0036]
Therefore, by correcting the inverter output voltage phase limit value when the carrier frequency is changed, the brushless DC motor can be stably operated with the motor current and the load kept constant. As a result, an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation during the phase limiting process.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a brushless DC motor control method and apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
[0038]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the brushless DC motor control device of the present invention.
[0039]
The brushless DC motor control device includes an inverter main circuit 2 that supplies a three-phase AC voltage to a stator winding of the brushless DC motor 1, a three-phase output voltage of the inverter main circuit 2, and a stator winding of the brushless DC motor 1. A position detection unit 3 that generates a position signal indicating the rotational position of the rotor based on the neutral point voltage, and a level detection unit 4 that generates a level detection signal indicating the level of the position signal by using the position detection signal as input. A speed calculator 5 for calculating the speed (rotation speed) f by detecting the period of the position signal, a voltage amplitude calculator 6 for performing a voltage amplitude calculation process with the level detection signal as an input, and outputting a voltage amplitude command V Then, the difference between the speed command f * and the calculated speed f is input to perform the PI control calculation, and the true voltage phase (phase delay of the actual inverter output voltage with respect to the motor back electromotive voltage) δ is obtained. Input PI control unit 7, Δα calculation unit 8 that outputs a phase delay Δα of the calculated inverter output voltage with respect to the actual inverter output voltage, using the calculated speed f and carrier frequency fc, and a true voltage The adder 9 that adds the phase δ and the phase delay Δα to output the inverter output voltage phase α, and the inverter output voltage phase α and the calculated speed f as inputs, the inverter output voltage phase does not exceed the phase limit value. In this way, the phase limit processing unit 10 for performing the inverter output voltage phase limiting process, and the inverter output signal phase and the voltage amplitude command V output from the phase limit processing unit 10 are used as input to perform the waveform calculation process and the inverter control signal (gate waveform) A waveform calculation unit 11 that outputs a control signal to the inverter main circuit 2 through a drive circuit (not shown).
[0040]
The processing of the Δα calculating unit 8 is as follows.
[0041]
If the carrier frequency is fc and the carrier period is Tc, Tc = 1 / fc. Then, as shown in FIG. 12, the delay time Tdelta is equal to the carrier cycle Tc because it is reflected in the waveform with a delay of one carrier frequency. For example, when the carrier frequency fc is 5 kHz, the carrier period Tc is 200 μsec, and the delay time Tdelta is also 200 μsec.
[0042]
The phase delay Δα, which is the difference between the calculated phase α and the actual phase δ, varies depending on the rotational speed.
[0043]
When a four-pole motor is operated, the relationship between the inverter frequency finv and the motor rotation frequency fmot is finv = fmot * 2. Specifically, when the rotational speed is 20 rps, the inverter frequency is 40 Hz, and the cycle Tinv is 25 msec. Therefore, the phase delay Δα is Δα = 360 deg * 200 μsec / 25 msec = 2.88 deg. Similarly, when the rotational speed is 100 rps, the phase delay Δα is Δα = 360 deg * 200 μsec / 5 msec = 14.4 deg.
[0044]
That is, the phase delay Δα can be calculated by calculating Δα = 360 × finv / fc.
[0045]
The phase limit processing unit 10 is based on the inverter output voltage phase limit value determined based on the speed f, and outputs the inverter output voltage phase limit value when the inverter output voltage phase exceeds the inverter output voltage phase limit value. When the inverter output voltage phase does not exceed the inverter output voltage phase limit value, the inverter output voltage phase is output as it is.
[0046]
Note that the microcomputer 12 performs processing of the speed calculator 5, voltage amplitude calculator 6, PI controller 7, Δα calculator 8, adder 9, phase limit processor 10, and waveform calculator 11.
[0047]
When this embodiment is adopted, the phase delay Δα can always be corrected, and phase delay and phase advance can be prevented from occurring when the carrier frequency is changed.
[0048]
As a result, the optimum carrier frequency can be selected in consideration of efficiency and noise, and the brushless DC motor can be stably operated.
[0049]
FIG. 2 is a flowchart for explaining an example of processing for correcting the inverter output voltage phase, which is a main part of one embodiment of the brushless DC motor control method of the present invention.
[0050]
In step SP1, it is determined whether or not the carrier frequency is to be changed. If it is determined that the carrier frequency is to be changed, the phase delay Δα1 before the change is calculated from the carrier frequency fc1 before the change in step SP2. In SP3, the changed phase lag Δα2 is calculated from the changed carrier frequency fc2, and in step SP4, α = α−Δα1 + Δα2 is calculated to calculate the inverter output voltage phase α, and the series of processing ends. .
[0051]
Conversely, if it is determined in step SP1 that the carrier frequency is not to be changed, the series of processing ends.
[0052]
Therefore, the inverter output voltage phase α can be corrected based on the change amount of the phase delay Δα (= Δα2−Δα1).
[0053]
FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the brushless DC motor control device of the present invention.
[0054]
This brushless DC motor control device is different from the brushless DC motor control device of FIG. 1 in that, instead of the Δα calculation unit 8 and the addition unit 9, the calculated phase α, the actual speed f, The only difference is that a Δα correction processing unit 13 for correcting the phase delay Δα with the carrier frequency fc as an input is provided.
[0055]
The operation of the Δα correction processing unit 13 is the same as the processing of the flowchart of FIG.
[0056]
Therefore, when the brushless DC motor control device having the above configuration is employed, the inverter output voltage phase α can be corrected based on the amount of change in the phase delay Δα (= Δα2−Δα1).
[0057]
FIG. 4 is a flowchart for explaining an example of a correction process for the inverter output pre-pressure phase limit value, which is a main part corresponding to another implementation of the brushless DC motor control method of the present invention.
[0058]
In step SP1, it is determined whether or not the carrier frequency is to be changed. If it is determined that the carrier frequency is to be changed, the phase delay Δα1 before the change is calculated from the carrier frequency fc1 before the change in step SP2. In SP3, the changed phase delay Δα2 is calculated from the changed carrier frequency fc2, and in step SP4, αlim2 = αlim1−Δα1 + Δα2 is calculated to calculate the changed inverter output voltage phase limit value αlim2 as it is. A series of processing ends. Αlim1 is the inverter output voltage phase limit value before the change.
[0059]
Conversely, if it is determined in step SP1 that the carrier frequency is not to be changed, the series of processing ends.
[0060]
Therefore, the inverter output voltage phase limit value αlim can be corrected based on the amount of change in the phase delay Δα (= Δα2−Δα1).
[0061]
FIG. 5 is a block diagram showing still another embodiment of the brushless DC motor control apparatus of the present invention.
[0062]
This brushless DC motor control device is different from the brushless DC motor control device of FIG. 1 in that the Δα calculation unit 8 and the addition unit 9 are omitted, and the calculated phase α directly from the PI control unit 7 is a phase limit processing unit. 10 and the actual speed f and the carrier frequency fc as inputs, the phase limit value correction process is performed to correct the inverter output voltage phase limit value, and the corrected inverter output voltage phase limit value is converted to the phase limit processing unit. This is only the point where the phase limit value correction processing unit 14 to be supplied to 10 is provided.
[0063]
The operation of the phase limit value correction processing unit 14 is the same as the processing of the flowchart of FIG.
[0064]
Therefore, the inverter output voltage phase limit value αlim can be corrected based on the amount of change in the phase delay Δα (= Δα2−Δα1).
[0065]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the phase delay of the inverter output voltage phase when the carrier frequency is changed can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be stably operated. There is a specific effect that the carrier frequency can be selected.
[0066]
The invention of claim 2 can significantly suppress the phase delay of the inverter output voltage phase at the time of changing the carrier frequency, and can continue to operate the brushless DC motor in a stable manner. There is a specific effect that the carrier frequency can be selected.
[0067]
According to the invention of claim 3, by correcting the inverter output voltage phase limit value at the time of changing the carrier frequency, the brushless DC motor can be stably operated in a state where the motor current and the load are kept constant, and thus the phase limit process. Sometimes, there is a specific effect that an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[0068]
According to the invention of claim 4, the phase delay of the inverter output voltage phase at the time of changing the carrier frequency can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be continuously operated stably. There is a specific effect that the carrier frequency can be selected.
[0069]
According to the invention of claim 5, the phase delay of the inverter output voltage phase at the time of changing the carrier frequency can be greatly suppressed, and the brushless DC motor can be stably operated. There is a specific effect that the carrier frequency can be selected.
[0070]
According to the invention of claim 6, by correcting the inverter output voltage phase limit value at the time of changing the carrier frequency, the brushless DC motor can be stably operated with the motor current and the load kept constant, and thus the phase limit process. Sometimes, there is a specific effect that an arbitrary carrier frequency can be selected without causing unstable operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a brushless DC motor control device of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart for explaining an example of processing for correcting an inverter output voltage phase, which is a main part of one embodiment of the brushless DC motor control method of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the brushless DC motor control device of the present invention.
FIG. 4 is a flowchart for explaining an example of a correction process for an inverter output pre-pressure phase limit value, which is a main part corresponding to another implementation of the brushless DC motor control method of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing still another embodiment of the brushless DC motor control device of the present invention.
FIG. 6 is a schematic diagram showing a configuration of a conventional brushless DC motor control device.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an operation range, a phase limit line, and a flux weakening control region of an air conditioner compressor.
FIG. 8 is a diagram for explaining a driving locus when the speed is lowered;
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a relationship between an inverter output voltage phase limit value and a rotation speed.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a phase relationship among a calculated inverter output voltage, an actual inverter output voltage, and a motor back electromotive voltage.
FIG. 11 is a block diagram of a conventional brushless DC motor control device showing the internal configuration of a microcomputer in detail.
FIG. 12 is a diagram for explaining a phase delay caused by a microcomputer.
[Explanation of symbols]
1 Brushless DC motor 2 Inverter main circuit
8 Δα operation part 9 Addition part
13 Δα correction processing unit 14 Phase limit value correction processing unit

Claims

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A method of controlling the brushless DC motor (1) by controlling the inverter (2) by a microcomputer based on the phase and supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor (1),
A brushless DC motor control method comprising correcting a phase delay of an inverter output voltage phase based on a carrier frequency of a microcomputer.

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A method of controlling the brushless DC motor (1) by controlling the inverter (2) by a microcomputer based on the phase and supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor (1),
A brushless DC motor control method comprising: correcting an inverter output voltage phase based on a change amount of a carrier frequency in response to a change in a carrier frequency of a microcomputer.

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A method of controlling the brushless DC motor (1) by controlling the inverter (2) based on the phase or the inverter output voltage phase limit value, supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor (1),
In response to the phase limiting process based on the inverter output voltage phase limit value, the motor current or load when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value should be constant regardless of the carrier frequency. A brushless DC motor control method, wherein an inverter output voltage phase limit value is corrected based on a change amount of a carrier frequency.

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A device for controlling the brushless DC motor (1) by controlling the inverter (2) by a microcomputer based on the phase and supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor (1),
Phase correction means for correcting the phase delay of the inverter output voltage phase based on the carrier frequency of the microcomputer (8) (9)
A brushless DC motor control device comprising:

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A device for controlling the brushless DC motor (1) by controlling the inverter (2) by a microcomputer based on the phase and supplying the inverter output voltage to the brushless DC motor (1),
Phase correction means (13) for correcting the inverter output voltage phase based on the change amount of the carrier frequency in response to the change of the carrier frequency of the microcomputer.
A brushless DC motor control device comprising:

The rotor magnetic pole position of the brushless DC motor (1) is detected, the inverter output voltage and the inverter output voltage phase with respect to the rotor magnetic pole position are calculated based on the magnetic pole position detection signal, and the calculated inverter output voltage and the inverter output voltage are calculated. A device that controls the inverter (2) by a microcomputer based on the phase or the inverter output voltage phase limit value and supplies the inverter output voltage to the brushless DC motor (1) to control the brushless DC motor (1),
In response to the phase limiting process based on the inverter output voltage phase limit value, the motor current or load when the inverter output voltage phase reaches the inverter output voltage phase limit value should be constant regardless of the carrier frequency. Phase correction means for correcting the inverter output voltage phase limit value based on the change amount of the carrier frequency (14)
A brushless DC motor control device comprising: