JP4562596B2 - Switching power supply circuit and electronic device using the same - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源からの入力電圧を昇圧または降圧して負荷へ供給するスイッチング電源回路に関するものである。   The present invention relates to a switching power supply circuit that boosts or steps down an input voltage from a DC power supply and supplies it to a load.

近年、携帯電話機、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants)、デジタルカメラ等の電子機器に搭載されている液晶表示装置（ＬＣＤ）の照明源（バックライトまたはフロントライト）のひとつとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオードが用いられるようになってきている。この白色発光ダイオードは比較的高い順方向電圧が必要であることや、通常、照明源としては複数の白色発光ダイオードが用いられ、用いられる複数の白色発光ダイオードは各白色発光ダイオードの輝度を均一にするために直列接続されることなどから、このような照明源としての白色発光ダイオードの駆動には、携帯機器に内蔵されている電池からの直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。   In recent years, as one of the illumination sources (backlights or frontlights) of liquid crystal display devices (LCD) installed in electronic devices such as mobile phones, PDAs (Personal Digital Assistants), digital cameras, durability, luminous efficiency, and occupation White light emitting diodes that are superior in terms of area and the like have been used. This white light emitting diode requires a relatively high forward voltage, and usually, a plurality of white light emitting diodes are used as an illumination source, and the plurality of white light emitting diodes used have uniform brightness of each white light emitting diode. For this reason, the white light emitting diode as the illumination source is driven by a DC voltage higher than the DC voltage from the battery built in the portable device.

また、携帯機器への映像配信等に伴い、ディジタルチューナを搭載する携帯機器が普及しつつあるが、その電圧源として３０Ｖ〜３４Ｖ程度必要であり、携帯機器に内蔵されている電池からの直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。   Also, along with video distribution to portable devices, portable devices equipped with a digital tuner are becoming widespread. However, about 30V to 34V is required as a voltage source, and a direct current voltage from a battery built in the portable device is required. Higher DC voltage is required.

そこで、このような電池からの直流電圧よりも高い直流電圧を駆動する回路として、昇圧型スイッチング電源回路が用いられている。従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を図１８に示す。図１８に示すスイッチング電源回路は、入力コンデンサ２と、コイル３と、整流素子であるダイオード４と、出力コンデンサ５と、出力電流検出用抵抗Ｒ２と、１つのパッケージにＩＣ化されコイル３に対するエネルギーの蓄積／放出を切り換えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ１０とによって構成されている。図１８に示すスイッチング電源回路は、リチウムイオン電池等の直流電源１から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に供給し、６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動する。さらに、直流電源１とスイッチング電源回路との間には電源スイッチ（不図示）が設けられており、当該電源スイッチがオンのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給され、当該電源スイッチがオフのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給されない。   Therefore, a step-up switching power supply circuit is used as a circuit for driving a DC voltage higher than the DC voltage from such a battery. One structural example of a conventional step-up switching power supply circuit is shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 18 includes an input capacitor 2, a coil 3, a diode 4 as a rectifier, an output capacitor 5, an output current detection resistor R 2, and an IC that is integrated into a single package and energy for the coil 3. And a step-up chopper regulator 10 that performs a step-up operation by switching accumulation / release. The switching power supply circuit shown in FIG. 18 boosts a DC voltage supplied from a DC power supply 1 such as a lithium ion battery and supplies the boosted voltage to six white light emitting diodes LED1 to LED6 that are loads. -Drive the LED 6. Further, a power switch (not shown) is provided between the DC power supply 1 and the switching power supply circuit. When the power switch is on, a DC voltage Vin is supplied from the DC power supply 1 to the switching power supply circuit. When the power switch is off, the DC voltage Vin is not supplied from the DC power supply 1 to the switching power supply circuit.

なお、従来の昇圧型スイッチング電源回路をディジタルチューナ用電源として使用する場合には、６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６及び出力電流検出用抵抗Ｒ２の代わりに出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４を設け、図１９に示すような構成にすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４により決定し、およそ３０Ｖ〜３４Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。また、出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値を変更して出力電圧Ｖｏｕｔの設定を変更することで、ディジタルチューナ以外の装置にも電圧供給することが可能である。   When the conventional step-up switching power supply circuit is used as a digital tuner power supply, output voltage setting resistors R3 and R4 are provided instead of the six white light emitting diodes LED1 to LED6 and the output current detection resistor R2. 19, the output voltage Vout is determined by the output voltage setting resistors R3 and R4, and an output voltage Vout of about 30V to 34V is output. Further, by changing the resistance value of the output voltage setting resistors R3 and R4 to change the setting of the output voltage Vout, it is possible to supply a voltage to devices other than the digital tuner.

直流電源１の負極端子はグランドに接続され、正極端子は入力コンデンサ２を介してグランドに接続されるとともにコイル３の一端に接続されている。そして、コイル３の他端はダイオード４のアノードに接続され、ダイオード４のカソードは出力コンデンサ５を介してグランドに接続されている。また、図１８に示す構成では、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ２とが直列に接続された直列回路が出力コンデンサ５と並列に接続されており、図１９に示す構成では、出力電圧設定用抵抗Ｒ３と出力電圧設定用抵抗Ｒ４とが直列に接続された直列回路が出力コンデンサ５と並列に接続されている。   The negative terminal of the DC power source 1 is connected to the ground, and the positive terminal is connected to the ground via the input capacitor 2 and to one end of the coil 3. The other end of the coil 3 is connected to the anode of the diode 4, and the cathode of the diode 4 is connected to the ground via the output capacitor 5. Further, in the configuration shown in FIG. 18, a series circuit in which the white light emitting diodes LED1 to LED6 and the output current detection resistor R2 are connected in series is connected in parallel with the output capacitor 5, and in the configuration shown in FIG. A series circuit in which an output voltage setting resistor R3 and an output voltage setting resistor R4 are connected in series is connected in parallel with the output capacitor 5.

また、昇圧チョッパレギュレータ１０は、外部接続用の端子として電源端子ＴVIN、グランド電源端子ＴGND、出力電圧モニタ端子ＴVO、フィードバック端子ＴFB、スイッチ端子ＴVSW、及びコントロール端子ＴCTRLを備えている。そして、電源端子ＴVINは直流電源１の正極端子に接続され、グランド電源端子ＴGNDはグランドに接続される。これにより、昇圧チョッパレギュレータ１０は直流電源１をその動作電源として得ている。また、スイッチ端子ＴVSWはコイル３とダイオード４との接続点に接続され、出力電圧モニタ端子ＴVOはダイオード４のカソードに接続されている。フィードバック端子ＴFBは、図１８に示す構成では、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、図１９に示す構成では、出力電圧設定用抵抗Ｒ３と出力電圧設定用抵抗Ｒ４との接続点に接続されている。 The step-up chopper regulator 10 includes a power supply terminal T VIN , a ground power supply terminal T GND , an output voltage monitor terminal T VO , a feedback terminal T FB , a switch terminal T VSW , and a control terminal T CTRL as external connection terminals. Yes. The power supply terminal TVIN is connected to the positive terminal of the DC power supply 1, and the ground power supply terminal TGND is connected to the ground. Thereby, the step-up chopper regulator 10 obtains the DC power source 1 as its operating power source. The switch terminal T VSW is connected to a connection point between the coil 3 and the diode 4, and the output voltage monitor terminal T VO is connected to the cathode of the diode 4. In the configuration shown in FIG. 18, the feedback terminal T FB is connected to a connection point between the white light emitting diodes LED1 to LED6 and the output current detection resistor R2. In the configuration shown in FIG. 19, the feedback terminal TFB is connected to the output voltage setting resistor R3. It is connected to the connection point with the output voltage setting resistor R4.

続いて昇圧チョッパレギュレータ１０の内部構成について説明する。昇圧チョッパレギュレータ１０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｎｃｈトランジスタという）１１及び１２と、ドライブ回路１３と、電流検出コンパレータ１４と、発振回路１５と、アンプ１６と、ＰＷＭコンパレータ１７と、エラーアンプ１８と、基準電源１９と、抵抗Ｒ５〜Ｒ７と、ソフトスタート回路２０と、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１と、過熱保護回路２２と、過電圧保護回路２３と、定電圧回路２４と、スイッチ２５とを有している。   Next, the internal configuration of the boost chopper regulator 10 will be described. The boost chopper regulator 10 includes N-channel MOSFETs (hereinafter referred to as Nch transistors) 11 and 12, a drive circuit 13, a current detection comparator 14, an oscillation circuit 15, an amplifier 16, a PWM comparator 17, and an error amplifier 18. A reference power source 19, resistors R5 to R7, a soft start circuit 20, an ON / OFF circuit 21, an overheat protection circuit 22, an overvoltage protection circuit 23, a constant voltage circuit 24, and a switch 25. ing.

定電圧回路２４は、スイッチ２５がオンであるときに、電源端子ＴVINからの直流電圧Ｖｉｎを所定値の電圧に変換し、その所定値の電圧をＰＷＭコンパレータ１７及びエラーアンプ１８に駆動電圧として供給する。また、スイッチ２５がオンであるとき、直流電圧Ｖｉｎが昇圧チョッパレギュレータ１０内の他の回路それぞれに駆動電圧として供給される。 When the switch 25 is on, the constant voltage circuit 24 converts the DC voltage Vin from the power supply terminal T VIN into a predetermined voltage, and the predetermined voltage is used as a drive voltage for the PWM comparator 17 and the error amplifier 18. Supply. When the switch 25 is on, the DC voltage Vin is supplied as a drive voltage to each of the other circuits in the boost chopper regulator 10.

電源端子ＴVINと定電圧回路２４の入力側との間に設けられるスイッチ２５は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチ２５の制御端子にはコントロール端子ＴCTRLが外部から入力した外部信号が供給される。したがって、当該外部信号がＬｏｗレベルのときは昇圧チョッパレギュレータ１０内の各回路に電力が供給されず消費電流がほぼ零（１ｎＡ程度）となり、低消費電力化を図ることができる。 The switch 25 provided between the power supply terminal TVIN and the input side of the constant voltage circuit 24 is turned on when a high level signal is supplied to the control terminal, and when a low level signal is supplied to the control terminal. The switch is turned off, and the control terminal of the switch 25 is supplied with an external signal input from the control terminal TCTRL . Therefore, when the external signal is at the low level, power is not supplied to each circuit in the boost chopper regulator 10, and the current consumption becomes almost zero (about 1 nA), so that the power consumption can be reduced.

Ｎｃｈトランジスタ１１のドレインとＮｃｈトランジスタ１２のドレインはともにスイッチ端子ＴVSWに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲートとＮｃｈトランジスタ１２のゲートはともにドライブ回路１３に接続されている。そして、Ｎｃｈトランジスタ１２のソースはグランドに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のソースは抵抗Ｒ５を介してグランドに接続されている。これにより、Ｎｃｈトランジスタ１１のドレイン電流とＮｃｈトランジスタ１２のドレイン電流との比は、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲート幅／ゲート長とＮｃｈトランジスタ１２のゲート幅／ゲート長との比と等しくなる。 The drain of the Nch transistor 11 and the drain of the Nch transistor 12 are both connected to the switch terminal TVSW , and the gate of the Nch transistor 11 and the gate of the Nch transistor 12 are both connected to the drive circuit 13. The source of the Nch transistor 12 is connected to the ground, and the source of the Nch transistor 11 is connected to the ground via the resistor R5. Thereby, the ratio of the drain current of the Nch transistor 11 and the drain current of the Nch transistor 12 becomes equal to the ratio of the gate width / gate length of the Nch transistor 11 and the gate width / gate length of the Nch transistor 12.

そして、抵抗Ｒ５の両端は電流検出コンパレータ１４の２つの入力端子にそれぞれ接続され、電流検出コンパレータ１４の出力と発振回路１５の一方の出力とがアンプ１６で加算されてＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に供給される。また、ＰＷＭコンパレータ１７の出力と、発振回路１５の他方の出力とがドライブ回路１３にそれぞれ供給される。   Both ends of the resistor R5 are connected to two input terminals of the current detection comparator 14, respectively, and the output of the current detection comparator 14 and one output of the oscillation circuit 15 are added by the amplifier 16, and the inverting input terminal of the PWM comparator 17 is added. To be supplied. Further, the output of the PWM comparator 17 and the other output of the oscillation circuit 15 are respectively supplied to the drive circuit 13.

また、ＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子にはエラーアンプ１８の出力が供給され、エラーアンプ１８の非反転入力端子はフィードバック端子ＴFBに接続されている。また、エラーアンプ１８の反転入力端子は抵抗Ｒ６の一端及び抵抗Ｒ７の一端に接続され、抵抗Ｒ７の他端はグランドに接続され、抵抗Ｒ６の他端は基準電源１９の正極端子に接続されている。そして、基準電源１９の負極端子はグランドに接続されている。 The output of the error amplifier 18 is supplied to the non-inverting input terminal of the PWM comparator 17, and the non-inverting input terminal of the error amplifier 18 is connected to the feedback terminal TFB . The inverting input terminal of the error amplifier 18 is connected to one end of the resistor R6 and one end of the resistor R7, the other end of the resistor R7 is connected to the ground, and the other end of the resistor R6 is connected to the positive terminal of the reference power source 19. Yes. The negative terminal of the reference power supply 19 is connected to the ground.

また、ソフトスタート回路２０の出力はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に供給され、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１、過熱保護回路２２、及び過電圧保護回路２３の出力はドライブ回路１３にそれぞれ供給される。そして、ソフトスタート回路２０及びＯＮ／ＯＦＦ回路２１には、コントロール端子ＴCTRLが外部から入力した外部信号が供給される。さらに、過電圧保護回路２３には、出力電圧モニタ端子ＴVOを介して出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。 The output of the soft start circuit 20 is supplied to a connection point between the non-inverting input terminal of the PWM comparator 17 and the output terminal of the error amplifier 18, and outputs from the ON / OFF circuit 21, the overheat protection circuit 22, and the overvoltage protection circuit 23. Are supplied to the drive circuit 13, respectively. The soft start circuit 20 and the ON / OFF circuit 21 are supplied with an external signal input from the outside through the control terminal TCTRL . Further, the overvoltage protection circuit 23 is supplied with the output voltage Vout via the output voltage monitor terminal TVO .

次に、図１８又は図１９に示すスイッチング電源回路の動作について説明する。ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２をオン／オフすることにより、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力コンデンサ５の両端に発生させる。即ち、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加しＮｃｈトランジスタ１２がオンであるときには、直流電源１からの電流がコイル３に流れ、コイル３にエネルギーが蓄積される。そして、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加せずＮｃｈトランジスタ１２がオフであるときには、蓄積されたエネルギーが放出されることによってコイル３に逆起電力が発生する。コイル３に発生した逆起電力は直流電源１の入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオード４を介して出力コンデンサ５を充電する。そして、このような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、出力コンデンサ５の両端に出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。図１８に示す構成では、この出力電圧Ｖｏｕｔによって白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に出力電流Ｉｏｕｔが流れ、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６が発光する。また、図１９に示す構成では、出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に応じた値の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。   Next, the operation of the switching power supply circuit shown in FIG. 18 or FIG. 19 will be described. The drive circuit 13 turns on / off the Nch transistor 12 to generate an output voltage Vout obtained by boosting the input voltage Vin from the DC power supply 1 at both ends of the output capacitor 5. That is, when the drive circuit 13 applies a predetermined gate voltage to the gate of the Nch transistor 12 and the Nch transistor 12 is on, the current from the DC power source 1 flows through the coil 3 and energy is stored in the coil 3. Then, when the drive circuit 13 does not apply a predetermined gate voltage to the gate of the Nch transistor 12 and the Nch transistor 12 is off, the stored energy is released to generate a counter electromotive force in the coil 3. The back electromotive force generated in the coil 3 is added to the input voltage Vin of the DC power supply 1 and charges the output capacitor 5 via the diode 4. Then, by repeating such a series of operations, a boosting operation is performed, and an output voltage Vout is generated across the output capacitor 5. In the configuration shown in FIG. 18, this output voltage Vout causes an output current Iout to flow through the white light emitting diodes LED1 to LED6, and the white light emitting diodes LED1 to LED6 emit light. In the configuration shown in FIG. 19, the output voltage Vout having a value corresponding to the resistance values of the output voltage setting resistors R3 and R4 is output.

そして、図１８に示す構成では、出力電流Ｉｏｕｔの電流値に抵抗Ｒ２の抵抗値を乗じたフィードバック電圧Ｖｆｂがフィードバック端子ＦＢを介してエラーアンプ１８の一方の入力端子に供給され、図１９に示す構成では、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧した電圧であるフィードバック電圧Ｖｆｂがフィードバック端子ＦＢを介してエラーアンプ１８の非反転入力端子に供給される。フィードバック電圧Ｖｆｂは、エラーアンプ１８の反転入力端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。これにより、エラーアンプ１８の出力にはフィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた電圧が現れ、この電圧がＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子に供給される。尚、この基準電圧Ｖｒｅｆは基準電源１９の電圧を抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧した電圧である。   In the configuration shown in FIG. 18, a feedback voltage Vfb obtained by multiplying the current value of the output current Iout by the resistance value of the resistor R2 is supplied to one input terminal of the error amplifier 18 via the feedback terminal FB, as shown in FIG. In the configuration, the feedback voltage Vfb that is a voltage obtained by dividing the output voltage Vout by the output voltage setting resistors R3 and R4 is supplied to the non-inverting input terminal of the error amplifier 18 via the feedback terminal FB. The feedback voltage Vfb is compared with a reference voltage Vref supplied to the inverting input terminal of the error amplifier 18. As a result, a voltage corresponding to the difference between the feedback voltage Vfb and the reference voltage Vref appears at the output of the error amplifier 18, and this voltage is supplied to the non-inverting input terminal of the PWM comparator 17. The reference voltage Vref is a voltage obtained by dividing the voltage of the reference power source 19 by the resistors R6 and R7.

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号は、Ｎｃｈトランジスタ１１がオンすることによって抵抗Ｒ５を流れる電流に比例する信号と、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号とをアンプ１６で加算し増幅した信号であり、この信号がＰＷＭコンパレータ１７によってエラーアンプ１８の出力電圧レベルと比較される。その結果、エラーアンプ１８の出力電圧レベルがアンプ１６の出力電圧信号レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＨｉｇｈレベルになり、エラーアンプ１８からの出力電圧レベルがアンプ１６の出力電圧信号レベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＬｏｗレベルになる。   The signal input to the inverting input terminal of the PWM comparator 17 is a signal proportional to the current flowing through the resistor R5 when the Nch transistor 11 is turned on and the sawtooth wave signal output from the oscillation circuit 15 as an amplifier 16. The signal is added and amplified in step (1), and this signal is compared with the output voltage level of the error amplifier 18 by the PWM comparator 17. As a result, during a period in which the output voltage level of the error amplifier 18 is higher than the output voltage signal level of the amplifier 16, the PWM output of the PWM comparator 17 is at a high level, and the output voltage level from the error amplifier 18 is the output voltage of the amplifier 16. During the period lower than the signal level, the PWM output of the PWM comparator 17 is at the low level.

そして、ドライブ回路１３はＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力を受けて、そのＰＷＭ出力に応じたデューティのパルス信号をＮｃｈトランジスタ１１及び１２のゲートに供給してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオン／オフする。即ち、ドライブ回路１３は、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＨｉｇｈレベルのときであって、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号の各サイクルが開始するときに、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２への所定のゲート電圧の供給を開始してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオンさせる。そして、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＬｏｗレベルになったときにＮｃｈトランジスタ１１及び１２へのゲート電圧の供給を停止し、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２をオフさせる。   The drive circuit 13 receives the PWM output of the PWM comparator 17 and supplies a pulse signal having a duty corresponding to the PWM output to the gates of the Nch transistors 11 and 12 to turn on / off the Nch transistors 11 and 12. That is, when the PWM output of the PWM comparator 17 is at a high level and each cycle of the sawtooth wave signal output from the oscillation circuit 15 is started, the drive circuit 13 supplies predetermined signals to the Nch transistors 11 and 12. Supply of the gate voltage is started, and the Nch transistors 11 and 12 are turned on. Then, when the PWM output of the PWM comparator 17 becomes low level, supply of the gate voltage to the Nch transistors 11 and 12 is stopped, and the Nch transistors 11 and 12 are turned off.

ドライブ回路１３がこのようなＮｃｈトランジスタ１１及び１２のオン／オフ制御即ちスイッチング制御動作を行うと、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるように昇圧動作が行われることになる。これにより、図１８に示す構成では、出力電流Ｉｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（＝フィードバック電圧Ｖｆｂ）を出力電流検出用抵抗Ｒ２の抵抗値で除した電流値に安定化され、図１９に示す構成では、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に応じた値に安定化される。   When the drive circuit 13 performs such on / off control, that is, switching control operation of the Nch transistors 11 and 12, a boosting operation is performed so that the feedback voltage Vfb and the reference voltage Vref are equal. Accordingly, in the configuration shown in FIG. 18, the output current Iout is stabilized to a current value obtained by dividing the reference voltage Vref (= feedback voltage Vfb) by the resistance value of the output current detection resistor R2, and in the configuration shown in FIG. The output voltage Vout is stabilized to a value corresponding to the resistance values of the output voltage setting resistors R3 and R4.

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号には、抵抗Ｒ５を流れる電流に応じた信号、即ち、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２がオンすることによりコイル３を流れる電流に応じた信号が加算されていることから、コイル３に流れるピーク電流を制限している。   The signal input to the inverting input terminal of the PWM comparator 17 is added with a signal corresponding to the current flowing through the resistor R5, that is, a signal corresponding to the current flowing through the coil 3 when the Nch transistors 11 and 12 are turned on. Therefore, the peak current flowing through the coil 3 is limited.

また、過電圧保護回路２３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の過電圧保護電圧を超えたことを検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させる。これにより、図１８に示す構成では、前記所定の過電圧保護電圧を超える過電圧が負荷である白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６や出力コンデンサ５に印加されることを防止することができ、図１９に示す構成では、アセンブリミスなどにより出力電圧が想定以上(出力電圧設定用抵抗Ｒ３及びＲ４による設定電圧以上)になることでＮｃｈトランジスタ１１及び１２が破壊されることを防止することができる。   The overvoltage protection circuit 23 detects that the output voltage Vout has exceeded a predetermined overvoltage protection voltage, and stops the switching control operation of the drive circuit 13. Accordingly, in the configuration shown in FIG. 18, it is possible to prevent an overvoltage exceeding the predetermined overvoltage protection voltage from being applied to the white light emitting diodes LED1 to LED6 and the output capacitor 5 that are loads, and the configuration shown in FIG. Then, it is possible to prevent the Nch transistors 11 and 12 from being destroyed when the output voltage becomes higher than expected (or higher than the setting voltage by the output voltage setting resistors R3 and R4) due to an assembly error or the like.

また、過熱保護回路２２は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作に伴う、特に、Ｎｃｈトランジスタ１２周辺の過熱を検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、昇圧チョッパレギュレータ１０の過熱による故障や破壊を防止することができる。   Further, since the overheat protection circuit 22 detects the overheat around the Nch transistor 12 in accordance with the switching control operation of the drive circuit 13, and stops the switching control operation of the drive circuit 13, a failure due to overheating of the boost chopper regulator 10 And destruction can be prevented.

また、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、コントロール端子ＴCTRLが外部から入力した外部信号に応じてドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動／停止させるものである。そして、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が作動すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が作動し、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が停止すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が停止する。例えば、当該外部信号がＨｉｇｈレベルのときにドライブ回路１３のスイッチング制御動作が作動し、当該外部信号がＬｏｗレベルのときにドライブ回路１３のスイッチング制御動作が停止するようにする。なお、当該外部信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとが逆であっても構わない。当該外部信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとを逆にする場合、スイッチ２５を、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチにする。 The ON / OFF circuit 21 activates / stops the switching control operation of the drive circuit 13 in accordance with an external signal input from the outside by the control terminal TCTRL . When the switching control operation of the drive circuit 13 is activated, the boosting operation of the switching power supply circuit is activated, and when the switching control operation of the drive circuit 13 is stopped, the boosting operation of the switching power supply circuit is stopped. For example, the switching control operation of the drive circuit 13 operates when the external signal is at a high level, and the switching control operation of the drive circuit 13 is stopped when the external signal is at a low level. Note that the high level and the low level of the external signal may be reversed. When the High level and Low level of the external signal are reversed, the switch 25 is turned on when a Low level signal is supplied to the control terminal, and is turned off when a High level signal is supplied to the control terminal. Switch.

また、ソフトスタート回路２０は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作開始時に、ドライブ回路１３の出力デューティを徐々に変化させることにより出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させるもの、換言すると所謂ソフトスタート動作を行うものである。出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させなければ、出力コンデンサ５が充電されていない場合に、充電のための過大な充電電流が直流電源１から流れることになり、直流電源１がリチウムイオン電池等の電池である場合、電池に負担がかかるとともに、電池電圧がこの過大な充電電流により低下し、電池が本来の終止電圧まで使用できなくなるという問題が発生する。
特開２００５−１０２００７号公報 The soft start circuit 20 gradually increases the output voltage Vout by gradually changing the output duty of the drive circuit 13 at the start of the switching control operation of the drive circuit 13, in other words, performs a so-called soft start operation. It is. If the output voltage Vout is not increased gently, an excessive charging current for charging flows from the DC power source 1 when the output capacitor 5 is not charged, and the DC power source 1 is a battery such as a lithium ion battery. In this case, the battery is burdened, and the battery voltage is lowered by the excessive charging current, which causes a problem that the battery cannot be used up to the original end voltage.
Japanese Patent Laying-Open No. 2005-102007

上述した図１８や図１９に示す従来の昇圧型スイッチング電源回路を携帯機器や液晶テレビやＤＶＤプレーヤー等の電子機器に使用する場合、図２０に示すようなＮｃｈトランジスタ１２及びコイル３によるノイズが電源ライン(入力電圧Ｖｉｎが供給されているライン)や出力電圧ライン(出力電圧Ｖｏｕｔが出力されているライン)に発生する。このノイズが電子機器内の他のＬＳＩを誤動作させる原因となるおそれがあった。   When the conventional step-up switching power supply circuit shown in FIGS. 18 and 19 is used in an electronic device such as a portable device, a liquid crystal television, or a DVD player, noise from the Nch transistor 12 and the coil 3 as shown in FIG. It occurs in a line (a line to which the input voltage Vin is supplied) and an output voltage line (a line to which the output voltage Vout is output). This noise may cause other LSIs in the electronic device to malfunction.

本発明は、上記の問題点に鑑み、発生ノイズの調整が容易なスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を提供することを目的とする。   In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that easily adjusts generated noise and an electronic device using the same.

上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源回路は、スイッチング素子と、発振回路と、前記発振回路の発振周期の応じたスイッチング周期で前記スイッチング素子のスイッチング駆動を行うドライブ回路とを備え、少なくとも前記発振回路及び前記ドライブ回路が集積回路内に設けられているスイッチング電源回路であって、前記発振回路に外付けされる抵抗を備え、前記発振回路が、前記抵抗に発振周波数調整用電圧を印加し、前記抵抗を流れる電流に応じて発振周期を可変し、前記抵抗の抵抗値と前記発振回路の発振周期とが線形関係にあるようにしている。   In order to achieve the above object, a switching power supply circuit according to the present invention includes a switching element, an oscillation circuit, and a drive circuit that performs switching driving of the switching element at a switching period corresponding to an oscillation period of the oscillation circuit. A switching power supply circuit in which at least the oscillation circuit and the drive circuit are provided in an integrated circuit, comprising a resistor externally attached to the oscillation circuit, the oscillation circuit providing an oscillation frequency adjustment voltage to the resistor The oscillation period is varied according to the applied current flowing through the resistor, and the resistance value of the resistor and the oscillation period of the oscillation circuit are in a linear relationship.

このような構成によると、前記抵抗の抵抗値とスイッチング周期とが線形関係にあるため、電子機器の設計者が前記抵抗一つの取替えで自由にスイッチング周期を変化させることができ、発生ノイズの調整が容易である。したがって、上記構成の本発明に係るスイッチング電源回路においては、スイッチング電源回路から発生するノイズを電子機器内の他のＬＳＩに悪影響を及ぼさないノイズのみにすることが容易になる。なお、電子機器の設計者が簡単に設計できるように、前記抵抗と前記発振回路の発振周期が比例関係であることが望ましい。   According to such a configuration, since the resistance value of the resistor and the switching cycle are in a linear relationship, the designer of the electronic device can freely change the switching cycle by replacing the resistor and adjust the generated noise. Is easy. Therefore, in the switching power supply circuit according to the present invention having the above-described configuration, it is easy to make noise generated from the switching power supply circuit only noise that does not adversely affect other LSIs in the electronic device. Note that it is desirable that the resistance and the oscillation period of the oscillation circuit have a proportional relationship so that the designer of the electronic device can easily design.

また、前記発振回路が、前記発振周波数調整用電圧の温度特性によって、前記発振回路から出力される信号のスレッシュレベルの温度特性を補正して、発振周波数の温度補償を行うようにしてもよい。例えば、前記発振回路が、ＮＰＮトランジスタを備え、前記ＮＰＮトランジスタのベース・エミッタ間電圧の温度特性によって前記発振周波数調整用電圧の温度特性が定まるようにしてもよく、前記発振回路が、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを備え、前記Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の温度特性によって前記発振周波数調整用電圧の温度特性が定まるようにしてもよい。   The oscillation circuit may perform temperature compensation of the oscillation frequency by correcting the temperature characteristic of the threshold level of the signal output from the oscillation circuit based on the temperature characteristic of the oscillation frequency adjustment voltage. For example, the oscillation circuit may include an NPN transistor, and the temperature characteristic of the oscillation frequency adjusting voltage may be determined by the temperature characteristic of the base-emitter voltage of the NPN transistor. A MOSFET may be provided, and the temperature characteristic of the oscillation frequency adjusting voltage may be determined by the temperature characteristic of the drain-source voltage of the N-channel MOSFET.

これにより、スイッチング周波数の温度特性をフラットにすることができる。   Thereby, the temperature characteristic of a switching frequency can be made flat.

また、前記発振回路が、リングオシレータと、前記抵抗を流れる電流と略同一値の電流で前記リングオシレータ内の容量を充電する定電流源とを備え、前記定電流源にトリミングが施されるようにしてもよい。   The oscillation circuit includes a ring oscillator and a constant current source that charges a capacitor in the ring oscillator with a current substantially equal to a current flowing through the resistor, and the constant current source is trimmed. It may be.

これにより、前記発振回路から出力される信号のスレッシュレベルのバラツキを抑えることができる。   As a result, variation in the threshold level of the signal output from the oscillation circuit can be suppressed.

また、前記発振回路が、定電圧を前記発振周波数調整用電圧に変換する変換回路を備え、前記変換回路にトリミングが施されるようにしてもよい。   The oscillation circuit may include a conversion circuit that converts a constant voltage into the oscillation frequency adjustment voltage, and the conversion circuit may be trimmed.

これにより、前記発振周波数調整用電圧のバラツキを抑えることができる。   As a result, variations in the oscillation frequency adjusting voltage can be suppressed.

また、少なくとも前記発振回路及び前記ドライブ回路が設けられる集積回路においてアナロググランドとパワーグランドをレイアウト上分け、前記スイッチング素子のグランドを前記パワーグランドとし、前記集積回路内の各制御部のグランドを前記アナロググランドとし、前記アナロググランドの端子と前記発振周波数調整用電圧を出力する端子とが隣接するようにしてもよい。   In addition, in an integrated circuit provided with at least the oscillation circuit and the drive circuit, an analog ground and a power ground are divided in layout, the ground of the switching element is the power ground, and the ground of each control unit in the integrated circuit is the analog circuit. The analog ground terminal may be adjacent to a terminal for outputting the oscillation frequency adjusting voltage.

これにより、少なくとも前記発振回路及び前記ドライブ回路が設けられる集積回路自身で発生したノイズによりスイッチング電源回路が誤動作してしまうことを防止することができる。   Thereby, it is possible to prevent the switching power supply circuit from malfunctioning due to noise generated in the integrated circuit itself provided with at least the oscillation circuit and the drive circuit.

また、本発明に係る電子機器は、上記いずれかの構成のスイッチング電源回路を備える構成とする。前記スイッチング電源回路の電力供給先としては、例えば電子機器に搭載される液晶表示装置の照明源やデジタルチューナ等が挙げられる。   An electronic device according to the present invention includes a switching power supply circuit having any one of the above-described configurations. Examples of the power supply destination of the switching power supply circuit include an illumination source and a digital tuner of a liquid crystal display device mounted on an electronic device.

本発明によると、発生ノイズの調整が容易なスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を実現することができる。   According to the present invention, it is possible to realize a switching power supply circuit that easily adjusts generated noise and an electronic device using the switching power supply circuit.

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るスイッチング電源回路の構成例を図１及び図２に示す。なお、図１及び図２において図１８及び図１９と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. A configuration example of a switching power supply circuit according to the present invention is shown in FIGS. 1 and 2, the same parts as those in FIGS. 18 and 19 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.

図１に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、直流電源１から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に供給し、６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動するスイッチング電源回路であり、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、ディジタルチューナ用電源等として用いられるスイッチング電源回路である。   The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 1 boosts a DC voltage supplied from a DC power supply 1 and supplies it to six white light emitting diodes LED1 to LED6 that are loads. 2 is a switching power supply circuit for driving the LED 6, and the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 2 is a switching power supply circuit used as a power supply for a digital tuner or the like.

図１に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図１８に示す従来のスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ１０を昇圧チョッパレギュレータ１００に置換し、昇圧チョッパレギュレータ１００に外付けされる抵抗Ｒ１（以下、外付け抵抗Ｒ１という）を新たに設けた構成である。また、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図１９に示す従来のスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ１０を昇圧チョッパレギュレータ１００に置換し、外付け抵抗Ｒ１を新たに設けた構成である。そして、昇圧チョッパレギュレータ１００は、昇圧チョッパレギュレータ１０の発振回路１５を発振回路１５’に置換し、発振回路１５’に接続される発振周波数調整端子ＴOSCを新たに設けた構成である。 The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 1 replaces the step-up chopper regulator 10 of the conventional switching power supply circuit shown in FIG. This is a configuration in which an external resistor R1) is newly provided. The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 2 has a configuration in which the step-up chopper regulator 10 of the conventional switching power supply circuit shown in FIG. 19 is replaced with a step-up chopper regulator 100 and an external resistor R1 is newly provided. . The step-up chopper regulator 100 has a configuration in which the oscillation circuit 15 of the step-up chopper regulator 10 is replaced with an oscillation circuit 15 ′ and an oscillation frequency adjustment terminal T OSC connected to the oscillation circuit 15 ′ is newly provided.

発振回路１５’は、発振周波数調整端子ＴOSCに発振周波数調整用電圧ＶOSCを印加して、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と線形関係にある発振周期の発振信号を出力する。発振回路１５’の一構成例を図３に示す。定電圧Ｖｓは温度特性がフラットである定電圧であり、例えば昇圧チョッパレギュレータ１００内の定電圧回路２４の出力を用いることができる。定電圧Ｖｓを抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９で分割して得られる電圧ＶAが、コンパレータＣＯＭ１とソースフォロア回路を構成するＰｃｈトランジスタＱ１とにより発振周波数調整用電圧ＶOSCとなる。入力電圧Ｖｉｎに依存しない発振周波数調整用電圧ＶOSCにより、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値に比例する定電流Ｉｃが得られ、カレントミラー回路ＣＭ１によってリングオシレータＲＯ１の各インバータに定電流Ｉｃが供給される。そして、リングオシレータＲＯ１から出力される発振信号が発振回路１５’の出力となる。発振回路１５’の発振周期Ｔは、以下に示す（１）式で表される。なお、（１）式において、Ｖｔｈは図３中のインバータＩＮＶ１の閾値電圧を示し、Ｃ1はリングオシレータＲＯ１内のコンデンサＣ１の静電容量を示し、Ｒ1は抵抗Ｒ１の抵抗値を示している。（１）式より、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と発振回路１５’の発振周期とが線形関係にあることが分かる。
Ｔ＝Ｖｔｈ・Ｃ1／Ｉｃ＝Ｖｔｈ・Ｃ1・Ｒ1／ＶOSC …（１） The oscillation circuit 15 ′ applies the oscillation frequency adjustment voltage V OSC to the oscillation frequency adjustment terminal T OSC and outputs an oscillation signal having an oscillation period linearly related to the resistance value of the external resistor R1. One configuration example of the oscillation circuit 15 ′ is shown in FIG. The constant voltage Vs is a constant voltage having a flat temperature characteristic. For example, the output of the constant voltage circuit 24 in the boost chopper regulator 100 can be used. The voltage V A obtained by dividing the constant voltage Vs by the resistors R8 and R9 becomes the oscillation frequency adjusting voltage V OSC by the comparator COM1 and the Pch transistor Q1 constituting the source follower circuit. A constant current Ic proportional to the resistance value of the external resistor R1 is obtained by the oscillation frequency adjusting voltage V OSC independent of the input voltage Vin, and the constant current Ic is supplied to each inverter of the ring oscillator RO1 by the current mirror circuit CM1. The The oscillation signal output from the ring oscillator RO1 becomes the output of the oscillation circuit 15 ′. The oscillation period T of the oscillation circuit 15 ′ is expressed by the following equation (1). Note that in (1), Vth indicates a threshold voltage of the inverter INV1 in FIG. 3, C 1 represents the capacitance of the capacitor C1 in the ring oscillator RO1, R 1 is shows a resistance value of the resistor R1 Yes. From the equation (1), it can be seen that the resistance value of the external resistor R1 and the oscillation period of the oscillation circuit 15 ′ are in a linear relationship.
T = Vth · C 1 / Ic = Vth · C 1 · R 1 / V OSC (1)

ここで、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と発振回路１５’の発振周期との関係を図４に示し、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と発振回路１５’の発振周波数との関係を図５に示す。このように、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と発振回路１５’の発振周期とは線形関係にあるので、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値と図１又は図２に示すスイッチング電源回路のスイッチング周期とは線形関係にある。   Here, the relationship between the resistance value of the external resistor R1 and the oscillation period of the oscillation circuit 15 ′ is shown in FIG. 4, and the relationship between the resistance value of the external resistor R1 and the oscillation frequency of the oscillation circuit 15 ′ is shown in FIG. . As described above, since the resistance value of the external resistor R1 and the oscillation period of the oscillation circuit 15 ′ are in a linear relationship, the resistance value of the external resistor R1 and the switching period of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 or FIG. It is in a linear relationship.

一般に、スイッチング電源回路を携帯機器や液晶テレビやＤＶＤプレーヤー等の電子機器に使用する場合、スイッチング電源回路から発生するノイズには、電子機器内の他のＬＳＩに悪影響を及ぼすノイズと及ぼさないノイズがある。そして、スイッチング電源回路から発生するノイズの特性はスイッチング周期に依存している。   In general, when a switching power supply circuit is used in an electronic device such as a portable device, a liquid crystal television, or a DVD player, noise generated from the switching power supply circuit includes noise that does not adversely affect other LSIs in the electronic device and noise that does not affect the LSI. is there. The characteristic of noise generated from the switching power supply circuit depends on the switching period.

図１、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、上述したように、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値とスイッチング周期とが線形関係にあるため、電子機器の設計者が外付け抵抗Ｒ１一つの取替えで自由にスイッチング周期を変化させることができ、発生ノイズの調整が容易である。したがって、図１、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路においては、スイッチング電源回路から発生するノイズを電子機器内の他のＬＳＩに悪影響を及ぼさないノイズのみにすることが容易になる。   The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIGS. 1 and 2 has a linear relationship between the resistance value of the external resistor R1 and the switching period as described above, and therefore, the designer of the electronic device has to connect the external resistor R1. The switching cycle can be freely changed by changing one of them, and the generated noise can be easily adjusted. Therefore, in the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIGS. 1 and 2, it is easy to make noise generated from the switching power supply circuit only noise that does not adversely affect other LSIs in the electronic device.

なお、電子機器の設計者が簡単に設計できるように、外付け抵抗Ｒ１と発振回路１５’の発振周期が比例関係であることが望ましい。   Note that it is desirable that the external resistor R1 and the oscillation period of the oscillation circuit 15 'have a proportional relationship so that the designer of the electronic device can easily design.

しかしながら、図１、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路には、外付け抵抗Ｒ１を用いることによる課題が三つある。以下、これらの課題について説明する。   However, the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIGS. 1 and 2 has three problems due to the use of the external resistor R1. Hereinafter, these problems will be described.

第一の課題は、スイッチング周波数の温度特性をフラットにする具体的手段である。図１８、図１９に示す従来の昇圧型スイッチング電源回路では、スイッチング周波数の温度特性をフラットにするために、発振回路１５を図２１に示す回路構成にしている。図２１に示す回路構成では、デプレッショントランジスタで生成した電流源１５Ａと、マルチＶｔｈ(２種類のＶｔｈ)のＮｃｈトランジスタから成るカレントミラー回路１５Ｂを備え、電流源１５Ａの温度特性をカレントミラー回路１５Ｂの温度特性で補償して、図２２に示す鋸歯状波信号（発振回路の出力）のスレッシュレベルの温度特性がフラットになるようにしていた。この場合マスク１枚が余分に必要となり、ウェハプロセス工程も１工程余分に必要となるため安価に生産しづらい。外付け抵抗Ｒ１によりスイッチング周波数を決定する場合、スイッチング周波数の温度特性をフラットにするために、図２２に示す鋸歯状波信号のスレッシュレベルの温度特性を、(発振周波数調整用電圧ＶOSC)／(外付け抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ1)で補正する必要がある。例えば、外付け抵抗Ｒ１に温度特性がフラットのチップ抵抗を使用した場合、発振周波数調整用電圧ＶOSCを図２２に示す鋸歯状波信号（発振回路の出力）のスレッシュレベルの温度特性をキャンセルするような回路構成とする必要がある。 The first problem is a specific means for flattening the temperature characteristic of the switching frequency. In the conventional step-up switching power supply circuit shown in FIGS. 18 and 19, the oscillation circuit 15 has the circuit configuration shown in FIG. 21 in order to flatten the temperature characteristics of the switching frequency. The circuit configuration shown in FIG. 21 includes a current source 15A generated by a depletion transistor and a current mirror circuit 15B composed of a multi-Vth (two types of Vth) Nch transistor, and the temperature characteristics of the current source 15A are the same as those of the current mirror circuit 15B. Compensating with the temperature characteristic, the temperature characteristic of the threshold level of the sawtooth wave signal (output of the oscillation circuit) shown in FIG. 22 is made flat. In this case, an extra mask is required, and an extra wafer process is required, making it difficult to produce at low cost. When the switching frequency is determined by the external resistor R1, in order to flatten the temperature characteristic of the switching frequency, the threshold level temperature characteristic of the sawtooth wave signal shown in FIG. 22 is expressed by (oscillation frequency adjusting voltage V OSC ) / It is necessary to correct by (resistance value R 1 of the external resistor R1). For example, when a chip resistor having a flat temperature characteristic is used as the external resistor R1, the oscillation frequency adjustment voltage V OSC cancels the temperature characteristic of the threshold level of the sawtooth wave signal (output of the oscillation circuit) shown in FIG. Such a circuit configuration is required.

第二の課題は、外付け抵抗Ｒ１のグランドと昇圧チョッパレギュレータのグランドに相違が生じることによって生じる不具合の解消である。通常外付け抵抗Ｒ１のグランドと昇圧チョッパレギュレータ内のグランドとは一致することが望ましい。なぜならば、(発振周波数調整用電圧ＶOSC)／(外付け抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ1)の発振周波数調整用電圧ＶOSCを決定するグランドレベルは昇圧チョッパレギュレータ内であるのに対し、外付け抵抗Ｒ１のグランドは外付けとなるため外部グランドとなってしまう。昇圧チョッパレギュレータ内部のグランドと外付け抵抗Ｒ１のグランドとに常に同じ電位差が生じているのであれば問題は生じないのであるが、Ｎｃｈトランジスタ１２からグランドに数百ｍＡの電流が数百ｋＨｚから数ＭＨｚの周波数でスイッチングして流れてグランドが揺れるため外付け抵抗Ｒ１のグランドと昇圧チョッパレギュレータ内のグランドにノイズ的な相違ができてしまう。このため、昇圧チョッパレギュレータ自身で発生させたノイズによりスイッチング周波数を決めている定電流の値(ＶOSC／Ｒ1)が微妙に変化し、スイッチング周期がばらつく。このような状況になると、スイッチング電源回路のフィードバック全体に影響が及び、図６に示すように出力電圧Ｖｏｕｔの波形が発振しているようになる。つまり昇圧チョッパレギュレータ自身で発生したノイズによりスイッチング電源回路が誤動作してしまう。 The second problem is to solve the problem caused by the difference between the ground of the external resistor R1 and the ground of the boost chopper regulator. Usually, it is desirable that the ground of the external resistor R1 and the ground in the boost chopper regulator match. This is because the ground level that determines the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of (oscillation frequency adjustment voltage V OSC ) / (resistance value R 1 of the external resistor R 1 ) is in the boost chopper regulator, while external Since the ground of the resistor R1 is externally attached, it becomes an external ground. If the same potential difference is always generated between the ground inside the step-up chopper regulator and the ground of the external resistor R1, there is no problem, but a current of several hundred mA from the Nch transistor 12 to the ground is several hundred kHz. Since the ground fluctuates by switching at a frequency of MHz, there is a noise difference between the ground of the external resistor R1 and the ground in the boost chopper regulator. For this reason, the constant current value (V OSC / R 1 ) that determines the switching frequency is slightly changed by the noise generated by the boost chopper regulator itself, and the switching cycle varies. In such a situation, the entire feedback of the switching power supply circuit is affected, and the waveform of the output voltage Vout oscillates as shown in FIG. That is, the switching power supply circuit malfunctions due to noise generated by the boost chopper regulator itself.

第三の課題は、図１、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路を携帯機器向けにする場合、消費電流を小さくために昇圧チョッパレギュレータをＣＭＯＳプロセスで設計することが望ましいが、その場合、Ｎｃｈトランジスタ、ＰｃｈトランジスタのＶｔｈのバラツキが非常に大きくなるので、このバラツキによるスイッチング周波数のバラツキを抑える具体的手段である。   A third problem is that when the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIGS. 1 and 2 is used for a portable device, it is desirable to design a boost chopper regulator by a CMOS process in order to reduce current consumption. Since the variation of Vth of the Nch transistor and the Pch transistor becomes very large, this is a specific means for suppressing the variation of the switching frequency due to this variation.

次に、上述した第一の課題であるスイッチング周波数の温度特性をフラットにする具体的手段について説明する。   Next, specific means for flattening the temperature characteristic of the switching frequency, which is the first problem described above, will be described.

発振回路１５’において、発振周波数の温度特性をフラットとするためには、図２２に示す鋸歯状波信号のスレッシュレベルの温度特性を、(発振周波数調整用電圧ＶOSC)／(外付け抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ1)で補正する必要がある。例えば、外付け抵抗Ｒ１に温度特性がフラットのチップ抵抗を使用した場合、発振周波数調整用電圧ＶOSCの温度特性を図２２に示す鋸歯状波信号のスレッシュレベルの温度特性をキャンセルするような回路構成とする必要がある。 In order to make the temperature characteristic of the oscillation frequency flat in the oscillation circuit 15 ′, the temperature characteristic of the threshold level of the sawtooth wave signal shown in FIG. 22 is set to (oscillation frequency adjusting voltage V OSC ) / (external resistor R1). It is necessary to correct with the resistance value R 1 ). For example, when a chip resistor having a flat temperature characteristic is used for the external resistor R1, the temperature characteristic of the oscillation frequency adjusting voltage V OSC cancels the threshold level temperature characteristic of the sawtooth wave signal shown in FIG. Must be configured.

鋸歯状波信号のスレッシュレベルはマイナスの温度依存性(高温になるに従って低くなる)を持つため、発振周波数の温度特性をフラットにするためには、高温になるに従ってコンデンサＣ１に充電する電流を少なくする必要がある。なお、鋸歯状波信号の周波数Ｆは、以下に示す（２）式で表させる。ただし、（２）式において、ＩはコンデンサＣ１の充電電流を示し、Ｖｔｈは図３中のインバータＩＮＶ１の閾値電圧を示す。
Ｆ＝Ｉ／Ｖｔｈ・Ｃ1＝（ＶOSC・Ｃ1)／（Ｒ1・Ｖｔｈ) …（２） Since the threshold level of the sawtooth signal has a negative temperature dependency (becomes lower as the temperature becomes higher), in order to flatten the temperature characteristics of the oscillation frequency, the current charged in the capacitor C1 is reduced as the temperature becomes higher. There is a need to. The frequency F of the sawtooth wave signal is expressed by the following equation (2). In equation (2), I represents the charging current of the capacitor C1, and Vth represents the threshold voltage of the inverter INV1 in FIG.
F = I / Vth · C 1 = (V OSC · C 1 ) / (R 1 · Vth) (2)

外付け抵抗Ｒ１に温度特性がフラットのチップ抵抗を使用した場合、発振周波数調整用電圧ＶOSCがマイナスの温度依存性を持てば良い。発振周波数調整用電圧ＶOSCがマイナスの温度依存性を持つ発振回路の回路構成例としては、例えば図７、図８、或いは図９に示す回路構成が挙げられる。なお、図７、図８、図９において図３と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。 When a chip resistor having a flat temperature characteristic is used as the external resistor R1, the oscillation frequency adjusting voltage V OSC only needs to have a negative temperature dependency. As an example of the circuit configuration of an oscillation circuit in which the oscillation frequency adjustment voltage V OSC has a negative temperature dependence, for example, the circuit configuration shown in FIG. 7, FIG. 8, or FIG. 7, 8, and 9, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.

図７に示す回路構成は、図３に示す回路構成において抵抗Ｒ９とグランドとの間にダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ２を新たに設けた回路構成である。図７に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCは、下記（３）式で示される。ただし、（３）式において、Ｒ8は抵抗Ｒ８の抵抗値を示し、Ｒ9は抵抗Ｒ９の抵抗値を示す。下記（３）式より、図７に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCの温度依存性は、ＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEの温度依存性が支配的であることがわかる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEはマイナスの温度依存性であるため、図７に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCもマイナスの温度依存性となる。
Ｖｏｓｃ＝(Ｖｓ−ＶBE)・Ｒ9／(Ｒ8＋Ｒ9)＋ＶBE …（３） The circuit configuration shown in FIG. 7 is a circuit configuration in which an NPN transistor Q2 diode-connected between the resistor R9 and the ground in the circuit configuration shown in FIG. 3 is newly provided. The oscillation frequency adjusting voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 7 is expressed by the following equation (3). However, in (3), R 8 represents a resistance value of the resistor R8, R 9 represents a resistance value of the resistor R9. From the following equation (3), the temperature dependence of the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 7 is dominated by the temperature dependence of the base-emitter voltage V BE of the NPN transistor Q2. It can be seen that it is. Since the base-emitter voltage V BE of the NPN transistor Q2 has a negative temperature dependency, the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 7 also has a negative temperature dependency. .
Vosc = (Vs−V BE ) · R 9 / (R 8 + R 9 ) + V BE (3)

発振回路１５’を安価に生産するためＢｉＣＭＯＳプロセスは使用せず、ＣＭＯＳプロセスを使用することが望ましい。上述したベース・エミッタ間電圧ＶBEの温度依存性を利用するためのＮＰＮトランジスタＱ２は、図１０に示すようなＣＭＯＳプロセスの寄生素子を利用することが可能である。 In order to produce the oscillation circuit 15 ′ at low cost, it is desirable not to use the BiCMOS process but to use the CMOS process. As the NPN transistor Q2 for utilizing the temperature dependence of the base-emitter voltage V BE described above, a parasitic element of a CMOS process as shown in FIG. 10 can be used.

外付け抵抗Ｒ１に温度依存性がないチップ抵抗を利用した場合の図７に示す回路構成での発振周波数の特性線Ｔ１と図３に示す回路構成での発振周波数の特性線Ｔ２との比較を図１１に示す。外付け抵抗Ｒ１に温度特性がフラットのチップ抵抗を使用し、図７に示す回路構成を採用した場合、発振周波数の温度特性をフラットにすることができるので、スイッチング周波数の温度特性をフラットにすることができる。   Comparison is made between the oscillation frequency characteristic line T1 in the circuit configuration shown in FIG. 7 and the oscillation frequency characteristic line T2 in the circuit configuration shown in FIG. 3 when a chip resistor having no temperature dependency is used as the external resistor R1. As shown in FIG. When a chip resistor having a flat temperature characteristic is used as the external resistor R1 and the circuit configuration shown in FIG. 7 is adopted, the temperature characteristic of the oscillation frequency can be flattened, so the temperature characteristic of the switching frequency is flattened. be able to.

図８に示す回路構成は、図７に示す回路構成のダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ２をダイオード接続されたＮｃｈトランジスタＱ３に置換した回路構成である。図８に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCは、下記（４）式で示される。ただし、（４）式において、Ｒ8は抵抗Ｒ８の抵抗値を示し、Ｒ9は抵抗Ｒ９の抵抗値を示す。下記（４）式より、図８に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCの温度特性は、ＮｃｈトランジスタＱ３のドレイン・ソース間電圧ＶDSの温度依存性が支配的であることがわかる。そして、ＮｃｈトランジスタＱ３のドレイン・ソース間電圧ＶDSはマイナスの温度依存性であるため、図８に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCもマイナスの温度依存性となる。
Ｖｏｓｃ＝(Ｖｓ−ＶDS)・Ｒ9／(Ｒ8＋Ｒ9)＋ＶDS …（４）
外付け抵抗Ｒ１の種類による温度依存性の相違については、図２３に示すＮｃｈトランジスタのドレイン電流ＩD−ゲート・ソース間電圧ＶGS特性を利用することで、抵抗Ｒ８、Ｒ９の抵抗値を変更すること（ ＮｃｈトランジスタＱ３のドレイン電流ＩDを変化させること）または、ＮｃｈトランジスタＱ３のゲート長／ゲート幅を調整することで簡単に発振周波数調整用電圧ＶOSCの温度依存性を微調整することができる。尚、図２３において、実線、破線、点線のうち実線がＮｃｈトランジスタのゲート長が最も小さく点線がＮｃｈトランジスタのゲート長が最も大きく、実線、破線、点線でＮｃｈトランジスタのゲート幅は一定である。また、図２３において、実線、破線、点線のそれぞれにおいて、線幅が細いほど高温である。 The circuit configuration shown in FIG. 8 is a circuit configuration in which the diode-connected NPN transistor Q2 in the circuit configuration shown in FIG. 7 is replaced with a diode-connected Nch transistor Q3. The oscillation frequency adjusting voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 8 is expressed by the following equation (4). However, in (4), R 8 represents a resistance value of the resistor R8, R 9 represents a resistance value of the resistor R9. From the following equation (4), the temperature characteristic of the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 8 is dominated by the temperature dependence of the drain-source voltage V DS of the Nch transistor Q3. I know that there is. Since the drain-source voltage V DS of the Nch transistor Q3 has a negative temperature dependency, the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 8 also has a negative temperature dependency. .
Vosc = (Vs−V DS ) · R 9 / (R 8 + R 9 ) + V DS (4)
Regarding the difference in temperature dependence depending on the type of the external resistor R1, the resistance values of the resistors R8 and R9 are changed by using the drain current ID of the Nch transistor and the gate-source voltage VGS characteristic shown in FIG. (By changing the drain current ID of the Nch transistor Q3) or by simply adjusting the gate length / gate width of the Nch transistor Q3 to finely adjust the temperature dependence of the oscillation frequency adjusting voltage V OSC Can do. In FIG. 23, among the solid line, broken line, and dotted line, the solid line has the smallest gate length of the Nch transistor and the dotted line has the largest gate length of the Nch transistor, and the gate width of the Nch transistor is constant between the solid line, broken line, and dotted line. In FIG. 23, the solid line, the broken line, and the dotted line each have a higher temperature as the line width is smaller.

図９に示す回路構成は、図７に示す回路構成の抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ９、及びダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ２をＮｃｈデプレッショントランジスタＱ４、Ｑ５及びＮｃｈエンハンスメントトランジスタＱ６、Ｑ７に置換した回路構成である。図９に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCの温度特性は、ＮｃｈデプレッショントランジスタＱ４、Ｑ５及びＮｃｈエンハンスメントトランジスタＱ６、Ｑ７のゲート長、幅を調整することで自由に変更することができる。図９に示す回路構成の発振回路１５’の発振周波数調整用電圧ＶOSCは、下記（５）式で示される。なお、Ｔｒ１(Ｖｔｈ)はＮｃｈデプレッショントランジスタの閾値電圧を示し、Ｔｒ２(Ｖｔｈ)はＮｃｈエンハンスメントトランジスタの閾値電圧を示す。
Ｖｏｓｃ＝｜Ｔｒ１(Ｖｔｈ)＋Ｔｒ２(Ｖｔｈ)｜ …（５） The circuit configuration shown in FIG. 9 is a circuit configuration in which the resistors R8 and R9 and the diode-connected NPN transistor Q2 in the circuit configuration shown in FIG. 7 are replaced with Nch depletion transistors Q4 and Q5 and Nch enhancement transistors Q6 and Q7. . The temperature characteristics of the oscillation frequency adjustment voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 9 can be freely changed by adjusting the gate lengths and widths of the Nch depletion transistors Q4 and Q5 and the Nch enhancement transistors Q6 and Q7. can do. The oscillation frequency adjusting voltage V OSC of the oscillation circuit 15 ′ having the circuit configuration shown in FIG. 9 is expressed by the following equation (5). Tr1 (Vth) represents the threshold voltage of the Nch depletion transistor, and Tr2 (Vth) represents the threshold voltage of the Nch enhancement transistor.
Vosc = | Tr1 (Vth) + Tr2 (Vth) | (5)

上述した第二の課題を解決するために、図１、図２を改良して図１２、図１３に示す構成にすればよい。なお、図１２、図１３において図１、図２と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。   In order to solve the second problem described above, the configuration shown in FIGS. 12 and 13 may be improved by improving FIGS. 12 and 13, the same parts as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.

図１２に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図１に示す本発明に係るスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ１００を昇圧チョッパレギュレータ１０１に置換した構成である。また、図１３に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図２に示す本発明に係るスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ１００を昇圧チョッパレギュレータ１０１に置換した構成である。そして、昇圧チョッパレギュレータ１０１は、昇圧チョッパレギュレータ１００のグランド電源端子ＴGNDの代わりにアナロググランド端子ＴA-GND及びパワーグランド端子ＴP-GNDを設けた構成である。 The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 12 has a configuration in which the step-up chopper regulator 100 of the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. The switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. 13 has a configuration in which the step-up chopper regulator 100 of the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIG. The step-up chopper regulator 101 has an analog ground terminal T A-GND and a power ground terminal T P-GND instead of the ground power supply terminal T GND of the step-up chopper regulator 100.

外付け抵抗Ｒ１のグランドと発振回路１５’のグランドが同じＩＣ内で結線しておれば、ノイズに対する誤動作は起こらないが、外付け抵抗Ｒ１のグランドは昇圧チョッパレギュレータ外のグランドとなり、発振回路１５’のグランドは昇圧チョッパレギュレータ内のグランドとなるのでノイズに対する誤動作が起こる可能性がある。この場合、誤動作が起こる条件は、Ｎｃｈトランジスタ１２のスイッチングによるグランドノイズのために瞬間的に昇圧チョッパレギュレータ内外でグランドレベル相違を生じることでスイッチング周波数を決めている定電流の値(ＶOSC／Ｒ1)が微妙に変化することである。このような条件下では、スイッチング電源回路のフィードバック全体に影響が及び、図６に示すように出力電圧Ｖｏｕｔの波形が発振しているようになる。つまり昇圧チョッパレギュレータ自身で発生したノイズによりスイッチング電源回路が誤動作してしまう。 If the ground of the external resistor R1 and the ground of the oscillation circuit 15 ′ are connected in the same IC, no malfunction occurs with respect to noise, but the ground of the external resistor R1 becomes the ground outside the boost chopper regulator, and the oscillation circuit 15 Since the 'ground becomes the ground in the boost chopper regulator, there is a possibility of malfunction due to noise. In this case, the condition for malfunction is the constant current value (V OSC / R) that determines the switching frequency by instantaneously causing a ground level difference inside and outside the step-up chopper regulator due to ground noise due to switching of the Nch transistor 12. 1 ) is a subtle change. Under such conditions, the entire feedback of the switching power supply circuit is affected, and the waveform of the output voltage Vout oscillates as shown in FIG. That is, the switching power supply circuit malfunctions due to noise generated by the boost chopper regulator itself.

上記誤動作の発生を防止するためにできる限りノイズを除去することが必要である。そのために、図１２、図１３に示す本発明に係るスイッチング電源回路では、昇圧チョッパレギュレータ１０１の内部グランドをアナロググランド端子ＴA-GNDのアナロググランド（昇圧チョッパレギュレータ内の制御部グランド）とパワーグランド端子ＴP-GNDのパワーグランド（昇圧チョッパレギュレータ内のパワースイッチ素子ソース部グランド）に分け、アナロググランド端子ＴA-GNDと発振周波数調整端子ＴOSCとを図１４（ａ）に示すように隣同士に配置し、モールド状態でも図１４（ｂ）に示すようにアナロググランド端子ピンＰＴA-GNDと発振周波数調整端子ピンＰＴOSCとを隣同士に配置する。 In order to prevent the occurrence of the malfunction, it is necessary to remove noise as much as possible. Therefore, in the switching power supply circuit according to the present invention shown in FIGS. 12 and 13, the internal ground of the boost chopper regulator 101 is the analog ground of the analog ground terminal T A-GND (the control unit ground in the boost chopper regulator) and the power ground. It is divided into the power ground of the terminal T P-GND (the power switch element source part ground in the step-up chopper regulator), and the analog ground terminal T A-GND and the oscillation frequency adjustment terminal T OSC are adjacent as shown in FIG. placed in each other to place the analog ground terminal pin PT a-GND and the oscillation frequency adjusting terminal pins PT OSC next to each other as shown in FIG. 14 (b) in the mold state.

図１５に示すような基板上にアセンブリすること、つまりアナロググランド端子ピンＰＴA-GNDの近傍で外付け抵抗Ｒ１を介し発振周波数調整端子ピンＰＴOSCへ結線するとともに電源端子ピンＰＴVIN−アナロググランド端子ピンＰＴA-GNDにコンデンサＣ２を配置する基板パターンをとることでノイズの影響を避けることができ、安定した周波数を実現することが可能となる。 Assembling on a substrate as shown in FIG. 15, that is, connecting to the oscillation frequency adjustment terminal pin PT OSC through the external resistor R1 in the vicinity of the analog ground terminal pin PTA -GND and power supply terminal pin PTVIN -analog ground By taking a substrate pattern in which the capacitor C2 is arranged on the terminal pin PTA -GND , it is possible to avoid the influence of noise and to realize a stable frequency.

上述した第三の課題を解決するために、トリミングが必要となる。トリミングには様々な種類(レーザー、ツェナーザップ、アルミ溶断、ポリ溶断等)があるが携帯機器に用いるようなＩＣはできる限り小さいパッケージが好ましいため、レーザートリミングを用いることが望ましい。   Trimming is necessary to solve the third problem described above. Although there are various types of trimming (laser, zener zap, aluminum fusing, poly fusing, etc.), it is desirable to use laser trimming because ICs used for portable devices are preferably as small as possible.

発振回路１５’では、抵抗Ｒ９をトリミングが施される素子とし、コンデンサＣ１の前段のインバータに電流を供給するＰｃｈトランジスタをトリミングが施される素子とすればよい。   In the oscillation circuit 15 ', the resistor R9 may be an element to be trimmed, and the Pch transistor that supplies current to the inverter at the previous stage of the capacitor C1 may be an element to be trimmed.

抵抗Ｒ９をトリミングが施される素子とする場合の構成例を図１６に示す。なお、図１６において、各抵抗の近傍に抵抗値を記載している。トリミング前にヒューズがつながっていた状態で発振周波数調整用電圧ＶOSCをウェハテストにて測定する。発振周波数調整用電圧の目標値をＶOSC *とし、トリミング前の抵抗Ｒ９の抵抗値をＲ9とし、抵抗Ｒ９の目標抵抗値をＲ9 *とすると、下記（６）式、（７）式が成り立つ。なお、（６）式中のＲ8は発振回路１５’内の抵抗Ｒ８の抵抗値である。そして、下記（６）式、（７）式から求まる抵抗Ｒ９の目標抵抗値Ｒ9 *に最も近くなるように抵抗Ｒ９内のヒューズをトリミング装置で切断する。抵抗Ｒ９のトリミングにより発振周波数調整用電圧ＶOSCのバラツキを抑えることができる。なお、抵抗Ｒ９の代わりに抵抗Ｒ８をトリミングが施される素子としても構わない。
ΔＲ＝（ＶOSC−ＶOSC *）／｛（Ｖｓ−ＶOSC）／Ｒ8｝ …（６）
Ｒ9 *＝ΔＲ＋Ｒ9 …（７） A configuration example in the case where the resistor R9 is an element to be trimmed is shown in FIG. In FIG. 16, resistance values are shown in the vicinity of each resistor. The oscillation frequency adjustment voltage V OSC is measured by a wafer test with the fuse connected before trimming. When the target value of the oscillation frequency adjusting voltage and V OSC *, the resistance value of the trimming previous resistor R9 and R 9, the target resistance value of the resistor R9 and R 9 *, the following equation (6), (7) Holds. In the equation (6), R 8 is the resistance value of the resistor R8 in the oscillation circuit 15 ′. Then, the following equation (6), cut with trimming apparatus fuses in resistor R9 to the nearest (7) target resistance value of the resistor R9 which is obtained from the equation R 9 *. Variations in the oscillation frequency adjusting voltage V OSC can be suppressed by trimming the resistor R9. Note that the resistor R8 may be an element to be trimmed instead of the resistor R9.
ΔR = (V OSC −V OSC * ) / {(Vs−V OSC ) / R 8 } (6)
R 9 * = ΔR + R 9 (7)

コンデンサＣ１の前段のインバータに電流を供給するＰｃｈトランジスタをトリミングが施される素子とする場合の構成例を図１７に示す。なお、図１７において、各Ｐｃｈトランジスタの近傍にチャネル幅を記載している。トリミング前に発振周波数調整端子ＴOSCに外付け抵抗Ｒ１ではなく外部電源を接続し、所定値（ＶOSC／Ｒ1）の電流が発振周波数調整端子ＴOSCから当該外部電源に流れるようにしたときの発振周波数Ｆ１を測定する。発振周波数の目標値をＦ１*とし、トリミング後のＰｃｈトランジスタの合計チャネル幅をＷとすると、下記（８）式が成り立つ。そして、下記（８）式から求まる発振周波数の目標値をＦ１*に最も近くなるようにヒューズをトリミング装置で切断する。コンデンサＣ１の前段のインバータに電流を供給するＰｃｈトランジスタのトリミングにより図２２に示す鋸歯状波信号のスレッシュレベルのバラツキを抑えることができる。
Ｗ＝（Ｆ１*／Ｆ１）×（ａ＋２ａ＋４ａ＋８ａ） …（８） FIG. 17 shows a configuration example in the case where the Pch transistor that supplies current to the inverter in the previous stage of the capacitor C1 is an element to be trimmed. In FIG. 17, the channel width is shown in the vicinity of each Pch transistor. Before trimming, when an external power supply is connected to the oscillation frequency adjustment terminal T OSC instead of the external resistor R1, and a current of a predetermined value (V OSC / R 1 ) flows from the oscillation frequency adjustment terminal T OSC to the external power supply The oscillation frequency F1 is measured. If the target value of the oscillation frequency is F1 * and the total channel width of the Pch transistors after trimming is W, the following equation (8) is established. Then, the fuse is cut by the trimming device so that the target value of the oscillation frequency obtained from the following equation (8) is closest to F1 * . By trimming the Pch transistor that supplies current to the inverter in front of the capacitor C1, variations in the threshold level of the sawtooth wave signal shown in FIG. 22 can be suppressed.
W = (F1 * / F1) × (a + 2a + 4a + 8a) (8)

上述した２つの素子にトリミングを施すことで発振回路１５’の発振周波数のバラツキを抑えることが可能であり、発振回路１５’の発振周波数のバラツキを考慮しない条件下において、できる限り小さい部品(コイル、コンデンサ)を選定することが可能であり、実装面積の縮小に貢献できる。   By trimming the two elements described above, it is possible to suppress variations in the oscillation frequency of the oscillation circuit 15 ′, and under the conditions that do not consider variations in the oscillation frequency of the oscillation circuit 15 ′, the smallest possible component (coil , Capacitors) can be selected, which contributes to a reduction in mounting area.

なお、上述した実施形態では、トランスレスの昇圧型スイッチング電源回路について説明を行ったが、本発明はスイッチングトランスを有する昇圧型スイッチング電源回路にも適用することができる。また、本発明は昇圧型スイッチング電源回路のみならず、降圧型スイッチング電源回路や昇降圧型スイッチング電源回路にも適用することができる。   In the above-described embodiment, the transformerless step-up switching power supply circuit has been described. However, the present invention can also be applied to a step-up switching power supply circuit having a switching transformer. The present invention can be applied not only to a step-up switching power supply circuit but also to a step-down switching power supply circuit and a step-up / step-down switching power supply circuit.

また、本発明に係る電子機器は、負荷（例えば、液晶表示装置の照明源や携帯機器に搭載されているディジタルチューナ）と、前記負荷を駆動する本発明に係るスイッチング電源回路とを搭載している。   An electronic apparatus according to the present invention includes a load (for example, a digital tuner mounted on an illumination source of a liquid crystal display device or a portable device) and a switching power supply circuit according to the present invention that drives the load. Yes.

は、本発明に係るスイッチング電源回路の一構成例を示す図である。These are figures which show the example of 1 structure of the switching power supply circuit which concerns on this invention. は、本発明に係るスイッチング電源回路の他の構成例を示す図である。These are figures which show the other structural example of the switching power supply circuit which concerns on this invention. は、本発明に係るスイッチング電源回路が備える発振器の一構成例を示す図である。These are figures which show one structural example of the oscillator with which the switching power supply circuit which concerns on this invention is provided. は、外付け抵抗の抵抗値と発振周期との関係を示す図である。These are figures which show the relationship between the resistance value of external resistance, and an oscillation period. は、外付け抵抗の抵抗値と発振周波数との関係を示す図である。These are figures which show the relationship between the resistance value of external resistance, and an oscillation frequency. は、グランドラインの相違に起因するノイズを示す図である。These are figures which show the noise resulting from the difference in a ground line. は、温度補償機能を有する発振器の一構成例を示す図である。These are figures which show the example of 1 structure of the oscillator which has a temperature compensation function. は、温度補償機能を有する発振器の他の構成例を示す図である。These are figures which show the other structural example of the oscillator which has a temperature compensation function. は、温度補償機能を有する発振器の更に他の構成例を示す図である。These are figures which show the further another structural example of the oscillator which has a temperature compensation function. は、ＣＭＯＳプロセスの寄生素子を示す図である。These are figures which show the parasitic element of a CMOS process. は、図３に示す発振器と図７に示す発振器の発振周波数特性を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing oscillation frequency characteristics of the oscillator shown in FIG. 3 and the oscillator shown in FIG. 7. は、図１に示すスイッチング電源回路を改良した構成を示す図である。These are figures which show the structure which improved the switching power supply circuit shown in FIG. は、図２に示すスイッチング電源回路を改良した構成を示す図である。These are figures which show the structure which improved the switching power supply circuit shown in FIG. は、図１２、図１３に示すスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータＩＣの端子及びピン配置を示す図である。These are the figures which show the terminal and pin arrangement | positioning of step-up chopper regulator IC of the switching power supply circuit shown to FIG. 12, FIG. は、図１２、図１３に示すスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータＩＣの基板パターンを示す図である。These are figures which show the board | substrate pattern of step-up chopper regulator IC of the switching power supply circuit shown to FIG. 12, FIG. は、トリミングが施される素子の構成例を示す図である。These are figures which show the structural example of the element to which trimming is performed. は、トリミングが施される素子の構成例を示す図である。These are figures which show the structural example of the element to which trimming is performed. は、従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。These are figures which show the example of 1 structure of the conventional step-up type | mold switching power supply circuit. は、従来の昇圧型スイッチング電源回路の他の構成例を示す図である。These are figures which show the other structural example of the conventional step-up type | mold switching power supply circuit. は、従来の昇圧型スイッチング電源回路に発生するノイズを示す図である。These are figures which show the noise which generate | occur | produces in the conventional boost type switching power supply circuit. は、従来の昇圧型スイッチング電源回路が備える発振器の一構成例を示す図である。These are figures which show the example of 1 structure of the oscillator with which the conventional boost type switching power supply circuit is provided. は、発振回路から出力される鋸歯状波信号を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a sawtooth wave signal output from an oscillation circuit. は、Ｎｃｈトランジスタのドレイン電流−ゲート・ソース間電圧特性の温度依存性及びゲート長依存性を示す図である。These are the figures which show the temperature dependence and gate length dependence of the drain current-gate-source voltage characteristic of an Nch transistor.

符号の説明Explanation of symbols

１ 直流電源
２ 入力コンデンサ
３ コイル
４ ダイオード
５ 出力コンデンサ
１１、１２ Ｎｃｈトランジスタ
１３ ドライブ回路
１４ 電流検出コンパレータ
１５’ 発振回路
１６ アンプ
１７ ＰＷＭコンパレータ
１８ エラーアンプ
１９ 基準電源
２０ ソフトスタート回路
２１ ＯＮ／ＯＦＦ回路
２２ 過熱保護回路
２３ 過電圧保護回路
２４ 定電圧回路
２５ スイッチ
１００、１０１ 昇圧チョッパレギュレータ
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６ 白色発光ダイオード
Ｒ１ 外付け抵抗
Ｒ２ 出力電流検出用抵抗
Ｒ３、Ｒ４ 出力電圧設定用抵抗
Ｒ５〜Ｒ７ 抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Input capacitor 3 Coil 4 Diode 5 Output capacitor 11, 12 Nch transistor 13 Drive circuit 14 Current detection comparator 15 'Oscillation circuit 16 Amplifier 17 PWM comparator 18 Error amplifier 19 Reference power supply 20 Soft start circuit 21 ON / OFF circuit 22 Overheat protection circuit 23 Overvoltage protection circuit 24 Constant voltage circuit 25 Switch 100, 101 Step-up chopper regulator LED1 to LED6 White light emitting diode R1 External resistor R2 Output current detection resistor R3, R4 Output voltage setting resistor R5 to R7 Resistance

Claims (5)

スイッチング素子と、発振回路と、前記発振回路の発振周期の応じたスイッチング周期で前記スイッチング素子のスイッチング駆動を行うドライブ回路とを備え、少なくとも前記発振回路及び前記ドライブ回路が集積回路内に設けられているスイッチング電源回路において、
前記発振回路に外付けされる抵抗を１本備え、
前記発振回路が、前記抵抗１本に発振周波数調整用電圧を印加し、前記発振周波数調整用電圧の温度特性によって、前記発振回路から出力される信号のスレッシュレベルの温度特性を補正して、発振周波数の温度補償を行い、
前記抵抗の抵抗値と前記発振回路の発振周期とが線形関係にあり、
前記発振回路が、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを備え、前記Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の温度特性によって前記発振周波数調整用電圧の温度特性が定まることを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching element, an oscillation circuit, and a drive circuit that performs switching driving of the switching element at a switching period corresponding to an oscillation period of the oscillation circuit, and at least the oscillation circuit and the drive circuit are provided in an integrated circuit. Switching power supply circuit
One resistor externally attached to the oscillation circuit,
The oscillation circuit applies an oscillation frequency adjustment voltage to one of the resistors, and corrects the temperature characteristic of the threshold level of the signal output from the oscillation circuit according to the temperature characteristic of the oscillation frequency adjustment voltage, thereby oscillating. Perform frequency temperature compensation,
Wherein Ri is linear relationship near the oscillation period of the resistance value and the oscillation circuit of the resistor,
The switching power supply circuit , wherein the oscillation circuit includes an N-channel MOSFET, and a temperature characteristic of the oscillation frequency adjusting voltage is determined by a temperature characteristic of a drain-source voltage of the N-channel MOSFET . 前記発振回路が、リングオシレータと、前記抵抗を流れる電流と略同一値の電流で前記リングオシレータ内の容量を充電する定電流源とを備え、前記定電流源にトリミングが施される請求項１に記載のスイッチング電源回路。2. The oscillation circuit includes a ring oscillator and a constant current source that charges a capacitor in the ring oscillator with a current substantially equal to a current flowing through the resistor, and the constant current source is trimmed. The switching power supply circuit according to 1. 前記発振回路が、定電圧を前記発振周波数調整用電圧に変換する変換回路を備え、前記変換回路にトリミングが施される請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the oscillation circuit includes a conversion circuit that converts a constant voltage into the oscillation frequency adjustment voltage, and the conversion circuit is trimmed. 少なくとも前記発振回路及び前記ドライブ回路が設けられる集積回路においてアナロググランドとパワーグランドをレイアウト上分け、前記スイッチング素子のグランドを前記パワーグランドとし、前記集積回路内の各制御部のグランドを前記アナロググランドとし、前記アナロググランドの端子と前記発振周波数調整用電圧を出力する端子とが隣接している請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。In an integrated circuit in which at least the oscillation circuit and the drive circuit are provided, an analog ground and a power ground are divided in layout, the ground of the switching element is the power ground, and the ground of each control unit in the integrated circuit is the analog ground. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein a terminal of the analog ground and a terminal for outputting the oscillation frequency adjusting voltage are adjacent to each other. 請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源回路を用いたことを特徴とする電子機器。An electronic apparatus using the switching power supply circuit according to claim 1.
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