JP4556906B2 - Gate driver and motor driving device including the gate driver - Google Patents
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Description
本発明は、酸化膜絶縁されたゲート電極を有するＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのパワートランジスタのゲート電極を駆動するのに好適なゲートドライバに関する。 The present invention relates to a gate driver suitable for driving a gate electrode of a power transistor such as a MOSFET or IGBT having a gate electrode with an oxide film insulated.
また、本発明は、紙送りモータやスキャナーモータなどを駆動系に搭載したプリンタや複写機、あるいはスピンドルモータやヘッドアクチュエータなどを駆動系に搭載した光メディア機器やハードディスク機器などの情報機器、また送風ファンモータや圧縮機モータを搭載した空調機器や冷蔵庫、空気清浄機、燃焼用ファンモータを搭載した給湯機、洗濯槽駆動モータを搭載した洗濯機、ブロワモータを搭載した掃除機などの家電機器、あるいは部品実装機や産業用ロボット、汎用インバータなどのＦＡ機器並びに産業機器に使用されるブラシレスＤＣモータをはじめ、誘導モータやリラクタンスモータ、ステッピングモータなどを駆動するのに好適なモータ駆動装置に提供する。 The present invention also relates to information devices such as printers and copiers equipped with paper feed motors and scanner motors in the drive system, optical media devices and hard disk devices equipped with spindle motors and head actuators in the drive system, and air blowers. Home appliances such as air conditioners equipped with fan motors and compressor motors, refrigerators, air purifiers, water heaters equipped with combustion fan motors, washing machines equipped with washing tub drive motors, vacuum cleaners equipped with blower motors, or The present invention provides a motor driving apparatus suitable for driving induction motors, reluctance motors, stepping motors, etc., as well as brushless DC motors used in FA equipment such as component mounting machines, industrial robots, general-purpose inverters, and industrial equipment.
近年、プリンタや複写機あるいは光メディア機器やハードディスク機器などの情報機器に使用されるモータは、機器の高速化および小型化、ポータブル化の進展に伴い、これに搭載されるモータには、より高出力で小型であると同時に省電力であることが強く望まれるようになってきている。 In recent years, motors used in information devices such as printers, copiers, optical media devices, and hard disk devices have become more expensive than the motors mounted on them due to the speeding up, downsizing, and portability of devices. There is a strong desire for power saving while at the same time being small in output.
また空調機器や給湯機、冷蔵庫や洗濯機などの家電機器などに使用されるモータは、ＡＣインダクションモータからより高効率で省電力化が可能なブラシレスＤＣモータに移行しつつある。 Motors used in home appliances such as air conditioners, water heaters, refrigerators and washing machines are shifting from AC induction motors to brushless DC motors that are more efficient and can save power.
産業用途の分野では、従来は単なる動力源であったモータが、可変速、高効率を求められ、インバータ駆動化、ブラシレスモータ化が進みつつある。 In the field of industrial applications, a motor that has been a simple power source in the past is required to have a variable speed and high efficiency, and an inverter drive and a brushless motor are being promoted.
ＦＡの分野では、ロボット、実装機の駆動などにサーボモータが使われており、高精度の可変速・位置決め駆動が行なわれている。 In the FA field, servo motors are used for driving robots and mounting machines, and high-precision variable speed / positioning driving is performed.
これらのモータを省電力、あるいは可変速駆動するために、一般的にはＰＷＭ（パルス幅変調）方式が用いられる。ＰＷＭ方式は、モータの駆動巻線に接続されるパワートランジスタをオンまたはオフし、そのオンとオフの比率を可変することで駆動巻線への電力供給量を制御する方式であり、省電力な駆動方式としてよく知られている方式である。このＰＷＭ方式は、以前から家電機器あるいはＦＡ機器や産業機器に用いられる種々のモータ駆動に採用されていたが、近年、情報機器においても上述した傾向から同方式がモータ駆動に採用されるようになってきている。 In general, a PWM (pulse width modulation) system is used to drive these motors with power saving or variable speed. The PWM method is a method for controlling the amount of power supplied to the drive winding by turning on or off the power transistor connected to the drive winding of the motor and changing the on / off ratio. This is a well-known driving method. This PWM method has been used for various motor drives used in home appliances, FA devices, and industrial devices for a long time. However, in recent years, the same method has been adopted for motor drives in information equipment due to the above-mentioned tendency. It has become to.
モータをＰＷＭ方式で駆動する際に使用されるパワートランジスタは、オンオフ動作に適したＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴなどが一般に使用される。これらのパワートランジスタは、ゲート電極が酸化膜により絶縁された構造になっているのが特徴である。 As a power transistor used when the motor is driven by the PWM method, a MOSFET or IGBT suitable for an on / off operation is generally used. These power transistors are characterized in that the gate electrode is insulated by an oxide film.
このような酸化膜絶縁されたゲート電極を有するパワートランジスタをオンオフつまり導通あるいは遮断するために、そのゲート電極を駆動するゲートドライバとしては、従来から特開平４−２３０１１７号公報に記載のものがある。これはパワートランジスタを導通あるいは遮断する際のスイッチングスピードが速い（ｄＶ／ｄｔが高い）場合、これによるゲートドライバの誤動作を防止する目的でパルスフィルタを設けたものである。 As a gate driver for driving the gate transistor to turn on / off, that is, to turn on or off such a power transistor having an oxide film insulated gate electrode, there is a conventional one described in Japanese Patent Laid-Open No. 4-230117. . This is provided with a pulse filter for the purpose of preventing malfunction of the gate driver due to the high switching speed (dV / dt is high) when the power transistor is turned on or off.
この従来技術のゲートドライバによりパワートランジスタを駆動する構成を図４に示す。 FIG. 4 shows a configuration in which a power transistor is driven by this conventional gate driver.
図４において、酸化膜絶縁されたゲート電極を有するパワートランジスタ１はＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタ１はそのゲート電極がゲートドライバ７０により駆動され、導通あるいは遮断される構成となっている。 In FIG. 4, the power transistor 1 having a gate electrode insulated by an oxide film is a MOSFET, and the transistor 1 is configured such that the gate electrode is driven by a gate driver 70 to be turned on or off.
ゲートドライバ７０は、トランジスタ７１とトランジスタ７２とを含み、トランジスタ７１および７２が交互にオンオフすることでトランジスタ１のゲート電極をプラス電圧あるいはゼロ電圧とする。 The gate driver 70 includes a transistor 71 and a transistor 72. When the transistors 71 and 72 are alternately turned on and off, the gate electrode of the transistor 1 is set to a positive voltage or a zero voltage.
すなわち、トランジスタ７１をオン、７２をオフしてトランジスタ１のゲート電極をプラス電圧とし、これを導通させる。またトランジスタ７１をオフ、７２をオンしてトランジスタ１のゲート電極をゼロ電圧とし、これを遮断させるものである。 That is, the transistor 71 is turned on, the transistor 72 is turned off, the gate electrode of the transistor 1 is set to a positive voltage, and this is made conductive. Also, the transistor 71 is turned off and the transistor 72 is turned on to set the gate electrode of the transistor 1 to zero voltage, which is cut off.
しかし、この構成および動作によるゲートドライバ７０は、パワートランジスタ１を急峻に導通あるいは遮断する。これはトランジスタ１のゲート電極への電圧印加がトランジスタ７１および７２のオンオフにより急速に行われるためである。 However, the gate driver 70 with this configuration and operation steeply turns on or off the power transistor 1. This is because voltage application to the gate electrode of the transistor 1 is rapidly performed by turning the transistors 71 and 72 on and off.
パワートランジスタ１が急峻に導通あるいは遮断されると、これによるスイッチングノイズが増加し、周辺機器や周辺回路の誤動作を引き起こす恐れがある。あるいはトランジスタ１自体が破壊する恐れが生じてしまう。またゲートドライバ７０自体の誤動作にもつながる。 When the power transistor 1 is abruptly turned on or off, switching noise due to this increases, which may cause malfunction of peripheral devices and peripheral circuits. Or the transistor 1 itself may be destroyed. It also leads to a malfunction of the gate driver 70 itself.
なお、先の従来技術を記した公報は、このゲートドライバ自体の誤動作を防止するための技術の一例を開示しているのみで、上記スイッチングノイズによる周辺機器や周辺回路の誤動作への恐れや、トランジスタ１自体の破壊の恐れに対して解決する技術を開示しているわけではない。 In addition, the publication describing the prior art only discloses an example of the technique for preventing the malfunction of the gate driver itself, and there is a fear of malfunction of peripheral devices and peripheral circuits due to the switching noise, A technique for solving the fear of destruction of the transistor 1 itself is not disclosed.
これらを全て解決するためには、一般的には図５に示すように、抵抗１０１、１０２、ダイオード１０３、コンデンサ１０７などの素子を、ゲートドライバ７０とパワートランジスタ１との間に挿入して、パワートランジスタ１の導通あるいは遮断するスピードの調整が行われる。 In order to solve all of these, generally, as shown in FIG. 5, elements such as resistors 101 and 102, a diode 103, and a capacitor 107 are inserted between the gate driver 70 and the power transistor 1, The speed at which the power transistor 1 is turned on or off is adjusted.
なお、このように抵抗１０１、１０２、ダイオード１０３などの素子を挿入することで、これらの挿入素子とトランジスタ１のゲート電極が有する入力容量（図示せず）との作用により、トランジスタ１のゲート電極への電圧印加速度が緩やかとなり、その導通あるいは遮断するスピードが調整可能であることは周知である。
しかしながら上記従来技術によるゲートドライバにおいては、パワートランジスタの導通あるいは遮断するスピードを調整して、そのスイッチングノイズを低減させ、またパワートランジスタ自体を破壊から守るための適正化を行うのに、上記したように抵抗やダイオードなどの多くの素子をゲートドライバとパワートランジスタとの間に挿入する必要がある。 However, in the gate driver according to the above-described prior art, as described above, the switching speed is reduced by adjusting the speed at which the power transistor is turned on or off, and optimization is performed to protect the power transistor from destruction. In addition, many elements such as resistors and diodes need to be inserted between the gate driver and the power transistor.
またこのようなゲートドライバを用いてモータの駆動装置を構成する場合、図６に示すように、モータの駆動巻線１００、２００、３００を駆動するために、複数のパワートラ
ンジスタ１、２、３、４、５、６が必要であり、このパワートランジスタの数に比例して上記した抵抗やダイオードなどの挿入素子が必要になる。具体的には抵抗１１１、１１２、１１４、１１５、１３１、１３２、１３４、１３５、１５１、１５２、１５４、１５５、ダイオード１１３、１１６、１３３、１３６、１５３、１５６、コンデンサ１１７、１１８、１３７、１３８、１５７、１５８などが必要となる。
When a motor driving device is configured using such a gate driver, a plurality of power transistors 1, 2, 3 are used to drive the motor driving windings 100, 200, 300 as shown in FIG. 4, 5, and 6 are required, and the above-described insertion elements such as resistors and diodes are required in proportion to the number of power transistors. Specifically, resistors 111, 112, 114, 115, 131, 132, 134, 135, 151, 152, 154, 155, diodes 113, 116, 133, 136, 153, 156, capacitors 117, 118, 137, 138 157, 158, etc. are required.
このように従来技術によるゲートドライバとこれを用いたモータ駆動装置は、パワートランジスタの導通あるいは遮断のスピードを適正化するための挿入素子が多数必要となり、これら挿入素子の費用や組み立て工程の増加、プリント基板のレイアウト設計の複雑化と基板面積の増大といった課題が発生する。
これはすなわちモータ駆動装置やこれを搭載する機器の低価格化や小形化などを阻害する一因にもなる。
これを改善するために、図４におけるゲートドライバ７０を構成するトランジスタ７１および７２を単に定電流源に置き換えることが考えられる。
定電流源に置き換えることで、その定電流値とパワートランジスタのゲート電極に有する入力容量との作用により、上記した抵抗やダイオードなどの挿入素子なしでもトランジスタのゲート電極への電圧印加速度が緩やかになる。その結果、パワートランジスタの導通あるいは遮断が緩やかに行われるようになる。
ところで、定電流源は一般的には図７に示すようなカレントミラー回路で構成される。
図７において、パワートランジスタ１を遮断状態から導通状態に切替えるときは、トランジスタ２０１，２０２によるカレントミラー回路の出力電流Ｉ２０２がパワートランジスタ１へのゲート電流になり、パワートランジスタ１のゲート電圧を上昇させ、これを導通状態とする。
なお、電流Ｉ２０２を発生させるためには、カレントミラー回路に源となる電流源２００が必要であることは言うまでもないが、その出力電流Ｉ２００はパワートランジスタ１が導通後も流れてしまい、これがゲートドライバの回路損失になる。
パワートランジスタ１を導通状態から遮断状態に切替える場合も同様に電流源１２の内部にあるカレントミラー回路の源なる電流源による損失が発生する。
したがって、単に電流源に置き換えたのみでは、ゲートドライバの電力損失に関する課題が発生する。
As described above, the gate driver according to the prior art and the motor driving device using the gate driver require a large number of insertion elements for optimizing the conduction or cutoff speed of the power transistor, and the cost of these insertion elements and the increase in the assembly process, There are problems such as a complicated layout design of the printed circuit board and an increase in the board area.
In other words, this also contributes to hindering cost reduction and downsizing of the motor drive device and the equipment on which the motor drive device is mounted.
In order to improve this, it is conceivable to simply replace the transistors 71 and 72 constituting the gate driver 70 in FIG. 4 with a constant current source.
By replacing it with a constant current source, the voltage application speed to the gate electrode of the transistor is moderated without the insertion element such as the above-described resistor or diode due to the action of the constant current value and the input capacitance of the power transistor gate electrode. Become. As a result, the power transistor is gradually turned on or off.
Incidentally, the constant current source is generally composed of a current mirror circuit as shown in FIG.
In FIG. 7, when the power transistor 1 is switched from the cut-off state to the conductive state, the output current I202 of the current mirror circuit by the transistors 201 and 202 becomes the gate current to the power transistor 1, and the gate voltage of the power transistor 1 is increased. This is made conductive.
In order to generate the current I202, it is needless to say that the current source 200 is required for the current mirror circuit, but the output current I200 flows even after the power transistor 1 is turned on. Circuit loss.
Similarly, when the power transistor 1 is switched from the conductive state to the cut-off state, a loss is caused by the current source that is the source of the current mirror circuit in the current source 12.
Therefore, simply replacing the current source causes a problem regarding the power loss of the gate driver.
上記課題を解決するために本発明のゲートドライバは、電源端子間に直列接続される酸化膜絶縁されたゲート電極を有する第１パワートランジスタおよび第２パワートランジスタとを制御するゲートドライバであって、前記第１パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第１電流源と、前記第１パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第２電流源と、前記第２パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第３電流源と、前記第２パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第４電流源とを少なくとも備えるものであって、前記第１電流源は前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第１電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第２電流値を出力するものであって、前記第２電流源は前記第１パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第３電流値を出力し、遮断状態に切替った後はその状態を保持する第４電流値を出力するものであって、前記第２，第４電流値は前記第１，第３電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第３電流源は前記第２パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第５電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第６電流値を出力するものであって、前記第６電流値は前記第５電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第４電流源は前記第２パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第７電流値を出力し、遮
断状態に切替った後はその出力を低インピーダンスとするものであって、前記第２パワートランジスタを前記第３電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第２電流源に前記第３電流値を出力させることで、前記第１パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するようにし、前記第１パワートランジスタを前記第１電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第４電流源の出力を低インピーダンスとすることで、前記第２パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するように構成したものである。
In order to solve the above problems, a gate driver of the present invention is a gate driver that controls a first power transistor and a second power transistor having a gate electrode insulated in series between power supply terminals, When the first power transistor is turned on, a current is supplied to the gate electrode to raise the gate potential, and when the first power transistor is shut off, the current is drawn from the gate electrode, and the gate When the second current source for lowering the potential and the second power transistor are turned on, a current is supplied to the gate electrode, and the third current source for raising the gate potential and when the second power transistor is shut off A fourth current source that draws current from the gate electrode and lowers the gate potential. The first current source outputs a first current value when switching the first power transistor from the cut-off state to the conductive state, and maintains the state after switching to the conductive state. The second current source outputs a third current value when the second power source switches the first power transistor from the conductive state to the cut-off state, and changes the state after switching to the cut-off state. A fourth current value to be held, wherein the second and fourth current values are smaller than the first and third current values, and the third current source is the first current value. When the power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state, a fifth current value is output, and after switching to the conductive state, a sixth current value that maintains the state is output. The current value is smaller than the fifth current value. The fourth current source outputs a seventh current value when the second power transistor is switched from the conductive state to the cut-off state, and after switching to the cut-off state, the output has a low impedance. When the second power transistor is switched from the cut-off state to the conduction state by the third current source, the second current source outputs the third current value, thereby increasing the potential of the gate electrode of the first power transistor. When the first power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state by the first current source, the output of the fourth current source is set to a low impedance so that the gate electrode of the second power transistor can be prevented. It is configured so as to prevent the potential increase.
本発明のゲートドライバによれば、電源端子間に直列接続される第１パワートランジスタおよび第２パワートランジスタに対し、前記第１および第２パワートランジスタの導通・遮断を制御するゲートドライバを定電流源にし、その電流源に関して、パワートランジスタを導通・遮断させるときに、そのゲート電極へ適切な電流値（第１，第３，第５，第７電流値）を出力させるように構成している。
これにより、電流源に出力する電流値を適切に設定すれば、パワートランジスタの導通または遮断のスイッチングスピードを調整することができ、
パワートランジスタが導通から遮断状態に変化する時間、または遮断から導通状態に変化する時間を数少ない素子により調整でき、ゲートドライバの小型化と低コスト化が可能になる。
According to the gate driver of the present invention, the first and second power transistors connected in series between the power supply terminals are connected to the constant current source by using the gate driver for controlling conduction / cutoff of the first and second power transistors. The current source is configured to output an appropriate current value (first, third, fifth, and seventh current values) to the gate electrode when the power transistor is turned on / off.
Thereby, if the current value output to the current source is appropriately set, the switching speed of conduction or cutoff of the power transistor can be adjusted,
The time required for the power transistor to change from the conductive state to the cut-off state or the time required for the power transistor to change from the cut-off state to the conductive state can be adjusted with a few elements, and the gate driver can be reduced in size and cost.
また、パワートランジスタが導通または遮断状態に切替った後は、その状態を保持するための必要最低限の電流（第２，第４，第６電流値）のみを電流源からゲート電極に出力することで、ゲートドライバの消費電力を抑制することができる。 In addition, after the power transistor is switched to the conductive or cut-off state, only the minimum necessary current (second, fourth, and sixth current values) for maintaining the state is output from the current source to the gate electrode. Thus, power consumption of the gate driver can be suppressed.
さらに、前記第２パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、前記第１パワートランジスタのゲート電極から第２電流源による第３電流値で電流を引き抜くことで、前記第１パワートランジスタが帰還容量の影響などで、そのゲート電極の電位を上昇させて導通し、前記第２パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 Further, when the second power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state, the first power transistor is pulled out from the gate electrode of the first power transistor at a third current value by the second current source, so that the first power transistor can have a feedback capacitance. Due to the influence of the above, it is possible to prevent the potential of the gate electrode from being raised and conducting, and conducting simultaneously with the second power transistor and short-circuiting between the power terminals.
加えて、前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第４電流源の出力を低インピーダンスとすることで、前記第２パワートランジスタが帰還容量の影響などで、そのゲート電極の電位を上昇させて導通し、前記第１パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 In addition, when the first power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state, the output of the fourth current source is set to a low impedance, so that the second power transistor has its gate electrode potential affected by a feedback capacitance. It is possible to prevent the power supply terminals from being short-circuited by conducting simultaneously with the first power transistor.
本発明のゲートドライバは、電源端子間に直列接続される酸化膜絶縁されたゲート電極を有する第１パワートランジスタおよび第２パワートランジスタとを制御するゲートドライバであって、前記第１パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第１電流源と、前記第１パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第２電流源と、前記第２パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第３電流源と、前記第２パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第４電流源とを少なくとも備えるものであって、前記第１電流源は前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第１電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第２電流値を出力するものであって、前記第２電流源は前記第１パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第３電流値を出力し、遮断状態に切替った後はその状態を保持する第４電流値を出力するものであって、前記第２，第４電流値は前記第１，第３電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第３電流源は前記第２パワートランジ
スタを遮断状態から導通状態に切替える際、第５電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第６電流値を出力するものであって、前記第６電流値は前記第５電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第４電流源は前記第２パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第７電流値を出力し、遮断状態に切替った後はその出力を低インピーダンスとするものであって、前記第２パワートランジスタを前記第３電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第２電流源に前記第３電流値を出力させることで、前記第１パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するようにし、前記第１パワートランジスタを前記第１電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第４電流源の出力を低インピーダンスとすることで、前記第２パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するように構成したものである。
A gate driver according to the present invention is a gate driver that controls a first power transistor and a second power transistor having gate electrodes insulated in series and connected between power supply terminals, wherein the first power transistor is made conductive. A first current source that causes a current to flow into the gate electrode to raise the gate potential, and a second current that draws a current from the gate electrode and lowers the gate potential when the first power transistor is shut off. When the source and the second power transistor are made conductive, a current is supplied to the gate electrode to increase the gate potential, and when the second power transistor is shut off, a current is supplied from the gate electrode. A fourth current source that pulls out and lowers the gate potential. One current source outputs a first current value when the first power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state, and outputs a second current value that maintains the state after switching to the conductive state. The second current source outputs a third current value when switching the first power transistor from the conductive state to the cut-off state, and outputs a fourth current value that maintains the state after switching to the cut-off state. The second and fourth current values are smaller than the first and third current values, and the third current source conducts the second power transistor from a cut-off state. When switching to the state, the fifth current value is output, and after switching to the conductive state, the sixth current value for maintaining the state is output, and the sixth current value is set to the fifth current value. The current value is smaller than that of the fourth current source. When the second power transistor is switched from the conductive state to the cut-off state, a seventh current value is output, and after switching to the cut-off state, the output is set to a low impedance, and the second power transistor is connected to the second power transistor. When switching from the cut-off state to the conduction state by the three current sources, the second current source outputs the third current value to prevent the potential of the gate electrode of the first power transistor from increasing, and When the power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state by the first current source, the output of the fourth current source is set to a low impedance so as to prevent the potential of the gate electrode of the second power transistor from rising. It is a thing.
これにより、電流源に出力する電流値（第１，第３，第５，第７電流値）を適切に設定すれば、パワートランジスタの導通または遮断のスイッチングスピードを調整することができ、パワートランジスタが導通から遮断状態に変化する時間、または遮断から導通状態に変化する時間を数少ない素子により調整でき、ゲートドライバの小型化と低コスト化が可能になる。 Thus, if the current value (first, third, fifth and seventh current values) output to the current source is appropriately set, the switching speed of conduction or cutoff of the power transistor can be adjusted. It is possible to adjust the time required for switching from the conductive state to the cut-off state, or the time required to change from the cut-off state to the conductive state with a few elements, and the gate driver can be reduced in size and cost.
また、パワートランジスタが導通または遮断状態に切替った後は、その状態を保持するための必要最低限の電流（第２，第４，第６電流値）のみを電流源からゲート電極に出力することで、ゲートドライバの消費電力を抑制することができる。 In addition, after the power transistor is switched to the conductive or cut-off state, only the minimum necessary current (second, fourth, and sixth current values) for maintaining the state is output from the current source to the gate electrode. Thus, power consumption of the gate driver can be suppressed.
さらに、前記第２パワートランジスタを第３電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第１パワートランジスタのゲート電極から第２電流源による第３電流値で電流を引き抜くことで、前記第１パワートランジスタが帰還容量の影響などで、そのゲート電極の電位を上昇させて導通し、前記第２パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 Further, when the second power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state by the third current source, the first power transistor is extracted from the gate electrode of the first power transistor at a third current value by the second current source, thereby It is possible to prevent the power transistor from conducting by raising the potential of its gate electrode due to the influence of the feedback capacitance, and conducting at the same time as the second power transistor, thereby causing a short circuit between the power supply terminals.
加えて、前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第４電流源の出力を低インピーダンスとすることで、前記第２パワートランジスタが帰還容量の影響などで、そのゲート電極の電位を上昇させて導通し、前記第１パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 In addition, when the first power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state, the output of the fourth current source is set to a low impedance, so that the second power transistor has its gate electrode potential affected by a feedback capacitance. It is possible to prevent the power supply terminals from being short-circuited by conducting simultaneously with the first power transistor.
また、本発明のモータ駆動装置は、前記ゲートドライバと、単相または複数相のモータ駆動巻線と、電源端子間に直列接続され、その直列接続点に前記駆動巻線の一端が接続される第１および第２パワートランジスタとを備え、前記第１および第２パワートランジスタは、前記駆動巻線の相数に応じて複数設けられ、全て酸化膜絶縁されたゲート電極を有するものであって、前記ゲートドライバは、複数の前記第１および第２パワートランジスタの各々に対応して複数設けたものである。
これにより、ＰＷＭ駆動する際のパワートランジスタのスイッチングに伴うノイズ低減を数少ない素子により実現でき、モータ駆動装置の小型化と低コスト化が可能となる。
The motor drive device of the present invention is connected in series between the gate driver, a single-phase or multiple-phase motor drive winding, and a power supply terminal, and one end of the drive winding is connected to the series connection point. A first power transistor and a second power transistor, wherein the first and second power transistors are provided in accordance with the number of phases of the drive winding, and all have a gate electrode that is insulated with an oxide film, A plurality of gate drivers are provided corresponding to each of the plurality of first and second power transistors.
Thereby, noise reduction accompanying switching of the power transistor at the time of PWM driving can be realized by a few elements, and the motor driving device can be reduced in size and cost.
また、ＰＷＭ駆動する際のパワートランジスタが導通または遮断状態に切替った後は、その状態を保持するための必要最低限の電流のみを出力することで、モータ駆動装置の消費電力を抑制することができる。
さらに、ＰＷＭ駆動する際の前記第２パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える間、前記第１パワートランジスタのゲート電極から電流を引き抜くことで、そのゲート電極の電位上昇を抑え、前記第２パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。
加えて、ＰＷＭ駆動する際の前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える間、前記第２パワートランジスタのゲート電極を低インピーダンスとして、そのゲー
ト電極の電位上昇を抑え、前記第１パワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。
In addition, after the power transistor during PWM driving is switched to the conductive or cut-off state, the power consumption of the motor drive device is suppressed by outputting only the minimum current necessary to maintain the state. Can do.
Further, while the second power transistor during PWM driving is switched from the cut-off state to the conductive state, current is drawn from the gate electrode of the first power transistor, thereby suppressing the potential increase of the gate electrode, and the second power transistor. It is possible to prevent the power supply terminals from being short-circuited by conducting simultaneously with the transistor.
In addition, while the first power transistor during PWM driving is switched from the cut-off state to the conductive state, the gate electrode of the second power transistor is set to a low impedance so that the potential increase of the gate electrode is suppressed, and the first power transistor At the same time, it is possible to prevent the power terminals from being short-circuited.
図１は本発明のゲートドライバの概略図である。 FIG. 1 is a schematic view of a gate driver of the present invention.
図１において、パワートランジスタ１および２は酸化膜絶縁されたゲート電極を有するトランジスタである。この種のトランジスタとしては、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが良く知られているが、本実施例においてはＭＯＳＦＥＴを具体例として説明している。 In FIG. 1, power transistors 1 and 2 are transistors having gate electrodes insulated with oxide films. MOSFETs and IGBTs are well known as this type of transistor, but in this embodiment, MOSFETs are described as specific examples.
パワートランジスタ１および２は電源端子間に直列接続し、各々のゲート電極はゲートドライバ７に接続される。 Power transistors 1 and 2 are connected in series between power supply terminals, and each gate electrode is connected to a gate driver 7.
ゲートドライバ７は、電流源１１，１２および２１，２２と、ゲートスイッチング制御器８と、ゲート電流制御器９を備える。 The gate driver 7 includes current sources 11, 12 and 21, 22, a gate switching controller 8, and a gate current controller 9.
電流源１１および１２は直列接続され、その接続点はパワートランジスタ１のゲート電極に接続される。 Current sources 11 and 12 are connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of power transistor 1.
同様に、電流源２１および２２も直列接続され、その接続点はパワートランジスタ２のゲート電極に接続される。 Similarly, current sources 21 and 22 are also connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of power transistor 2.
ゲートスイッチング制御器８はパワートランジスタ１および２を導通・遮断させるための信号Ｇ１およびＧ２をゲート電流制御器９に出力する。 The gate switching controller 8 outputs signals G1 and G2 for turning on and off the power transistors 1 and 2 to the gate current controller 9.
ゲート電流制御器９は、電流源１１に信号Ｃ１１を出力し、同様に、電流源１２には信号Ｃ１２を出力し、電流源２１には信号Ｃ２１を出力し、電流源２２には信号Ｃ２２を出力する。それぞれの電流源１１，１２，２１，２２はそれぞれの信号Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２に基づき、その出力電流が定められ、パワートランジスタ１，２を制御する。 The gate current controller 9 outputs a signal C11 to the current source 11, similarly outputs a signal C12 to the current source 12, outputs a signal C21 to the current source 21, and outputs a signal C22 to the current source 22. Output. The output currents of the current sources 11, 12, 21, and 22 are determined based on the signals C11, C12, C21, and C22, and the power transistors 1 and 2 are controlled.
なおここで、１１は第１電流源、１２は第２電流源、２１は第３電流源、２２は第４電流源である。 Here, 11 is a first current source, 12 is a second current source, 21 is a third current source, and 22 is a fourth current source.
具体的にゲートドライバ７の制御方法を説明する。 A method for controlling the gate driver 7 will be specifically described.
例えば、パワートランジスタ１を遮断状態から導通状態に切替えるとき、図２のように、ゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ１を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルとする。これにより、ゲート電流制御器９は信号Ｃ１１を第１電流源１１に出力する。その結果、第１電流源１１は第１電流値Ｉ１１ａを出力し、パワートランジスタ１のゲート電極へ電流を流し込み、ゲート電極の電位を上昇させてパワートランジスタ１を導通させる。（図２の記号（Ａ）の期間）
パワートランジスタ１が導通状態に切替った後、信号Ｃ１１は第１電流源１１がパワートランジスタ１の導通状態を保持するために必要最低限の第２電流値Ｉ１１ｂとなるように制御される。これは、第１電流源１１の電力損失を抑えるためである。（図２の記号（Ｂ）の期間）
次にパワートランジスタ１を導通状態から遮断状態に切替えるとき、ゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ１を‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルとする。これにより、ゲート電流制御器９は信号Ｃ１２を第２電流源１２に出力する。その結果、第２電流源１２は第３電流値Ｉ１２ａを出力し、パワートランジスタ１のゲート電極から電流を引き抜き、ゲート
電極の電位を下降させてパワートランジスタ１を遮断させる。（図２の記号（Ｃ）の期間）
パワートランジスタ１が遮断状態に切替った後、信号Ｃ１２は、第２電流源１２がパワートランジスタ１の遮断状態を保持するために必要最低限の第４電流値Ｉ１２ｂとなるように制御される。これは、第２電流源１２の電力損失を抑えるためである。（図２の記号（Ｄ）の期間）
一方、パワートランジスタ２を遮断状態から導通状態に切替えるとき、ゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ２を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルとする。これにより、ゲート電流制御器９は信号Ｃ２１を第３電流源２１に出力する。その結果、第３電流源２１は第５電流値Ｉ２１ａを出力し、パワートランジスタ２のゲート電極へ電流を流し込み、ゲート電極の電位を上昇させてパワートランジスタ２を導通させる。（図２の記号（Ｅ）の期間）
パワートランジスタ２が導通状態に切替った後、信号Ｃ２１は第３電流源２１がパワートランジスタ２の導通状態を保持するために必要最低限の第６電流値Ｉ２１ｂとなるように制御される。これは、第３電流源２１の電力損失を抑えるためである。（図２の記号（Ｆ）の期間）
次にパワートランジスタ２を導通状態から遮断状態に切替えるとき、ゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ２を‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルとする。これにより、ゲート電流制御器９は信号Ｃ２２を第４電流源２２に出力する。その結果、第４電流源２２は第７電流値Ｉ２２ａを出力し、パワートランジスタ２のゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電極の電位を下降させてパワートランジスタ２を遮断させる。（図２の記号（Ｇ）の期間）
パワートランジスタ２が遮断状態に切替った後、信号Ｃ２２は、第４電流源２２の出力を低インピーダンス、つまり電流源２２の出力を構成するトランジスタ（図示せず）をフル導通させるなどして、パワートランジスタ２のゲート電極電位を接地（ＧＮＤ）電位レベルに保つように制御される。（図２の記号（Ｈ）の期間）
これにより、外部からのノイズ等にも強くなり、ゲート電極電位は、パワートランジスタ２が遮断状態を維持するのに安定した電位を保つことができるようになる。したがって、パワートランジスタ１が導通状態において、パワートランジスタ２のゲート電極電位が上昇して導通し、電源端子間が短絡してしまうことを防止できる。
For example, when the power transistor 1 is switched from the cut-off state to the conductive state, the gate switching controller 8 changes the signal G1 from the “L” level to the “H” level as shown in FIG. As a result, the gate current controller 9 outputs a signal C11 to the first current source 11. As a result, the first current source 11 outputs the first current value I11a, flows current into the gate electrode of the power transistor 1, raises the potential of the gate electrode, and makes the power transistor 1 conductive. (Period of symbol (A) in FIG. 2)
After the power transistor 1 is switched to the conductive state, the signal C11 is controlled so that the first current source 11 becomes the minimum second current value I11b necessary for the power transistor 1 to maintain the conductive state. This is to suppress the power loss of the first current source 11. (Period of symbol (B) in FIG. 2)
Next, when the power transistor 1 is switched from the conductive state to the cut-off state, the gate switching controller 8 changes the signal G1 from the “H” level to the “L” level. As a result, the gate current controller 9 outputs the signal C12 to the second current source 12. As a result, the second current source 12 outputs a third current value I12a, draws a current from the gate electrode of the power transistor 1, and lowers the potential of the gate electrode to shut off the power transistor 1. (Period of symbol (C) in FIG. 2)
After the power transistor 1 is switched to the cut-off state, the signal C12 is controlled so that the second current source 12 has a minimum fourth current value I12b necessary for holding the cut-off state of the power transistor 1. This is to suppress the power loss of the second current source 12. (Period of symbol (D) in FIG. 2)
On the other hand, when switching the power transistor 2 from the cutoff state to the conductive state, the gate switching controller 8 changes the signal G2 from the 'L' level to the 'H' level. As a result, the gate current controller 9 outputs the signal C21 to the third current source 21. As a result, the third current source 21 outputs the fifth current value I21a, flows a current into the gate electrode of the power transistor 2, raises the potential of the gate electrode, and makes the power transistor 2 conductive. (Period of symbol (E) in FIG. 2)
After the power transistor 2 is switched to the conductive state, the signal C21 is controlled so that the third current source 21 has a minimum sixth current value I21b necessary for maintaining the power transistor 2 in the conductive state. This is to suppress the power loss of the third current source 21. (Period of symbol (F) in FIG. 2)
Next, when the power transistor 2 is switched from the conductive state to the cut-off state, the gate switching controller 8 changes the signal G2 from the “H” level to the “L” level. As a result, the gate current controller 9 outputs the signal C22 to the fourth current source 22. As a result, the fourth current source 22 outputs the seventh current value I22a, draws a current from the gate electrode of the power transistor 2, and lowers the potential of the gate electrode to shut off the power transistor 2. (Period of symbol (G) in FIG. 2)
After the power transistor 2 is switched to the cut-off state, the signal C22 is such that the output of the fourth current source 22 has a low impedance, that is, the transistor (not shown) that constitutes the output of the current source 22 is fully conducted. Control is performed so that the gate electrode potential of the power transistor 2 is kept at the ground (GND) potential level. (Period of symbol (H) in FIG. 2)
As a result, it becomes strong against external noise and the like, and the gate electrode potential can be kept stable for the power transistor 2 to maintain the cutoff state. Therefore, when the power transistor 1 is in a conducting state, it is possible to prevent the gate electrode potential of the power transistor 2 from rising and conducting, and a short circuit between the power supply terminals.
さらに、これはパワートランジスタ２が帰還容量の影響などで、そのゲート電極の電位を上昇させて導通してしまうことも防止できる。 Furthermore, this can also prevent the power transistor 2 from becoming conductive by raising the potential of its gate electrode due to the influence of the feedback capacitance.
この詳細は以下の通りである。 The details are as follows.
つまり、パワートランジスタ１が遮断状態から導通状態に切替るとき、パワートランジスタ２のソースとドレイン間に存在する寄生ダイオード（ボディーダイオードとも言う）にモータ巻線の電流が流れて、そのドレイン電極の電位が接地電位に近い低電位の状態にあったとする。この状態からパワートランジスタ１が導通状態に切替ることによって、パワートランジスタ２のドレイン電極の電位が電源電位に近い高電位に遷移する。このときパワートランジスタ２のゲート・ドレイン間に存在する帰還容量の影響でそのゲート電極の電位も上昇し、ソース電極の電位に対して高電位となり、パワートランジスタ２も導通して電源端子間が短絡してしまう課題がある。それを防ぐために、第４電流源２２の出力を低インピーダンスとして、パワートランジスタ２のゲート電極電位を接地電位レベルに保つようにすることで、そのゲート電極の電位が上昇することを防止している。 That is, when the power transistor 1 is switched from the cut-off state to the conductive state, a current of the motor winding flows through a parasitic diode (also referred to as a body diode) existing between the source and drain of the power transistor 2, and the potential of the drain electrode Is in a low potential state close to the ground potential. When the power transistor 1 is switched from this state to the conductive state, the potential of the drain electrode of the power transistor 2 changes to a high potential close to the power supply potential. At this time, the potential of the gate electrode rises due to the influence of the feedback capacitance existing between the gate and drain of the power transistor 2, becomes higher than the potential of the source electrode, the power transistor 2 becomes conductive, and the power supply terminals are short-circuited. There is a problem to do. In order to prevent this, the output of the fourth current source 22 is set to low impedance, and the gate electrode potential of the power transistor 2 is kept at the ground potential level, thereby preventing the potential of the gate electrode from rising. .
また、パワートランジスタ２を遮断状態から導通状態に切替えるときにおいて（図２の記号（Ｅ）の期間）、パワートランジスタ１も導通し、電源端子間が短絡してしまうという課題の原因についても上記の理由と同様である。 Further, when the power transistor 2 is switched from the cutoff state to the conductive state (period (E) in FIG. 2), the cause of the problem that the power transistor 1 is also conductive and the power supply terminals are short-circuited is also described above. The reason is the same.
つまり、パワートランジスタ２が導通状態に切替る前、パワートランジスタ１のソースとドレイン間に存在する寄生ダイオードにモータ巻線の電流が流れて、そのソース電極の電位が電源電位に近い高電位の状態にあったとする。この状態からパワートランジスタ２が導通状態に切替ることによって、パワートランジスタ１のソース電極の電位が接地電位に近い低電位に遷移する。同時に、パワートランジスタ１のゲート電極の電位もソース電極の電位の変化に伴って、高電位から低電位に遷移する。しかし、このときパワートランジスタ１のゲート・ドレイン間に存在する帰還容量の影響でそのゲート電極の電位がソース電極の電位に対して上昇し、パワートランジスタ１も導通して電源端子間が短絡してしまう。 That is, before the power transistor 2 is switched to the conductive state, the current of the motor winding flows through the parasitic diode existing between the source and drain of the power transistor 1, and the potential of the source electrode is at a high potential close to the power supply potential. Suppose that By switching the power transistor 2 from this state to the conductive state, the potential of the source electrode of the power transistor 1 changes to a low potential close to the ground potential. At the same time, the potential of the gate electrode of the power transistor 1 also changes from a high potential to a low potential as the potential of the source electrode changes. However, at this time, the potential of the gate electrode rises with respect to the potential of the source electrode due to the influence of the feedback capacitance existing between the gate and the drain of the power transistor 1, the power transistor 1 is also conducted, and the power supply terminals are short-circuited. End up.
この課題を解決するには、パワートランジスタ２を遮断状態から導通状態に切替えるとき、パワートランジスタ１のゲート電極から電流を引き抜き、そのゲート電極の電位の上昇を抑えてパワートランジスタ１を導通しないように制御すれば良い。 In order to solve this problem, when the power transistor 2 is switched from the cut-off state to the conductive state, current is drawn from the gate electrode of the power transistor 1 so that the rise of the potential of the gate electrode is suppressed and the power transistor 1 is not turned on. Just control.
つまり、パワートランジスタ２を遮断状態から導通状態に切替えるとき、前述したように、ゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ２を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルとする。これにより、ゲート電流制御器９は信号Ｃ２１を第３電流源２１に出力するが、このとき同時にＣ１２を第２電流源１２に出力する。その結果、パワートランジスタ２が遮断状態から導通状態へ切替る一方で、第２電流源１２は第３電流値Ｉ１２ａを出力し、パワートランジスタ１のゲート電極から電流を引き抜く。これにより、パワートランジスタ１のゲート電極の電位が上記帰還容量の影響で上昇するのを防止することができ、パワートランジスタ１を導通させないようにし、電源端子間の短絡を防止できる。（図２の記号（Ｉ）の期間）
なお、上記電源端子間の短絡防止対策を施したゲートドライバ７において、その制御の簡素化のために、次のようにしても本発明の主旨を逸脱するものではない。
That is, when the power transistor 2 is switched from the cut-off state to the conductive state, the gate switching controller 8 changes the signal G2 from the “L” level to the “H” level as described above. As a result, the gate current controller 9 outputs the signal C21 to the third current source 21, and simultaneously outputs C12 to the second current source 12 at this time. As a result, the power transistor 2 switches from the cut-off state to the conductive state, while the second current source 12 outputs the third current value I12a and draws the current from the gate electrode of the power transistor 1. As a result, the potential of the gate electrode of the power transistor 1 can be prevented from rising due to the influence of the feedback capacitance, the power transistor 1 can be prevented from conducting, and a short circuit between the power supply terminals can be prevented. (Period of symbol (I) in FIG. 2)
Note that the gate driver 7 having the above-mentioned measures for preventing a short circuit between the power supply terminals does not depart from the gist of the present invention as follows in order to simplify the control.
つまり、パワートランジスタ１を導通状態から遮断状態に切替えるとき、前述したようにゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ１を‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルとするが、このとき信号Ｃ２２を第４電流源２２に出力し、第４電流源２２から第７電流値Ｉ２２ａを出力しても差し支えない。（図２の記号（Ｊ）の期間）
また逆に、パワートランジスタ２を導通状態から遮断状態に切替えるとき、前述したようにゲートスイッチング制御器８は信号Ｇ２を‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルとするが、このとき信号Ｃ１２を第２電流源１２に出力し、第２電流源１２から第３電流値Ｉ１２ａを出力しても差し支えない。（図２の記号（K）の期間）
以上より、本実施例１に示したゲートドライバは、
電流源に出力する電流値（記号（Ａ）期間における第１電流値Ｉ１１ａ、記号（Ｃ）期間における第３電流値Ｉ１２ａ、記号（Ｅ）期間における第５電流値Ｉ２１ａ、記号（Ｇ）期間における第７電流値Ｉ２２ａ）を適切に設定すれば、パワートランジスタの導通または遮断のスイッチングスピードを調整することができ、
パワートランジスタが導通から遮断状態に変化する時間、または遮断から導通状態に変化する時間を数少ない素子により調整でき、ゲートドライバの小型化と低コスト化が可能になる。
That is, when the power transistor 1 is switched from the conductive state to the cutoff state, the gate switching controller 8 changes the signal G1 from the “H” level to the “L” level as described above. At this time, the signal C22 is changed to the fourth current source. 22 and the seventh current value I22a may be output from the fourth current source 22. (Period of symbol (J) in Fig. 2)
Conversely, when the power transistor 2 is switched from the conductive state to the cut-off state, the gate switching controller 8 changes the signal G2 from 'H' level to 'L' level as described above. At this time, the signal C12 is changed to the second level. The third current value I12a may be output from the second current source 12 by outputting to the current source 12. (Period of symbol (K) in Fig. 2)
From the above, the gate driver shown in the first embodiment is
Current value output to the current source (first current value I11a in the symbol (A) period, third current value I12a in the symbol (C) period, fifth current value I21a in the symbol (E) period, and in the symbol (G) period If the seventh current value I22a) is appropriately set, the switching speed of conduction or interruption of the power transistor can be adjusted,
The time required for the power transistor to change from the conductive state to the cut-off state or the time required for the power transistor to change from the cut-off state to the conductive state can be adjusted with a few elements, and the gate driver can be reduced in size and cost.
また、パワートランジスタが導通または遮断状態に切替った後は、その状態を保持するための必要最低限の電流値（記号（Ｂ）期間における第２電流値Ｉ１１ｂ、記号（Ｄ）期間における第４電流値Ｉ１２ｂ、記号（Ｆ）期間における第６電流値Ｉ２１ｂ）を電流源からゲート電極に出力することで、ゲートドライバの消費電力を抑制することができる。 In addition, after the power transistor is switched to the conductive or cut-off state, the minimum necessary current value for maintaining the state (second current value I11b in the symbol (B) period, fourth in the symbol (D) period) By outputting the current value I12b and the sixth current value I21b in the symbol (F) period from the current source to the gate electrode, the power consumption of the gate driver can be suppressed.
さらに、パワートランジスタ２を第３電流源２１からの第５電流値Ｉ２１ａにより遮断状態から導通状態に切替える際、パワートランジスタ１のゲート電極から第２電流源１２による第３電流値Ｉ１２ａを引き抜き、そのゲート電極の電位の上昇を抑えることができる。これにより、パワートランジスタ１がそのゲート・ドレイン間に有している帰還容量の影響などで導通し、パワートランジスタ２の導通に伴って電源端子間を短絡させてしまうことを防止することができる。
Further, when the power transistor 2 is switched from the cut-off state to the conductive state by the fifth current value I21a from the third current source 21, the third current value I12a from the second current source 12 is extracted from the gate electrode of the power transistor 1, An increase in the potential of the gate electrode can be suppressed. As a result, it is possible to prevent the power transistor 1 from conducting due to the influence of the feedback capacitance between the gate and the drain and the like, and short circuiting between the power supply terminals due to the conduction of the power transistor 2 can be prevented.
加えて、パワートランジスタ１を遮断状態から導通状態に切替える際、第４電流源２２の出力を低インピーダンスとして、パワートランジスタ２のゲート電極電位を接地電位レベルに保つことで、そのゲート電極電位の上昇を抑えることができる。これにより、パワートランジスタ２がそのゲート・ドレイン間に有している帰還容量の影響などで導通し、パワートランジスタ１と同時に導通して電源端子間を短絡させてしまうことを防止することができる。 In addition, when the power transistor 1 is switched from the cut-off state to the conductive state, the output of the fourth current source 22 is set to low impedance, and the gate electrode potential of the power transistor 2 is maintained at the ground potential level, thereby increasing the gate electrode potential. Can be suppressed. As a result, it is possible to prevent the power transistor 2 from conducting due to the influence of the feedback capacitance between its gate and drain, etc., and conducting simultaneously with the power transistor 1 to short-circuit the power supply terminals.
図３は本発明のモータ駆動装置の概略図である。
図３において、パワートランジスタ１,２およびパワートランジスタ３,４およびパワートランジスタ５,６はそれぞれ電源端子間に直列接続され、その接続点はモータ駆動巻線１００，２００，３００にそれぞれ接続される。全てのパワートランジスタは酸化膜絶縁されたゲート電極を有するものであり、実施例１と同様に本実施例においてもＭＯＳＦＥＴを具体例として説明している。
各パワートランジスタ１，２，３，４，５，６のゲート電極はゲートドライバ７に接続される。
FIG. 3 is a schematic view of the motor driving apparatus of the present invention.
In FIG. 3, power transistors 1 and 2, power transistors 3 and 4, and power transistors 5 and 6 are connected in series between power supply terminals, and the connection points are connected to motor drive windings 100, 200, and 300, respectively. All power transistors have gate electrodes insulated with oxide films, and in the present embodiment as well as the first embodiment, MOSFETs are described as specific examples.
The gate electrodes of the power transistors 1, 2, 3, 4, 5 and 6 are connected to the gate driver 7.
ゲートドライバ７は、電流源１１，１２，２１，２２，３１，３２，４１，４２，５１，５２，６１，６２と、ゲートスイッチング制御器８と、ゲート電流制御器９を備える。 The gate driver 7 includes current sources 11, 12, 21, 22, 31, 32, 41, 42, 51, 52, 61, 62, a gate switching controller 8, and a gate current controller 9.
電流源１１および１２は直列接続され、その接続点はパワートランジスタ１のゲート電極に接続される。 Current sources 11 and 12 are connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of power transistor 1.
また、電流源２１および２２も直列接続され、その接続点はパワートランジスタ２のゲート電極に接続される。 Current sources 21 and 22 are also connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of power transistor 2.
以下同様に、電流源３１および３２が直列接続され、その接続点はパワートランジスタ３のゲート電極に接続され、電流源４１および４２が直列接続され、その接続点はパワートランジスタ４のゲート電極に接続され、電流源５１および５２が直列接続され、その接続点はパワートランジスタ５のゲート電極に接続され、電流源６１および６２が直列接続され、その接続点はパワートランジスタ６のゲート電極に接続される。 Similarly, the current sources 31 and 32 are connected in series, the connection point is connected to the gate electrode of the power transistor 3, the current sources 41 and 42 are connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of the power transistor 4. The current sources 51 and 52 are connected in series, the connection point is connected to the gate electrode of the power transistor 5, the current sources 61 and 62 are connected in series, and the connection point is connected to the gate electrode of the power transistor 6. .
ゲートドライバ７は実施例１のゲートドライバと同様のはたらきを有するものであり、図１の実施例１におけるゲートドライバはモータ１相分のみを駆動させるゲートドライバを示したが、複数相の場合においても同じである。 The gate driver 7 has the same function as the gate driver of the first embodiment, and the gate driver in the first embodiment of FIG. 1 shows a gate driver that drives only one phase of the motor. Is the same.
この構成により、本実施例２に示したモータ駆動装置は、
ＰＷＭ駆動する際のパワートランジスタのスイッチングに伴うノイズ低減を数少ない素子により実現でき、モータ駆動装置の小型化と低コスト化が可能となる。
With this configuration, the motor driving apparatus shown in the second embodiment is
Noise reduction associated with switching of the power transistor during PWM driving can be realized by a few elements, and the motor drive device can be reduced in size and cost.
また、ＰＷＭ駆動する際のパワートランジスタが導通または遮断状態に切替った後は、その状態を保持するための必要最低限の電流のみを出力することで、モータ駆動装置の消費電力を抑制することができる。 In addition, after the power transistor during PWM driving is switched to the conductive or cut-off state, the power consumption of the motor drive device is suppressed by outputting only the minimum current necessary to maintain the state. Can do.
さらに、電源端子間に直列接続されたパワートランジスタにおいて、ＰＷＭ駆動する際の負側給電線路に接続されたパワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える間、正側給電線路に接続されたパワートランジスタのゲート電極から電流源に電流を引き抜くことで、正側給電線路に接続されたパワートランジスタも導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 Further, in the power transistor connected in series between the power supply terminals, the power transistor connected to the positive power supply line is switched while the power transistor connected to the negative power supply line during PWM driving is switched from the cut-off state to the conductive state. By drawing the current from the gate electrode to the current source, it is possible to prevent the power transistor connected to the positive power supply line from conducting and short-circuiting between the power supply terminals.
加えて、電源端子間に直列接続されたパワートランジスタにおいて、ＰＷＭ駆動する際の正側給電線路に接続されたパワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える間、負側給電線路に接続されたパワートランジスタのゲート電極を低インピーダンスとして、その電極電位を接地電位レベルに保つことで、ゲート電極の電位が上昇することを抑え、正側給電線路に接続されたパワートランジスタと同時に導通して電源端子間が短絡してしまうことを防止することができる。 In addition, in the power transistor connected in series between the power supply terminals, the power transistor connected to the negative power supply line while switching the power transistor connected to the positive power supply line during PWM driving from the cutoff state to the conductive state. By keeping the gate electrode at a low impedance and keeping the electrode potential at the ground potential level, it is possible to prevent the potential of the gate electrode from rising and to conduct simultaneously with the power transistor connected to the positive power supply line, It is possible to prevent a short circuit.
本発明のゲートドライバは、ＰＷＭ駆動方式のモータの駆動装置に適応できる他、その他のモータ駆動方式やパワートランジスタをスイッチング素子として使用する用途にも広く応用できる。さらに、本発明のゲートドライバを含むモータ駆動装置は、様々な機器に組み込むことが可能であり、その機器の小型化、コスト化、低ノイズ化、省電力化を実現できる。 The gate driver according to the present invention can be applied not only to a PWM drive system motor drive device but also widely applicable to other motor drive systems and uses using a power transistor as a switching element. Furthermore, the motor drive device including the gate driver of the present invention can be incorporated into various devices, and the device can be reduced in size, cost, noise, and power saving.
１，３，５ 第１パワートランジスタ
２，４，６ 第２パワートランジスタ
７ ゲートドライバ
８ ゲートスイッチング制御器
９ ゲート電流制御器
１１,３１,５１ 第１電流源
１２,３２,５２ 第２電流源
２１,４１,６１ 第３電流源
２２,４２,６２ 第４電流源
１００,２００,３００ モータ駆動巻線
1, 3, 5 First power transistor 2, 4, 6 Second power transistor 7 Gate driver 8 Gate switching controller 9 Gate current controller 11, 31, 51 First current source 12, 32, 52 Second current source 21 , 41, 61 Third current source 22, 42, 62 Fourth current source 100, 200, 300 Motor drive winding
Claims (2)
前記第１パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第１電流源と、前記第１パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第２電流源と、前記第２パワートランジスタを導通させるときに、そのゲート電極に電流を流し込み、ゲート電位を上昇させる第３電流源と、前記第２パワートランジスタを遮断させるときに、そのゲート電極から電流を引き抜き、ゲート電位を下降させる第４電流源とを少なくとも備えるものであって、前記第１電流源は前記第１パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第１電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第２電流値を出力するものであって、前記第２電流源は前記第１パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第３電流値を出力し、遮断状態に切替った後はその状態を保持する第４電流値を出力するものであって、前記第２，第４電流値は前記第１，第３電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第３電流源は前記第２パワートランジスタを遮断状態から導通状態に切替える際、第５電流値を出力し、導通状態に切替った後はその状態を保持する第６電流値を出力するものであって、前記第６電流値は前記第５電流値に比べて小さな値の電流値であり、前記第４電流源は前記第２パワートランジスタを導通状態から遮断状態に切替える際、第７電流値を出力し、遮断状態に切替った後はその出力を低インピーダンスとするものであって、前記第２パワートランジスタを前記第３電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第２電流源に前記第３電流値を出力させることで、前記第１パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するようにし、前記第１パワートランジスタを前記第１電流源により遮断状態から導通状態に切替える際、前記第４電流源の出力を低インピーダンスとすることで、前記第２パワートランジスタのゲート電極の電位上昇を防止するようにしたことを特徴とするゲートドライバ。 A gate driver for controlling a first power transistor and a second power transistor having gate electrodes insulated in series between power supply terminals,
When the first power transistor is turned on, a current is supplied to the gate electrode to raise the gate potential, and when the first power transistor is shut off, the current is drawn from the gate electrode, and the gate When the second current source for lowering the potential and the second power transistor are turned on, a current is supplied to the gate electrode, and the third current source for raising the gate potential and when the second power transistor is shut off And a fourth current source that draws a current from the gate electrode and lowers the gate potential. The first current source has a first current source when the first power transistor is switched from a cut-off state to a conductive state. After outputting the current value and switching to the conductive state, the second current value for maintaining the state is output, The two current sources output a third current value when the first power transistor is switched from the conductive state to the cut-off state, and output a fourth current value that maintains the state after switching to the cut-off state. The second and fourth current values are smaller than the first and third current values, and the third current source switches the second power transistor from the cut-off state to the conductive state. After the fifth current value is output and switched to the conductive state, a sixth current value that maintains that state is output, and the sixth current value is smaller than the fifth current value. The fourth current source outputs a seventh current value when switching the second power transistor from the conductive state to the cut-off state, and after switching to the cut-off state, sets the output to a low impedance. The second power transistor When the third current source is switched from the cut-off state to the conductive state, the second current source outputs the third current value, thereby preventing the potential increase of the gate electrode of the first power transistor, When the first power transistor is switched from the cut-off state to the conductive state by the first current source, the output of the fourth current source is set to a low impedance to prevent the potential increase of the gate electrode of the second power transistor. A gate driver characterized by that.
The first and second powers, wherein the gate driver according to claim 1, a single-phase or multiple-phase motor drive winding, and a power source terminal are connected in series, and one end of the drive winding is connected to the series connection point. A plurality of the first and second power transistors are provided in accordance with the number of phases of the drive windings, and all of the first and second power transistors have a gate electrode insulated by an oxide film. A plurality of motor driving devices provided corresponding to each of the first and second power transistors.
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