JP4538783B2 - D class amplifier - Google Patents
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Description
本発明は、デジタルオーディオアンプやモータドライバ等に用いられるDクラスアンプ(D級アンプ或いはD級電力増幅器とも云う。)に関する。 The present invention relates to a D-class amplifier (also referred to as a D-class amplifier or a D-class power amplifier) used for a digital audio amplifier, a motor driver, or the like.
PWM(パルス幅変調)出力或いはPDM(パルス持続変調)出力等の逆位相の2つのパルス入力波によって交互に駆動されるスイッチング出力段のハイサイドMOSトランジスタとローサイドMOSトランジスタを備えるDクラスアンプは、デジタルオーディオアンプやモータドライバ等に汎用されており、一般に前記スイッチング出力段の±B電源間に直列接続された前記ハイサイドMOSトランジスタ及びローサイドMOSトランジスタ(典型としてMOSFET)のスイッチング時のデッドタイム(Dead Time;ハイ及びローサイドMOSトランジスタが双方ともオフ状態の期間)をコントロールすることによって前記ハイサイドMOSトランジスタと前記ローサイドMOSトランジスタに瞬間的に流れる貫通電流を低減すると共に歪率を抑制する駆動方式を採っている。 A D-class amplifier comprising a high-side MOS transistor and a low-side MOS transistor in a switching output stage that are alternately driven by two pulse input waves having opposite phases such as PWM (pulse width modulation) output or PDM (pulse continuous modulation) output, Widely used in digital audio amplifiers, motor drivers, etc., and generally dead time (Dead) at the time of switching of the high-side MOS transistor and low-side MOS transistor (typically MOSFET) connected in series between ± B power supplies of the switching output stage Time; the period during which both the high and low side MOS transistors are in the off state) is controlled to reduce the through current that flows instantaneously through the high side MOS transistor and the low side MOS transistor, and the distortion rate. It is adopted to suppress drive system.
そして駆動出力方式は、大きく分けて図10に示されるような±B電源間に接続されたハイサイドMOSトランジスタQ1とローサイドMOSトランジスタQ2を逆位相のパルス入力波P1、P2で各々交互にスイッチング駆動するハーフ・ブリッジ型と、図11に示されるようなハイサイドMOSトランジスタ、ローサイドMOSトランジスタの(Q1、Q2)と(Q3、Q4)の2組のスイッチング出力段からなるフル・ブリッジ型がある。 The drive output method is roughly divided into a high-side MOS transistor Q1 and a low-side MOS transistor Q2 connected between ± B power supplies as shown in FIG. And a full bridge type comprising two sets of switching output stages (Q1, Q2) and (Q3, Q4) of a high side MOS transistor and a low side MOS transistor as shown in FIG.
なお、図10、図11中の破線枠で囲まれたコイルL1とコンデンサC1はローパスフィルタ回路LPFを構成し、符号1、2はデッドタイム調整回路、符号3はレベルシフト回路、符号4、5はMOSトランジスタのドライバー回路である。
10 and 11, the coil L1 and the capacitor C1 surrounded by a broken line frame constitute a low-pass filter circuit LPF,
このDクラスアンプに関する公知文献としては、例えば、下記[特許文献1]にDクラスアンプ(D級増幅器)のS/N比の向上及び低歪率化を図る技術が記載されている。 As a publicly known document relating to this D class amplifier, for example, the following [Patent Document 1] describes a technique for improving the S / N ratio and lowering the distortion rate of a D class amplifier (class D amplifier).
この[特許文献1]に記載されているD級増幅器は、PWMパルス出力にてスイッチング駆動されるハーフ・ブリッジ型であり、そのスイッチング出力端と負荷のスピーカとの間にコイルとコンデンサを備えるローパスフィルタ回路LPFが挿入されている構成は図10の回路構成と同様である。 The class D amplifier described in [Patent Document 1] is a half-bridge type that is driven to be switched by PWM pulse output, and includes a coil and a capacitor between the switching output terminal and a load speaker. The configuration in which the filter circuit LPF is inserted is the same as the circuit configuration in FIG.
図10の前記ハーフ・ブリッジ型と図11のフル・ブリッジ型のどちらのDクラスアンプにおいても歪率を改善するためには一般に前記デッドタイムを短くする必要がある。 In order to improve the distortion rate in both the half-bridge type D-class amplifier of FIG. 10 and the full-bridge type of FIG. 11, it is generally necessary to shorten the dead time.
しかし、デッドタイムを短くすればするほど、前記ハイサイドMOSトランジスタQ1、Q3とローサイドMOSトランジスタQ2、Q4に流れる貫通電流(ショート・スルー)が増大し、効率の悪化(電力損失の悪化)、更にはMOSトランジスタの発熱増大、破壊を引き起こすことになる。そこで、通常は歪率と効率の双方を見据えて適当な妥協点で設計されている。 However, as the dead time is shortened, the through current (short-through) flowing through the high-side MOS transistors Q1 and Q3 and the low-side MOS transistors Q2 and Q4 increases, and the efficiency (deterioration of power loss) further increases. Causes an increase in heat generation and destruction of the MOS transistor. Therefore, it is usually designed with an appropriate compromise considering both distortion and efficiency.
例えば、図10の従来のハーフ・ブリッジ型のDクラスアンプでは、MOSトランジスタQ1、Q2の貫通電流を抑えつつ歪を低減するために、適当なデッドタイム(一般にはデジタルオーディオアンプで数十ns)を設けて調整している。 For example, in the conventional half-bridge type D-class amplifier of FIG. 10, an appropriate dead time (generally several tens of ns with a digital audio amplifier) is used to reduce distortion while suppressing the through current of the MOS transistors Q1 and Q2. Is adjusted.
上記構成によれば、図10におけるスイッチング出力端Aのスイッチング出力電圧Vaのスイッチング時(Q2がオフしてQ1がオンする際のスイッチング)の立ち上がりは、図12のスイッチング出力電圧Vaの波形模式図に示されるように、図面上段の[無信号時](小パワー出力時を含む)は、デッドタイムの期間でもローパスフィルタ回路LPFのコイルL1のフライバック効果(電流変化に逆らうように流そうとする自己誘導の作用)によりMOSトランジスタQ2がオフになってデッドタイムに入った瞬間にVaが立ち上がり始めて(波形M1)、デッドタイムがマスクされるため、歪率の悪化は殆ど生じない。そしてデッドタイムが終わってMOSトランジスタQ1がオンするとその本来の駆動力が加わって急激に立ち上がるのである(波形M2)。 According to the above configuration, the rising of the switching output voltage Va at the switching output terminal A in FIG. 10 at the time of switching (switching when Q2 is turned off and Q1 is turned on) is a waveform schematic diagram of the switching output voltage Va in FIG. As shown in FIG. 4, the [no signal] (including the time of low power output) in the upper part of the drawing is the flyback effect of the coil L1 of the low-pass filter circuit LPF even during the dead time period. Va starts to rise at the moment when the MOS transistor Q2 is turned off by the self-induction action (waveform M1) and the dead time is masked, so that the distortion is hardly deteriorated. Then, when the dead time is over and the MOS transistor Q1 is turned on, its original driving force is applied and it suddenly rises (waveform M2).
しかし、出力パワーを上げていくと図12の図面下段の[パワー出力時]では、前記コイルL1のフライバック効果がなくなり、前記スイッチング出力電圧Vaのデッドタイムによる立ち上がりの遅延(波形M2)が現れて歪率が悪化する。 However, when the output power is increased, the flyback effect of the coil L1 disappears at the time of [power output] in the lower part of FIG. 12, and a rise delay (waveform M2) due to the dead time of the switching output voltage Va appears. The distortion becomes worse.
この現象は、図13のデッドタイムを大きくとった場合(100ns)の負荷のスピーカの出力振幅電圧波形W1とデッドタイムを小さくとった場合(30ns)の出力振幅電圧波形W2の比較グラフ(シミュレーション)から判るように、デッドタイムを大きくとった場合に符号7で示される波形部分に目に見える歪が現れる。
This phenomenon is a comparison graph (simulation) of the output amplitude voltage waveform W1 of the load speaker when the dead time in FIG. 13 is large (100 ns) and the output amplitude voltage waveform W2 when the dead time is small (30 ns). As can be seen from the above, visible distortion appears in the waveform portion indicated by
しかしながら、前述のようにデッドタイムを小さく設定すると貫通電流が増大してスイッチング損失大(電力損失大)となるのでデッドタイムを小さくとるのにも限界があり、歪率の問題は解消されない。 However, as described above, if the dead time is set small, the through current increases and the switching loss becomes large (large power loss). Therefore, there is a limit to reducing the dead time, and the problem of distortion cannot be solved.
図15は従来のフル・ブリッジ型のDクラスアンプにおける負荷SPKのスピーカの出力波形(サイン波)と歪波形の実測グラフである。本図から判るように出力が2Wと小さい場合には歪率THDは0.0047%と小さいが、出力が8Wと大きくなると歪率THDは0.0222%と目に見えて大きくなる。 FIG. 15 is an actual measurement graph of the output waveform (sine wave) and distortion waveform of the speaker of the load SPK in the conventional full bridge type D class amplifier. As can be seen from this figure, when the output is as small as 2 W, the distortion rate THD is as small as 0.0047%, but when the output is as large as 8 W, the distortion rate THD is visibly increased as 0.0222%.
このように、従来のDクラスアンプにおいては、デッドタイムをマスクするフライバック効果が無くなるような出力振幅のパワー出力時においては波形が歪み、オーディオ特性等を悪化させていた。 As described above, in the conventional D-class amplifier, the waveform is distorted and the audio characteristics are deteriorated when the power is output with an output amplitude that eliminates the flyback effect masking the dead time.
また、図12における[無信号時]及び[パワー出力時]の双方の場合に共通の課題として、前記スイッチング出力電圧Vaのスイッチング時の立ち上がり/立ち下がり波形のオーバーシュート及びリンギング(符号8の網線領域)により、スイッチングMOSトランジスタQ1、Q2の耐圧マージン不足(MOSトランジスタの破壊の恐れ)、不要輻射レベルの増加(EMCレベル増大)を招き、Dクラスアンプの回路設計を困難なものとしていた。 In addition, as a common problem in both [no signal] and [power output] in FIG. 12, overshoot and ringing of a rising / falling waveform at the time of switching of the switching output voltage Va (network of reference numeral 8). The line region) causes the switching MOS transistors Q1 and Q2 to have a withstand voltage margin shortage (the risk of destruction of the MOS transistors) and an unnecessary radiation level increase (EMC level increase), making the circuit design of the D class amplifier difficult.
実際、図16の従来のDクラスアンプにおける上記スイッチング出力電圧Vaのスイッチング時の立ち上がり実測波形に示されるように、顕著なオーバーシュート及びリンギング8が現れていることが判る。 In fact, it can be seen that as shown in the rise measured waveform in switching of the switching output voltages Va, remarkable overshoot and ringing 8 appearing in the conventional D-class amplifier shown in FIG. 1 6.
上記オーバーシュート及びリンギング8を抑え込む手段として、デッドタイムを大きくするか或いはMOSトランジスタのスルーレートを小さくするなどの方法がある。デッドタイムを大きくする方法はローパスフィルタ回路LPFのコイルL1のフライバック効果によって前記スイッチング出力電圧Vaがある程度上がり切ったところでMOSFETをオンさせる、所謂ゼロスイッチング動作させることで実現する手法である。 As means for suppressing the overshoot and ringing 8, there are methods such as increasing the dead time or decreasing the slew rate of the MOS transistor. The method for increasing the dead time is a technique realized by a so-called zero switching operation in which the MOSFET is turned on when the switching output voltage Va has risen to some extent by the flyback effect of the coil L1 of the low-pass filter circuit LPF.
しかし、いくらデッドタイムを大きくしたところで、結局は、出力パワーを上げていくと上記コイルL1によるフライバック効果が無くなるため、ゼロスイッチング動作とならず、再びオーバーシュート及びリンギングが発生することになる。当然、前述のようにデッドタイムが見え始め、歪率も悪化することになる。 However, when the dead time is increased, eventually, when the output power is increased, the flyback effect by the coil L1 is lost, so that the zero switching operation is not performed, and overshoot and ringing occur again. Naturally, as described above, the dead time begins to appear, and the distortion rate also deteriorates.
ここで、従来のDクラスアンプにおいて、無信号時には現れていたコイルL1のフライバック効果によってデッドタイムがマスクされるという歪率改善に有益な作用がパワー出力時には無くなる理由を詳述する。 Here, in the conventional D-class amplifier, the reason why the beneficial effect for improving the distortion rate that the dead time is masked by the flyback effect of the coil L1 that appears when there is no signal is eliminated during power output.
先ず、図10に示されるハーフ・ブリッジ型のDクラスアンプにおいて、ローパスフィルタ回路LPFのコイルL1に流れる電流をIa(負荷SPKのスピーカ側方向を正とする。)と定義すると、図14の前記スイッチング出力電圧Vaと前記コイルL1に流れる電流Iaの波形変化図に示されるように、[無信号時]のIaはデューティ50%で交互に電流の向きが変わるため、スイッチング時のコイルL1のフライバック効果によるスイッチングが立ち上がり/立ち下がり共に支配的となり、デッドタイムによる遅延は見えない。 First, the half-bridge type D class amplifier shown in Figure 10, when the current flowing through the coil L1 of the low-pass filter circuit LPF is defined as Ia (speaker side direction of the load SPK is positive.) Of FIG 4 As shown in the waveform change diagram of the switching output voltage Va and the current Ia flowing through the coil L1, the current direction of Ia is changed alternately at a duty of 50%. Switching due to the flyback effect becomes dominant for both rise and fall, and no delay due to dead time is visible.
しかし、出力パワーを上げると、下段の[パワー出力時]のIaの向きは交互ではなく同一方向(図14の例では常にIa>0で+方向)のみとなるため、フライバック効果による電流の方向がデューティ50%のときとは逆になるタイミングが生じる(図16ではVaの立ち上がり時のタイミング)。このタイミングでは、フライバック効果によるスイッチング出力電圧Vaの立ち上がりは期待できなくなり、デッドタイム分遅れたところでのMOSトランジスタQ1本来のスイッチングによる立ち上がりが支配的となる。即ち、コイルL1のフライバック効果による立ち上がりからMOSFET本来の立ち上がりに遷移するため、立ち上がりポイントがデッドタイム分遅延する。つまりデッドタイムがマスクされなくなることになり歪率が悪化するのである。 However, increasing the output power, lower for Ia orientation of the at power output] is the (always Ia> 0 in the positive direction in the example of FIG. 1. 4) is only the same direction rather than alternating current due to the flyback effect The timing at which the direction of is opposite to that when the duty is 50% occurs (in FIG. 16, the timing at the rise of Va). At this timing, the rise of the switching output voltage Va due to the flyback effect can no longer be expected, and the rise due to the original switching of the MOS transistor Q1 at a point delayed by the dead time becomes dominant. That is, since the rise from the flyback effect of the coil L1 transitions to the original rise of the MOSFET, the rise point is delayed by the dead time . That is, the dead time is not masked and the distortion rate is deteriorated.
さらに、遷移によりスルーレートも変化する上に、逆向きフライバック(図14におけるVaの立ち上がり時に下向きのフライバック効果が生じている。)に打ち勝ってスイッチング出力電圧Vaを立ち上げなければならないため、スルーレートは複雑な動きを呈し、一段と歪率の悪化を招くことになる。 Furthermore, on also changes the slew rate by a transition, because it must set up a switching output voltage Va overcome the reverse flyback (downward flyback effect at the time of the rise of the Va in FIG 4 has occurred.) The slew rate exhibits a complicated movement and causes a further deterioration in distortion.
本発明は、上記Dクラスアンプの孕む歪率と効率の相反する特性に鑑みて為されたものであり、簡単な構成でありながら常にデッドタイムをマスクするような望ましいコイルのフライバック効果を得るような構成として、デッドタイムを大きく取れるようにし、ゼロスイッチング動作が実現できるようにしたDクラスアンプを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the contradictory characteristics of the distortion and efficiency of the D-class amplifier, and obtains a desirable coil flyback effect that always masks the dead time with a simple configuration. It is an object of the present invention to provide a D-class amplifier having such a configuration that can take a large dead time and realize a zero switching operation.
従来のDクラスアンプにおける前記課題を解決するには、大パワー出力時においてもデューティ50%の無信号時のときと同様にコイルによるデッドタイムをマスクするようなフライバック効果を発生させることができれば、デッドタイムによる遅延が発生せず、歪率の悪化は無いことになる。つまり、出力パワーに関係なく、常に同じタイミング、同じスルーレートで立ち上げることが重要である。 In order to solve the above-mentioned problem in the conventional D-class amplifier, it is possible to generate a flyback effect that masks the dead time due to the coil even at the time of large power output as in the case of no signal with a duty of 50%. No delay due to dead time occurs, and there is no deterioration in distortion. In other words, it is important to always start up with the same timing and the same slew rate regardless of the output power.
本発明は、上記コイルのフライバック効果に着眼して以下の(1)〜(6)のDクラスアンプを上記課題を解決する手段として提供する。
(1)交互に駆動される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とを有するスイッチング出力段と、
コイルL1とコンデンサC1とを有し、前記スイッチング出力段のスイッチング出力端Aと負荷SPKとの間に挿入されたローパスフィルタ回路LPFと、
前記スイッチング出力段のスイッチング出力端Aと接地との間に接続されたコイルL2とコンデンサC2との直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記スイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKの方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記スイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKとは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ10。
(2)交互に駆動される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とを有する第1のスイッチング出力段と、
交互に駆動される第3のスイッチング素子と第4のスイッチング素子とを有する第2のスイッチング出力段と、
コイルL1とコンデンサC1とを有し、前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aと負荷SPKとの間に挿入された第1のローパスフィルタ回路LPF1と、
コイルL1とコンデンサC1とを有し、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bと負荷SPKとの間に挿入された第2のローパスフィルタ回路LPF2と、
前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aと接地との間に接続されたコイルL3とコンデンサC3との第1の直列回路と、
前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bと接地との間に接続されたコイルL3とコンデンサC3との第2の直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子及び前記第3のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子及び前記第4のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記第1の直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKの方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKとは反対の方向になるように調整し、
前記第2の直列回路は、前記第3のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bを流れる電流の方向を前記負荷SPKの方向に、前記第4のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bを流れる電流の方向を前記負荷SPKとは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ20。
(3)交互に駆動される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とを有する第1のスイッチング出力段と、
交互に駆動される第3のスイッチング素子と第4のスイッチング素子とを有する第2のスイッチング出力段と、
コイルL1とコンデンサC1とを有し、前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aと負荷SPKとの間に挿入された第1のローパスフィルタ回路LPF1と、
コイルL1とコンデンサC1とを有し、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bと負荷SPKとの間に挿入された第2のローパスフィルタ回路LPF2と、
前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aと、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bとの間に接続されたコイルL4とコンデンサC4との直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子及び前記第3のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子及び前記第4のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKの方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端Aを流れる電流の方向を前記負荷SPKとは反対の方向になるように調整し、前記第3のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bを流れる電流の方向を前記負荷SPKの方向に、前記第4のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端Bを流れる電流の方向を前記負荷SPKとは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ30。
(4)前記直列回路のコイルL2のインダクタンス値は、前記ローパスフィルタ回路LPFのコイルL1のインダクタンス値よりも小さいことを特徴とする上記(1)に記載のDクラスアンプ10。
(5)前記第1の直列回路のコイルL3のインダクタンス値は、前記第1のローパスフィルタ回路LPF1のコイルL1のインダクタンス値よりも小さく、
前記第2の直列回路のコイルL3のインダクタンス値は、前記第2のローパスフィルタ回路LPF2のコイルL1のインダクタンス値よりも小さいことを特徴とする上記(2)に記載のDクラスアンプ20。
(6)前記直列回路のコイルL4のインダクタンス値は、前記第1のローパスフィルタ回路LPF1のコイルL1のインダクタンス値、及び、前記第2のローパスフィルタ回路LPF2のコイルL1のインダクタンス値よりも小さいことを特徴とする上記(3)に記載のDクラスアンプ30。
The present invention provides the following D-class amplifiers (1) to ( 6 ) as means for solving the above-mentioned problems, focusing on the flyback effect of the coil.
(1) a switching output stage having first and second switching elements driven alternately;
A low-pass filter circuit LPF having a coil L1 and a capacitor C1, and inserted between the switching output terminal A of the switching output stage and the load SPK;
A series circuit of a coil L2 and a capacitor C2 connected between the switching output terminal A of the switching output stage and the ground ,
The first switching element is connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element is connected to a negative output terminal of the power supply;
In the series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal A of the switching output stage when the first switching element is switched from the on state to the off state is set to the direction of the load SPK. A D class amplifier characterized by adjusting a direction of a current flowing through a switching output terminal A of the switching output stage when an element is switched from an on state to an off state so as to be opposite to the
(2) a first switching output stage having first and second switching elements driven alternately;
A second switching output stage having a third switching element and a fourth switching element driven alternately;
A first low-pass filter circuit LPF1 having a coil L1 and a capacitor C1 and inserted between a switching output terminal A of the first switching output stage and a load SPK;
A second low-pass filter circuit LPF2 having a coil L1 and a capacitor C1 and inserted between the switching output terminal B of the second switching output stage and the load SPK;
A first series circuit of a coil L3 and a capacitor C3 connected between the switching output terminal A of the first switching output stage and the ground;
A second series circuit of a coil L3 and a capacitor C3 connected between the switching output terminal B of the second switching output stage and the ground ,
The first switching element and the third switching element are connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected to a negative output terminal of a power supply,
In the first series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal A of the first switching output stage when the first switching element switches from the on state to the off state is the direction of the load SPK. The direction of the current flowing through the switching output terminal A of the first switching output stage when the second switching element switches from the on state to the off state is adjusted to be opposite to the load SPK. And
In the second series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal B of the second switching output stage when the third switching element switches from the on state to the off state is the direction of the load SPK. The direction of the current flowing through the switching output terminal B of the second switching output stage when the fourth switching element switches from the on state to the off state is adjusted to be opposite to the load SPK. A D-
(3) a first switching output stage having first and second switching elements that are driven alternately;
A second switching output stage having a third switching element and a fourth switching element driven alternately;
A first low-pass filter circuit LPF1 having a coil L1 and a capacitor C1 and inserted between a switching output terminal A of the first switching output stage and a load SPK;
A second low-pass filter circuit LPF2 having a coil L1 and a capacitor C1 and inserted between the switching output terminal B of the second switching output stage and the load SPK;
A series circuit of a coil L4 and a capacitor C4 connected between the switching output terminal A of the first switching output stage and the switching output terminal B of the second switching output stage ;
The first switching element and the third switching element are connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected to a negative output terminal of a power supply,
In the series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal A of the first switching output stage when the first switching element switches from the on state to the off state is the direction of the load SPK. Adjusting the direction of the current flowing through the switching output terminal A of the first switching output stage when the switching element of 2 is switched from the on state to the off state so as to be opposite to the load SPK, The direction of the current flowing through the switching output terminal B of the second switching output stage when the third switching element switches from the on state to the off state is the direction of the load SPK, and the fourth switching element is on The direction of the current flowing through the switching output terminal B of the second switching output stage when the state is switched to the off state
( 4 ) The
(5) the inductance of the coil L3 of the first series circuit is smaller than the inductance value of the coil L1 of the first low-pass filter circuit LPF1,
The
( 6 ) The inductance value of the coil L4 of the series circuit is smaller than the inductance value of the coil L1 of the first low-pass filter circuit LPF1 and the inductance value of the coil L1 of the second low-pass filter circuit LPF2. The
新たに付加された直列接続のコイルL2(又はL3、L4)及びコンデンサC2(又はC3、C4)等のLC回路によって、出力パワーに関係なく常時デッドタイムをマスクする方向にフライバック効果を発生させることができる。以降、フライバックを発生させるこの直列接続のコイルL2又はL3又はL4とコンデンサC2又はC3又はC4を構成要素とするLC回路を強制フライバック発生回路(Forced Flyback Generator;略してFFG)と称する。 A newly added LC circuit such as a series-connected coil L2 (or L3, L4) and capacitor C2 (or C3, C4) generates a flyback effect in a direction that always masks dead time regardless of output power. be able to. Hereinafter, the LC circuit including the series-connected coils L2, L3, or L4 and the capacitor C2, C3, or C4 for generating flyback is referred to as a forced flyback generator (abbreviated as FFG).
本発明に係るDクラスアンプは、上記のようにスイッチング時のデッドタイムを常時見えなくする強制フライバック発生回路が挿入された回路構成のため、
(1) 簡単な回路構成でありながら、コイルのフライバック効果を大パワー出力時にも得ることができ、スイッチング時のデッドタイムが常にマスクされて歪率改善に有効である。
(2) 強制フライバック効果によってデッドタイムを大きくしても歪率が悪化しないので、予めデッドタイムを大きく取るように回路設計することが可能となり、ゼロスイッチング動作を容易に実現することができる。
(3)出力パワーに関係なく、ゼロスイッチング動作が可能となるため、オーバーシュートやリンギングが低減することで不要輻射レベルの低減が実現できる。
(4)デッドタイムを大きくすることで、スイッチング出力段のハイサイドMOSトランジスタ及びローサイドMOSトランジスタに流れる貫通電流の低減が容易に実現できる。この貫通電流の低減は、両MOSトランジスタの劣化を最小限にとどめ、長寿命化が図れるに留まらず、電流検出回路などの誤動作防止に有効であり、また、マルチチャンネルシステムにおいては、他チャンネルへのノイズ混入やチャンネル間干渉を低減することができる。
(5)オーバーシュートが低減できるため、MOSトランジスタの耐圧破壊回避、耐圧マージン確保、長寿命化が期待できる。
The D-class amplifier according to the present invention has a circuit configuration in which a forced flyback generating circuit that makes the dead time during switching invisible at all times inserted as described above.
(1) Although it has a simple circuit configuration, the flyback effect of the coil can be obtained even at the time of high power output, and the dead time at the time of switching is always masked, which is effective in improving the distortion.
(2) Since the distortion does not deteriorate even if the dead time is increased by the forced flyback effect, it is possible to design a circuit so as to increase the dead time in advance, and the zero switching operation can be easily realized.
(3) Since zero switching operation is possible regardless of output power, it is possible to reduce unnecessary radiation levels by reducing overshoot and ringing.
(4) By increasing the dead time, it is possible to easily reduce the through current flowing in the high-side MOS transistor and the low-side MOS transistor in the switching output stage. This reduction of the through current not only minimizes the deterioration of both MOS transistors and extends their life, but is also effective in preventing malfunctions of the current detection circuit, etc. Noise mixing and inter-channel interference can be reduced.
(5) Since overshoot can be reduced, it can be expected to avoid breakdown of the MOS transistor, to ensure a breakdown margin, and to extend the lifetime.
本発明に係るDクラスアンプの最良の実施の形態について図面に基づいて説明する。なお、従来のDクラスアンプにおけるスイッチング出力段より手前のPWM変調回路等の回路は周知技術であるので説明を省略し、専らスイッチング出力段に係るスイッチング時のコイルのフライバック効果とその作用に絞って説明する。また、図10、図11に示される従来のDクラスアンプの回路図における同等部については同符号で示す。 The best mode of the D class amplifier according to the present invention will be described with reference to the drawings. Since circuits such as the PWM modulation circuit before the switching output stage in the conventional D-class amplifier are well-known techniques, the description thereof will be omitted, and the flyback effect of the coil at the time of switching related to the switching output stage and its function will be limited. I will explain. In addition, equivalent parts in the circuit diagrams of the conventional D class amplifier shown in FIGS. 10 and 11 are denoted by the same reference numerals.
図1は本発明に係る第1の実施の形態例のDクラスアンプ(ハーフ・ブリッジ型)の回路図であり、図2は第2の実施の形態例のDクラスアンプ(フル・ブリッジ型)の回路図であり、図3は第3の実施の形態例のDクラスアンプ(フル・ブリッジ型)の回路図である。図4は図1のDクラスアンプにおけるスイッチング出力端Aのスイッチング出力電圧VaとコイルL1に流れる電流Ia及びコイルL2に流れる電流Ibの波形変化図である。図5はスイッチング出力電圧Vaの立ち上がり波形の模式図である。 FIG. 1 is a circuit diagram of a D class amplifier (half bridge type) according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a D class amplifier (full bridge type) according to a second embodiment. FIG. 3 is a circuit diagram of a D class amplifier (full bridge type) according to the third embodiment. FIG. 4 is a waveform change diagram of the switching output voltage Va at the switching output terminal A, the current Ia flowing through the coil L1, and the current Ib flowing through the coil L2 in the D class amplifier of FIG. FIG. 5 is a schematic diagram of a rising waveform of the switching output voltage Va.
図1において、本発明のDクラスアンプ10は、パルス入力波P1、P2によって交互に駆動されるハイサイドMOSトランジスタQ1及びローサイドMOSトランジスタQ2からなるスイッチング出力段と、前記スイッチング出力段のスイッチング出力端Aと負荷SPK(スピーカ等)との間に挿入されたコイルL1とコンデンサC1を備えるローパスフィルタ回路LPFと、を有するハーフ・ブリッジ型のDクラスアンプであり、特に、前記スイッチング出力端Aと接地との間に、コイルL2とコンデンサC2が直列接続されている破線枠内の強制フライバック発生回路FFG1が接続されている構成である。
In FIG. 1, a D-
また、図2において、本発明のDクラスアンプ20は、パルス入力波P1、P2によって交互に駆動されるハイサイドMOSトランジスタ及びローサイドMOSトランジスタ(Q1、Q2)、(Q3、Q4)からなる2組のスイッチング出力段と、前記スイッチング出力段の各スイッチング出力端A、Bと負荷SPKとの間に挿入されたコイルL1とコンデンサC1を備える2つのローパスフィルタ回路LPF1、LPF2と、を有するフル・ブリッジ型のDクラスアンプであり、特に、前記フル・ブリッジ型の各スイッチング出力端A、Bと接地の間に、コイルL3とコンデンサC3が直列接続されている破線枠内の強制フライバック発生回路FFG2が接続されている構成である。
In FIG. 2, the
また、図3において、本発明のDクラスアンプ30は、パルス入力波P1、P2によって交互に駆動されるハイサイドMOSトランジスタ及びローサイドMOSトランジスタ(Q1、Q2)、(Q3、Q4)からなる2組のスイッチング出力段と、前記スイッチング出力段の各スイッチング出力端A、Bと負荷SPKとの間に挿入されたコイルL1とコンデンサC1を備える2つのローパスフィルタ回路LPF1、LPF2と、を有するフル・ブリッジ型のDクラスアンプであり、特に、前記フル・ブリッジ型の両スイッチング出力端A、Bの間に、コイルL4とコンデンサC4が直列接続されている破線枠内の強制フライバック発生回路FFG3が接続されている構成である。
In FIG. 3, the D-
以下、上記Dクラスアンプ30における強制フライバック発生回路FFG3を例にしてスイッチング時の歪率改善作用について図4を基に説明する。
Hereinafter, the distortion rate improving operation at the time of switching will be described with reference to FIG. 4 by taking the forced flyback generation circuit FFG3 in the
先ず、強制フライバック発生用に新たに挿入した強制フライバック発生回路FFG3のコイルL4とコンデンサC4に流れる電流をIb(スイッチング出力端Aからスイッチング出力端B方向を正とする。)と定義する。本回路では、スイッチングの際に電流Iaと共に電流Ibも流れるようになるが、電流Ibは負荷(スピーカ等)がないため、電流Iaよりも電流の変化が早く、より大きい電流振幅をとることができる。 First, the current flowing through the coil L4 and the capacitor C4 of the forced flyback generation circuit FFG3 newly inserted for forced flyback generation is defined as Ib (the direction from the switching output terminal A to the switching output terminal B is positive). In this circuit, the current Ib flows together with the current Ia at the time of switching. However, since the current Ib has no load (speaker or the like), the current changes faster than the current Ia and may take a larger current amplitude. it can.
したがって、コイルL4のインダクタンス値を適当な値に選べば、出力パワーが上がった場合でも、交互に電流Ibの向きが変わる状態を作り出すことができる。そこで、図4の図面下段のスイッチング出力電圧Vaの立ち上がりのスイッチング時に、電流Iaよりも電流Ibが常に大きい逆電流が流れるようにコイルL4を調整すれば、トータルのスイッチング出力電流(Ia+Ib)は実質的に交互に電流が流れることになり、強制的にデューティ50%の無信号時と同じ向きのフライバック効果を得ることができる。即ち、Vaの立ち上がりにおいてIa+Ib<0となって無信号時のデューティ50%の時と同じフライバック方向となり、デッドタイムによる遅延が生じなくなる。 Therefore, if the inductance value of the coil L4 is selected to an appropriate value, it is possible to create a state in which the direction of the current Ib is alternately changed even when the output power is increased. Therefore, if the coil L4 is adjusted so that a reverse current whose current Ib is always larger than the current Ia flows at the time of switching at the rising edge of the switching output voltage Va in the lower part of FIG. 4, the total switching output current (Ia + Ib) is substantially equal. As a result, current flows alternately, and the flyback effect in the same direction as when no signal with a duty of 50% can be forcibly obtained. That is, at the rise of Va, Ia + Ib <0, and the flyback direction is the same as when the duty is 50% when there is no signal, and no delay due to dead time occurs.
その結果、MOSトランジスタQ1、Q2本来のデッドタイム経過後の急峻な立ち上がりは生じないことになり、安定した低歪率を得ることができる。 As a result, the steep rise after the original dead time of the MOS transistors Q1 and Q2 does not occur, and a stable low distortion rate can be obtained.
なお、図4は、電流Iaが正方向電流の場合の例であるが、当然、逆方向時でも同じ効果が得られる。また、フル・ブリッジ型のDクラスアンプ20、30のみならずハーフ・ブリッジ型のDクラスアンプ10でも動作原理は同じである。
FIG. 4 shows an example in which the current Ia is a forward current, but naturally the same effect can be obtained even in the reverse direction. The operation principle is the same not only for the full-bridge D-
上記コイルL4のインダクタンス値は、他の回路素子の値を考慮して最適値に設定されるが、電流Ibの変化を電流Iaより大きくとることが肝要である。例えばコイルL1のインダクタ値が20μHの場合には、その約半分の10μH程度が適当である。Dクラスアンプ10、20においても、例えばコイルL2、コイルL3のインダクタンス値をローパスフィルタ回路のコイルL1のインダクタンス値よりも小さい値とする。
The inductance value of the coil L4 is set to an optimum value in consideration of the values of other circuit elements, but it is important that the change in the current Ib is larger than the current Ia. For example, when the inductor value of the coil L1 is 20 μH, about 10 μH, which is about half of that, is appropriate. Also in the
本発明の上記強制フライバック発生回路FFG1、2、3によって、スイッチング出力電圧Vaの立ち上がり波形はスイッチング出力の大小に関係なく(最大出力パワーであっても)、図5のような立ち上がり波形模式図となり、デッドタイムが常にマスクされるため、デッドタイムの大小によって歪率が依存しなくなるばかりか、デッドタイムを大きく設定することで、フライバック効果で十分にスイッチング出力電圧Vaが上がった時点でMOSトランジスタをオンさせることが可能となり、容易にゼロスイッチング動作を実現することができる。その結果、貫通電流、オーバーシュート及びリンギング等も減少するという極めてDクラスアンプにとって有益な作用効果が得られる。 By the forced flyback generation circuits FFG1, 2, and 3 of the present invention, the rising waveform of the switching output voltage Va is a rising waveform schematic diagram as shown in FIG. 5 regardless of the magnitude of the switching output (even if it is the maximum output power). Since the dead time is always masked, the distortion does not depend on the magnitude of the dead time, and when the dead time is set to a large value, the switching output voltage Va is sufficiently increased by the flyback effect. The transistor can be turned on, and a zero switching operation can be easily realized. As a result, it is possible to obtain an extremely beneficial effect for the D-class amplifier in which through current, overshoot, ringing, and the like are reduced.
図6は本発明に係る強制フライバック発生回路FFG3を設けたDクラスアンプ30の負荷SPK(スピーカ)の出力振幅電圧波形W3と、設けていない従来のDクラスアンプの同出力振幅電圧波形W4の比較グラフ(シミュレーション)であるが、これより強制フライバック発生回路の歪率改善の作用効果が確認される。
FIG. 6 shows the output amplitude voltage waveform W3 of the load SPK (speaker) of the
また、図7は本発明のDクラスアンプ30における負荷SPK(スピーカ)の出力波形(サイン波)と歪波形の実測グラフである。本図と前述の図14とを比較すると明らかなように、出力が2Wと小さい場合は歪率THDは0.0047%と小さく、且つ、出力が8Wと大きい場合でもTHDは0.00225%と安定して小さいことが判り、従来よりも飛躍的な歪率の改善が実現できることが判る。
FIG. 7 is an actual measurement graph of the output waveform (sine wave) and distortion waveform of the load SPK (speaker) in the
図8は本発明に係る強制フライバック発生回路の有無と歪率THDとデッドタイムとの関係をとったシミュレーション値の対数グラフである。フライバック発生回路が無い場合のDクラスアンプの場合はデッドタイムの増大とともに急激に歪率が上昇しているが、強制フライバック発生回路を設けたDクラスアンプでは歪率はデッドタイムに依存せず安定して低い値を維持していることが判る。実際に、本発明のDクラスアンプでは、デッドタイムを100〜200nsに設定しても低い歪率が確保されることが実測されている。 FIG. 8 is a logarithmic graph of simulation values taking the relationship between the presence / absence of the forced flyback generation circuit according to the present invention, the distortion rate THD, and the dead time. In the case of a D-class amplifier without a flyback generation circuit, the distortion rate suddenly increases as the dead time increases. However, in a D-class amplifier with a forced flyback generation circuit, the distortion rate depends on the dead time. It can be seen that the low value is maintained stably. Actually, in the D class amplifier of the present invention, it has been actually measured that a low distortion is secured even when the dead time is set to 100 to 200 ns.
また、図9の本発明のDクラスアンプ30におけるスイッチング出力電圧Vaのスイッチング時の立ち上がり実測波形から明らかなように、オーバーシュート及びリンギングが従来の同型Dクラスアンプの場合(図15参照)と比して十分に抑えられていることが判る。
Further, as apparent from the rising actual measurement waveform at the time of switching of the switching output voltage Va in the
以上、詳述したように、本発明に特有の強制フライバック発生回路FFG1又はFFG2又はFFG3を備えるDクラスアンプ10又は20又は30では、出力の大小に関係なく、且つ、デッドタイムの大小に係わらずに歪率を改善できるため、デッドタイムを大きく設定することにより、貫通電流の低減(効率向上)、オーバーシュート及びリンギングの低減、不要輻射量の低減等の優れた作用効果が得られるのである。
As described above in detail, in the
1、2 デッドタイム調整回路
3 レベルシフト回路
4、5 ドライバー回路
8 オーバーシュート及びリンギング
10、20、30 Dクラスアンプ
Q1、Q3 ハイサイドMOSトランジスタ
Q2、Q4 ローサイドMOSトランジスタ
C1、C2、C3、C4 コンデンサ
L、L1、L2、L3、L4 コイル
LPF、LPF1、LPF2 ローパスフィルタ
P1、P2 パルス入力波
A、B スイッチング出力端
M1 フライバック効果のみによる立ち上がり波形
M2 MOSトランジスタ(+フライバック効果)による立ち上がり波形
Va スイッチング出力電圧
Ia、Ib コイルに流れる電流
FFG1、FFG2、FFG3 強制フライバック発生回路
SPK 負荷
1, 2 Dead time adjustment circuit
3
8 Overshoot and ringing 10, 20, 30 D class amplifier Q1, Q3 High side MOS transistor Q2, Q4 Low side MOS transistor C1, C2, C3, C4 Capacitors L, L1, L2, L3, L4 Coils LPF, LPF1, LPF2 Low pass Filter P1, P2 Pulse input wave A, B Switching output terminal M1 Rising waveform due to flyback effect only M2 Rising waveform due to MOS transistor (+ flyback effect) Va Switching output voltage Ia, Ib Current flowing through coil FFG1, FFG2, FFG3 Forced Flyback generator circuit SPK load
Claims (6)
コイルとコンデンサとを有し、前記スイッチング出力段のスイッチング出力端と負荷との間に挿入されたローパスフィルタ回路と、
前記スイッチング出力段のスイッチング出力端と接地との間に接続されたコイルとコンデンサとの直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記スイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷の方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記スイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷とは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ。 A switching output stage having alternately switched first and second switching elements;
A low-pass filter circuit having a coil and a capacitor, and inserted between a switching output terminal of the switching output stage and a load;
And a series circuit of a connected coil and a capacitor between ground and the switching output of the switching output stage,
The first switching element is connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element is connected to a negative output terminal of the power supply;
In the series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal of the switching output stage when the first switching element is switched from the on state to the off state is the load direction, and the second switching element is A D-class amplifier, wherein a direction of a current flowing through a switching output terminal of the switching output stage when switching from an on state to an off state is adjusted to be opposite to the load.
交互に駆動される第3のスイッチング素子と第4のスイッチング素子とを有する第2のスイッチング出力段と、
コイルとコンデンサとを有し、前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端と負荷との間に挿入された第1のローパスフィルタ回路と、
コイルとコンデンサとを有し、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端と負荷との間に挿入された第2のローパスフィルタ回路と、
前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端と接地との間に接続されたコイルとコンデンサとの第1の直列回路と、
前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端と接地との間に接続されたコイルとコンデンサとの第2の直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子及び前記第3のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子及び前記第4のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記第1の直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷の方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷とは反対の方向になるように調整し、
前記第2の直列回路は、前記第3のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷の方向に、前記第4のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷とは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ。 A first switching output stage having a first switching element and a second switching element driven alternately;
A second switching output stage having a third switching element and a fourth switching element driven alternately;
A first low-pass filter circuit having a coil and a capacitor, and inserted between a switching output terminal of the first switching output stage and a load;
A second low-pass filter circuit having a coil and a capacitor, and inserted between a switching output terminal of the second switching output stage and a load;
A first series circuit of a coil and a capacitor connected between a switching output terminal of the first switching output stage and a ground;
A second series circuit of a coil and a capacitor connected between the switching output terminal of the second switching output stage and the ground ,
The first switching element and the third switching element are connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected to a negative output terminal of a power supply,
The first series circuit includes a direction of a current flowing through a switching output terminal of the first switching output stage when the first switching element is switched from an on state to an off state, in the direction of the load. Adjusting the direction of the current flowing through the switching output terminal of the first switching output stage when the second switching element is switched from the on state to the off state to be opposite to the load;
In the second series circuit, the direction of the current flowing through the switching output terminal of the second switching output stage when the third switching element is switched from the on state to the off state is the direction of the load. The direction of the current flowing through the switching output terminal of the second switching output stage when the fourth switching element switches from the on state to the off state is adjusted so as to be opposite to the load. D class amplifier.
交互に駆動される第3のスイッチング素子と第4のスイッチング素子とを有する第2のスイッチング出力段と、
コイルとコンデンサとを有し、前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端と負荷との間に挿入された第1のローパスフィルタ回路と、
コイルとコンデンサとを有し、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端と負荷との間に挿入された第2のローパスフィルタ回路と、
前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端と、前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端との間に接続されたコイルとコンデンサとの直列回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子及び前記第3のスイッチング素子は電源のプラス出力端子に接続され、前記第2のスイッチング素子及び前記第4のスイッチング素子は電源のマイナス出力端子に接続されており、
前記直列回路は、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷の方向に、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第1のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷とは反対の方向になるように調整し、前記第3のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷の方向に、前記第4のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り換わるときの前記第2のスイッチング出力段のスイッチング出力端を流れる電流の方向を前記負荷とは反対の方向になるように調整することを特徴とするDクラスアンプ。 A first switching output stage having a first switching element and a second switching element driven alternately;
A second switching output stage having a third switching element and a fourth switching element driven alternately;
A first low-pass filter circuit having a coil and a capacitor, and inserted between a switching output terminal of the first switching output stage and a load;
A second low-pass filter circuit having a coil and a capacitor, and inserted between a switching output terminal of the second switching output stage and a load;
A series circuit of a coil and a capacitor connected between a switching output terminal of the first switching output stage and a switching output terminal of the second switching output stage ;
The first switching element and the third switching element are connected to a positive output terminal of a power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected to a negative output terminal of a power supply,
The series circuit includes a direction of a current flowing through a switching output terminal of the first switching output stage when the first switching element is switched from an on state to an off state, and the second circuit Adjusting the direction of the current flowing through the switching output terminal of the first switching output stage when the switching element switches from the on-state to the off-state so as to be opposite to the load; The direction of the current flowing through the switching output terminal of the second switching output stage when the element switches from the on state to the off state is the load direction, and the fourth switching element is from the on state to the off state. The direction of the current flowing through the switching output terminal of the second switching output stage when switching is opposite to the load D class amplifier, characterized in that the sea urchin adjustment.
前記第2の直列回路のコイルのインダクタンス値は、前記第2のローパスフィルタ回路のコイルのインダクタンス値よりも小さいことを特徴とする請求項2に記載のDクラスアンプ。 The inductance value of the coil of the first series circuit is smaller than the inductance value of the coil of the first low-pass filter circuit,
The inductance value of the coil of the second series circuit, D class amplifier of claim 2, wherein the smaller than the inductance value of the coil of the second low-pass filter circuit.
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