JP4525867B1 - 無線装置及びｓｉｒ測定方法 - Google Patents

Abstract

信号電力対干渉電力比であるＳＩＲを正確に測定できる無線装置及びＳＩＲ測定方法を提供する。
ＡＧＣ制御部４０は、可変増幅器６０の利得を制御して受信信号を自動利得制御する。信号電力・干渉電力算出部７は、自動利得制御された既知の所定の受信信号に基づき、信号電力及び干渉電力を算出する。ＳＩＲ算出部８は、信号電力・干渉算出算出部７が算出した信号電力及び干渉電力に基づきＳＩＲを算出してスケジューラ部１０へ出力する。
【選択図】図１８

Description

本発明は、無線通信技術に関し、特に、移動体通信分野における無線装置及びＳＩＲの測定方法に関する。

無線装置において、ＳＩＲ（Signal to Interference power Ratio）測定は、無線伝送路の品質を推定する上で必要な機能である。基地局、移動局、基地局上位装置等は、測定されたＳＩＲによって無線伝送路の品質を判断し、その品質に応じて、伝送速度やサービス等の変更を行う。ＳＩＲは、信号電力対干渉電力比であるため、信号電力、干渉電力それぞれの算出精度が高いほど、ＳＩＲの測定精度も高くなる。

無線通信システムには、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式のように、物理チャネル中に位相を検知するための既知シンボル系列（パイロット信号）が設けられている（例えば、非特許文献１参照）。パイロット信号は、基地局、移動局の双方が予め知っているシンボル系列であり、その電力、もしくは振幅を測定することで、信号電力及び干渉電力が算出される。

従来の無線装置では、一般に、受信信号の電力（以下、受信電力と記す）を信号電力とし、受信信号の分散を算出して干渉電力としている。このように算出した信号電力及び干渉電力からＳＩＲを算出している。（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

特開２００６−６７００２号公報 特開２００６−８０５８５号公報 特許第４２２６６４１号 特許第３９９３５５６号 特許第３９０１０２６号 特許第４０９０９６９号 特許第４０５３４１９号

３ＧＰＰ ＴＳ２５．２１１

受信信号には信号成分だけでなく雑音成分も含まれるため、従来の無線装置で算出された信号電力は、真の信号電力（受信信号の信号成分のみの電力）だけでなく、雑音電力も含んでしまい、真の信号電力よりも大きな値となってしまう。このため、信号電力対干渉電力比であるＳＩＲの測定精度が劣化して、無線伝送路の品質を正確に把握できないという問題があった。また、移動体通信では受信信号の振幅は一定ではなく変動する。受信信号の振幅が小さい場合は量子化雑音の影響が大きくなるため、また受信信号の振幅が大きい場合はオーバーフローが発生するため、信号電力及び干渉電力を正しく算出することができない。このためＳＩＲの算出精度が劣化して、無線伝送路の品質を正確に把握できないという問題があった。

また、特許文献３のように、Ｗ−ＣＤＭＡ方式におけるパイロット信号の逆拡散結果の平均値を信号電力としてＳＩＲを算出し、ＳＩＲ測定精度の向上として、干渉成分が低い場合にＳＩＲに含まれるＮＦ（Noise Figure）を除去する方式がある。しかし、パイロット信号は正/負（あるいは0/1）を取る系列であり（非特許文献１参照）、逆拡散結果をそのまま平均化すると、正と負で相殺され（あるいは０と１とが不確定となり）、信号電力がまともに算出されないという問題がある。さらに、実際には、データ送出時にはＩ成分のみ、またはＱ成分のみであった信号が、無線伝送路の歪みによって、Ｉ成分とＱ成分の両方に振幅を持った信号となるはずであるが、特許文献３では、信号電力の算出式に、そのことが考慮に入れられていないという問題がある。

特許文献４は、雑音の統計データを推定することで受信信号の信頼性をより正確に評価し、それに基づいたデータの再構成を行うものである。特許文献５は、干渉電力の精度を高めることで、信号電力対干渉雑音電力比を推定し、受信品質の劣化を防ぐというものである。また、特許文献６では、観測情報は、情報源の信号よりも、よりガウス的である事に触れている。しかし、上述したいずれの特許文献も、信号電力に含まれる雑音電力を除去し、高精度な信号電力を算出するというものではない。

本発明は、上述のような問題を解決するためになされたもので、信号電力を高精度に算出し、ＳＩＲの測定精度を向上させることができる無線装置を得ることを目的とする。

本発明に係る無線装置は、可変増幅器と、可変増幅器の利得を制御して受信信号を自動利得制御するＡＧＣ制御部と、自動利得制御された所定の受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出する信号電力・干渉電力算出部と、前記信号電力・干渉電力算出部が算出した信号電力及び干渉電力に基づきＳＩＲを算出するＳＩＲ算出部とを備えたものである。

本発明は、自動利得制御された所定の受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出する。自動利得制御された受信信号の振幅は所望の値に収束するため、電力算出における量子化雑音の影響は小さく、またオーバーフローも発生しないため、信号電力及び干渉電力の算出精度が向上する。このため、ＳＩＲの測定精度が向上し、無線伝送路の品質を正確に把握できるので、無線伝送路の品質に応じたスケジューリング処理の精度が高まり、適正な伝送速度で無線通信を行える。

本発明の実施の形態１における無線装置の構成を示すブロック図である。 ＤＰＣＣＨのフレーム構成図である。 ＤＰＣＣＨのスロットフォーマットを示す表である。 本発明の実施の形態１における無線装置の構成を示すブロック図である。 ＳＩＲとオフセット値との関係を示すグラフである。 不偏分散と標本分散との差分を示すグラフである。 従来技術に基づき算出したＳＩＲと本実施の形態２に基づき算出したＳＩＲとの差分ΔＳＩＲ［ｄＢ］を示すグラフである。 パイロットシンボル数＝５のときのΔＳＩＲ［ｄＢ］を示す表である。 パイロットシンボル数＝６のときのΔＳＩＲ［ｄＢ］を示す表である。 パイロットシンボル数＝７のときのΔＳＩＲ［ｄＢ］を示す表である。 パイロットシンボル数＝８のときのΔＳＩＲ［ｄＢ］を示す表である。 本発明の実施の形態３における無線装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における入力ビット幅調整部２０の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における入力ビット幅調整部２０の動作を示す説明図である。 周波数オフセットにより生じる信号電力、干渉電力、及びＳＩＲの誤差を示すグラフである。 本発明の実施の形態４における復調部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における無線装置の構成を示すブロック図である。

１ アンテナ
２ 受信機
３ Ａ／Ｄ変換器
４ 復調部
５ タイミング同期部
６ 検波部
７ 信号電力・干渉電力算出部
８ ＳＩＲ算出部
９ 送信機
１０ スケジューラ部
１１ 変調・符号化部
１２ Ｄ／Ａ変換器
１３ 象限変換部
１４ 増幅器
１５ ミキサ
２０ 入力ビット幅調整部
２１ 先頭シンボル平均化部
２２ ビット位置判断部
２３ 抽出部
３０ 周波数オフセット補正部
４０ ＡＧＣ制御部
５０ 希望波・干渉波レベル算出部
６０ 可変増幅器

本発明に係る無線装置及びＳＩＲ測定方法の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の各図において、同一符号は、同一または相当の構成を示す。なお、本発明は以下に示す各実施の形態に限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における無線装置の構成を示すブロック図である。無線装置は、アンテナ１、受信機２、送信機９、及びスケジューラ部１０を有する。アンテナ１から受信した受信信号は、Ａ／Ｄ変換器３によりアナログ信号からデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器３に入力されるアナログ信号は、図１には図示しないミキサにより、高周波からベースバンド周波数または中間周波数に周波数変換されている。Ａ／Ｄ変換器３から出力されたデジタル信号は復調部４に入力される。

復調部４は、タイミング同期部５、検波部６、信号電力・干渉電力算出部７、及びＳＩＲ算出部８を有する。タイミング同期部５は、入力されたデジタル信号のタイミング同期をとる。検波部６は、受信信号を検波してＩ成分及びＱ成分からなる複素信号を生成する。タイミング同期がとれ、パイロット信号を正確なタイミングで抽出することができる状態において、信号電力・干渉電力算出部７は、パイロット信号のシンボル毎の軟判定値に相当する振幅に基づき信号電力を算出する。また、パイロット信号の振幅の分散を算出して、それを干渉電力とする。ＳＩＲ算出部８は、信号電力・干渉電力算出部７により算出された信号電力を干渉電力で除算してＳＩＲを算出する。

スケジューラ部１０は、ＳＩＲ算出部８により算出されたＳＩＲ等に基づき、無線伝送路の品質に最適な伝送速度を決定し、通信相手局（自局が基地局であれば相手局は移動局、自局が移動局であれば相手局は基地局）に対して、その伝送速度で送信するように指示する。変調・符号化部１１はスケジューラ部１０により指示された情報を含むデータを符号化し、変調する。Ｄ／Ａ変換器１２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。

次に、実施の形態１における無線装置の動作を説明する。復調部４は、予め決まったデータ単位毎に算出した信号電力及び干渉電力を用いてＳＩＲを算出する。以下では、３ＧＰＰ ＴＳ２５．２１１で定義されたＤＰＣＣＨ（Dedicated Physical Control Channel）のスロット毎に、信号電力及び干渉電力を算出する方法を説明する。図２は、ＤＰＣＣＨのフレーム構成図である。図３は、ＤＰＣＣＨのスロットフォーマットを示す表である。

図２に示すフレーム構成において、各スロットのパイロット信号を用いて、信号電力・干渉電力算出部７は信号電力及び干渉電力を算出する。パイロット信号は各スロットの先頭に位置しており、シンボル数はN_pilotである。パイロット信号のシンボル数（以下、パイロットシンボル数と記す）N_pilotは、図３に示すとおり、スロットフォーマットに対応して異なる。

パイロット信号は既知であり、無線装置は、パイロット信号のシンボル系列を参照パイロット信号P_I[isym]＋ｊ×P_Q[isym]として予め保持している。なお、isymはシンボル番号である。検波部６では、入力された信号を検波して、Rx_I[isym]＋ｊ×Rx_Q[isym]で表わされる複素信号を抽出する。さらに、検波部６は、次式に示すように、この複素信号を参照パイロット信号（0→+1、1→-1でレベル変換したもの）の複素共役で乗算して、パイロット信号におけるシンボル毎のＩ成分の振幅sym_I[isym]、Ｑ成分の振幅sym_Q[isym]を求める。

信号電力・干渉電力算出部７は、パイロット信号の各シンボルが同じ象限となるように調整した後の信号を用いて、信号電力及び干渉電力を算出する。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、検波部６は、数式１に示すように、逆拡散された信号に対してパイロット信号の逆特性を乗算して、シンボル毎に全て複素平面（ＩＱ平面）の第一象限に移すような補正を行い、信号電力・干渉電力算出部７は、補正後のデータ（sym_I[isym]、sym_Q[isym]）を用いて信号電力を算出する。通信相手局から送信された時点ではＡ＋ｊ×０、または、０＋ｊ×Ａで表現されていた信号は、伝送路歪みにより、Ｃ＋ｊ×Ｄとなる。実数成分ＣがＩ成分となり、虚数成分ＤがＱ成分となるが、信号電力・干渉電力算出部７での信号電力、干渉電力の計算は、このＩ成分、Ｑ成分を共に考慮に入れて行われるため、電力算出の精度が高い。

なお、図１に示す受信機２では、復調部４内の検波部６において、Ｉ成分及びＱ成分を検出した後、象限変換をしているが、Ａ／Ｄ変換器３の前段においてＩ成分、Ｑ成分に分離した信号のそれぞれをＡ／Ｄ変換して復調部４へ入力する構成としてもよい。図４は、本発明の実施の形態１における無線装置の構成を示すブロック図である。アンテナ１から受信した信号は増幅器１４により増幅され、ミキサ１５によりＩ成分、Ｑ成分に分離される。Ｉ成分、Ｑ成分の信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器３によりアナログ信号からデジタル信号に変換され、復調部４へ入力される。復調部４へ入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号は、象限変換部１３により、数式１で示す象限変換がなされ、第一象限に移された補正後のデータが信号電力・干渉電力算出部７に入力される。

信号電力・干渉電力算出部７は、sym_I[isym]及びsym_Q[isym]を用いて信号電力及び干渉電力を算出する。まず、スロット毎の受信電力（＝補正前の信号電力、RXPOW_slot）は数式２で表される。

ここで、N_pilotは、上述したとおり１スロット当たりのパイロットシンボル数であり、換言すればサンプル数である。

次に、干渉電力は受信信号の振幅の分散により求められるが、ここでは分散として標本分散を用いる。スロット毎の干渉電力（EPPPOW_slot）は、次式で表される。

信号電力を算出する際に、電力算出に用いる受信信号のサンプル数が少ないと十分な平均化ができず、算出した電力に雑音成分が混入するが、サンプル数が多いと十分な平均化ができ、雑音成分は除去される。これは、受信信号に含まれる雑音成分の電力が（分散÷サンプル数）で表されることを示している。正確な信号電力を算出するためには、受信電力から受信信号の分散をシンボル数で平均化した値を減算すればよい。信号電力・干渉電力算出部７で算出するスロット毎の信号電力（SIGPOW_slot）を次式に示す。

上述した信号電力の補正は、次のように考えることもできる。補正前の信号電力RXPOW_slotには、装置内部などで発生するガウス雑音が含まれていると考えられる。ガウス雑音は、正規分布をしている。受信する全てのパイロット信号を母集団とすると、１スロット分のパイロット信号は、母集団からランダムにデータを抜き取った標本であり、１スロットのパイロットシンボル数N_pilotは、サンプル数であるといえる。母分散は不明であるので、例えば、ERRPOW_slotを母分散と仮定する。中心極限定理によれば、母集団が十分に大きい場合は、受信信号の分散の平均は（ERRPOW_slot÷N_pilot）で表される。中心極限定理とは、変数Ｘが、平均μ、標準偏差σの分布に従うならば、大きさｎの無作為標本に基づく標本平均Ｘは、ｎが無限に大きくなるとき、平均μ、標準偏差σ／√ｎの正規分布に近づくというものである。中心極限定理によれば、分散の平均（ERRPOW_slot÷N_pilot）は正規分布するため、受信信号に含まれているガウス雑音であるとみなせる。従って、数式６に示す信号電力の補正を行うことで、信号電力の算出精度を高めることができる。

また、干渉電力の算出において、１スロット分のパイロット信号を母集団とするのではなく、できるだけ多くのスロットのパイロット信号を母集団としてもよい。例えば、４フレーム分（即ち、６０スロット分）のパイロット信号を母集団として分散を求め、それを母分散σ_S60と仮定する。信号電力を算出したいスロットのERRPOW_slotは、次のように算出できる。まず、母集団から１スロット分のパイロット信号を抜き取って標本とする。当該標本のサンプル数は、１スロットのパイロットシンボル数N_pilotであり、その標本での受信信号の分散の平均である（σ_s60÷N_pilot）を算出して、ERRPOW_slotとしてもいい。１スロットのパイロット信号の分散を母分散とする場合よりも、４フレーム分のパイロット信号の分散を母分散とする場合の方が、信号電力及び干渉電力の精度が高くなるという効果がある。

受信信号には雑音成分が含まれるが、受信電力から雑音成分の電力を除去して信号電力（SIGPOW_slot）とするため、信号電力の算出精度は高くなる。なお、受信電力から減算する（ERRPOW_slot／N_pilot）の分母は、サンプル数に限られたものではなく、調整用として、変更可能な値としてもよい。雑音成分には、他ユーザ等からの干渉による干渉成分の他に、熱雑音や歪み雑音等も含まれるからである。

信号電力・干渉電力算出部７で算出された信号電力（SIGPOW_slot）及び干渉電力（EPPPOW_slot）に基づき、ＳＩＲ算出部８はスロット毎のＳＩＲ（SIR_slot）を算出する。SIR_slotは次式に示すように、スロット毎の信号電力（SIGPOW_slot）をスロット毎の干渉電力（EPPPOW_slot）で除算した値である。

従来の無線装置のように、数式２に示す受信電力を信号電力として用いた場合、受信信号には雑音成分が含まれるため、実際の信号電力よりも大きくなってしまう。特に、伝送レートの低い信号、例えばＲＭＣ１２．２Ｋ（12.2kbps、3GPP TS25.141）やＳＤＣＣＨ１３．６Ｋ（13.6kbps、3GPP TS25.141）は、信号電力に与える雑音電力の影響が大きく、雑音電力を無視できない。従来のように信号電力として数式２を採用した場合と、本実施の形態のように信号電力として数式６を採用した場合とでは、ＳＩＲに次式で示すオフセット値（offset[dB]）が生じる。

即ち、信号電力の算出に数式２を採用した場合は、数式６を採用した場合に比べ、１＋ERRPOW_slot／（SIGPOW_slot×N_pilot）倍だけＳＩＲが大きくなってしまう。

図５は、ＳＩＲとオフセット値との関係を示すグラフである。図５の横軸は、受信電力を信号電力とした場合のＳＩＲ、即ち従来技術に基づき算出したＳＩＲを示している。図５に示すように、ＳＩＲが０［ｄＢ］を下回る場合にオフセット値が顕著に大きくなっており、ＳＩＲが小さい領域では、特に、雑音成分がＳＩＲ算出に与える影響が大きいことがわかる。また、パイロットシンボル数N_pilotが小さい程オフセット値は大きくなっている。

上述のＳＩＲ算出部８では、スロット単位でＳＩＲを算出したが、例えば、フレーム単位でＳＩＲを算出してもよい。図２に示すように、１フレームにつきスロットが１５個ある場合を例に説明する。ＳＩＲ算出部８がフレーム単位でＳＩＲを算出する場合は、信号電力・干渉電力算出部７はフレーム毎の信号電力（SIGPOW_flame）及びフレーム毎の干渉電力（ERRPOW_flame）を算出する。もしくは、信号電力・干渉電力算出部７ではスロット毎の信号電力（SIGPOW_slot）及び干渉電力（ERRPOW_slot）を算出し、ＳＩＲ算出部８においてフレーム毎の信号電力（SIGPOW_flame）及び干渉電力（ERRPOW_flame）を算出した後、フレーム毎のＳＩＲ（SIR_flame）を算出してもよい。フレーム毎の干渉電力（ERRPOW_flame）は、次式で表される。

また、フレーム毎の信号電力（SIGPOW_flame）は次式で表される。

従って、フレーム毎のＳＩＲ（SIR_flame）は次式で表される。

前述した中心極限定理では、無作為標本の大きさｎが無限に大きくなるとき、標本平均Ｘｍが正規分布に近づくと定義しているが、実際には、無作為標本ｎの大きさは３０程度でも正規分布に近づく。１スロット当たりのパイロットシンボル数N_pilotが３〜８であったとしても、１フレームでは４５〜１２０となる。従って、１フレーム分の分散σ^２を１フレーム分のパイロットシンボル数の合計で割った値σ^２／（N_pilot×１５）は正規分布に近づき、熱雑音に相当するガウス雑音に近づいているといえる。フレーム単位の信号電力の算出において、受信電力から精度の高い雑音電力を除くことになるため、フレーム単位の信号電力は算出精度が高くなる。従って、フレーム単位のＳＩＲも算出精度が高くなる。

スロット毎に算出した信号電力（SIGPOW_slot）と干渉電力（ERRPOW_slot）とを用いてスロット毎のＳＩＲ（SIR_slot）を算出し、SIR_slotの１フレームにおける総和を算出するのではなく、信号電力、干渉電力それぞれについて１フレームの総和（SIGPOW_flame、ERRPOW_flame）を算出した後、ＳＩＲを最後に算出する。このようにフレーム毎のＳＩＲ（SIR_flame）を算出することにより、スロット毎の熱雑音のばらつきを除去することができ、ＳＩＲ算出の精度が向上する。ＳＩＲ算出の精度が向上することにより、スケジューラ部１０は無線伝送路の品質を正確に把握でき、適正な伝送速度を送信機９に設定するとともに、通信相手局に対して適正な伝送速度を通知することもできる。

上述では、１スロット毎もしくは１フレーム毎の信号電力、干渉電力を算出する方法を説明したが、所定数のスロット毎に算出してもよい。信号電力、干渉電力の算出に用いるスロット数をN_slotとすると、所定数のスロット毎の信号電力、干渉電力は以下の数式で表される。

但し、RXPOW_{N_slot}、AVE_I₂、AVE_Q₂は以下のとおりである。

Ｗ−ＣＤＭＡ方式であれば、１フレームは１５スロットであるので、数式１２〜数式１６において、N_slot＝１５を代入すれば、１フレーム平均の信号電力、干渉電力が算出できる。sym_I[isym]、sym_Q[isym]の平均化が行われるので、信号電力及び干渉電力の算出精度が向上する。

数式１２、数式１３により１フレーム平均の信号電力、干渉電力を算出する場合は、１フレーム分のパイロット信号の分散を求めて干渉電力とするが、なるべく多くのスロットにおけるパイロット信号の分散を求めて干渉電力としてもよい。例えば、１フレーム分ではなく、４フレーム分（６０スロット分）のパイロット信号の分散を求めて、母分散σ_S60 ²とする。母分散σ_S60 ²から１フレーム分のパイロットシンボル数（N_pilot×１５）を抜き取って標本とし、その標本での受信信号の分散の平均であるσ_S60 ²÷（N_pilot×１５）を雑音電力としてもよい。母分散として１フレーム分のパイロット信号の分散を用いる場合よりも、４フレーム分のパイロット信号の分散を用いる場合の方が、算出した雑音電力は正規分布に近づくことになるので、雑音電力の算出精度が高くなる。精度の高い雑音電力を用いて信号電力を算出すれば、信号電力の精度も高くなる。

また、上述では、sym_I[isym]、sym_Q[isym]やsym_I[isym]²+sym_Q[isym]²の平均化として、サンプル数分加算してから、当該サンプル数で除算して平均する手法を使ったが、ループフィルタのように時定数を乗算し、逐次加算する手法を使ってもよい。除算処理を行う場合は回路規模が大きくなるが、逐次加算する手法を用いることにより、除算処理が不要となるため、回路規模を小さくできる。

ループフィルタの計算は、例えば、以下のように行う。α、βは時定数（1/256等）である。accum_sym_I[N-1]²は、シンボル番号isymが０から（N-1）までN個のsym_I[isym]²を、時定数を用いて逐次加算することにより平均化したものであり、accum_sym_Q[N-1]²は、N個のsym_Q[isym]²を、時定数を用いて逐次加算することにより平均化したものである。同様に、accum_sym_I[N-1]は、N個のsym_I[isym]を、時定数を用いて逐次加算することにより平均化したものであり、accum_sym_Q[N-1]は、N個のsym_Q[isym]を、時定数を用いて逐次加算することにより平均化したものである。

信号電力・干渉電力算出部７では、数式５の右辺第一項の代わりに数式１７を用い、数式５、数式６のAVE_I、AVE_Qの代わりに数式１８、数式１９を用いて信号電力及び干渉電力を算出してもよい。また、数式１２の右辺第一項の代わりに数式１７を用い、数式１２、数式１３のAVE_I₂、AVE_Q₂の代わりに数式１８、数式１９を用いて信号電力及び干渉電力を算出してもよい。

本発明の実施の形態１によれば、雑音成分を含む受信信号の電力から雑音電力を除いたものを信号電力とするため、信号電力の算出精度が向上するとともに、ＳＩＲの測定精度も向上する。また、信号電力及び干渉電力の算出において、演算に用いる母集団を大きくしたり、サンプル数を多くすることで、より信号電力及び干渉電力の算出精度が向上し、ＳＩＲの測定精度も向上する。ＳＩＲの測定精度の向上により、スケジューラ部１０は、無線伝送路の品質を正確に把握できるため、無線伝送路の品質に応じたスケジューリング処理の精度が高まり、適正な伝送速度で無線通信を行える。このため、過剰な伝送速度で無線通信することによる消費電力の浪費を抑制することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、分散として標本分散を用いて干渉電力を算出したが、不偏分散を用いて干渉電力を算出してもよい。標本分散は、その期待値が母集団の分散よりも小さくなる。期待値が母集団の分散に等しくなるように補正をかけたものが不偏分散である。サンプル数が十分多ければ、標本分散＝不偏分散となる。しかし、１スロット分のパイロット信号を標本とする場合のように、サンプル数（＝１スロット毎のパイロットシンボル数N_pilot）が少ない場合は、干渉電力に不偏分散を用いた方が精度は高くなる。本実施の形態２における無線装置の構成は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

本実施の形態２では干渉電力の算出において、サンプル数、即ちパイロットシンボル数N_pilotで平均化した分散を用いるのではなく、（パイロットシンボル数N_pilot−１）で平均化した分散を用いる。サンプル数が少ない場合、期待値が母分散に等しくなるように補正をかけた不偏分散の方が、標本分散よりも正しくデータの散らばり具合を表現できるからである。即ち、パイロットシンボル数N_pilotが小さい場合には、受信信号の標本分散よりも不偏分散を用いた方が、干渉電力の算出精度が向上する。

本実施の形態２における信号電力・干渉電力演算部７で算出する信号電力及び干渉電力について説明する。信号電力・干渉電力算出部７が算出するスロット毎の干渉電力（ERRPOW2_slot）は次式で表される。

図６は、不偏分散を用いた場合の干渉電力（ERRPOW2_slot）と標本分散を用いた場合の干渉電力（ERRPOW_slot）との差分を示すグラフである。次式に示すように、デシベル表示した場合には、不偏分散を用いた干渉電力（ERRPOW2_slot）から標本分散を用いた干渉電力（ERRPOW_slot）を差し引いた値は、ＳＩＲの算出に同様の信号電力を用いるなら、標本分散を用いて算出したＳＩＲから不偏分散を用いて算出したＳＩＲを差し引いた値と一致する。

図６に示すように、不偏分散を用いた場合の方が標本分散を用いた場合よりも干渉電力は０．５〜１．０［ｄＢ］程度大きくなる。即ち、不偏分散を用いた場合の方が標本分散を用いた場合よりもＳＩＲは０．５〜１．０［ｄＢ］程度小さくなる。

なお、不偏分散により干渉電力（ERRPOW2_slot）を算出する場合には、信号電力も不偏分散を用いて次式のように表わせる。

図７は、従来技術に基づき算出したＳＩＲと本実施の形態２に基づき算出したＳＩＲとの差分ΔＳＩＲ［ｄＢ］を示すグラフである。図８〜図１１はそれぞれ、パイロットシンボル数N_pilot別のΔＳＩＲ［ｄＢ］を示す表である。従来技術に基づき算出したＳＩＲと本実施の形態２に基づき算出したＳＩＲとの差分ΔＳＩＲ［ｄＢ］は、次式で表される。

数式２３の最終行の第１項は、ＳＩＲの算出に同様の信号電力を用いるなら、標本分散を用いて算出したＳＩＲから不偏分散を用いて算出したＳＩＲを差し引いた値に等しい。また、数式２３の最終行の第２項は、不偏分散使用時のＳＩＲのオフセット値である。

本実施の形態２では、信号電力・干渉電力算出部７は数式２２、数式２０を用いてスロット毎の信号電力（SIGPOW2_slot）及び干渉電力（ERRPOW2_slot）を算出する。受信電力から雑音成分を除去することで、算出した信号電力は従来よりも小さくなる。また、干渉電力の算出において、サンプル数（即ち、１スロット当たりのパイロットシンボル数N_pilot）が少ない場合は、標本分散を用いずに不偏分散を用いることで、算出した干渉電力は従来よりも大きくなる。ＳＩＲは信号電力÷干渉電力であるため、信号電力が小さい程ＳＩＲは小さくなり、干渉電力が大きい程ＳＩＲは小さくなる。従って、従来技術に基づき算出したＳＩＲよりも、本実施の形態２に基づき算出したＳＩＲの方が小さくなる。

図７に示すように、ＳＩＲが小さい領域では、差分ΔＳＩＲは５〜７［ｄＢ］程度であり、ＳＩＲが大きい領域では、差分ΔＳＩＲは０．５〜１［ｄＢ］程度である。ＳＩＲが小さい領域では、従来技術を用いた場合よりも本実施の形態２を用いた場合の方が、顕著にＳＩＲが小さくなり、パイロットシンボル数N_pilot、即ちサンプル数が少ない程、その傾向は顕著になる。また、ＳＩＲが大きい領域においても、０．５〜１［ｄＢ］程度の誤差があるため、従来技術を用いた場合よりも本実施の形態２を用いた場合の方が正確にＳＩＲを算出することができる。

本実施の形態２では、スロット毎の信号電力（SIGPOW2_slot）及び干渉電力（ERRPOW2_slot）の算出方法について説明したが、SIGPOW2_slot及びERRPOW2_slotを用いて、実施の形態１と同様に、フレーム毎の信号電力（SIGPOW2_flame）及び干渉電力（ERRPOW2_flame）を算出してもよい。スロット毎の熱雑音のばらつきを除去することができるため、ＳＩＲの算出精度が高まる。

ＨＳＵＰＡ（High Speed Uplink Packet Access）等の高伝送レートの無線通信を行う場合は、高品質な無線伝送路、即ち高いＳＩＲが要求される。しかし、量子化誤差や、信号電力、雑音電力の算出誤差により、ＳＩＲが線形性を維持したまま高くならず、ＳＩＲが高い領域ではＳＩＲ算出の精度が劣化するという問題があった。また、ＨＳＵＰＡのような高伝送レートの無線通信は、以下の（１）（２）に示す特徴がある。
（１）データ量が多く拡散率が低いため拡散利得が得にくい。
（２）符号化時に符号化用のデータ量を増やせないため符号化利得が得られない。
このため、高伝送レートの無線通信では、低伝送レートの場合よりも、受信性能やスケジューリング性能は、ＳＩＲ推定などの復調性能に大きく依存する。特に、ＳＩＲが大きい領域でＳＩＲの線形性が維持できなくなり、途中で頭打ちとなるが、これによりスケジューラ部１０が、最高伝送レートを通信相手局に対して要求する判断ができなくなり、最高伝送レートの受信を維持できなくなるという問題があった。しかし、本実施の形態２によれば、ＳＩＲが大きい領域においても高精度にＳＩＲを算出できるので、スケジューラ部１０は正確に無線伝送路の状態を把握することができ、高伝送レートで無線通信する場合でも、適正な伝送速度で送受信するように制御できる。また、過剰な伝送速度で無線通信することによる消費電力の浪費を抑制することができる。

実施の形態３．
ＨＳＵＰＡ等の高伝送レートでの受信性能を満たすためには、Ａ／Ｄ変換（アナログからデジタルへの変換）におけるビットレンジを多く取る必要がある。例えば、分解能が１６ビットのＡ／Ｄ変換器３を用いた場合には、復調部４では、信号電力などの算出に用いる乗算処理において、平均化処理を行ってから乗算を行うことで、３２ビット×３２ビットの乗算器が必要となることもあり、回路規模の増大を促す。受信性能の劣化を防止しつつ、回路規模を小さくするためには、大きいビットレンジから、必要な箇所だけを演算処理の都度抽出する手法が有効である。本実施の形態３では、１６ビットでＡ／Ｄ変換した受信信号から、信号電力の計算を行う前に８ビットを抽出する手法を説明する。なお、本実施の形態３では１６ビットから８ビットを抽出する手法について説明するが、ビット数はこれらに限られたものではない。

図１２は、本発明の実施の形態３における無線装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１と同様の構成については説明を省略し、実施の形態１との相違点について説明する。復調部４に、入力ビット幅調整部２０が加わっている。Ａ／Ｄ変換されてデジタル信号になった受信信号のタイミング同期がとれた状態において、検波部６から入力ビット幅調整部２０に対して１６ビットの複素信号（Ｉ成分及びＱ成分の信号）が入力される。入力ビット幅調整部２０では、入力された１６ビットの複素信号から８ビットを抽出して信号電力・干渉電力算出部７へ出力する。

図１３は、本発明の実施の形態３における入力ビット幅調整部２０の構成を示すブロック図である。図１４は、本発明の実施の形態３における入力ビット幅調整部２０の動作を示す説明図である。図１３、図１４を参照して、本実施の形態３における入力ビット幅調整部２０の動作について説明する。なお、図２に示すＤＰＣＣＨにおいて、図３に示すスロットフォーマット＃１の場合を例に、入力ビット幅調整部２０の動作を説明する。

先頭シンボル平均化部２１は、入力された１６ビットの信号について、スロットの先頭８シンボル分（パイロット信号に相当）の絶対値を加算した後、平均化する。平均化はパイロットシンボル数である８での除算であるので、３ビットシフトを行うことで除算器を用いることなく、回路規模を削減できる。

先頭シンボル平均化部２１において平均化された結果（以下、ＲＸ_ＡＶＥと記す）に基づいて、ビット位置判断部２２は、１６ビットで入力された信号のビット幅のうち、どの位置の８ビットを抽出するかを判断する。ＲＸ_ＡＶＥは受信信号の振幅の平均値であり、ビット位置判断部２２は、受信信号の振幅に基づき抽出するビット位置を決定する。ビット位置判断部２２は、Ｓ１〜Ｓ８の８つのパラメータを予め保持し、ＲＸ_ＡＶＥとパラメータＳ１〜Ｓ８とを比較して８ビットの抽出位置を決定する。パラメータＳ１〜Ｓ８は、例えばＳ１＝１６、Ｓ２＝３２、Ｓ３＝６４、Ｓ４＝１２８、Ｓ５＝２５６、Ｓ６＝５１２、Ｓ７＝１０２４、Ｓ８＝２０４８のように、徐々に大きくなるように設定される。また、パラメータＳ１〜Ｓ８は変数としておき、ソフトウェアからの設定などで変更可能なつくりとしておく。

図１４に示すように、ビット位置判断部２２は、ＲＸ_ＡＶＥ＜Ｓ１の場合はビット抽出位置を最下位ビットから８ビット分と判断し、Ｓ１≦ＲＸ_ＡＶＥ＜Ｓ２の場合はビット抽出位置を１ビットシフトさせて下位２ビット目から８ビット分と判断する。ＲＸ_ＡＶＥが大きくなるに従い、ビット抽出位置を上位側に移していき、ＲＸ_ＡＶＥ≧Ｓ８の場合はビット抽出位置を最上位ビットから８ビット分と判断する。

抽出部２３は、ビット位置判断部２２において判断されたビット抽出位置に基づき、１６ビットの入力信号から８ビットを抽出し、抽出した８ビットの最上位ビットは符号ビットに置き換える。なお、ビット位置判断部２２は、スロット毎にビット抽出位置を決定し、抽出部２３は同一スロット区間ではビット抽出位置を変更しないものとする。信号電力・干渉電力算出部７は、入力ビット幅調整部２０において抽出された８ビットの信号（シンボル毎のＩ成分の振幅、Ｑ成分の振幅）に基づき、信号電力及び干渉電力を算出する。信号電力・干渉電力算出部７、ＳＩＲ算出部８の動作については、実施の形態１または実施の形態２と同様であるので、説明を省略する。また、図１２では、図１に示す無線装置に入力ビット幅調整部２０を追加する構成を示したが、図４に示す無線装置についても同様に入力ビット幅調整部２０を追加してもよい。復調部４内において、少なくとも信号電力・干渉電力算出部７よりも前段に入力ビット幅調整部２０を配置すればよい。

本実施の形態３では、スロット毎にパイロット信号の振幅に基づきビット抽出位置を変更することで、ビットのオーバーフローを抑制でき、適正なビット抽出を行うことができる。受信信号が飽和してビットが欠けることによる受信性能の劣化を防ぐとともに、回路規模を小さくすることができ、消費電力も低減できる。また、パイロット信号の振幅に基づき最適なビット抽出位置を決定しているため、少ないビット幅の受信信号を用いているにも関わらず、信号電力及び干渉電力の算出精度が向上し、実施の形態１または実施の形態２と同等の効果を得ることができる。

実施の形態４．
現実の無線通信においては、受信信号はある一定の周期を持って振動する周波数オフセットを有する。また、実施の形態３で説明したビット抽出において、万が一、オーバーフローを起こすようなことが避けられない場合にも、同様に信号電力・干渉電力算出部７に入力される受信信号には周波数オフセットが生じる。本実施の形態４は、周波数オフセットが補正された受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出することにより、信号電力及び干渉電力の算出精度を高めるものである。

図１５は周波数オフセットにより生じる信号電力、干渉電力、及びＳＩＲの誤差を示すグラフである。周波数オフセットが発生した場合、図１５に示すようにＳＩＲに誤差が生じてしまうが、周波数オフセットを補正した後に、信号電力及び干渉電力を算出することで両電力の算出精度及びＳＩＲの算出精度を向上できる。

図１６は本発明の実施の形態４における復調部の構成を示すブロック図である。周波数オフセット補正部３０では、入力されたＩ成分及びＱ成分の信号から周波数オフセットを推定し、受信信号の周波数オフセットを補正する。補正された信号は、信号電力・干渉電力算出部７に対して出力される。信号電力・干渉電力算出部７では、実施の形態１または実施の形態２で説明した方法のいずれかにより信号電力及び干渉電力を算出する。また、数式２で表される受信電力を信号電力としてもよい。周波数オフセットを補正された受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出することにより、信号電力及び干渉電力の算出精度は向上する。また、入力ビット幅調整部２０においてビット幅が不足してオーバーフローを起こした場合でも、周波数オフセットを補正することにより、信号電力及び干渉電力の算出精度の劣化を防ぐことができる。

周波数オフセット補正部３０は、周波数オフセットの推定を以下の手法により行う。以下では、数式３及び数式４で表される値を推定伝送路特性と称する。Ｉ成分、Ｑ成分をまとめた推定伝送路特性は次式で表される。

islotはスロット番号を示している。AVE_I[islot]、AVE_Q[islot]はそれぞれ、スロット番号islotにおけるＩ成分の平均、Ｑ成分の平均であり、数式３、数式４を用いて表される。

周波数オフセット補正部３０は、まず、スロット番号islotにおける推定伝送路特定の変化量AVE_dif[islot]を求める。

ここで、AVE[islot-1]^＊はAVE[islot-1]の複素共役である。Ｉ成分、Ｑ成分それぞれについての変化量AVE_I_dif[islot]、AVE_Q_dif[islot]は、以下の式で表される。

次に、周波数オフセット補正部３０は、数式２５〜数式２７で表される推定伝送路特性の変化量を平均化する。平均化処理は、忘却係数γを用いて以下のように行う。

γは時定数ともいえる。Ｉ成分、Ｑ成分それぞれについての平均化処理は以下の式で表される。

推定伝送路特性の変化量の平均を用いると、周波数オフセットは次式で表される。

周波数オフセット補正部３０では、数式３１により推定した周波数オフセットを用いて、受信信号の周波数オフセットを補正する。esfoは、１スロットでの位相回転量であるため、図２に示すＤＰＣＣＨのように１スロットが１０シンボルで構成されている場合、１シンボル当たりの周波数オフセットの位相回転量はesfo／１０となる。パイロット信号の中央の位置の回転量に基づき、AVE_I[islot]、AVE_Q[islot]を補正する。１スロット当たりのパイロット信号のシンボル数はN_pilotであるため、０−（N_pilot／２）シンボル分だけ回転させて補正する。

周波数オフセット補正部３０は、推定した周波数オフセットを用いて、受信信号を補正する。AVE[islot]を補正した信号AVEcor[islot]は、次式で表される。

また、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれを補正した信号AVE_Icor[islot]、AVE_Qcor[islot]は、以下のとおり算出される。

本実施の形態４では、周波数オフセット補正部３０において、受信信号の周波数オフセットを補正した後、信号電力、干渉電力を算出するため、信号電力及び干渉電力の算出精度が向上する。なお、本実施の形態４は、オーバーフローを起こさない場合においても使用できる。その場合は、オーバーフロー要因ではない周波数オフセットを補正するので、信号電力及び干渉電力の算出精度の向上に効果がある。

実施の形態５．
移動体通信では、受信信号の振幅は一定ではなく変動する。受信信号の振幅が小さい場合には、信号電力、干渉電力を正しく算出することができず、ＳＩＲの算出精度が劣化する。また、受信信号の振幅が大きい場合には、オーバーフローの発生により、信号電力、干渉電力、ＳＩＲの算出精度が劣化する。そこで、実施の形態５では、自動利得制御された受信信号を用いて、信号電力及び干渉電力を算出することにより、信号電力及び干渉電力、ＳＩＲの算出精度を向上させる。また、実施の形態５では、信号電力・干渉電力算出部７において算出した信号電力、干渉電力、及び自動利得制御に用いる制御値に基づき、精度の高い希望波レベル、干渉波レベルを求める方法を説明する。なお、希望波レベルとは、所定の測定箇所における信号成分の電力であり、干渉波レベルとは、当該所定の測定箇所における干渉成分の電力である。所定の測定箇所とは、例えば、アンテナ端等が考えられる。一方、前述の信号電力、干渉電力はそれぞれ、信号電力・干渉電力算出部７における信号成分の電力、干渉成分の電力である。このように、希望波レベルと信号電力、干渉レベルと干渉電力とでは規定点が異なる。

図１７は、本発明の実施の形態５における受信機の構成を示すブロック図である。図１７において、ＡＧＣ制御部４０は、後述するゲイン制御量（AGC_GAIN）に基づき可変増幅器６０の利得を制御するとともに、当該ゲイン制御量（AGC_GAIN）を希望波・干渉波レベル算出部５０へ出力する。希望波・干渉波レベル算出部５０では、希望波レベル及び干渉波レベルを算出する。

図１８は、本発明の実施の形態５における無線装置の構成を示すブロック図である。図１８に示す受信機２では、ミキサ１５により受信信号からＩ成分、Ｑ成分の信号を分離し、Ｉ成分、Ｑ成分の信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器３でデジタル信号へ変換して、復調部４へ入力する。ＡＧＣ制御部４０及び希望波・干渉波レベル算出部５０は、図１７に示す受信機２と同様である。なお、図１７及び図１８に示す入力ビット幅調整部２０及び周波数オフセット補正部３０は必要に応じて設ければよく、必須の構成要素ではない。

次に、図１８を参照して、動作を説明する。アンテナ１で受信した信号は、増幅器１４により増幅され、ミキサ１５によりＩ成分、Ｑ成分に分離される。Ｉ成分、Ｑ成分の信号はそれぞれ、ＡＧＣ制御部４０により求められたゲイン制御量（AGC_GAIN）に基づき、可変増幅器６０で増幅、または減衰される。増幅、または減衰されたＩ成分、Ｑ成分の信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器３によってデジタル信号に変換され、復調部４に入力される。

Ａ／Ｄ変換器３によりデジタル信号に変換されたＩ成分、Ｑ成分の信号は、復調部４に入力され、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式であれば、逆拡散される。象限変換部１３では、逆拡散された信号に対して、パイロット信号の逆特性をシンボル毎に乗算する。これにより、正負の振幅を持つパイロット信号を、ＩＱ平面の第一象限に移すことができる。信号電力・干渉電力算出部７は、実施の形態１乃至実施の形態４で説明した方法のいずれかを利用して信号電力（SIGPOW）及び干渉電力（ERRPOW）を算出する。また、数式２で表される受信電力を信号電力としてもよい。自動利得制御された受信信号を用いて、信号電力、干渉電力を算出することにより、信号電力、干渉電力の算出精度は向上する。算出された信号電力（SIGPOW）及び干渉電力（ERRPOW）は、ＳＩＲ算出部８及び希望波・干渉波レベル算出部５０へ出力される。

ＡＧＣ制御部４０へは、Ｉ成分、Ｑ成分の信号が入力される。図１８では、Ａ／Ｄ変換器３でデジタル信号に変換された直後の信号がＡＧＣ制御部４０へ入力されているが、ＡＧＣ制御部４０への入力信号はＩ成分、Ｑ成分を示す信号であればよく、図１７に示すように周波数オフセット補正後の信号でもよい。以下では、ＡＧＣ制御部４０で用いるＩ成分の信号をＩ、Ｑ成分の信号をＱと称する。

ＡＧＣ制御部４０では、まずＲＭＳ測定値としてΣ（Ｉ²＋Ｑ²）を演算する。Σ（Ｉ²＋Ｑ²）が、予め設定された上限値（AGC_UP）を超えた場合は、Ｉ成分の信号、Ｑ成分の信号をそれぞれ減衰するようなゲイン制御量（AGC_GAIN）が求められ、Σ（Ｉ²＋Ｑ²）が、予め設定された下限値（AGC_DN）を下回った場合は、Ｉ成分の信号、Ｑ成分の信号をそれぞれ増幅するようなゲイン制御量（AGC_GAIN）が求められる。

ゲイン制御量（AGC_GAIN）、上限値（AGC_UP）及び下限値（AGC_DN）は、ＡＧＣ制御部４０から希望波レベル・干渉波レベル算出部５０へ入力される。また、上限値及び下限値の代わりに、上限値と下限値との中間値であるＲＭＳ収束値（RMSconv）を希望波レベル・干渉波レベル算出部５０に入力してもよい。ＲＭＳ収束値（RMSconv）は次式で表される。

なお、ＡＧＣ制御部４０は、ＲＭＳ測定値がＲＭＳ収束値（RMSconv）に収束するように、可変増幅器６０の利得を制御する。ＲＭＳ収束値（RMSconv）は、自動利得制御の収束値である。ゲイン制御量（AGC_GAIN）は、ＲＭＳ測定値が上限値（AGC_UP）を超えた場合に、可変増幅器６０の利得を小さくする値に設定され、ＲＭＳ測定値が下限値（AGC_DN）を下回った場合に、可変増幅器６０の利得を大きくする値に設定される。

希望波・干渉波レベル算出部５０は、信号電力・干渉電力算出部７において算出された信号電力（SIGPOW）及び干渉電力（ERRPOW）、ＡＧＣ制御部４０において算出されたゲイン制御量（AGC_GAIN）、予め設定されたＲＭＳ収束値（RMSconv）及び所定の測定箇所から信号電力・干渉電力算出部７までの利得（GAIN_sp）に基づき、希望波レベル、干渉波レベルを算出する。希望波レベル、干渉波レベルは以下の数式で表される。

なお、GAIN_spは、厳密には、所定の測定箇所から信号電力・干渉電力算出部７までの間において、可変増幅器６０を除いた部分の利得を示すものである。

ＳＩＲ算出部８において算出したＳＩＲを希望波・干渉波レベル算出部５０へ入力する構成とすれば、干渉波レベルは、次式のように算出してもよい。

数式３９〜数式４１の計算は、演算に用いられる各種パラメータが全て真値である場合を仮定したが、各種パラメータがｄＢ変換された値である場合は、乗算（×）の替わりに加算（＋）を、除算（÷）の替わりに減算（−）を用いて計算する。

上記計算方法により、ＡＧＣ制御部４０において算出されたゲイン制御量（AGC_GAIN）と、信号電力・干渉電力算出部７において算出された信号電力（SIGPOW）とを用いて、精度の高い希望波レベルを求めることができる。希望波レベルの算出には、信号電力SIGPOW、ゲイン制御量（AGC_GAIN）、及び固定値（RMSconv及びGAIN_sp）のみが用いられ、干渉電力（ERRPOW）が用いられない。干渉電力（ERRPOW）は、分散を用いて求められるため、十分なサンプル数がない限り精度が劣化する。このため、希望波レベルの算出精度は、干渉電力（ERRPOW）を用いない方が、用いて希望波レベルを算出する場合よりも高くなる。

なお、希望波レベルの算出に干渉電力（ERRPOW）を用いる場合は、ゲイン制御量（AGC_GAIN）、ＲＭＳ収束値（RMSconv）及びＲＭＳ測定値（Σ（Ｉ²＋Ｑ²））を用いて次式のように希望波レベルを算出する。

ここで、εは測定対象チャネルの振幅比である。詳説すれば、εは、信号電力算出に用いるチャネルに多重されたチャネルに対する信号電力算出に用いるチャネルの振幅比である。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式において、信号電力算出に用いるチャネルをＤＰＣＣＨとし、ＤＰＣＣＨに多重されるチャネルをＤＰＤＣＨ（Dedicated Physical Data Channel）とすると、ε＝ＤＰＤＣＨの振幅／ＤＰＣＣＨの振幅となる。自動利得制御に用いるチャネルと、信号電力、干渉電力の算出に用いるチャネルとが異なる場合は、両チャネルの電力比を考慮に入れることで、希望波レベルの算出精度を向上させることができる。

本実施の形態５では、自動利得制御に用いる値（AGC_GAIN、RMSconv等）と、信号電力・干渉電力算出部７において算出された信号電力（SIGPOW）とを用いて、希望波・干渉波レベル算出部５０は希望波レベルを求める。希望波レベルの算出に干渉電力（ERRPOW）を用いないため、希望波レベルの算出精度が向上する。また、希望波レベルの算出に干渉電力（ERRPOW）を用いる場合であっても、測定対象チャネルの振幅比を考慮することにより、希望波レベルの算出精度が向上する。

本発明に係る無線装置は、ＳＩＲ算出の精度を向上させる構成としたので、移動体通信分野における無線装置に用いるのに適している。

Claims (9)

1. 既知の所定の受信信号を用いてＳＩＲを測定する無線装置において、
   入力された信号を増幅または減衰する可変増幅器と、
   前記可変増幅器の利得を制御して受信信号を自動利得制御するＡＧＣ制御部と、
   自動利得制御された所定の受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出する信号電力・干渉電力算出部と、
   前記信号電力・干渉電力算出部が算出した前記信号電力及び前記干渉電力に基づき前記ＳＩＲを算出するＳＩＲ算出部と、
   を備え、
   前記信号電力・干渉電力算出部は、前記所定の受信信号における受信電力から雑音電力を減算した値を前記信号電力として算出する無線装置。
2. 受信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正部を備え、
   前記信号電力・干渉電力算出部は、自動利得制御された所定の受信信号であり、かつ前記周波数オフセット補正部により前記周波数オフセットを補正された所定の受信信号を用いて、前記信号電力及び前記干渉電力を算出することを特徴とする請求項１記載の無線装置。
3. 前記信号電力・干渉電力算出部は、前記所定の受信信号の標本分散を前記干渉電力として算出することを特徴とする請求項１記載の無線装置。
4. 前記信号電力・干渉電力算出部は、前記所定の受信信号の不偏分散を前記干渉電力として算出することを特徴とする請求項１記載の無線装置。
5. 前記信号電力・干渉電力算出部は、前記干渉電力を前記所定の受信信号のシンボル数で除算した値を前記雑音電力とすることを特徴とする請求項１記載の無線装置。
6. 受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   入力信号から、前記デジタル信号のビット幅より小さいビット幅を抽出する入力ビット幅調整部と、
   を備え、
   前記信号電力・干渉電力算出部は、自動利得制御された所定の受信信号であり、かつ前記入力ビット幅調整部が抽出したデジタル信号を用いて、前記信号電力及び前記干渉電力を算出することを特徴とする請求項１記載の無線装置。
7. 前記入力ビット幅調整部は、前記所定の受信信号の振幅に基づき、抽出するビット位置を決定することを特徴とする請求項６記載の無線装置。
8. 所定の測定箇所での希望波レベル及び干渉波レベルを算出する希望波・干渉波レベル算出部を備え、
   前記ＡＧＣ制御部は、自動利得制御の収束値に受信信号の電力が収束するように、前記可変増幅器の利得をゲイン制御値に基づき制御し、
   前記希望波・干渉波レベル算出部は、前記ゲイン制御値と、前記自動利得制御の収束値と、前記信号電力と、前記所定の測定箇所から前記信号電力・干渉電力算出部までの利得とを用いて前記希望波レベルを算出することを特徴とする請求項１記載の無線装置。
9. 既知の所定の受信信号を用いてＳＩＲを測定するＳＩＲ測定方法において、
   受信信号を自動利得制御するＡＧＣ制御ステップと、
   前記ＡＧＣ制御ステップで自動利得制御された所定の受信信号を用いて信号電力及び干渉電力を算出する信号電力・干渉電力算出ステップと、
   前記信号電力及び前記干渉電力に基づき前記ＳＩＲを測定するステップと、
   を備え、
   前記信号電力・干渉電力算出ステップは、前記自動利得制御された所定の受信信号の分散を干渉電力として算出し、前記自動利得制御された所定の受信信号における受信電力から雑音電力を減算した値を前記信号電力として算出するＳＩＲ測定方法。

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