JP4509659B2

JP4509659B2 - Inverter control device

Info

Publication number: JP4509659B2
Application number: JP2004171678A
Authority: JP
Inventors: 純一郎石川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-06-09
Filing date: 2004-06-09
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2024-06-09
Also published as: JP2005354788A

Description

この発明は、インバータ制御装置に関し、特に直流平滑回路のコンデンサが直列接続されたインバータ制御装置の改良に関するものである。 The present invention relates to an inverter control device, and more particularly to an improvement of an inverter control device in which capacitors of a DC smoothing circuit are connected in series.

交流を直流に変換するコンバータと得られた直流から任意波形の交流電力を出力するインバータ装置の直流部分にコンデンサを接続し、コンバータの交流入力端子及び交流電源間に電源の投入制御を行う開閉器を有する装置において、開閉器投入時に、前記開閉器の接点やコンバータに過大な電流が流れ、故障の原因にならないよう、開閉器投入前に予めコンデンサをスイッチング電源で充電し、突入電流を防止する方法が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
また、前記コンデンサをコンデンサの直列接続体で構成し、その両端に直流電圧を印加した場合、各コンデンサの漏れ電流の偏差によって、個々のコンデンサの分担電圧がアンバランスになり、定格電圧を超えることによりコンデンサの破損要因になりうる。これに対し、トランジスタで漏れ電流の影響を補正し、各コンデンサの端子間電圧を均等に保つ回路が提案されている（例えば特許文献２参照。）。 A switch that controls the turning on of power between the converter's AC input terminal and AC power supply by connecting a capacitor to the DC part of the converter that converts AC to DC and the inverter device that outputs AC power of arbitrary waveform from the obtained DC In order to prevent an inrush current by charging a capacitor with a switching power supply in advance before turning on the switch so that excessive current will flow to the contact and converter of the switch when the switch is turned on and this will not cause a failure. A method has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
In addition, when the capacitor is composed of a series connection of capacitors and a DC voltage is applied to both ends of the capacitor, the shared voltage of each capacitor becomes unbalanced and exceeds the rated voltage due to the deviation of the leakage current of each capacitor. Can cause damage to the capacitor. On the other hand, a circuit has been proposed in which the influence of leakage current is corrected by a transistor and the voltage between terminals of each capacitor is kept uniform (see, for example, Patent Document 2).

特開２００１−２６１２４５号公報（第１頁、図１）JP 2001-261245 A (first page, FIG. 1) 特開平１０−２９５０８１号公報（第１頁、図１）Japanese Patent Laid-Open No. 10-295081 (first page, FIG. 1)

上記、特許文献１のスイッチング電源によりコンデンサの予備充電を行うインバータ装置は従来の抵抗と電磁開閉器を組み合わせた充電方式と比較してエネルギー効率が良く、小型化が可能という利点がある。しかし、コンデンサ直列体の漏れ電流補正を並列接続した外部抵抗で行うインバータ装置と組み合わせた場合、常時外部抵抗で大きな電力が消費されるため、充電速度を保つにはスイッチング電源の容量を拡大する必要があると同時にスイッチング電源化により改善したエネルギー効率が外部抵抗の影響で効果が薄れてしまうという問題がある。
また、特許文献２に例示したものでは、部品の入手性、信頼性の観点から一般的には特許文献２の従来例である図５に示すようにコンデンサ個々に並列にコンデンサの内部抵抗より十分に小さいバランス抵抗を接続し、漏れ電流に起因する偏差を補正している。 The inverter device that precharges the capacitor with the switching power supply described in Patent Document 1 has an advantage that it is more energy efficient and can be reduced in size as compared with a conventional charging method in which a resistor and an electromagnetic switch are combined. However, when combined with an inverter device that uses an external resistor connected in parallel for leakage current correction of the capacitor series body, a large amount of power is consumed by the external resistor at all times, so it is necessary to expand the capacity of the switching power supply to maintain the charging speed At the same time, there is a problem that the energy efficiency improved by the switching power supply becomes less effective due to the influence of the external resistance.
Further, in the example illustrated in Patent Document 2, from the viewpoint of the availability and reliability of parts, generally, as shown in FIG. 5 which is a conventional example of Patent Document 2, each capacitor is sufficiently parallel to the internal resistance of the capacitor. A small balance resistor is connected to the terminal to correct the deviation caused by the leakage current.

この発明は上記のような従来技術の課題を解消するためになされたもので、予備充電回路の小型化が可能で、回路損失も少なく、安価に提供することができるインバータ制御装置を得ることを目的とするものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and it is possible to reduce the size of the precharge circuit, to reduce the circuit loss, and to obtain an inverter control device that can be provided at low cost. It is the purpose.

この発明によるインバータ制御装置は、交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータによって変換された直流を交流に変換するインバータと、上記コンバータ及びインバータを接続する直流母線間に直列接続された複数個の主回路コンデンサと、これら主回路コンデンサの各端子間にそれぞれ接続され、合計出力電圧がコンバータの電圧を上回ると共に、互いに同等の出力制限特性を有する複数の電源装置と、上記主回路コンデンサの充電完了を検出すると、上記電源装置の出力制限レベルを切り替えて、上記主回路コンデンサの漏れ電流分を補うのに必要十分なレベルに低減させる切り替え手段と、を備え、上記電源装置は、トランスを用いたスイッチング電源からなり、該トランスの１次側巻線電流の最大値が一定値を超えないように構成することにより出力を制限するようにしたものである。 An inverter control device according to the present invention includes a converter that converts alternating current into direct current, an inverter that converts direct current converted by the converter into alternating current, and a plurality of serially connected power sources connected between the converter and the inverter. A main circuit capacitor and a plurality of power supply devices connected between the terminals of the main circuit capacitor , the total output voltage exceeding the converter voltage, and having the same output limiting characteristics, and the charging of the main circuit capacitor is completed. Switching means for switching the output limit level of the power supply device to a level necessary and sufficient to compensate for the leakage current of the main circuit capacitor, and the power supply device uses a transformer. It consists of a switching power supply, and the maximum value of the primary winding current of the transformer does not exceed a certain value. It is obtained so as to limit the output by configuring urchin.

この発明によれば、予備充電回路の小型化が可能で、回路損失も少なく、安価に製造可能なインバータ制御装置を得ることができる。
According to the present invention, it is possible to obtain an inverter control apparatus that can be downsized and that can be manufactured at low cost with a small circuit loss.

実施の形態１．
図１〜図５はこの発明の実施の形態１に係わるインバータ制御装置を説明するもので、図１はインバータ制御装置の全体構成図、図２は図１に示すフライバックレギュレータの構成を具体的に示すブロック図、図３は図２に示す電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図、図４は図１に示す充電回路が動作を開始するときから充電が完了するまでの電源装置の出力電流の変化を示す特性図、図５は図１〜図３に示すフライバックレギュレータの動作を説明するタイミングチャートである。なお、各図を通じて同一符号は同一もしくは相当部分を示すものとする。図において、１は三相交流電源、２は例えばノーヒューズブレーカなどの電源投入スイッチ、３は電磁接触器、４は三相交流電圧を直流に変換するコンバータであり、ダイオードコンバータもしくはトランジスタコンバータからなる。 Embodiment 1 FIG.
1 to 5 illustrate an inverter control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1 is an overall configuration diagram of the inverter control apparatus, and FIG. 2 is a specific configuration of the flyback regulator shown in FIG. FIG. 3 is an internal block diagram showing details of the power supply control circuit shown in FIG. 2, and FIG. 4 is an output current of the power supply device from when the charging circuit shown in FIG. FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of the flyback regulator shown in FIGS. 1 to 3. Note that the same reference numerals denote the same or corresponding parts throughout the drawings. In the figure, 1 is a three-phase AC power source, 2 is a power-on switch such as a no-fuse breaker, 3 is an electromagnetic contactor, 4 is a converter that converts a three-phase AC voltage into DC, and is composed of a diode converter or a transistor converter. .

５は直流平滑用コンデンサであり、この実施の形態１では２つの主回路コンデンサ６、７の直列接続体で構成されている。８は直流電圧を任意波形の電圧に変換するインバータ、９は電動機である。１０はスイッチング電源としてのフライバックレギュレータであり、主回路コンデンサ６に接続された第１の電源装置１１、及び主回路コンデンサ７に接続された第２の電源装置１２を有する。この実施の形態１では図２に示すように、上記第１及び第２の電源装置１１、１２は、それぞれ多出力のフライバックレギュレータ１０の巻線２５、２６及び整流ダイオード２７、２８を用いて構成されている。 Reference numeral 5 denotes a DC smoothing capacitor, which is constituted by a series connection body of two main circuit capacitors 6 and 7 in the first embodiment. 8 is an inverter that converts a DC voltage into a voltage having an arbitrary waveform, and 9 is an electric motor. Reference numeral 10 denotes a flyback regulator as a switching power supply, which includes a first power supply device 11 connected to the main circuit capacitor 6 and a second power supply device 12 connected to the main circuit capacitor 7. In the first embodiment, as shown in FIG. 2, the first and second power supply devices 11 and 12 use windings 25 and 26 and rectifier diodes 27 and 28 of the multi-output flyback regulator 10, respectively. It is configured.

１３は直流平滑用コンデンサ５の充電完了検出回路、１４はこの充電完了検出回路１３から信号を受け取り、フライバックレギュレータ１０の出力制限レベル切換指令を信号線１４ａを介して出力すると共に、電磁接触器３を信号線１４ｂにより投入する制御回路、１５及び１６は交流電源を整流しフライバックレギュレータ１０に直流電源を供給するそれぞれダイオードモジュール及び平滑用コンデンサ、１７はフライバックレギュレータ１０の電源制御回路、１８はフライバックレギュレータ１０の一次巻線２３及びハイ信号を入力することにより導通するスイッチング素子２０に流れる電流を検出する電流検出抵抗、１９はスイッチング素子２０に過大な電圧が印可されないよう保護するスナバ回路である。２４は高周波トランスの巻線、２２はこの巻線２４の端子間に発生する交流電圧を整流する整流ダイオード、２１は平滑用コンデンサであり、この平滑用コンデンサ２１の端子間電圧は高周波トランス３３の巻線２４、２５、２６を整流した電圧が巻線の比率に従うことを利用し、主回路コンデンサ６、７の電圧フィードバック信号として電源制御回路１７に供給される。 Reference numeral 13 denotes a charge completion detection circuit for the DC smoothing capacitor 5, 14 receives a signal from the charge completion detection circuit 13, and outputs an output limit level switching command for the flyback regulator 10 via the signal line 14a. 3 is a control circuit for supplying 3 through a signal line 14b, 15 and 16 are respectively a diode module and a smoothing capacitor for rectifying AC power and supplying DC power to the flyback regulator 10, 17 is a power control circuit for the flyback regulator 10, 18 Is a current detection resistor for detecting a current flowing through the primary winding 23 of the flyback regulator 10 and the switching element 20 that is turned on by inputting a high signal, and 19 is a snubber circuit that protects the switching element 20 from being applied with an excessive voltage. It is. Reference numeral 24 denotes a winding of the high frequency transformer, 22 denotes a rectifier diode that rectifies an AC voltage generated between the terminals of the winding 24, and 21 denotes a smoothing capacitor. The voltage obtained by rectifying the windings 24, 25, and 26 is supplied to the power supply control circuit 17 as a voltage feedback signal of the main circuit capacitors 6 and 7 by utilizing the fact that the ratio of the windings follows.

フライバックレギュレータ１０の電源制御回路１７は図３に示すように、充電終始電圧を設定する直流基準電圧源３１から巻線２４の整流電圧を滅算した電圧を適当なレベルに増幅、位相補正をするフィードバック回路２９と、このフィードバック回路２９の出力電圧と三角波発信器３０の大小を比較するコンパレータ３２と、抵抗３５、３７、３８により構成される分圧回路に入力された電流検出抵抗１８の出力電圧の分圧電圧と出力制限レベルを設定する直流基準電圧源３９の大小を比較するコンパレータ３４と、上記コンパレータ３２、３４の出力に応じてＰＷＭパルス信号を発生するＲＳフリップフロップ４０と、出力制限レベルを切り替えるスイッチ３６とから構成されている。 As shown in FIG. 3, the power supply control circuit 17 of the flyback regulator 10 amplifies the voltage obtained by subtracting the rectified voltage of the winding 24 from the DC reference voltage source 31 that sets the charging start voltage to an appropriate level, and corrects the phase. Output circuit 29, a comparator 32 that compares the output voltage of the feedback circuit 29 with the magnitude of the triangular wave transmitter 30, and an output of the current detection resistor 18 that is input to a voltage dividing circuit that includes resistors 35, 37, and 38. A comparator 34 that compares the divided voltage of the voltage with a DC reference voltage source 39 that sets an output restriction level; an RS flip-flop 40 that generates a PWM pulse signal according to the outputs of the comparators 32 and 34; and an output restriction And a switch 36 for switching the level.

なお、上記コンパレータ３４はスイッチング素子２０の電流が出力制限レベルに到達した場合にスイッチング素子２０の遮断信号を出力し、それ以上電流が流れるのを防ぐ。また、上記出力制限レベルを切り替えるスイッチ３６が開放されている場合は、電流検出抵抗１８の電圧がより大きいレベルでコンパレータ３４に伝えられるため、より低い電流レベルでスイッチング素子２０を遮断し、結果として出力制限レベルが低くなる。逆にスイッチ３６が投入されている場合は、出力制限レベルは上昇する。なお、５０は各電源装置１１、１２の出力制限レベルを切り替える切り替え手段であり、上記制御回路１４、信号線１４ａ、抵抗３５、３７、３８、及びスイッチ３６などで構成されている。 The comparator 34 outputs a cut-off signal for the switching element 20 when the current of the switching element 20 reaches the output limit level, and prevents further current from flowing. When the switch 36 for switching the output restriction level is opened, the voltage of the current detection resistor 18 is transmitted to the comparator 34 at a higher level, so that the switching element 20 is cut off at a lower current level, and as a result. The output limit level is lowered. Conversely, when the switch 36 is turned on, the output restriction level increases. Reference numeral 50 denotes switching means for switching the output restriction levels of the power supply apparatuses 11 and 12, and includes the control circuit 14, the signal line 14a, resistors 35, 37, and 38, a switch 36, and the like.

次に上記のように構成された実施の形態１の動作概要について説明する。
電源投入スイッチ２投入前は電磁接触器３が遮断されている。電源投入スイッチ２を投入すると、ダイオードモジュール１５及び平滑用コンデンサ１６により交流電源１の電圧が直流に変換され、第１の電源装置１１及び第２の電源装置１２に供給され充電回路が動作を開始する。動作開始時は主回路コンデンサ６及び７には電荷が蓄積されておらず、端子間電圧はゼロとなっている。従って、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電圧はゼロとなっており、このときの第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電流は図４の実線で示す曲線４１のａ点に対応する電流で主回路コンデンサ６、７を充電し、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧がそれぞれ上昇していく。その過程で第１及び第２の電源装置１１、１２の充電電流は曲線４１のａ点からｂ点方向に移動していく。 Next, an outline of the operation of the first embodiment configured as described above will be described.
The electromagnetic contactor 3 is cut off before the power-on switch 2 is turned on. When the power-on switch 2 is turned on, the voltage of the AC power source 1 is converted into DC by the diode module 15 and the smoothing capacitor 16 and supplied to the first power source device 11 and the second power source device 12 to start the operation of the charging circuit. To do. At the start of operation, no charges are accumulated in the main circuit capacitors 6 and 7, and the voltage between the terminals is zero. Accordingly, the output voltages of the first and second power supply devices 11 and 12 are zero, and the output currents of the first and second power supply devices 11 and 12 at this time are represented by the curve 41 shown by the solid line in FIG. The main circuit capacitors 6 and 7 are charged with the current corresponding to the point a, and the voltage between the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 increases. In the process, the charging currents of the first and second power supply devices 11 and 12 move from the point a of the curve 41 toward the point b.

主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値が交流電源１の整流電圧を超えたことを充電完了検出回路１３が検知すると、制御回路１４は信号線１４ａを介して、電磁接触器３を投入し、コンバータ４、インバータ８が動作可能な状態となる。電磁接触器３投入前は、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値はコンバータ４の制御電圧を上回っているが、電磁接触器３投入後は第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電力と比較し、コンバータ４、インバータ８の取り扱い電力の方が圧倒的に大きいため、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値はコンバータ４の制御電圧まで低下する。このとき、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力制限特性を揃えておくことにより、直流母線電圧は主回路コンデンサ６、７に均等に分配されることになり、特定のコンデンサに過大な電圧がかかるのを防ぐことができる。 When the charge completion detection circuit 13 detects that the total value of the voltage across the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 exceeds the rectified voltage of the AC power supply 1, the control circuit 14 turns the electromagnetic contactor 3 through the signal line 14a. The converter 4 and the inverter 8 become operable. Before the electromagnetic contactor 3 is turned on, the total value of the voltages across the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 exceeds the control voltage of the converter 4, but after the electromagnetic contactor 3 is turned on, the first and second power supply devices 11, Compared with the output power of 12, the power handled by the converter 4 and the inverter 8 is overwhelmingly large, so the total value of the voltages across the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 is reduced to the control voltage of the converter 4. At this time, by arranging the output limiting characteristics of the first and second power supply devices 11 and 12, the DC bus voltage is evenly distributed to the main circuit capacitors 6 and 7, which is excessive to a specific capacitor. It is possible to prevent an excessive voltage from being applied.

始動後、コンバータ４の制御電圧の半分に対応する電流が第１及び第２の電源装置１１、１２から継続的に流れることになるが、図４の曲線４１は主回路コンデンサ６、７の充電時間を決定するものであるため、通常、出力制限レベルはなるべく高く設定するべきものである。しかしそうした場合、コンバータ４、インバータ８の始動後、第１及び第２の電源装置１１、１２に大きな電流が流れ続け、充電回路が徐々に発熱してしまう。これを防ぐためには充電電流を継続的に出力するのに必要十分な放熱機構を用意する必要がある。しかし、始動後に主回路コンデンサ６、７の電圧を均等化するのに必要な電流は、該コンデンサの漏れ電流程度で充電電流と比較して小さいため、図４の破線で示す曲線４２のように出力制限レベルを大幅に低減することにより始動後の出力電流を小さくすることができ、放熱機構を大幅に簡素化でき、回路の小型化が可能となる。 After starting, a current corresponding to half of the control voltage of the converter 4 flows continuously from the first and second power supply devices 11 and 12, but the curve 41 in FIG. 4 indicates the charging of the main circuit capacitors 6 and 7. Since the time is determined, the output restriction level should normally be set as high as possible. However, in such a case, after the converter 4 and the inverter 8 are started, a large current continues to flow through the first and second power supply devices 11 and 12, and the charging circuit gradually generates heat. In order to prevent this, it is necessary to provide a heat dissipation mechanism necessary and sufficient to continuously output the charging current. However, since the current required to equalize the voltages of the main circuit capacitors 6 and 7 after starting is about the leakage current of the capacitors and smaller than the charging current, the curve 42 shown by the broken line in FIG. By significantly reducing the output restriction level, the output current after starting can be reduced, the heat dissipation mechanism can be greatly simplified, and the circuit can be miniaturized.

なお、図４において、予備充電のときは充電電流が曲線４１のａからｂの方向に変化し、充電終了電圧Ｖｅに達し、スイッチ３６が開放されたときは、充電電流がｂからｅ、ｆ（ｆ＝ｅ）の方向に減少し、電磁接触器３が投入され、コンバータ４、及びインバータ８が動作可能な状態となったときは、充電電流は、曲線４２のｃからｄの範囲で変化することを示している。 In FIG. 4, the charging current changes from a to b in the curve 41 during the preliminary charging, reaches the charging end voltage Ve, and when the switch 36 is opened, the charging current changes from b to e, f. When the magnetic contactor 3 is turned on and the converter 4 and the inverter 8 become operable, the charging current changes in the range from c to d of the curve 42. It shows that

以下、図２、及び図３に基づいて実施例１のフライバックレギュレータ１０及びその電源制御回路１７について更に詳細に説明する。
電源投入スイッチ２を投入し充電回路に電源が供給された時点では、主回路コンデンサ６、７の電圧はゼロであり、充電完了検出回路１３は充電が完了していないことをフライバックレギュレータ１０の制御回路１４に伝える。これに応動して、信号線１４ａを介してスイッチ３６が投入され、充電回路は出力制限レベルが高い状態で動作を開始する。高周波トランスの巻線電圧は巻線比に比例することから、各巻線２４、２５、２６の巻数を、それぞれＮ２４、Ｎ２５、Ｎ２６とし、各コンデンサ６、７、２１の充電電圧をそれぞれＶ６、Ｖ７、Ｖ２１とした場合、充電中の各コンデンサの端子間電圧比は概略（式１）のようになる。 Hereinafter, the flyback regulator 10 and its power supply control circuit 17 according to the first embodiment will be described in more detail with reference to FIGS.
When the power-on switch 2 is turned on and power is supplied to the charging circuit, the voltages of the main circuit capacitors 6 and 7 are zero, and the charging completion detection circuit 13 indicates that the charging is not completed. This is transmitted to the control circuit 14. In response to this, the switch 36 is turned on via the signal line 14a, and the charging circuit starts operating in a state where the output restriction level is high. Since the winding voltage of the high-frequency transformer is proportional to the winding ratio, the number of turns of the windings 24, 25, and 26 is N24, N25, and N26, respectively, and the charging voltages of the capacitors 6, 7, and 21 are V6 and V7, respectively. , V21, the voltage ratio between terminals of each capacitor during charging is roughly as shown in (Expression 1).

Ｖ６：Ｖ７：Ｖ２１≒Ｎ２５：Ｎ２６：Ｎ２４（式１） V6: V7: V21≈N25: N26: N24 (Formula 1)

従って、平滑用コンデンサ２１の電圧は主回路コンデンサ６、７の端子間電圧に比例し、ほぼゼロである。この電圧がフライバックレギュレータ１０の電源制御回路１７のフィードバック回路に入力され、図４の充電終了電圧Ｖｅに対応した電圧を出力する直流基準電圧源３１から滅算され、その結果がフィードバック回路２９内部の増幅器等で適切な大きさ及び周波数応答に整形され、コンパレータ３２のプラス端子に入力される。 Therefore, the voltage of the smoothing capacitor 21 is proportional to the voltage between the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 and is almost zero. This voltage is input to the feedback circuit of the power supply control circuit 17 of the flyback regulator 10 and subtracted from the DC reference voltage source 31 that outputs a voltage corresponding to the charging end voltage Ve in FIG. The signal is shaped to an appropriate size and frequency response by an amplifier or the like and input to the plus terminal of the comparator 32.

充電開始当初、巻線２４の整流電圧は直流基準電圧源３１より大幅に小さいため、フィードバック回路２９には正の電圧が入力され、図５の波形４４に示すようにフィードバック回路２９の出力にも大きな正の電圧が出力される。一方、コンパレータ３２のマイナス端子には図５の波形４３に示すようなＰＷＭ変調用のキャリア信号を発生する三角波発振器３０の信号が入力される。その結果コンパレータ３２の出力には図５（２）に示すような波形が現れる。 Since the rectified voltage of the winding 24 is significantly smaller than the DC reference voltage source 31 at the beginning of charging, a positive voltage is input to the feedback circuit 29 and also to the output of the feedback circuit 29 as shown by a waveform 44 in FIG. A large positive voltage is output. On the other hand, a signal of the triangular wave oscillator 30 that generates a carrier signal for PWM modulation as shown by a waveform 43 in FIG. As a result, a waveform as shown in FIG.

Ｔ_ｏｎ期間内においてＲＳフリップフロップ４０のＲ入力がローであるため、図５（５）のようにＲＳフリップフロップ４０の出力はＴ_ｏｎ期間内ハイである。この間スイッチング素子２０は投入されており、高周波トランスの巻線２３には整流電圧Ｖｃが印加される。このとき、高周波トランスの他の巻線２４、２５、及び２６には、各巻線に接続された整流ダイオード２２、２７、及び２８に逆バイアス電圧が印加される方向に電圧が発生し、上記各ダイオードが非導通状態となる。従って、高周波トランス３３の巻線２３にのみ電流が流れ、巻線２３のインダクタンスをＬ_２３とすると、巻線２３に流れる電流Ｉ（ｔ）は式２、及び図５（８）に示すように時間の経過と共に増加する。 Since in the T _on period R input of the RS flip-flop 40 is low, the output of the RS flip-flop 40 as shown in FIG. 5 (5) is a _{T on} period in high. During this time, the switching element 20 is turned on, and the rectified voltage Vc is applied to the winding 23 of the high-frequency transformer. At this time, voltages are generated in the other windings 24, 25, and 26 of the high-frequency transformer in a direction in which a reverse bias voltage is applied to the rectifier diodes 22, 27, and 28 connected to the windings. The diode is turned off. Therefore, current flows only in the winding 23 of the high-frequency transformer 33, the inductance of the winding 23 When _{L 23,} current I (t) is Equation 2 that flows through the winding 23, and as shown in FIG. 5 (8) Increasing over time.

但し、
Ｖｃ：巻線２３に印加される整流電圧。
Ｌ_２３：巻線２３のインダクタンス。
ｔ：時間。

However,
Vc: Rectified voltage applied to the winding 23.
L ₂₃ : Inductance of the winding 23.
t: time.

この電流が電流検出抵抗１８の端子間に電圧を発生し、この電圧が分圧回路を構成する抵抗３５、３７、３８で分圧され、そのレベルが出力制限レベルＩ_ＣＬＭに相当する電圧に設定された直流基準電圧源３９のレベルに達するとコンパレータ３４の出力はハイとなり、ＲＳフリップフロップ４０の出力はローとなり、スイッチング素子２０は遮断される。そのため、高周波トランスに逆起電力が発生し、各巻線にスイッチング素子が導通してＴ_ｏｎ期間とは逆極性の電圧が発生する。これにより、整流ダイオード２２、２７、２８が導通し、主回路コンデンサ６、７、及び平滑用コンデンサ２１が充電される。フライバックレギュレータ１０の動作中、巻線２５、２６の端子間に現れる電圧は巻数に比例することから、巻線２５、２６の巻数Ｎ２５、Ｎ２６を揃えておくことにより、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧を均等化できる。 This current generates a voltage across the terminals of the current detection resistor 18, the voltage is divided by the resistors 35,37,38 constituting the voltage dividing circuit, set at a voltage whose level corresponds to the output limit level I _CLM When the level of the DC reference voltage source 39 is reached, the output of the comparator 34 becomes high, the output of the RS flip-flop 40 becomes low, and the switching element 20 is cut off. For this reason, a counter electromotive force is generated in the high-frequency transformer, and the switching element is conducted in each winding to generate a voltage having a polarity opposite to that of the _Ton period. As a result, the rectifier diodes 22, 27, and 28 are turned on, and the main circuit capacitors 6 and 7 and the smoothing capacitor 21 are charged. During operation of the flyback regulator 10, the voltage appearing between the terminals of the windings 25 and 26 is proportional to the number of turns. Therefore, by arranging the number of turns N25 and N26 of the windings 25 and 26, the main circuit capacitors 6 and 7 are arranged. The voltage between terminals can be equalized.

充電が完了し、電磁接触器３の投入後、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧はコンバータ４の制御電圧に引っ張られ低下するが、このときに巻線２４、２５、２６から供給される電力の合計値Ｐ_２３は回路のロス分を無視した場合、（式３）によって表わされる。 After the charging is completed and the electromagnetic contactor 3 is turned on, the voltage between the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 is pulled down by the control voltage of the converter 4 and is supplied from the windings 24, 25 and 26 at this time. The total power P ₂₃ is expressed by (Equation 3) when the circuit loss is ignored.

但し、
Ｔ_ｏｎ：スイッチング素子２０の導通期間。
Ｔ：ＰＷＭ信号のキャリア周期。
Ｉ_ＣＬＭ：巻線２３の電流制限レベル（出力制限レベル）。

However,
T _on : The conduction period of the switching element 20.
T: Carrier period of the PWM signal.
I _CLM : Current limiting level of winding 23 (output limiting level).

上記（式３）に示されるように、充電電力は巻線２３の電流制限レベルＩ_ＣＬＭの２乗に比例している。従って、始動時、スイッチ３６を投入し、巻線２３の電流制限レベルを高めておくことによって高速に充電することができ、始動後、信号線１４ｂを介して電磁接触器３を投入し充電回路の出力がコンバータ４の制御電圧に引っ張られて低下した場合でも、スイッチ３６を開放することにより、電流制限レベルを図４の曲線４２のように低減させることにより各部に流れる電流が低減され発熱を低減でき充電回路を小型化できる。 As shown in the above (formula 3), the charging power is proportional to the square of the current limit level _ICLM of the winding 23. Therefore, at the time of start-up, the switch 36 is turned on to increase the current limit level of the winding 23 so that charging can be performed at high speed. After the start-up, the electromagnetic contactor 3 is turned on via the signal line 14b to charge the charging circuit. 4 is pulled down by the control voltage of the converter 4, and by opening the switch 36, the current limit level is reduced as shown by the curve 42 in FIG. The charging circuit can be reduced in size.

上記のように、この発明の実施の形態１においては、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電圧の合計値をコンバータ４の制御電圧以上に設定すると同時に、出力制限機能を揃えることにより各主回路コンデンサ６、７の端子間電圧を均等化できる。始動時に各電源装置１１、１２の出力制限レベルを高めることにより短時間で主回路コンデンサ６、７を充電することが可能となり、始動後にスイッチング電源としてのフライバックレギュレータ１０の出力制限をコンデンサの漏れ電流分を補うのに必要十分なレベルに低減することにより、コンバータ４の電圧低下時に第１及び第２の電源装置１１、１２の過負荷による発熱や直列接続された主回路コンデンサ６、７の静電容量の不整合及びインバータ８動作時に直流平滑用コンデンサ５に流れる充放電電流に起因する各主回路コンデンサ６、７の端子間電圧変動による電源装置の不要な充電電流を制限し、不要な発熱を抑制することが可能となり、電源装置の小型化が可能となる。 As described above, in the first embodiment of the present invention, the total value of the output voltages of the first and second power supply devices 11 and 12 is set to be equal to or higher than the control voltage of the converter 4, and at the same time, the output limiting function is provided. Thus, the voltage across the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 can be equalized. It is possible to charge the main circuit capacitors 6 and 7 in a short time by increasing the output limit level of each power supply device 11 and 12 at the start, and the output limit of the flyback regulator 10 as a switching power supply after the start is leaked from the capacitor. By reducing the level to a level necessary and sufficient to compensate for the current component, heat generation due to overload of the first and second power supply devices 11 and 12 when the voltage of the converter 4 is reduced, and the main circuit capacitors 6 and 7 connected in series Unnecessary charging current of the power supply device due to voltage mismatch between the terminals of the main circuit capacitors 6 and 7 due to capacitance mismatch and charging / discharging current flowing through the DC smoothing capacitor 5 during operation of the inverter 8 is limited. Heat generation can be suppressed, and the power supply device can be downsized.

また、第１及び第２の電源装置１１、１２を出力制限機能を有するスイッチング電源としたことにより、電源の出力と直列に抵抗を接続し、抵抗により直接出力を制限した場合と比較して、エネルギー効率の改善及び小型化が可能となる。また、１次側巻線２３の電流の制限値を切り替えることにより、出力制限レベルを変更するようにしたことで、切り替え手段５０を弱電回路で構成できるため、小型化、ローコスト化できる。 In addition, since the first and second power supply devices 11 and 12 are switching power supplies having an output limiting function, a resistance is connected in series with the output of the power supply, and the output is directly limited by the resistance. Energy efficiency can be improved and downsized. Further, since the output limit level is changed by switching the current limit value of the primary side winding 23, the switching means 50 can be constituted by a low-power circuit, so that the size and cost can be reduced.

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。なお、その他の構成は上記実施の形態１になる図１及び図２に図示及び説明したものと同様であるので、以下、実施の形態１との相違点を主体に説明する。図において、３０はＰＷＭ変調用のキャリア信号を発生する三角波発振器であり、この実施の形態２では充電完了検出回路１３が充電完了を検出し、これを制御回路１４に伝えたときに、制御回路１４は信号線１４ａを介して上記キャリア信号の周波数が低減されるように構成されている。なおこの実施の形態２においては、出力制限レベルを切り替えるための切り替え手段５０は、制御回路１４、信号線１４ａ、及び三角波発信器３０などを用いて構成されている。その他の符号は図３と同様な機能を有するため説明を省略する。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is an internal block diagram showing details of the power supply control circuit of the inverter control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. Other configurations are the same as those illustrated and described in FIGS. 1 and 2 according to the first embodiment, and therefore, differences from the first embodiment will be mainly described below. In the figure, reference numeral 30 denotes a triangular wave oscillator that generates a carrier signal for PWM modulation. In the second embodiment, when the charge completion detection circuit 13 detects the completion of charge and transmits this to the control circuit 14, the control circuit 14 is configured such that the frequency of the carrier signal is reduced via a signal line 14a. In the second embodiment, the switching means 50 for switching the output restriction level is configured using the control circuit 14, the signal line 14a, the triangular wave transmitter 30, and the like. Other reference numerals have the same functions as those in FIG.

次に上記のように構成された実施の形態２の動作について説明する。図１のフライバックレギュレータ１０は実施の形態１と同様に図２のように構成されているので、その特性は実施の形態１と同様であり、上記（式３）に従う。（式３）に示すように、高周波トランス３３から出力される電力の合計はキャリア信号の周波数の逆数である周期に反比例する。従って、充電完了後キャリア周波数を低減することにより、実施の形態１と同様の効果が得られる。 Next, the operation of the second embodiment configured as described above will be described. Since the flyback regulator 10 of FIG. 1 is configured as shown in FIG. 2 as in the first embodiment, the characteristics thereof are the same as those of the first embodiment and follow the above (Equation 3). As shown in (Equation 3), the total power output from the high-frequency transformer 33 is inversely proportional to the period which is the reciprocal of the frequency of the carrier signal. Therefore, by reducing the carrier frequency after completion of charging, the same effect as in the first embodiment can be obtained.

上記のようにこの発明の実施の形態２によれば、直列に接続された主回路コンデンサ６、７の予備充電を行う第１及び第２の電源装置１１、１２を出力制限機能を有するスイッチング電源としたことにより、電源の出力と直列に抵抗を接続し、抵抗により直接出力を制限した場合と比較しエネルギー効率の改善及び小型化が可能となる。また、スイッチング周波数の切り替えにより出力制限レベルを変更するようにしたことで、切り替え機能を弱電回路で構成できるため、小型化、ローコスト化できる。 As described above, according to the second embodiment of the present invention, the first and second power supply devices 11 and 12 for precharging the main circuit capacitors 6 and 7 connected in series have the switching power supply having an output limiting function. As a result, it is possible to improve energy efficiency and reduce the size as compared with the case where a resistor is connected in series with the output of the power source and the output is directly limited by the resistor. In addition, since the output limit level is changed by switching the switching frequency, the switching function can be configured with a low-power circuit, so that the size and cost can be reduced.

ところで、上記実施の形態の説明では、直流平滑用コンデンサ５が２つの主回路コンデンサ６、７からなり、スイッチング電源としてフライバックレギュレータ１０を用いた例について説明したが、もとよりこれらに限定されるものではない。また、出力制限レベルを切り替えるための切り替え手段５０についても、上記実施の形態の構成に限定されるものではない。 By the way, in the description of the above-described embodiment, the example in which the DC smoothing capacitor 5 includes the two main circuit capacitors 6 and 7 and the flyback regulator 10 is used as the switching power supply has been described. is not. Further, the switching means 50 for switching the output restriction level is not limited to the configuration of the above embodiment.

この発明の実施の形態１に係わるインバータ制御装置の全体構成図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a whole block diagram of the inverter control apparatus concerning Embodiment 1 of this invention. 図１に示すフライバックレギュレータの構成を具体的に示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram specifically showing the configuration of the flyback regulator shown in FIG. 1. 図２に示す電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。FIG. 3 is an internal block diagram showing details of a power supply control circuit shown in FIG. 2. 図１に示す充電回路が動作を開始ときから充電が完了するまでの電源装置の出力電流の変化を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the change of the output current of a power supply device from the time the charging circuit shown in FIG. 図１〜図３に示すフライバックレギュレータの動作を説明するタイミングチャートである。It is a timing chart explaining operation | movement of the flyback regulator shown in FIGS. この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の要部である電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。It is an internal block diagram which shows the detail of the power supply control circuit which is the principal part of the inverter control apparatus by Embodiment 2 of this invention.

Explanation of symbols

１三相交流電源、２電源投入スイッチ、３電磁接触器、４コンバータ、５直流平滑用コンデンサ、６、７主回路コンデンサ、８インバータ、９電動機、１０フライバックレギュレータ（スイッチング電源）、１１第１の電源装置、１２第２の電源装置、１３充電完了検出回路、１４制御回路、１４ａ、１４ｂ信号線、１５ダイオードモジュール、１６平滑用コンデンサ、１７電源制御回路、１８電流検出抵抗、１９スナバ回路、２０スイッチング素子、２１平滑用コンデンサ、２２整流ダイオード、２３一次巻線、２４、２５、２６巻線、２７、２８整流ダイオード、２９フィードバック回路、３０三角波発信器、３１直流基準電圧源、３２、３４コンパレータ、３３高周波トランス、３５、３７、３８抵抗、３６スイッチ、３９直流基準電圧源、４０ＲＳフリップフロップ、５０切り替え手段。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Three-phase alternating current power supply, 2 Power supply switch, 3 Magnetic contactor, 4 Converter, 5 DC smoothing capacitor, 6, 7 Main circuit capacitor, 8 Inverter, 9 Electric motor, 10 Flyback regulator (switching power supply), 11 1st Power supply device, 12 second power supply device, 13 charge completion detection circuit, 14 control circuit, 14a, 14b signal line, 15 diode module, 16 smoothing capacitor, 17 power supply control circuit, 18 current detection resistor, 19 snubber circuit, 20 switching element, 21 smoothing capacitor, 22 rectifier diode, 23 primary winding, 24, 25, 26 winding, 27, 28 rectifier diode, 29 feedback circuit, 30 triangular wave oscillator, 31 DC reference voltage source, 32, 34 Compare Motor, 33 high-frequency transformers, 35,37,38 resistance, 36 switch, 39 a DC reference voltage source, 40 RS flip-flop, 50 switching means.

Claims

A converter that converts alternating current to direct current,
An inverter that converts direct current converted by the converter into alternating current;
A plurality of main circuit capacitors connected in series between DC buses connecting the converter and the inverter;
A plurality of power supply devices connected between the terminals of these main circuit capacitors , the total output voltage exceeding the voltage of the converter, and having output limiting characteristics equivalent to each other ,
When detecting the completion of charging of the main circuit capacitor, switching means for switching the output limit level of the power supply device to a level sufficient to compensate for the leakage current of the main circuit capacitor ;
With
The power supply apparatus includes a switching power supply using a transformer, and is configured so that the maximum value of the primary side winding current of the transformer does not exceed a certain value, thereby limiting the output. Inverter control device.

The inverter control device according to claim 1 , wherein the switching means switches the output restriction level by switching a maximum value of the primary side winding current of the transformer.

The inverter control device according to claim 1 , wherein the switching means switches the output restriction level by switching a switching frequency of the switching power supply.