JP4481884B2 - PLL circuit and semiconductor device including PLL circuit - Google Patents
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Description
本発明は、PLL(Phase Locked Loop)回路およびPLL回路を備える半導体装置に係り、特に、ジッタを発生させるためのPLL回路およびこのPLL回路を備える半導体装置に係る。 The present invention relates to a PLL (Phase Locked Loop) circuit and a semiconductor device including the PLL circuit, and more particularly to a PLL circuit for generating jitter and a semiconductor device including the PLL circuit.
近年、装置間のデータの転送速度が高速化しており、高いデータレートでの伝送が実現されている。このような高いデータレートの伝送において、パラレル伝送では、高速化に伴って並列信号間のスキュー確保が困難となるため、転送速度の限界が顕在化してきている。このため高速伝送には、シリアル伝送が次第に用いられるようになってきている。高速シリアル伝送において重要視されるのがジッタ特性である。低速伝送では問題とはならなかった信号の揺らぎが、高速になるにつれて伝送エラーの増大として顕在化してくる。そして、このジッタがある程度増大すると、データ伝送が正常に行われなくなる。 In recent years, the transfer rate of data between devices has been increased, and transmission at a high data rate has been realized. In such a high data rate transmission, in parallel transmission, it becomes difficult to secure a skew between parallel signals as the speed increases, and thus the limit of the transfer speed has become apparent. For this reason, serial transmission is gradually being used for high-speed transmission. Jitter characteristics are important in high-speed serial transmission. The fluctuation of the signal, which was not a problem in the low-speed transmission, becomes obvious as the transmission error increases as the speed increases. When this jitter increases to some extent, data transmission cannot be performed normally.
送信器に或るジッタ量が存在すると、信号の伝送に伴って信号線の周波数特性やISI(Inter Symbol Interference)により生じるジッタが重畳される。受信器では、この送信器において生じたジッタと伝送中に重畳されたジッタとが加わった信号を受信し、元の送信対象となったディジタル信号を再生する必要がある。そこで伝送システムにおいて、受信器のジッタ耐性を測定しておくことが求められる。 When a certain amount of jitter is present in the transmitter, the jitter generated by the signal line frequency characteristics and ISI (Inter Symbol Interference) is superposed along with the signal transmission. In the receiver, it is necessary to receive a signal in which jitter generated in the transmitter and jitter superimposed during transmission are added, and to reproduce the original digital signal to be transmitted. Therefore, it is required to measure the jitter tolerance of the receiver in the transmission system.
ジッタ耐性の測定の一つには、データにジッタ成分をのせる方法がある。この場合、データに位相変調またはFM変調をかけてシリアルI/Fデバイスにデータを送り、デバイスのCDR(Clock and Data Recovery)がそれを正常に受信できるかをテストする。このテストでは、データに変調をかけてジッタ成分をのせるための測定環境を構築する必要がある。 One method of measuring jitter tolerance is to add a jitter component to the data. In this case, the data is phase-modulated or FM-modulated and the data is sent to the serial I / F device to test whether the device CDR (Clock and Data Recovery) can receive it normally. In this test, it is necessary to create a measurement environment for applying jitter components by modulating data.
一方で、CDRに供給するクロック側にジッタ成分をのせる方法もある。ジッタで変調されたクロックをもらって動作するCDRを用いて正常なデータを受信させることは、ジッタで変調されたデータを正常なクロックで動くCDRで受信させることと同じこととなり、同様のテストが可能となる。やはりこのテスト方法においても、測定環境を構築しなければならない。 On the other hand, there is a method of putting a jitter component on the clock side supplied to the CDR. Receiving normal data using a CDR that operates with a clock modulated with jitter is the same as receiving data modulated with jitter with a CDR that operates with a normal clock, and the same test is possible. It becomes. Even in this test method, a measurement environment must be established.
ところで、伝送システムにおいて、送受信のタイミングクロックを作るためにPLL回路が使われることが多い。PLL回路は基準クロックを入力して、その逓倍の周波数のクロックを出力する回路である。このようなPLL回路では、電圧制御発振器(VCO、Voltage Controlled Oscillator)によって逓倍の周波数のクロックを生成させるのが一般的である。そして、この電圧制御発振器の直前に変調信号発生器をとりつけ、電圧制御発振器から出力される出力信号の周波数に揺らぎを与え、ジッタ成分を含んだクロックを生成する技術が知られている(例えば特許文献1参照)。 By the way, in a transmission system, a PLL circuit is often used to generate a transmission / reception timing clock. The PLL circuit is a circuit that inputs a reference clock and outputs a clock having a frequency multiplied by the reference clock. In such a PLL circuit, it is common to generate a clock having a frequency multiplied by a voltage controlled oscillator (VCO). A technique is known in which a modulation signal generator is attached immediately before this voltage controlled oscillator, the frequency of the output signal output from the voltage controlled oscillator is fluctuated, and a clock including a jitter component is generated (for example, a patent). Reference 1).
特許文献1に記載のPLL回路では、電圧制御発振器から制御信号の電圧に応じた周波数で出力される信号を分周器によって分周し、この分周信号と基準信号発生器から出力される基準信号とを位相周波数比較器に入力する。低域通過フィルタによって位相周波数比較器の出力信号から分周信号と基準信号の位相差に対応する誤差信号を抽出し、この誤差信号と変調信号発生器から出力される変調信号とを加算器で加算する。加算された信号は、電圧制御発振器に制御信号として入力する。変調信号発生器は、指定されたジッタ周波数に等しい周波数で、指定されたジッタ量に対応する振幅の変調信号を加算器に出力する。このようにして電圧制御発振器から出力される出力信号は、周波数に揺らぎをもち、ジッタ成分を含んだクロックが生成される。
In the PLL circuit described in
従来、データ、またはクロックにジッタ成分をのせてデバイスの受信テストをしているが、クロック発生器やデータ発生器にジッタ変調をかけるための測定器相当の機器を必要としていた。例えば、特許文献1に記載の技術によれば、制御可能な変調信号発生器が必要であった。しかしながら、このような構成では、特にLSI等に組み込んでジッタの乗ったクロックを簡単に生成することを考えると、回路規模が大きくなってしまう虞があった。
Conventionally, a device reception test is performed by putting a jitter component on data or a clock, but a device corresponding to a measuring instrument for performing jitter modulation on the clock generator or the data generator is required. For example, according to the technique described in
前記課題を解決する本発明の1つのアスペクトに係るPLL回路は、入力参照信号とフィードバックされる分周器の出力信号との位相を比較して位相差に応じた出力信号を出力する位相比較器と、該位相比較器の出力信号の低周波成分を通過させるフィルタ部と、該フィルタ部の出力電圧に基づいて制御される発振周波数の発振信号を発生する電圧制御発振器と、該発振信号を分周して前記位相比較器に出力する前記分周器と、を備えるPLL回路において、外部からノイズを誘導する配線部を備え、前記配線部で誘導したノイズ信号を前記フィルタ部の出力信号に加算するように構成し、配線部は、半導体装置における電源線および接地線の少なくとも一方に近接して配線される配線を含む。
A PLL circuit according to an aspect of the present invention that solves the above-described problem is a phase comparator that compares the phase of an input reference signal and the output signal of a frequency divider to be fed back and outputs an output signal corresponding to the phase difference A filter unit that passes a low-frequency component of the output signal of the phase comparator, a voltage-controlled oscillator that generates an oscillation signal having an oscillation frequency controlled based on the output voltage of the filter unit, and the oscillation signal A PLL circuit comprising: the frequency divider that circulates and outputs to the phase comparator; and a wiring unit that induces noise from outside, and a noise signal induced by the wiring unit is added to the output signal of the filter unit The wiring portion includes a wiring that is wired close to at least one of a power supply line and a ground line in the semiconductor device .
本発明によれば、外部からノイズを誘導する配線部を従来のPLL回路に付加するだけであるので、回路規模も小さく簡単にジッタ成分を含んだクロックを生成することができる。 According to the present invention, since a wiring section for inducing noise from the outside is simply added to the conventional PLL circuit, the circuit scale is small and a clock including a jitter component can be easily generated.
図1は、本発明の実施形態に係るPLL回路の構成を示すブロック図である。図1において、PLL回路は、位相比較器11、フィルタ部12、電圧制御発振器13、分周器14、配線部15を備える。位相比較器11は、入力される参照クロック信号CKRと分周器14からフィードバックされる信号との位相を比較して位相差に応じた出力信号をフィルタ部12に出力する。フィルタ部12は、位相比較器11の出力信号の低周波成分を検出して電圧制御発振器13に出力する。電圧制御発振器13は、フィルタ部12の出力電圧に基づいて制御される発振周波数の発振信号を出力信号CKFとして発生する。分周器14は、出力信号CKFを分周して位相比較器11に出力する。配線部15は、外部からノイズを誘導してフィルタ部12の出力信号に加算するように配線部15の配線の一端Qをフィルタ部12の出力Pに接続する。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a PLL circuit according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the PLL circuit includes a
以上のように構成されるPLL回路は、外部から誘導したノイズがフィルタ部12の出力信号に加算されて電圧制御発振器13に入力されるので、電圧制御発振器13が発生する出力信号CKFの発振周波数がノイズによって揺らぐ。すなわち、ノイズによるジッタ成分が出力信号CKFに乗ることとなる。
In the PLL circuit configured as described above, noise induced from the outside is added to the output signal of the
このようなPLL回路によれば、データやクロックにジッタをのせるような測定環境を作らずに、ジッタ変調のかかったクロックである出力信号CKFをCDR等に供給して、ジッタ耐性の試験を容易におこなうことができる。この際、従来の技術における変調信号発生部を必要とせず、簡単な回路構成でジッタの乗ったクロックを生成することができる。回路構成が極めて簡単であるため、特に半導体装置に組み込む場合に好適である。 According to such a PLL circuit, the jitter tolerance test is performed by supplying the output signal CKF, which is a clock subjected to jitter modulation, to the CDR or the like without creating a measurement environment in which jitter is applied to the data and the clock. It can be done easily. At this time, it is possible to generate a clock with jitter with a simple circuit configuration without the need for a modulation signal generator in the prior art. Since the circuit configuration is extremely simple, it is particularly suitable for incorporation in a semiconductor device.
図2は、本発明の実施例に係るPLL回路の構成を示すブロック図である。図2のPLL回路は、位相比較器11a、電圧制御発振器13、分周器14、配線部15、チャージポンプ16、ローパスフィルタ12aを備え、基本的な動作は、図1のPLL回路と同じである。図2において、図1と同一の符号は同一物を表わし、その説明を省略する。位相比較器11aの出力は、チャージポンプ16に入力され、チャージポンプ16の出力は、ローパスフィルタ12aの一端P、電圧制御発振器13の入力、および配線部15の一端Qに接続される。位相比較器11aは、入力される参照クロック信号CKRと分周器14からフィードバックされる信号との位相を比較し、比較結果に応じたパルス幅でアップ信号あるいはダウン信号を出力する。チャージポンプ16は、アップ信号あるいはダウン信号に従って、正あるいは負の電流パルスを出力する。これらの電流パルスがローパスフィルタ12aにより積分され、高周波成分がカットされた制御信号として電圧制御発振器13に出力されるが、この制御信号には配線部15が誘導したノイズ信号による揺らぎも含まれることになる。電圧制御発振器13は、制御信号に基づいた発振周波数の発振信号を出力信号CKFとして発生する。制御信号にはノイズ信号による揺らぎも含まれているため、出力信号CKFにはジッタ成分が含まれることになる。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the PLL circuit according to the embodiment of the present invention. The PLL circuit of FIG. 2 includes a
次に、配線部15の詳細について説明する。配線部15は、ノイズを発生する配線21に近接して配置される。ノイズを発生する配線21は、図3に示すような電源線22、あるいは図4に示すようなGND線23であることが好ましい。電源線22あるいはGND線23は、例えばPLL回路が内蔵される半導体装置における電源線あるいはGND線であって、半導体装置の動作に伴いノイズが発生する配線である。さらに、図5に示すように、配線部を配線部15aと配線部15bとに分岐し、それぞれを電源線22およびGND線23に近接して配置するようにしてもよい。
Next, details of the
以上のように、配線部15を、ノイズを発生する配線21(電源線22、GND線23等)に近接して配置することで、ノイズが容量結合および/または電磁誘導によって配線部15に非接続的に誘導される。誘導されたノイズは、電圧制御発振器13の出力信号CKFの発振周波数におけるジッタ成分となる。なお、図5に示すような構成にすれば、より大きなノイズを誘導することができる。
As described above, by arranging the
また、配線部15は、スイッチ部20a〜20nを含む。配線部15内の配線をスイッチ部の数に応じて分割し、配線の実効的な長さ(ノイズを誘導する配線の長さ)を調整可能とするように分割された配線間にスイッチ部20a〜20nをそれぞれ挿入する。そして、不図示の制御信号によってスイッチ部20a〜20nの開閉をそれぞれ制御する。配線部15の配線の一端Qに近い方からスイッチ部20a、20b、・・20nとすれば、全てのスイッチ部を開放した時、配線の長さが最も短く、スイッチ部20a、20b、・・20nを順に閉じることで配線の長さが順次長くなる。このようにスイッチ部20a〜20nの開閉によって配線の長さを変更して、誘導されるノイズの振幅を制御する。そして、ノイズの振幅を制御することで、電圧制御発振器13から出力される出力信号のジッタ量を可変にすることができる。
The
次に、スイッチ部の構成について説明する。図6は、スイッチ部20i(i=a〜n)の構成を示す図である。スイッチ部20iは、スイッチ素子SW1、SW2、SW3を含む。スイッチ素子SW1、SW2は、配線の一端N1と他の配線の一端N2との間に縦続に挿入される。また、スイッチ素子SW3は、スイッチ素子SW1、SW2の接続点と接地または電源との間に接続される(図6では接地に接続されている)。スイッチ素子SW1、SW2とスイッチ素子SW3とは逆の開閉動作を行う。すなわち、図6(a)に示すようにスイッチ素子SW1、SW2が「オン」の時は、スイッチ素子SW3は「オフ」となり、図6(b)に示すようにスイッチ素子SW1、SW2が「オフ」の時は、スイッチ素子SW3は「オン」となるように制御される。
Next, the configuration of the switch unit will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the
スイッチ部が、図6(b)に示される場合、容量結合などでスイッチ素子SW1、SW2が完全には遮断にならないことがないように、スイッチ素子SW3をオンにする。これによって、スイッチ素子SW1、SW2の接続点がGND電位に接続され、開放となっているスイッチ素子SW1、SW2の容量結合により伝わるノイズを遮断することができる。 When the switch unit is shown in FIG. 6B, the switch element SW3 is turned on so that the switch elements SW1 and SW2 are not completely cut off due to capacitive coupling or the like. Thereby, the connection point of the switch elements SW1 and SW2 is connected to the GND potential, and noise transmitted by capacitive coupling of the open switch elements SW1 and SW2 can be cut off.
次に、スイッチ部の具体的な回路構成について説明する。図7は、スイッチ部20i(i=a〜n)の具体的な回路構成を示す図である。図6におけるスイッチ素子SW1、SW2、SW3がそれぞれNMOSトランジスタMN1、MN2、MN3によって構成される。また、NMOSトランジスタMN1、MN2のゲートには、スイッチ部の開閉を制御する制御信号CNTが与えられ、NMOSトランジスタMN3のゲートには、制御信号CNTをインバータINVで反転した信号が与えられる。NMOSトランジスタMN1、MN2とNMOSトランジスタMN3とは、制御信号CNTによって相反するように開閉が制御される。このスイッチ部は、NMOSトランジスタ3個とインバータ1個とで簡単に構成出来るので、回路規模を小さくすることができる。
Next, a specific circuit configuration of the switch unit will be described. FIG. 7 is a diagram illustrating a specific circuit configuration of the
また、図8に示すように図6におけるスイッチ素子SW1、SW2、SW3がそれぞれPMOSトランジスタMP1、MP2、MP3によって構成されるようにしてもよい。この場合、PMOSトランジスタMP1、MP2、MP3の接続点は、電源VDDに接続される。PMOSトランジスタMP3のゲートには、スイッチ部の開閉を制御する制御信号CNTが与えられ、PMOSトランジスタMP1、MP2のゲートには、制御信号CNTをインバータINVで反転した信号が与えられる。PMOSトランジスタMP1、MP2とPMOSトランジスタMP3とは、制御信号CNTによって相反するように開閉が制御される。このスイッチ部は、PMOSトランジスタ3個とインバータ1個とで簡単に構成出来るので、回路規模を小さくすることができる。 Further, as shown in FIG. 8, the switch elements SW1, SW2, and SW3 in FIG. 6 may be configured by PMOS transistors MP1, MP2, and MP3, respectively. In this case, the connection point of the PMOS transistors MP1, MP2, and MP3 is connected to the power supply VDD. A control signal CNT for controlling opening / closing of the switch unit is applied to the gate of the PMOS transistor MP3, and a signal obtained by inverting the control signal CNT by the inverter INV is applied to the gates of the PMOS transistors MP1 and MP2. The PMOS transistors MP1 and MP2 and the PMOS transistor MP3 are controlled to be opened and closed by the control signal CNT. Since this switch section can be easily configured with three PMOS transistors and one inverter, the circuit scale can be reduced.
さらに、図9に示すように図6におけるスイッチ素子SW1、SW2、SW3が、NMOSトランジスタMN4とPMOSトランジスタMP4、NMOSトランジスタMN5とPMOSトランジスタMP5、NMOSトランジスタMN6とPMOSトランジスタMP6からなるそれぞれのトランスファゲートによって構成されるようにしてもよい。NMOSトランジスタMN4、MN5、PMOSトランジスタMP6のゲートには、スイッチ部の開閉を制御する制御信号CNTが与えられ、NMOSトランジスタMN6、PMOSトランジスタMP4、MP5のゲートには、制御信号CNTをインバータINVで反転した信号が与えられる。NMOSトランジスタMN4、MN5、PMOSトランジスタMP4、MP5と、NMOSトランジスタMN6、PMOSトランジスタMP6とは、制御信号CNTによって相反するように開閉が制御される。トランスファゲート構成とすることで、広い入力レンジに対して確実にオンオフ制御することが可能となる。 Further, as shown in FIG. 9, the switch elements SW1, SW2, and SW3 in FIG. 6 are transferred by respective transfer gates including the NMOS transistor MN4 and the PMOS transistor MP4, the NMOS transistor MN5 and the PMOS transistor MP5, and the NMOS transistor MN6 and the PMOS transistor MP6. It may be configured. The gates of the NMOS transistors MN4, MN5, and the PMOS transistor MP6 are supplied with a control signal CNT that controls the opening and closing of the switch unit. The gates of the NMOS transistors MN6, PMOS transistors MP4, and MP5 are inverted by the inverter INV. Signal is given. The NMOS transistors MN4 and MN5, the PMOS transistors MP4 and MP5, and the NMOS transistor MN6 and the PMOS transistor MP6 are controlled to open and close by the control signal CNT. By adopting a transfer gate configuration, it is possible to reliably perform on / off control over a wide input range.
11、11a 位相比較器
12 フィルタ部
12a ローパスフィルタ
13 電圧制御発振器
14 分周器
15、15a、15b 配線部
16 チャージポンプ
20a〜20n スイッチ部
21 配線
22 電源線
23 GND線
INV インバータ
MN1〜MN6 NMOSトランジスタ
MP1〜MP6 PMOSトランジスタ
SW1〜SW3 スイッチ素子
DESCRIPTION OF
Claims (6)
外部からノイズを誘導する配線部を備え、
前記配線部で誘導したノイズ信号を前記フィルタ部の出力信号に加算するように構成し、
前記配線部は、半導体装置における電源線および接地線の少なくとも一方に近接して配線される配線を含むことを特徴とするPLL回路。 A phase comparator that compares the phase of the input reference signal and the output signal of the divider to be fed back and outputs an output signal corresponding to the phase difference, and a filter that passes the low-frequency component of the output signal of the phase comparator A voltage controlled oscillator that generates an oscillation signal having an oscillation frequency controlled based on an output voltage of the filter unit, and the frequency divider that divides the oscillation signal and outputs the divided signal to the phase comparator. In the PLL circuit provided,
It has a wiring part that induces noise from outside,
The noise signal induced in the wiring unit is configured to be added to the output signal of the filter unit ,
The PLL circuit according to claim 1, wherein the wiring portion includes a wiring that is wired close to at least one of a power supply line and a ground line in the semiconductor device .
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