JP4446883B2 - オーディオ符号化 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ（可聴）信号（ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ）を符号化及び復号化することに関する。

線形予測符号化（ＬＰＣ（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ））が、オーディオ及び音声符号化においてしばしば使用されている。図１（ａ）は、従来のＬＰＣ型エンコーダ（ＬＰＣ ｂａｓｅｄ ｅｎｃｏｄｅｒ）のためのＫ次の有限インパルス応答（ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ））型予測フィルタ１０コンポーネントを示している。フィルタが、推定値（ｅｓｔｉｍａｔｅ）

を、信号のＫ前サンプル（Ｋ ｐｒｅｖｉｏｕｓ ｓａｍｐｌｅｓ ｏｆ ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌｓ）の一次結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）から生成される所与の信号ｘ（ｎ）にもたらす。図１（ａ）の例において、ｘ（ｎ）及びｒ（ｎ）
に関するフィルタの伝達関数（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）Ｆ（ｚ）
は、

のように表され得る。

予測係数α_ｋは、いくつかの基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）、通常加重平均二乗誤差（ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｄ ｅｒｒｏｒ）に基づいて計算される。

推定値

は今度は信号ｘ（ｎ）から減算されて、その結果残留信号（ｒｅｓｉｄｕａｌ ｓｉｇｎａｌ）ｒ（ｎ）がもたらされる。当該残留信号及び予測フィルタに対する情報、すなわち予測係数αは通常、より効率的な形態で記憶又は送信される。例えば、予測係数α_ｋは１セットの反射係数にマップ（ｍａｐ）されることが可能であり、これらは今度は対数領域比（ログエリアレシオ）（ＬＡＲ（ｌｏｇ ａｒｅａ ｒａｔｉｏ））にマップされ得る。代わりに、予測係数α_ｋは、信号ｘ（ｎ）を表すビットストリームにおいて残留信号と共に符号化されることに先行してラインスペクトル周波数（ＬＳＦ（ｌｉｎｅ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ））に直接マップされ得る（量子化感度（ｑｕａｎｔｉｓａｔｉｏｎ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ））を考慮して、ＬＡＲ及びＬＳＦドメインが好ましい）。代わりに逆正弦反射係数（ＡＳＲＣ（ａｒｃｓｉｎｅ ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ））及びラインスペクトル対（ＬＳＰ（Ｌｉｎｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｐａｉｒ））のような表現（ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）が使用されてもよい。

図１（ｂ）のデコーダにおいて、予測フィルタのための情報及び残留信号が、元の信号ｘ（ｎ）を再構成（ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ）（又は近似（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅ））するために使用される。図１から同様のメカニズムがエンコーダ及びデコーダにもたらされることは明らかである。しかしながら特に信号ｘ（ｎ）に対するビットストリームを符号化することに先行して量子化の間に信号にもたらされ得た歪（ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）に関してデコーダの安定性を保証するためにフィルタＦ（ｚ）が通常最小位相フィルタ（ｍｉｎｉｍｕｍ−ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）になることを注意することは重要となる。すなわち伝達関数Ｆ（ｚ）の全ての根（ｒｏｏｔ）（極（ｐｏｌｅ）及びゼロ（ｚｅｒｏ））は単位円（ｕｎｉｔ ｃｉｒｃｌｅ）の内側に存在しなければならず、このことはＦＩＲフィルタに対して保証するために通常実現可能である。

上記の種類のＦＩＲ型フィルタを使用することにより、エンコーダは聴覚プロセス（ａｕｄｉｔｏｒｙ ｐｒｏｃｅｓｓ）のサイコアコースティック（音響心理学）モデル（ｐｓｙｃｈｏ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｍｏｄｅｌ）を考慮してチューニングされ得ない。

Ｖ．Ｖｏｉｔｉｓｈｃｈｕｋ氏他による“歪線形予測器の代替（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅｓ ｆｏｒ Ｗａｒｐｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｏｒｓ）”（７１０乃至７１３頁、Ｐｒｏｃ．ＰｒｏＲＩＳＣ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ＣＳＳＰ、Ｖｅｌｄｈｏｖｅｎ（ＮＬ）、２００１年１１月２９乃至３０日）、及びＡ．Ｃ．ｄｅｎ Ｂｒｉｎｋｅｒ氏他による“ＩＩＲフィルタを使用する線形予測構造体の安定性（Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｕｓｉｎｇ ＩＩＲ ｆｉｌｔｅｒｓ）”（３１７乃至３２０頁、Ｐｒｏｃ．ＰｒｏＲＩＳＣ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ＣＳＳＰ、Ｖｅｌｄｈｏｖｅｎ（ＮＬ）、２００１年１１月２９乃至３０日）において、無限インパルス応答（ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ））型フィルタとしてより普通に考えられると共により関心のある周波数範囲（帯域）にエンコーダ／デコーダをチューニングするために使用されてもよいＬａｇｕｅｒｒｅ及びＫａｕｔｚ型フィルタが、図２（ａ）及び２（ｂ）に示されるような形態で表され得る。

ｘ（ｎ）及びｒ（ｎ）に関する図２（ａ）のフィルタに対する全伝達関数は

となる。ここで、セットＨ_ｋは１セットの安定、因果性（ｃａｕｓａｌ）、線形、線形独立（ｌｉｎｅａｒｌｙ−ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）フィルタに属する伝達関数である。

セットＨ_ｋをＬａｇｕｅｒｒｅフィルタ、すなわち

（ここで、λ∈（−１，１））として選択すると、全伝達Ｆは最小位相ＩＩＲフィルタ（ｍｉｎｉｍｕｍ−ｐｈａｓｅ ＩＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）となり得る。

λが実数且つ０よりも大きくなる場合、モデリングは、人間の耳がより敏感になるより低い周波数にシフトされ、λが０よりも小さくなる場合、モデリングはより高い周波数にシフトされる。λ＝０の場合は、図１の従来例に対応している。

しかしながら、図２に示されている種類のフィルタに対する予測係数（ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を送信することに関する問題が存在する。すなわち、予測係数αのみに関連する多項式

の根は最小位相フィルタをもたらし得ず、これによりこれらのパラメータの量子化の間にもたらされる雑音又は歪のためにデコーダにおける不安定性がもたらされ得る。

本発明によれば、請求項１に記載のオーディオ信号を符号化する方法がもたらされる。

本発明の好ましい実施例により、Ｌａｇｕｅｒｒｅ型予測係数がＦＩＲシステムの当該予測係数にマップされることを可能にする従来型ＬＰＣ方式の拡張がもたらされ得る。それ故に従来型線形予測符号化技術（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）が、Ｌａｇｕｅｒｒｅ予測係数を量子化及び送信又は記憶するために使用され得る。

本発明の実施例がこの場合添付図面を参照して記載されるであろう。

図２の概略図を使用して表されるＬａｇｕｅｒｒｅ型フィルタの場合、全伝達関数Ｆ（ｚ）は等式２と３との結合体として表され得る。すなわち

となる。

前記係数が、例えばＶｏｉｔｉｓｈｃｈｕｋ氏他及びｄｅｎ Ｂｒｉｎｋｅｒ氏によって開示されているようなデータ入力窓化方法（ｄａｔａ−ｉｎｐｕｔ ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ）を使用して最適化される場合、伝達関数Ｆ（ｚ）は最小位相システムになり得ることが知られている。

本発明の第一の実施例において、上記フィルタはＫ次の最小位相ＦＩＲフィルタにマップされるので、これらのＬａｇｕｅｒｒｅ型予測係数は標準技術によって量子化され得ると共に送信され得る。

この場合本発明の第一の実施例によるエンコーダ１４を示す図３（ａ）が参照される。エンコーダ１４は、Ｖｏｉｔｉｓｈｃｈｕｋ氏他及びｄｅｎ Ｂｒｉｎｋｅｒ氏によって開示されている種類のＬａｇｕｅｒｒｅフィルタコンポーネント１６を含む。コンポーネント１６は、フィルタの周波数感度を決定するλの値を備える。この値は、図３（ｂ）のデコーダ２２による後の使用のためにエンコーダによって生成されるビットストリーム５０に符号化され得るか、又はさもなければλの値はデコーダ２２によって知られ得る。

信号ｘ（ｎ）の場合、前記コンポーネントは１セットの予測係数αをもたらす。λの値と共にこれらの値は、図２（ａ）に示される態様で信号

の推定値を生成するシンセサイザコンポーネント１８に供給される。

しかしながら好ましい実施例において、予測係数αは変換コンポーネント２０において変換される。コンポーネント２０によって行われる変換は、上三角形Ｔｏｅｐｌｉｔｚ行列（ｕｐｐｅｒ Ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ Ｔｏｅｐｌｉｔｚ ｍａｔｒｉｘ）、すなわち

の形態を使用して示される。ここで、αはＬａｇｕｅｒｒｅ予測係数であり、

となる。Ｋ＋１係数ｃ
は、

でＫ次ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｇ（ν）と関連付けられ得る。予測係数αが最小位相フィルタＦ（ｚ）に属する場合、Ｇ（ｖ）は最小位相ＦＩＲフィルタを表す。

図３（ｂ）のデコーダ２２において、逆変換（ｉｎｖｅｒｓｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）が、順変換（ｆｏｒｗａｒｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）コンポーネントによって生成される係数ｃ_０．．．ｃ_ｋについてコンポーネント２４によって行われる。コンポーネント２４に、エンコーダ１４によって使用されるものと同じλがもたらされ、コンポーネント２４によって行われる変換は上三角形Ｔｏｅｐｌｉｔｚの形態、すなわち

を使用して示される。

この逆変換から、係数（ｃ_０．．．ｃ_ｋ）は線形制約、すなわち

を守っている（ａｄｈｅｒｅ）ことが理解されるであろう。パラメータｃ_０は、α_０．．．α_ｋ−１がｃ_０．．．ｃ_ｋから

のように再構成され得るため、冗長であるとみなされ得る。

エンコーダ１４に戻ると、第一の実施例において、係数ｃ_０．．．ｃ_ｋは正規化（ｎｏｒｍａｌｉｓｉｎｇ）コンポーネント２６に渡される。前記コンポーネントは係数ｃ_０．．．ｃ_ｋをｃ_０の値によって除算（ｄｉｖｉｄｅ）し、その結果１セットの係数ｄ_０．．．ｄ_ｋがもたらされる。しかしながら、係数ｃ_０．．．ｃ_ｋが今度は最小位相フィルタを表す場合、ｄ_０の値は常に１であり、従って係数ｄ_０．．．ｄ_ｋは、伝達関数

を備えるＫ次の最小位相ＦＩＲフィルタの予測係数に対応することが理解されるであろう。コンポーネント２６において行われる正規化は、あるファクタによる全ての係数の単なる除算であるため、変換コンポーネント２０及び正規化コンポーネント２６の順序は変更させられ得る。すなわちまず正規化が行われ、それから変換が行われ得る。エンコーダにおいて、このことは、まず後述される対応する変更を伴うｃ_０の計算を必要とする。逆変換及び逆正規化（ｄｅ−ｎｏｒｍａｌｉｓａｔｉｏｎ）の順序での同じ変更が後述されるデコーダにおいて行われ得ることも理解されるであろう。

正規化コンポーネント２６は、係数ｄ_０．．．ｄ_ｋを、インデックスが異なると共に記号が反転されている場合以外に、係数が好ましくはＬＡＲ又はＬＳＦパラメータに変換されると共に図１（ａ）のα係数の量子化に対して、対応する態様で量子化されるコンポーネント２８に渡す。コンポーネント２８は残留信号ｒ（ｎ）を受信し、これを適切に量子化し、その値を、信号ｘ（ｎ）を表すビットストリーム５０を生成するマルチプレクシング（多重化）ユニット（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｕｎｉｔ）３０に渡す。それ故に、このビットストリームは、従来のＦＩＲフィルタパラメータを含むビットストリームの場合と同じ形態で送信され得ることが理解されるであろう。代わりにビットストリームは、あるポイントにおいてλの値を含むようにわずかに修正されてもよいが、それ以外ではそれのフォーマットは変更される必要がない。

この場合図３（ｂ）のデコーダ２２にチューニングされるとき、ビットストリーム５０はデマルチプレクシング（多重分離）ユニット（ｄｅ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｕｎｉｔ）３２によって復号化される。抽出された（引き出された）パラメータ（ｅｘｔｒａｃｔｅｄ ｐａｒａｍｅｔｅｒ）は、残留信号ｒ（ｎ）及び正規化されたＦＩＲ型フィルタパラメータｄ_０．．．ｄ_ｋを従来態様で生成する逆量子化コンポーネント（ｄｅ−ｑｕａｎｔｉｚｉｎｇ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）にもたらされる。

逆正規化コンポーネント３６はまずｃ_０の値を決定するために使用される。等式５から、

となることが理解され得るので、コンポーネント３６は、エンコーダにおいて使用される値λがもたらされるとき等式

を、ｃ_０に対する値を決定するために使用し得る。等式７に対して、逆正規化コンポーネントにパラメータｄ_０．．．ｄ_ｋのみがもたらされている間、ｄ_０＝１となることが仮定され得ることは注意されるべきである。従ってｃ_０が決定されると、残りの係数ｃ_０．．．ｃ_ｋはコンポーネント３６によって

となるように決定される。係数ｃ_０．．．ｃ_ｋは、逆正規化コンポーネント３６によって上記の逆変換ユニット２４にもたらされ、これにより、今度は図２（ｂ）に示されているようにデコーダシンセサイザコンポーネント１８’によって使用され得るＬａｇｕｅｒｒｅフィルタ予測係数αのセットがもたらされ、その結果推定された信号

が生成される。これは、逆量子化器コンポーネント３４によって供給される残留信号ｒ（ｎ）と結合され、その結果最終的に復号化された信号ｘ（ｎ）がもたらされる。

好ましい実施例のバリエーションが可能であることは理解されるであろう。例えば図４の本発明の第二の実施例において、Ｙ．Ｔｏｈｋｕｒａ氏、Ｆ．Ｉｔａｋｕｒａ氏、及びＳ．Ｈａｓｈｉｍｏｔｏ氏による“ＰＡＲＣＯＲ音声分析−合成におけるスペクトル平滑化技術（Ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ＰＡＲＣＯＲ ｓｐｅｅｃｈ ａｎａｌｙｓｉｓ−ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）”（ＩＥＥＥ会報、音響音声信号処理第２６巻第５８７乃至５９６頁、１９７８年（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ａｃｏｕｓｔ． Ｓｐｅｅｃｈ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ． ｖｏｌ．２６， ｐｐ．５８７−５９６， １９７８））に開示されているように、適応されたエンコーダ１４’がピークブローデニング（ピーク拡大）（ｐｅａｋ ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ）又は帯域幅延長（ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）／拡張（ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）／拡大（ｗｉｄｅｎｉｎｇ）をもたらす。線形予測符号化におけるスペクトルピークブローデニングは、幾何級数的な減少数列（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌｌｙ−ｄｅｃｒｅａｓｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）でインパルス応答（予測係数）を乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｙ）することによってなされる。

本発明に関して、ピークブローデニングは、ピークブローデニングコンポーネント３８を、第一の実施例の適応された正規化コンポーネント２６’と変換コンポーネント２０との間にインタポーズ（ｉｎｔｅｒｐｏｓｅ）する（介在させる）ことによって実現される。

元のＬａｇｕｅｒｒｅフィルタ予測係数αの、係数ｃ_０．．．ｃ_ｋへの変換後、エンコーダはピークブローデニングが必要とされるかどうかを決定する。必要とされる場合、係数ｃ_０．．．ｃ_ｋはピークブローデニングコンポーネント３８に渡される。これは、係数ｃ_０．．．ｃ_ｋをピークブローデニング応答で、例えば

の形態で乗算する。前述のように線形制約は係数

にもたらされることが必要とされる。従って、ピークブローデニングされたセットの係数が供給される場合、コンポーネント３８又は２６’の何れかが乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）ｃ_ｆを

のように決定する。係数

はこの乗数で

のように除算されるので、もたらされる係数

は等式５の制約を満足させる。正規化コンポーネント２６’はそれから係数

を正規化させることが可能であり、その結果、正規化型ＦＩＲ係数（ｎｏｒｍａｌｉｓｅｄ ｔｙｐｅ ＦＩＲ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）ｄ_１．．．_ｋが前述のようにもたらされる。

ピークブローデニングが、最終的にピークブローデニング信号を読み出すデコーダ内で合成される信号に影響を及ぼし、ピークブローデニングがもたらされている場合、当該異なる残留信号ｒ（ｎ）がエンコーダ１４’内で計算されるべきであることは理解されるであろう。

従って第二の実施例において、図２（ｂ）のように、逆量子化器コンポーネント３４に、コンポーネント２８によって生成される量子化された信号がもたらされ、その結果、係数ｄ_１．．．_ｋが、デコーダ内で生成され得るように正確にもたらされる。これらは今度はここでも図２（ｂ）のコンポーネントに対応してコンポーネント３６及び２４によってそれぞれ逆正規化されると共に逆変換され、その結果、ピークブローデニングされた信号に対してデコーダ内で生成され得るように、１セットの予測係数

が生成される。シンセサイザ１８はそれから、ピークブローデニングがもたらされ得たかどうかに従って予測係数

又はαを使用するか否かの何れかとなり、これを信号ｘ（ｎ）から減算（ｓｕｂｔｒａｃｔ）して、その結果、残留信号ｒ（ｎ）が生成される。
係数

又は

が逆変換コンポーネント２４に直接もたらされている場合、同じ予測係数

は上記のようにもたらされ得ないことが理解されるであろう。それにもかかわらず、このことはエンコーダ内のコンポーネント３４及び３６に対する必要性を除去せず、エンコーダが計算に関して制限される場合に許容され得る。

当該ピークブローデニングがビットストリームに復号化されるとき、もたらされる予測係数

はスペクトルピークブローデニングされたＬａｇｕｅｒｒｅ予測フィルタの係数となる。当該ピークブローデニングは周波数歪（ワープ）ドメイン（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｗａｒｐｅｄ ｄｏｍａｉｎ）において行われている。このことは、エンコーダが実際サイコアコースティックに関連するスケールでピークブローデニングを行っていると共に、これによりピークブローデニング関数、例えばｗ_ｋが自身のサイコアコースティックな関数に基づいて選択され得ることを意味する。

第二の実施例のバリエーションにおいて、ピークブローデニングは、残留信号の生成のために必要とされる適切な変更を伴う係数ｃ_０．．．_ｋではなく係数ｄ_１．．．_ｋにもたらされ得ることが理解されるであろう。

上記説明のように、元のオーディオ信号の最終的な推定値を生成するためにエンコーダ内で使用される予測係数はデコーダ内で使用される係数と同じになることを保証することが所望される。図５は、第一及び第二の実施例のエンコーダを含むエンコーダ１４”のより汎用的な形態を示している。このエンコーダにおいて、送信、正規化、量子化、及び随意的なピークブローデニングのステップは、前述のようにコンポーネント２０、２６’、２８、及び３８／３８’によってそれぞれ行われる（図５において、コンポーネント３８／３８’は、ピークブローデニングが３８の前、又は３８’の後の何れかに正規化を行い得ることを示している）。

しかしながらエンコーダの汎用的な形態において、残留信号を生成するためにエンコーダによって使用される予測係数が、デコーダにおいて使用される予測係数係数と正確に同じになることを保証する第二の実施例に示されるように、量子化された信号は逆量子化、逆正規化、及び逆変換コンポーネント２４、２６，及び２４をそれぞれ通じてもたらされる。

発明が、第一の二つの実施例のように、信号

を合成すると共にこれを信号ｘ（ｎ）から減算することによる残留信号ｒ（ｎ）の生成に限定されないことも図５から理解されるであろう。本発明の当該態様はより汎用的に、モデル化された態様の信号

とその信号自身ｘ（ｎ）との間の差のインジケーションｂを生成するために周波数感度パラメータ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｎｓｉｔｉｚｉｎｇ ｐａｒａｍｅｔｅｒ）λ、及びデコーダにおいて使用される予測係数を理想的に使用するエンコーダ１８”を含むように考えられ得る。

デコーダ（図示略）において、対応するコンポーネントは、元のオーディオ信号の最終的な推定値を生成するためにこのインジケーションｂを予測係数及び周波数感度パラメータλと結合させる。

図６は、図３（ａ）又は４に示されるようにエンコーダ１４及び１４’を含むオーディオ符号化器１と、図３（ｂ）に示されるようにデコーダ２２を含むオーディオプレーヤ３とを有する本発明によるオーディオシステムを示している。符号化されたオーディオストリーム５０は、無線接続部、データバス、又は記憶媒体であってもよい通信チャネル２を介してオーディオ符号化器からオーディオプレーヤに供給される。通信チャネル２が記憶媒体である場合、当該記憶媒体は前記システムに固定されてもよく、取り外し可能なディスク、又はＳＯＮＹ社のメモリスティック^ＴＭ（Ｒ）のような固形の記憶デバイス等であってもよい。通信チャネル２はオーディオシステムの一部であってもよいが、多くの場合オーディオシステムの外部にもたらされる。

本発明の保護範囲は上述の実施例に限定されるものではなく、当業者が特許請求の範囲からはずれることなく多くの代わりの実施例を設計することができることは注意されるべきである。請求項において、括弧の間に置かれる請求項の参照番号は、いずれも当該請求項の保護範囲を限定するものではない。単語“有する”は、請求項に記述される構成要素以外に構成要素又はステップの存在を排除するものではない。本発明は、いくつかの独特な構成要素によって、及び適切にプログラミングされたコンピュータによって実現可能である。いくつかの手段を列挙する装置の請求項において、いくつかのこれらの手段は、ハードウエアの一つ及び同じ構成要素によって具現化されることが可能である。ある手段が相互に異なる従属した請求項において再び引用されるという事実は、これらの手段の組み合わせが効果的に使われ得ないことを示すものではないということに過ぎない。

従来型線形予測構造体のためのエンコーダを示している。 従来型線形予測構造体のためのデコーダを示している。 代わりの線形予測方式のためのエンコーダを示している。 代わりの線形予測方式のためのデコーダを示している。 本発明の第一の実施例による線形予測方式のためのエンコーダを示している。 本発明の第一の実施例による線形予測方式のためデコーダを示している。 本発明の第二の実施例によるエンコーダを示している。 本発明の第一及び第二の実施例を含む通常のエンコーダを示している。 オーディオ符号化器及びオーディオプレーヤを有するシステムを示している。

Claims (12)

1. オーディオ信号を符号化する方法であって、
   前記オーディオ信号に推定値をもたらすために周波数感度パラメータと一次結合され得る第一のセットのＫ次の無限インパルス応答フィルタ型指数をもたらすために前記感度パラメータに従って前記オーディオ信号をモデリングするステップと、
   有限インパルス応答フィルタ型指数と互換性のある第二のセットの指数をもたらすために前記感度パラメータの関数として前記第一又は第三のセットの指数を変換するステップと、
   前記第三のセットの指数をもたらすために前記第一又は前記第二のセットの指数を正規化するステップと、
   変換及び正規化されたセットのＫ次の指数の表現部を含む符号化されたオーディオストリームを生成するステップと
   を有する方法。
2. 前記無限インパルス応答フィルタ型フィルタ指数は最小位相フィルタの要求仕様を満足し、前記有限インパルス応答フィルタ型指数は最小位相フィルタの要求仕様を満足する請求項１に記載の方法。
3. 前記推定値を前記オーディオ信号から減算して残留信号をもたらし、前記生成するステップが、前記符号化されたオーディオストリームに前記残留信号を含ませるステップを含むステップ
   を更に有する請求項１に記載の方法。
4. 前記モデリングするステップが、伝達関数
   

   

   を有するＬａｇｕｅｒｒｅ型フィルタで前記オーディオ信号をモデリングするステップを有する請求項１に記載の方法。
5. 前記変換ステップが、行列変換
   

   

   及び
   

   

   に従って前記Ｌａｇｕｅｒｒｅフィルタ係数を変換するステップを有する請求項４に記載の方法。
6. 前記正規化するステップが、前記第二のセットのＫ＋１次の指数を前記第二のセットの指数の一つで除算するステップと、前記第三のセットのＫ次の指数として前記除算されたセットの指数の剰余をもたらすステップとを有する請求項５に記載の方法。
7. 前記生成するステップが、前記ビットストリームにおける前記周波数感度パラメータを含む請求項１に記載の方法。
8. 前記セットのＫ＋１次の指数をピークブローデニングするステップを更に有する請求項１に記載の方法。
9. オーディオストリームを複号化する方法であって、
   有限インパルス応答フィルタ型指数と互換性のある第一のセットのＫ次の指数をもたらすためにオーディオ信号の表現部を含む符号化されたオーディオストリームを読み出すステップと、
   逆正規化指数をもたらすために前記第一のセットのＫ次の指数を周波数感度パラメータと結合するステップと、
   第二のセットの指数をもたらすために前記逆正規化指数の関数として前記第一又は第三の無限インパルス応答フィルタ型のセットの指数を逆正規化するステップと、
   前記第三のセットの指数をもたらすために前記感度パラメータの関数として前記第一又は前記第二のセットの指数を変換するステップと、
   前記周波数感度パラメータと１セットの逆正規化及び変換されたＫ次の指数との一次結合体として前記オーディオ信号を合成するステップと
   を有する方法。
10. 前記オーディオ信号に推定値をもたらすために周波数感度パラメータと一次結合され得る第一のセットのＫ次の無限インパルス応答フィルタ型指数をもたらすために前記感度パラメータに従ってオーディオ信号をモデリングするための手段と、
    有限インパルス応答フィルタ型指数と互換性のある第二のセットの指数をもたらすために前記感度パラメータの関数として前記第一又は第三のセットの指数を変換するための手段と、
    前記第三のセットの指数をもたらすために前記第一又は前記第二のセットの指数を正規化するための手段と、
    変換及び正規化されたセットのＫ次の指数の表現部を含む符号化されたオーディオストリームを生成するための手段と
    を有するオーディオ符号化器。
11. 有限インパルス応答フィルタ型指数と互換性のある第一のセットのＫ次の指数をもたらすためにオーディオ信号の表現部を含む符号化されたオーディオストリームを読み出すための手段と、
    逆正規化指数をもたらすために前記第一のセットのＫ次の指数を周波数感度パラメータと結合するための手段と、
    第二のセットの指数をもたらすために前記逆正規化指数の関数として前記第一又は第三の無限インパルス応答フィルタ型のセットの指数を逆正規化するための手段と、
    前記第三のセットの指数をもたらすために前記感度パラメータの関数として前記第一又は前記第二のセットの指数を変換するための手段と、
    前記周波数感度パラメータと１セットの逆正規化及び変換されたＫ次の指数との一次結合体として前記オーディオ信号を合成するための手段と
    を有するオーディオプレーヤ。
12. 請求項１０に記載のオーディオ符号化器と請求項１１に記載のオーディオプレーヤとを有するオーディオシステム。

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