JP4433870B2 - Clamp circuit - Google Patents
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Description
本発明はクランプ回路に係り、詳しくは、2つの端子間にエミッタ・コレクタ間が接続されたトランジスタにより当該端子間の電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路に関するものである。 The present invention relates to a clamp circuit, and more particularly to a clamp circuit that clamps a voltage between the terminals to a constant voltage by a transistor having an emitter and a collector connected between two terminals.
従来より、エミッタが内部回路の入力端子に接続されると共にコレクタが接地されたPNPトランジスタと、そのトランジスタのベースに一定電圧を印加するための抵抗分圧回路とを備え、入力電流が流れ込む入力端子を一定電圧(クランプ電圧)にクランプする入力クランプ回路が提案されている(例えば、特許文献1参照)。 2. Description of the Related Art Conventionally, an input terminal is provided with a PNP transistor having an emitter connected to an input terminal of an internal circuit and a collector grounded, and a resistance voltage dividing circuit for applying a constant voltage to the base of the transistor, and into which an input current flows. Has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
また、特許文献1の技術におけるPNPトランジスタをダーリントン接続された2個のPNPトランジスタに置き代えたクランプ回路も提案されている(例えば、特許文献2の図3参照)。 A clamp circuit in which the PNP transistor in the technique of Patent Document 1 is replaced with two PNP transistors connected in Darlington connection has also been proposed (see, for example, FIG. 3 of Patent Document 2).
また、特許文献1の技術におけるPNPトランジスタによって駆動されるNPNトランジスタを追加したクランプ回路も提案されている(例えば、特許文献2の図1および図4参照)。
特許文献1には内部回路の入力端子(入力側)を一定電圧にクランプすることしか記載されていないが、特許文献1の技術は内部回路の出力端子(出力側)を一定電圧にクランプすることにも使用可能である。 Patent Document 1 only describes clamping the input terminal (input side) of the internal circuit to a constant voltage, but the technique of Patent Document 1 clamps the output terminal (output side) of the internal circuit to a constant voltage. Can also be used.
図10は、特許文献1のクランプ回路から要部のみを抜き出して構成したクランプ回路50を示す回路図である。
クランプ回路50は、PNPトランジスタT1、第1端子A、第2端子B、バイアス用抵抗R1、定電圧源Pから構成されている。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a
The
トランジスタT1はコレクタ接地回路を構成し、そのエミッタは端子Aに接続され、そのコレクタは端子Bに接続されると共に接地され、そのベースは抵抗R1を介して接地されている。
定電圧源Pは一定電圧Vfを生成し、その定電圧VfはトランジスタT1のベースおよび抵抗R1に供給されている。
そして、クランプ回路50は、端子Aの電圧を一定電圧(クランプ電圧)Vkにクランプする。
The transistor T1 constitutes a collector grounding circuit, its emitter is connected to the terminal A, its collector is connected to the terminal B and grounded, and its base is grounded via the resistor R1.
The constant voltage source P generates a constant voltage Vf, and the constant voltage Vf is supplied to the base of the transistor T1 and the resistor R1.
The
すなわち、クランプ回路50では、定電圧VfにトランジスタT1のベース・エミッタ間電圧VBEを加えた電圧Vk(=Vf+VBE)以上に端子Aの電圧が上昇すると、トランジスタT1がオンし、端子AからトランジスタT1を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を下降させ、端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプする。
That is, in the
ここで、クランプ回路に接続された内部回路(図示略)の接地端子に端子Bを接続し、端子Aを内部回路の入力端子に接続すれば、クランプ回路50は内部回路の入力端子(入力側)を一定電圧にクランプすることができる。
また、端子Bを内部回路の接地端子に接続し、端子Aを内部回路の出力端子に接続すれば、クランプ回路50は内部回路の出力端子(出力側)を一定電圧にクランプすることができる。
Here, if the terminal B is connected to the ground terminal of the internal circuit (not shown) connected to the clamp circuit, and the terminal A is connected to the input terminal of the internal circuit, the
Further, if the terminal B is connected to the ground terminal of the internal circuit and the terminal A is connected to the output terminal of the internal circuit, the
尚、特許文献1の図1に示す技術は、抵抗R1に別の抵抗を直列接続して構成した抵抗分圧回路を設け、その抵抗分圧回路によって定電圧Vfを分圧した電圧をトランジスタT1のベースに印加するようにしたものである。
また、特許文献2の図3に示す技術は、トランジスタT1をダーリントン接続された2個のPNPトランジスタに置き代えると共に、特許文献1の図1に示す技術と同様の抵抗分圧回路を設けたものである。
また、特許文献2の図4に示す技術は、PNPトランジスタT1によって駆動されるNPNトランジスタを追加し、トランジスタT1のコレクタと接地間に負荷抵抗を設け、その負荷抵抗によってNPNトランジスタのベース電圧を生成してバイアスをかけると共に、特許文献1の図1に示す技術と同様の抵抗分圧回路を設けたものである。
The technique shown in FIG. 1 of Patent Document 1 is provided with a resistor voltage dividing circuit configured by connecting another resistor in series to the resistor R1, and a voltage obtained by dividing the constant voltage Vf by the resistor voltage dividing circuit is used as the transistor T1. The voltage is applied to the base.
In the technique shown in FIG. 3 of Patent Document 2, the transistor T1 is replaced with two PNP transistors connected in Darlington, and a resistance voltage dividing circuit similar to the technique shown in FIG. 1 of Patent Document 1 is provided. It is.
In the technique shown in FIG. 4 of Patent Document 2, an NPN transistor driven by a PNP transistor T1 is added, a load resistance is provided between the collector of the transistor T1 and the ground, and the base voltage of the NPN transistor is generated by the load resistance. Thus, a bias voltage is applied and a resistance voltage dividing circuit similar to the technique shown in FIG.
図10に示すクランプ回路50では、端子AからトランジスタT1を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプするため、コレクタ電流I2の最大値はトランジスタT1の電流駆動能力(最大コレクタ電流)によって決定される。
そして、コレクタ電流I2は、トランジスタT1のベース電流IbにトランジスタT1の直流電流増幅率β(hFE)を乗算した値になる(I2=Ib×β)。
そのため、コレクタ電流I2を増大させるにはベース電流Ibを増大させる必要がある。
In the
The collector current I2 is a value obtained by multiplying the base current Ib of the transistor T1 by the DC current amplification factor β (hFE) of the transistor T1 (I2 = Ib × β).
Therefore, in order to increase the collector current I2, it is necessary to increase the base current Ib.
また、コレクタ電流I2を増大させるには最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1を用いなければならないが、最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1をオンさせるのに必要なベース電流Ibは大きい。
そして、ベース電流Ibを増大させるには抵抗R1に流れる電流I1を増大させなければならないが、電流I1を増大させるには抵抗R1の抵抗値を小さくする必要がある。
In order to increase the collector current I2, the transistor T1 having a large maximum collector current must be used. However, the base current Ib necessary to turn on the transistor T1 having a large maximum collector current is large.
In order to increase the base current Ib, the current I1 flowing through the resistor R1 must be increased. However, in order to increase the current I1, the resistance value of the resistor R1 needs to be reduced.
しかし、抵抗R1の抵抗値を小さくすると、トランジスタT1をオフさせてクランプ回路50を動作させていない状態でも抵抗R1に大きな電流I1が流れ、その電流I1は暗電流となる。
その結果、クランプ回路50が動作していないときに流れる暗電流I1により抵抗R1で消費される電力が増大し、クランプ回路50の消費電力も増大する。
However, when the resistance value of the resistor R1 is reduced, a large current I1 flows through the resistor R1 even when the transistor T1 is turned off and the
As a result, the power consumed by the resistor R1 is increased by the dark current I1 that flows when the
つまり、コレクタ電流I2はベース電流Ibによって制限され、ベース電流Ibは抵抗R1に流れる電流I1によって制限される。
そのため、クランプ回路50の電流駆動能力を高めるために最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1を用いると、クランプ回路50の動作停止時に抵抗R1に流れる暗電流I1が増大し、クランプ回路50の動作停止時の消費電力が増大するという問題がある。
That is, the collector current I2 is limited by the base current Ib, and the base current Ib is limited by the current I1 flowing through the resistor R1.
Therefore, when the transistor T1 having a large maximum collector current is used to increase the current drive capability of the
ところで、特許文献2の図3に示す技術では、トランジスタT1をダーリントン接続された2個のPNPトランジスタに置き代えている。
また、特許文献2の図4に示す技術では、PNPトランジスタT1によって駆動されるNPNトランジスタを追加している。
そのため、これらの技術によれば、クランプ回路50に比べて暗電流を小さくできるものの、クランプ回路の電流駆動能力を高めるとなると暗電流が増大することに変わりはない。
Incidentally, in the technique shown in FIG. 3 of Patent Document 2, the transistor T1 is replaced with two PNP transistors connected in Darlington connection.
In the technique shown in FIG. 4 of Patent Document 2, an NPN transistor driven by a PNP transistor T1 is added.
Therefore, according to these techniques, although the dark current can be reduced as compared with the
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、その目的は、クランプ回路が動作していないときに流れる暗電流を低減することにより低消費電力化を図ることが可能なクランプ回路を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above problem, and an object of the present invention is to provide a clamp circuit capable of reducing power consumption by reducing dark current that flows when the clamp circuit is not operating. Is to provide.
(請求項1:第1実施形態に該当)
請求項1に記載の発明は、第1端子と第2端子との間の電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路であって、第1端子にエミッタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流すPNPトランジスタと、そのトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、前記トランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、前記トランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記トランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路とを備えたことを技術的特徴とする。
(Claim 1: corresponds to the first embodiment)
The invention according to claim 1 is a clamp circuit that clamps the voltage between the first terminal and the second terminal to a constant voltage, the emitter being connected to the first terminal, and from the first terminal to the second terminal. A PNP transistor through which a collector current flows, a resistor connected between the base of the transistor and a second terminal, a constant voltage source for supplying a constant voltage to the base of the transistor and the resistor, and a collector current of the transistor A technical feature is that it includes a current mirror circuit for supplying a corresponding current from the base of the transistor to the second terminal.
(請求項2:第2実施形態に該当)
請求項2に記載の発明は、第1端子と第2端子との間の電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路であって、第1端子にエミッタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流す第1PNPトランジスタと、その第1PNPトランジスタとダーリントン接続された第2PNPトランジスタと、前記第2PNPトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、前記第2PNPトランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、前記第1PNPトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記第2PNPトランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路とを備えたことを技術的特徴とする。
(Claim 2: corresponds to the second embodiment)
The invention according to claim 2 is a clamp circuit that clamps the voltage between the first terminal and the second terminal to a constant voltage, the emitter being connected to the first terminal, and from the first terminal to the second terminal. A first PNP transistor for flowing a collector current; a second PNP transistor connected to the first PNP transistor by Darlington; a resistor connected between a base and a second terminal of the second PNP transistor; a base of the second PNP transistor; Technical features comprising: a constant voltage source for supplying a constant voltage to the resistor; and a current mirror circuit for causing a current corresponding to the collector current of the first PNP transistor to flow from the base of the second PNP transistor to the second terminal. And
(請求項3:第3実施形態および第4実施形態に該当)
請求項3に記載の発明は、第1端子と第2端子との間の電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路であって、第1端子にコレクタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流すNPNトランジスタと、第1端子にエミッタが接続され、前記NPNトランジスタを駆動するPNPトランジスタと、そのPNPトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、前記PNPトランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、前記NPNトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記PNPトランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路とを備えたことを技術的特徴とする。
(Claim 3: corresponds to the third embodiment and the fourth embodiment)
The invention according to
(請求項1)
請求項1の発明では、定電圧源の一定電圧にトランジスタのベース・エミッタ間電圧(VBE)を加えた電圧以上に第1端子の電圧が上昇すると、トランジスタがオンし、第1端子からトランジスタを介して第2端子へコレクタ電流を引き抜くことによって第1端子の電圧を下降させ、第1端子の電圧を一定電圧(定電圧源の一定電圧にトランジスタのベース・エミッタ間電圧を加えた電圧)にクランプする。
(Claim 1)
In the first aspect of the invention, when the voltage at the first terminal rises above the voltage obtained by adding the base-emitter voltage (VBE) of the transistor to the constant voltage of the constant voltage source, the transistor is turned on, and the transistor is turned on from the first terminal. The voltage at the first terminal is lowered by drawing the collector current to the second terminal through the first terminal, and the voltage at the first terminal is made constant (the constant voltage of the constant voltage source plus the voltage between the base and emitter of the transistor). Clamp.
ここで、請求項1のクランプ回路に接続された内部回路の接地端子に第2端子を接続し、第1端子を当該内部回路の入力端子に接続すれば、請求項1のクランプ回路は当該内部回路の入力端子(入力側)を一定電圧にクランプすることができる。
また、第2端子Bを内部回路の接地端子に接続し、第1端子を当該内部回路の出力端子に接続すれば、請求項1のクランプ回路は当該内部回路の出力端子(出力側)を一定電圧にクランプすることができる。
If the second terminal is connected to the ground terminal of the internal circuit connected to the clamp circuit of claim 1 and the first terminal is connected to the input terminal of the internal circuit, the clamp circuit of claim 1 The input terminal (input side) of the circuit can be clamped to a constant voltage.
Further, if the second terminal B is connected to the ground terminal of the internal circuit and the first terminal is connected to the output terminal of the internal circuit, the clamp circuit of claim 1 keeps the output terminal (output side) of the internal circuit constant. Can be clamped to voltage.
請求項1のクランプ回路では、第1端子からトランジスタを介して第2端子へコレクタ電流を引き抜くことによって第1端子の電圧を一定電圧にクランプするため、コレクタ電流の最大値はトランジスタの電流駆動能力(最大コレクタ電流)によって決定される。
そして、コレクタ電流は、トランジスタのベース電流にトランジスタの直流電流増幅率β(hFE)を乗算した値になる。
In the clamp circuit according to claim 1, the collector current is drawn from the first terminal to the second terminal through the transistor to clamp the voltage of the first terminal to a constant voltage. Therefore, the maximum value of the collector current is the current driving capability of the transistor. (Maximum collector current).
The collector current is a value obtained by multiplying the base current of the transistor by the DC current amplification factor β (hFE) of the transistor.
そのため、コレクタ電流を増大させるにはベース電流を増大させる必要がある。
また、コレクタ電流を増大させるには最大コレクタ電流の大きなトランジスタを用いなければならないが、最大コレクタ電流の大きなトランジスタをオンさせるのに必要なベース電流は大きい。
ここで、カレントミラー回路が設けられているため、トランジスタのコレクタ電流に対応した電流がトランジスタのベースから第2端子へ流される。
Therefore, it is necessary to increase the base current to increase the collector current.
In order to increase the collector current, a transistor having a large maximum collector current must be used. However, a base current required to turn on a transistor having a large maximum collector current is large.
Here, since the current mirror circuit is provided, a current corresponding to the collector current of the transistor flows from the base of the transistor to the second terminal.
トランジスタのオフ時にはカレントミラー回路が動作しない。そのため、トランジスタをオンさせるにはベース電流を流す必要があり、ベース電流を流すには定電圧源から抵抗を介して第2端子へ電流を流せばよい。
そして、トランジスタがオンしてコレクタ電流が流れると、カレントミラー回路が動作し、トランジスタのコレクタ電流に対応した電流がトランジスタのベースから第2端子へ流される。
The current mirror circuit does not operate when the transistor is off. Therefore, it is necessary to flow a base current in order to turn on the transistor. To flow the base current, it is sufficient to flow a current from the constant voltage source to the second terminal via a resistor.
When the transistor is turned on and a collector current flows, the current mirror circuit operates, and a current corresponding to the collector current of the transistor flows from the base of the transistor to the second terminal.
つまり、請求項1のクランプ回路では、トランジスタのオフ時には抵抗に流れる電流によってベース電流が生成され、トランジスタのオン時にはコレクタ電流によってベース電流が生成される。
言い換えれば、抵抗に流れる電流は、トランジスタをオン(起動)させるときにのみ必要であり、トランジスタのオン後(起動後)には不要になる。
That is, in the clamp circuit according to the first aspect, the base current is generated by the current flowing through the resistor when the transistor is off, and the base current is generated by the collector current when the transistor is on.
In other words, the current flowing through the resistor is necessary only when the transistor is turned on (started up), and is unnecessary after the transistor is turned on (after start-up).
ここで、トランジスタのオン時にベース電流を増大させるには、カレントミラー回路によってトランジスタのベースから第2端子へ流される電流を増大させればよい。
そして、カレントミラー回路によってトランジスタのベースから第2端子へ流される電流はトランジスタのコレクタ電流に対応し、コレクタ電流の増大に伴って前記ベースから第2端子へ流される電流も増大する。
Here, in order to increase the base current when the transistor is on, it is only necessary to increase the current flowing from the base of the transistor to the second terminal by the current mirror circuit.
The current that flows from the base of the transistor to the second terminal by the current mirror circuit corresponds to the collector current of the transistor, and the current that flows from the base to the second terminal increases as the collector current increases.
そのため、請求項1のクランプ回路において、定電圧源から抵抗を介して第2端子へ流す電流は、トランジスタをオンさせるために必要な最小限の電流値で済むことになり、抵抗の抵抗値を大きくすることができる。
そして、抵抗の抵抗値を大きくすると、トランジスタをオフさせてクランプ回路を動作させていない状態で抵抗に流れる暗電流を小さくできる。
その結果、請求項1のクランプ回路が動作していないときに流れる暗電流により抵抗で消費される電力が低減し、クランプ回路の消費電力も低減する。
Therefore, in the clamp circuit according to claim 1, the current flowing from the constant voltage source to the second terminal via the resistor is a minimum current value necessary for turning on the transistor, and the resistance value of the resistor is Can be bigger.
When the resistance value of the resistor is increased, the dark current flowing through the resistor can be reduced when the transistor is turned off and the clamp circuit is not operated.
As a result, the power consumed by the resistor is reduced by the dark current that flows when the clamp circuit of claim 1 is not operating, and the power consumption of the clamp circuit is also reduced.
つまり、請求項1のクランプ回路では、トランジスタのコレクタ電流はベース電流によって制限され、ベース電流はカレントミラー回路によってトランジスタのベースから第2端子へ流される電流によって制限されるため、ベース電流は抵抗に流れる電流によって制限されない。
従って、請求項1のクランプ回路の電流駆動能力を高めるために最大コレクタ電流の大きなトランジスタを用いても、クランプ回路の動作停止時に抵抗に流れる暗電流を低減可能になり、クランプ回路の動作停止時の消費電力を低減することができる。
In other words, in the clamp circuit according to the first aspect, the collector current of the transistor is limited by the base current, and the base current is limited by the current flowing from the base of the transistor to the second terminal by the current mirror circuit. It is not limited by the flowing current.
Therefore, even when a transistor having a large maximum collector current is used to increase the current drive capability of the clamp circuit of claim 1, it is possible to reduce the dark current flowing through the resistor when the clamp circuit is stopped, and when the clamp circuit is stopped. Power consumption can be reduced.
(請求項2)
請求項2の発明では、定電圧源の一定電圧に第1PNPトランジスタと第2PNPトランジスタのそれぞれのベース・エミッタ間電圧(VBE)を加えた電圧以上に第1端子の電圧が上昇すると、第1PNPトランジスタおよび第2PNPトランジスタがオンし、第1端子から第1PNPトランジスタを介して第2端子へコレクタ電流を引き抜くことによって第1端子の電圧を下降させ、第1端子の電圧を一定電圧(定電圧源の一定電圧に各トランジスタのそれぞれのベース・エミッタ間電圧を加えた電圧)にクランプする。
(Claim 2)
According to a second aspect of the present invention, when the voltage at the first terminal rises above the voltage obtained by adding the base-emitter voltage (VBE) of each of the first PNP transistor and the second PNP transistor to the constant voltage of the constant voltage source, the first PNP transistor And the second PNP transistor is turned on, and the collector current is drawn from the first terminal to the second terminal through the first PNP transistor to lower the voltage at the first terminal, and the voltage at the first terminal is kept constant (the constant voltage source Clamped to a constant voltage plus the base-emitter voltage of each transistor).
つまり、請求項2のクランプ回路は、請求項1のクランプ回路のPNPトランジスタをダーリントン接続された2つのトランジスタ(第1PNPトランジスタ、第2PNPトランジスタ)に置き代えたものである。
請求項2のクランプ回路において、第1PNPトランジスタのコレクタ電流は、第2PNPトランジスタのベース電流に第2PNPトランジスタと第1PNPトランジスタのそれぞれの直流電流増幅率とを乗算した値になる。
一方、請求項1のクランプ回路において、前記トランジスタのコレクタ電流は、前記トランジスタのベース電流にトランジスタの直流電流増幅率を乗算した値になる。
In other words, the clamp circuit of claim 2 is obtained by replacing the PNP transistor of the clamp circuit of claim 1 with two transistors (first PNP transistor and second PNP transistor) connected in Darlington connection.
3. The clamp circuit according to claim 2, wherein the collector current of the first PNP transistor is a value obtained by multiplying the base current of the second PNP transistor by the respective DC current amplification factors of the second PNP transistor and the first PNP transistor.
On the other hand, in the clamp circuit according to claim 1, the collector current of the transistor is a value obtained by multiplying the base current of the transistor by a DC current amplification factor of the transistor.
そのため、請求項2の第1PNPトランジスタと請求項1の前記トランジスタの直流電流増幅率が等しい場合、請求項2のクランプ回路によれば、請求項1のクランプ回路に比べて、同じコレクタ電流を得るために必要なベース電流を、第2PNPトランジスタの直流電流増幅率で除算した分だけ小さくできる。
従って、請求項2のクランプ回路によれば、請求項1のクランプ回路に比べて、ベース電流が小さくなる分だけ、抵抗に流れる電流を小さくすることが可能になり、抵抗の抵抗値を大きくできることから、請求項1の発明の前記作用・効果を更に高めることができる。
Therefore, when the direct current amplification factors of the first PNP transistor of claim 2 and the transistor of claim 1 are equal, the clamp circuit of claim 2 obtains the same collector current as compared to the clamp circuit of claim 1. Therefore, the base current required for this can be reduced by the amount divided by the direct current amplification factor of the second PNP transistor.
Therefore, according to the clamp circuit of the second aspect, it is possible to reduce the current flowing through the resistor as much as the base current is smaller than that of the clamp circuit of the first aspect, and to increase the resistance value of the resistor. Thus, the above-mentioned action / effect of the invention of claim 1 can be further enhanced.
(請求項3)
請求項3の発明では、定電圧源の一定電圧にPNPトランジスタのベース・エミッタ間電圧(VBE)を加えた電圧以上に第1端子の電圧が上昇すると、PNPトランジスタがオンした後にNPNトランジスタがオンし、第1端子からNPNトランジスタを介して第2端子へコレクタ電流を引き抜くことによって第1端子の電圧を下降させ、第1端子の電圧を一定電圧(定電圧源の一定電圧にPNPトランジスタのベース・エミッタ間電圧を加えた電圧)にクランプする。
(Claim 3)
According to the invention of
ここで、NPNトランジスタはPNPトランジスタによって駆動される。
そのため、請求項3のクランプ回路において、NPNトランジスタのコレクタ電流は、PNPトランジスタのベース電流にPNPトランジスタによる直流電流増幅度とNPNトランジスタの直流電流増幅率とを乗算した値になる。
一方、請求項1のクランプ回路において、前記トランジスタのコレクタ電流は、前記トランジスタのベース電流にトランジスタの直流電流増幅率を乗算した値になる。
Here, the NPN transistor is driven by the PNP transistor.
Therefore, in the clamp circuit of
On the other hand, in the clamp circuit according to claim 1, the collector current of the transistor is a value obtained by multiplying the base current of the transistor by a DC current amplification factor of the transistor.
そのため、請求項3のクランプ回路によれば、請求項1のクランプ回路に比べて、同じコレクタ電流を得るために必要なベース電流を小さくできる。
従って、請求項3のクランプ回路によれば、請求項1のクランプ回路に比べて、ベース電流が小さくなる分だけ、抵抗に流れる電流を小さくすることが可能になり、抵抗の抵抗値を大きくできることから、請求項1の発明の前記作用・効果を更に高めることができる。
Therefore, according to the clamp circuit of the third aspect, the base current required to obtain the same collector current can be reduced as compared with the clamp circuit of the first aspect.
Therefore, according to the clamp circuit of
以下、本発明を具体化した各実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、各実施形態において、図10に示す従来技術と同一の構成部材については符号を等しくしてある。また、各実施形態において、第1実施形態と同一の構成部材については符号を等しくしてその説明を省略してある。 Hereinafter, embodiments embodying the present invention will be described with reference to the drawings. In each embodiment, the same constituent members as those in the prior art shown in FIG. Moreover, in each embodiment, the code | symbol is equal about the component same as 1st Embodiment, and the description is abbreviate | omitted.
(第1実施形態)
図1は、第1実施形態のクランプ回路10を示す回路図である。
クランプ回路10は、PNPトランジスタT1、第1端子A、第2端子B、バイアス用抵抗R1、定電圧源P、カレントミラー回路CMから構成されている。
つまり、第1実施形態において、従来技術のクランプ回路50と異なるのは、カレントミラー回路CMを設けている点だけである。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a
The
That is, the first embodiment is different from the prior
トランジスタT1はコレクタ接地回路を構成し、そのエミッタは端子Aに接続され、そのコレクタはNPNトランジスタT2を介して端子Bに接続されると共に接地され、そのベースは抵抗R1を介して接地されている。
定電圧源Pは一定電圧Vfを生成し、その定電圧VfはトランジスタT1のベースおよび抵抗R1に供給されている。
The transistor T1 constitutes a collector ground circuit, its emitter is connected to the terminal A, its collector is connected to the terminal B through the NPN transistor T2, and grounded, and its base is grounded through the resistor R1. .
The constant voltage source P generates a constant voltage Vf, and the constant voltage Vf is supplied to the base of the transistor T1 and the resistor R1.
カレントミラー回路CMは、NPNトランジスタT2,T3から構成されたワイドラー型のカレントミラー回路である。
各トランジスタT2,T3のエミッタは接地され、入力側トランジスタT2のベースは出力側トランジスタT3のベースに結合(接続)されている。
尚、各トランジスタT2,T3の直流電流増幅率β(hFE)は十分に高い値に設定されている。
The current mirror circuit CM is a Wideler type current mirror circuit composed of NPN transistors T2 and T3.
The emitters of the transistors T2 and T3 are grounded, and the base of the input side transistor T2 is coupled (connected) to the base of the output side transistor T3.
Note that the DC current gain β (hFE) of each of the transistors T2 and T3 is set to a sufficiently high value.
入力側トランジスタT2はベースとコレクタを結合したダイオード接続にされており、入力側トランジスタT2のベースおよびコレクタはトランジスタT1のコレクタに結合されている。
出力側トランジスタT3のコレクタはトランジスタT1のベースに結合されている。
The input side transistor T2 has a diode connection in which a base and a collector are coupled. The base and collector of the input side transistor T2 are coupled to the collector of the transistor T1.
The collector of output side transistor T3 is coupled to the base of transistor T1.
[第1実施形態の作用・効果]
第1実施形態のクランプ回路10によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
[Operations and effects of the first embodiment]
According to the
[1−1]クランプ回路10では、定電圧VfにトランジスタT1のベース・エミッタ間電圧VBEを加えた電圧Vk(=Vf+VBE)以上に端子Aの電圧が上昇すると、トランジスタT1がオンした後にトランジスタT2がオンし、端子Aから各トランジスタT1,T2を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を下降させ、端子Aの電圧を一定電圧(クランプ電圧)Vkにクランプする。
[1-1] In the
ここで、クランプ回路10に接続された内部回路(図示略)の接地端子に端子Bを接続し、端子Aを内部回路の入力端子に接続すれば、クランプ回路10は内部回路の入力端子(入力側)を一定電圧にクランプすることができる。
また、端子Bを内部回路の接地端子に接続し、端子Aを内部回路の出力端子に接続すれば、クランプ回路10は内部回路の出力端子(出力側)を一定電圧にクランプすることができる。
Here, if the terminal B is connected to the ground terminal of the internal circuit (not shown) connected to the
Further, if the terminal B is connected to the ground terminal of the internal circuit and the terminal A is connected to the output terminal of the internal circuit, the
[1−2]クランプ回路10では、端子AからトランジスタT1を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプするため、コレクタ電流I2の最大値はトランジスタT1の電流駆動能力(最大コレクタ電流)によって決定される。
そして、コレクタ電流I2は、トランジスタT1のベース電流IbにトランジスタT1の直流電流増幅率β(hFE)を乗算した値になる(I2=Ib×β)。
[1-2] The
The collector current I2 is a value obtained by multiplying the base current Ib of the transistor T1 by the DC current amplification factor β (hFE) of the transistor T1 (I2 = Ib × β).
そのため、コレクタ電流I2を増大させるにはベース電流Ibを増大させる必要がある。
また、コレクタ電流I2を増大させるには最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1を用いなければならないが、最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1をオンさせるのに必要なベース電流Ibは大きい。
Therefore, in order to increase the collector current I2, it is necessary to increase the base current Ib.
In order to increase the collector current I2, the transistor T1 having a large maximum collector current must be used. However, the base current Ib necessary to turn on the transistor T1 having a large maximum collector current is large.
[1−3]各トランジスタT1,T2は直列接続されているため、各トランジスタT1,T2には共通のコレクタ電流I2が流れる。
また、カレントミラー回路CMにおいて、出力側トランジスタT3のコレクタ電流I3は、入力側トランジスタT2のコレクタ電流I2と等しくなる。
[1-3] Since the transistors T1 and T2 are connected in series, a common collector current I2 flows through the transistors T1 and T2.
In the current mirror circuit CM, the collector current I3 of the output side transistor T3 is equal to the collector current I2 of the input side transistor T2.
[1−4]トランジスタT1のオフ時には、トランジスタT2にもコレクタ電流I2が流れないため、カレントミラー回路CMは動作せず、トランジスタT3にはコレクタ電流I3が流れない。
トランジスタT1をオンさせるにはベース電流Ibを流す必要があり、ベース電流Ibを流すには抵抗R1に電流I1を流せばよい。
そして、トランジスタT1がオンしてコレクタ電流I2が流れると、トランジスタT2にもコレクタ電流I2が流れ、カレントミラー回路CMが動作してトランジスタT3にコレクタ電流I3が流れる。
[1-4] When the transistor T1 is off, the collector current I2 does not flow through the transistor T2, so the current mirror circuit CM does not operate and the collector current I3 does not flow through the transistor T3.
In order to turn on the transistor T1, it is necessary to flow the base current Ib, and in order to flow the base current Ib, the current I1 may flow through the resistor R1.
When the transistor T1 is turned on and the collector current I2 flows, the collector current I2 also flows through the transistor T2, the current mirror circuit CM operates, and the collector current I3 flows through the transistor T3.
つまり、クランプ回路10では、トランジスタT1のオフ時には抵抗R1に流れる電流I1によってベース電流Ibが生成され、トランジスタT1のオン時にはコレクタ電流I3によってベース電流Ibが生成される。
言い換えれば、抵抗R1に流れる電流I1は、トランジスタT1をオン(起動)させるときにのみ必要であり、トランジスタT1のオン後(起動後)には不要になる。
That is, in the
In other words, the current I1 flowing through the resistor R1 is necessary only when the transistor T1 is turned on (started up), and becomes unnecessary after the transistor T1 is turned on (after start-up).
ここで、トランジスタT1のオン時にベース電流Ibを増大させるには、出力側トランジスタT3のコレクタ電流I3を増大させればよい。
そして、コレクタ電流I3はコレクタ電流I2と等しく、コレクタ電流I2の増大に伴ってコレクタ電流I3も増大する。
Here, in order to increase the base current Ib when the transistor T1 is turned on, the collector current I3 of the output side transistor T3 may be increased.
The collector current I3 is equal to the collector current I2, and the collector current I3 increases as the collector current I2 increases.
そのため、クランプ回路10において、抵抗R1に流す電流I1は、トランジスタT1をオンさせるために必要な最小限の電流値で済むことになり、抵抗R1の抵抗値を大きくすることができる。
そして、抵抗R1の抵抗値を大きくすると、トランジスタT1をオフさせてクランプ回路50を動作させていない状態で抵抗R1に流れる暗電流I1を小さくできる。
その結果、クランプ回路10が動作していないときに流れる暗電流I1により抵抗R1で消費される電力が低減し、クランプ回路10の消費電力も低減する。
Therefore, in the
When the resistance value of the resistor R1 is increased, the dark current I1 flowing through the resistor R1 can be reduced when the transistor T1 is turned off and the
As a result, the power consumed by the resistor R1 is reduced by the dark current I1 that flows when the
つまり、クランプ回路10では、コレクタ電流I2はベース電流Ibによって制限され、ベース電流Ibはコレクタ電流I3によって制限されるため、ベース電流Ibは抵抗R1に流れる電流I1によって制限されず、各コレクタ電流I2,I3はカレントミラー回路CMによって等しくなる。
そのため、クランプ回路10の電流駆動能力を高めるために最大コレクタ電流の大きなトランジスタT1を用いても、クランプ回路10の動作停止時に抵抗R1に流れる暗電流I1を低減可能になり、クランプ回路10の動作停止時の消費電力を低減することができる。
That is, in the
Therefore, even when the transistor T1 having a large maximum collector current is used to increase the current drive capability of the
[第1実施形態の変形例]
次に、第1実施形態におけるカレントミラー回路CMの構成を一部変更した各変形例について図面を参照しながら説明する。尚、各変形例において、第1実施形態と異なるのはカレントミラー回路CMの構成だけであり、その他の構成部材については第1実施形態と符号を等しくしてある。
[Modification of First Embodiment]
Next, modified examples in which the configuration of the current mirror circuit CM in the first embodiment is partially changed will be described with reference to the drawings. In each modification, the only difference from the first embodiment is the configuration of the current mirror circuit CM, and the other constituent members have the same reference numerals as those of the first embodiment.
[第1変形例]
図2は、第1変形例におけるクランプ回路10の電気的構成を示す回路図である。
第1変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路CMと異なるのは、図1に示すようにダイオード接続にされた入力側トランジスタT2が、ダイオードD1に置き換えられている点である。
[First Modification]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The first modification differs from the current mirror circuit CM of the first embodiment in that the diode-connected input side transistor T2 is replaced with a diode D1 as shown in FIG.
つまり、第1変形例のカレントミラー回路CMは、ワイドラー型の簡略形(シンプルミラー)回路である。
第1変形例によれば、第1実施形態と同等の効果が得られる上に、入力側トランジスタT2をダイオードD1に置き換えることで部品コストを低減できる。
That is, the current mirror circuit CM of the first modification is a wideler type simplified (simple mirror) circuit.
According to the first modification, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and the component cost can be reduced by replacing the input side transistor T2 with the diode D1.
[第2変形例]
図3は、第2変形例におけるクランプ回路10の電気的構成を示す回路図である。
第2変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路CMと異なるのは、各トランジスタT2,T3のエミッタがそれぞれエミッタ抵抗R2,R3を介して接地されている点である。尚、各抵抗R2,R3の抵抗値は同じである。
[Second Modification]
FIG. 3 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The second modification differs from the current mirror circuit CM of the first embodiment in that the emitters of the transistors T2 and T3 are grounded via the emitter resistors R2 and R3, respectively. The resistance values of the resistors R2 and R3 are the same.
つまり、第2変形例のカレントミラー回路CMは、ワイドラー型のエミッタ抵抗追加形回路である。
第2変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタT2,T3のコレクタ電流I2,I3を高精度に等しくすることが可能になると共に、カレントミラー回路CMの安定性を高めることができる。
In other words, the current mirror circuit CM of the second modification is a wideler type emitter resistance additional circuit.
According to the second modification, the collector currents I2 and I3 of the transistors T2 and T3 can be made equal to each other with high accuracy and the stability of the current mirror circuit CM can be improved as compared with the first embodiment. Can do.
[第3変形例]
図4は、第3変形例におけるクランプ回路10の電気的構成を示す回路図である。
第3変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路CMと異なるのは、NPNトランジスタT4が追加されている点である。
トランジスタT4のベースは入力側トランジスタT2のコレクタに結合され、トランジスタT4のエミッタは各トランジスタT2,T3のベースに結合され、トランジスタT4のコレクタには定電圧源Pの定電圧Vfが供給されている。つまり、各トランジスタT2,T3のベース電流は、トランジスタT4から供給される。
[Third Modification]
FIG. 4 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The third modification is different from the current mirror circuit CM of the first embodiment in that an NPN transistor T4 is added.
The base of the transistor T4 is coupled to the collector of the input-side transistor T2, the emitter of the transistor T4 is coupled to the bases of the transistors T2 and T3, and the constant voltage Vf of the constant voltage source P is supplied to the collector of the transistor T4. . That is, the base currents of the transistors T2 and T3 are supplied from the transistor T4.
つまり、第3変形例のカレントミラー回路CMは、ベース電流補償型回路である。
第3変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタT2,T3のコレクタ電流I2,I3を高精度に等しくすることができる。但し、トランジスタT4のベース電流が、入力側トランジスタT2のコレクタ電流に与える影響が無視できるほど小さいことが条件である。
That is, the current mirror circuit CM of the third modification is a base current compensation type circuit.
According to the third modification, the collector currents I2 and I3 of the transistors T2 and T3 can be made equal to each other with high accuracy as compared with the first embodiment. However, the condition is that the influence of the base current of the transistor T4 on the collector current of the input-side transistor T2 is so small that it can be ignored.
[第4変形例]
図5は、第4変形例におけるクランプ回路10の電気的構成を示す回路図である。
第4変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路CMと異なるのは、入力側トランジスタT2のダイオード接続が解除され、出力側トランジスタT3がダイオード接続にされ、NPNトランジスタT5が追加されている点である。
[Fourth Modification]
FIG. 5 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The fourth modification differs from the current mirror circuit CM of the first embodiment in that the diode connection of the input side transistor T2 is released, the output side transistor T3 is diode-connected, and the NPN transistor T5 is added. It is.
トランジスタT5のベースは入力側トランジスタT2のコレクタに結合され、トランジスタT5のエミッタは出力側トランジスタT3のコレクタに結合され、トランジスタT5のコレクタはトランジスタT1のベースに結合されている。 The base of transistor T5 is coupled to the collector of input side transistor T2, the emitter of transistor T5 is coupled to the collector of output side transistor T3, and the collector of transistor T5 is coupled to the base of transistor T1.
つまり、第4変形例のカレントミラー回路CMは、ウイルソン型回路である。
第4変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタT2,T3のコレクタ電流Icを高精度に等しくすることができる。
That is, the current mirror circuit CM of the fourth modification is a Wilson circuit.
According to the fourth modification, the collector currents Ic of the transistors T2 and T3 can be made equal to each other with higher accuracy than in the first embodiment.
[第5変形例]
図6は、第5変形例におけるクランプ回路10の電気的構成を示す回路図である。
第5変形例において、第4変形例のカレントミラー回路CMと異なるのは、ダイオード接続にされたNPNトランジスタT6が追加されている点である。
[Fifth Modification]
FIG. 6 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The fifth modification differs from the current mirror circuit CM of the fourth modification in that a diode-connected NPN transistor T6 is added.
トランジスタT6のコレクタはトランジスタT1のコレクタに結合され、トランジスタT6のエミッタは入力側トランジスタT2のコレクタに結合され、各トランジスタT6,T5のベースは結合されてトランジスタT1に接続されている。 The collector of the transistor T6 is coupled to the collector of the transistor T1, the emitter of the transistor T6 is coupled to the collector of the input side transistor T2, and the bases of the transistors T6 and T5 are coupled and connected to the transistor T1.
つまり、第5変形例のカレントミラー回路CMは、高精度ウイルソン型回路である。
第5変形例によれば、第4変形例に比べて、各トランジスタT2,T3の動作条件が同じになるため、各トランジスタT2,T3のコレクタ電流I2,I3を更に高精度に等しくすることができる。
That is, the current mirror circuit CM of the fifth modification is a high-precision Wilson circuit.
According to the fifth modification, since the operating conditions of the transistors T2 and T3 are the same as in the fourth modification, the collector currents I2 and I3 of the transistors T2 and T3 can be equalized with higher accuracy. it can.
(第2実施形態)
図7は、第2実施形態のクランプ回路20を示す回路図である。
クランプ回路20は、第1PNPトランジスタT1、第2PNPトランジスタT7、第1端子A、第2端子B、バイアス用抵抗R1、定電圧源P、カレントミラー回路CMから構成されている。
つまり、第2実施形態において、第1実施形態のクランプ回路10と異なるのは、PNPトランジスタT7を追加し、PNPトランジスタT1をダーリントン接続された2個のPNPトランジスタT1,T7に置き代えている点だけである。
すなわち、第2実施形態は、第1実施形態に特許文献2の図3に示す技術を適用したものである。
(Second Embodiment)
FIG. 7 is a circuit diagram showing the
The
That is, the second embodiment is different from the
That is, in the second embodiment, the technique shown in FIG. 3 of Patent Document 2 is applied to the first embodiment.
[第2実施形態の作用・効果]
第2実施形態によれば、第1実施形態と同様の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
[Operation and Effect of Second Embodiment]
According to the second embodiment, in addition to the same operations and effects as in the first embodiment, the following operations and effects can be obtained.
[2−1]クランプ回路20では、定電圧VfにトランジスタT7のベース・エミッタ間電圧VBEaとトランジスタT1のベース・エミッタ間電圧VBEbとを加えた電圧Vk(=Vf+VBEa+VBEb)以上に端子Aの電圧が上昇すると、各トランジスタT1,T7がオンした後にトランジスタT2がオンし、端子Aから各トランジスタT1,T2を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を下降させ、端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプする。
[2-1] In the
[2−2]クランプ回路20において、トランジスタT1のコレクタ電流I2は、トランジスタT7のベース電流IbにトランジスタT7の直流電流増幅率βaとトランジスタT1の直流電流増幅率βbとを乗算した値になる(I2=Ib×βa×βb)。
一方、クランプ回路10において、トランジスタT1のコレクタ電流I2は、トランジスタT1のベース電流IbにトランジスタT1の直流電流増幅率βbを乗算した値になる(I2=Ib×βb)。
[2-2] In the
On the other hand, in the
そのため、クランプ回路20によれば、クランプ回路10に比べて、同じコレクタ電流I2を得るために必要なベース電流Ibを直流電流増幅率βaで除算した分だけ小さくできる(つまり、ベース電流Ibを1/βaにできる)。
従って、クランプ回路20によれば、クランプ回路10に比べて、ベース電流Ibが小さくなる分だけ、抵抗R1に流れる電流I1を小さくすることが可能になり、抵抗R1の抵抗値を大きくできることから、第1実施形態の前記[1ー4]の作用・効果を更に高めることができる。
Therefore, according to the
Therefore, according to the
(第3実施形態)
図8は、第3実施形態のクランプ回路30を示す回路図である。
クランプ回路30は、PNPトランジスタT1、第1端子A、第2端子B、バイアス用抵抗R1,R4、定電圧源P、カレントミラー回路CM、NPNトランジスタT8から構成されている。
つまり、第3実施形態において、第1実施形態のクランプ回路10と異なるのは、バイアス用抵抗R4およびNPNトランジスタT8を追加している点だけである。
(Third embodiment)
FIG. 8 is a circuit diagram showing the clamp circuit 30 of the third embodiment.
The clamp circuit 30 includes a PNP transistor T1, a first terminal A, a second terminal B, bias resistors R1 and R4, a constant voltage source P, a current mirror circuit CM, and an NPN transistor T8.
That is, the third embodiment is different from the
トランジスタT1はコレクタ接地回路を構成し、そのエミッタは端子Aに接続され、そのコレクタは抵抗R4を介して端子Bに接続されると共に接地され、そのベースは抵抗R1を介して接地されている。
トランジスタT8はエミッタ接地回路を構成し、そのコレクタは端子Aに接続され、そのエミッタはトランジスタT2を介して端子Bに接続されると共に接地され、そのベースはトランジスタT1のコレクタに結合されている。
定電圧源Pは一定電圧Vfを生成し、その定電圧VfはトランジスタT1のベースおよび抵抗R1に供給されている。
The transistor T1 constitutes a collector ground circuit, its emitter is connected to the terminal A, its collector is connected to the terminal B via the resistor R4 and grounded, and its base is grounded via the resistor R1.
Transistor T8 constitutes a grounded emitter circuit, the collector of which is connected to terminal A, the emitter of which is connected to terminal B through transistor T2 and grounded, and the base of which is coupled to the collector of transistor T1.
The constant voltage source P generates a constant voltage Vf, and the constant voltage Vf is supplied to the base of the transistor T1 and the resistor R1.
カレントミラー回路CMは、NPNトランジスタT2,T3から構成されたワイドラー型のカレントミラー回路である。
入力側トランジスタT2はベースとコレクタを結合したダイオード接続にされており、入力側トランジスタT2のベースおよびコレクタはトランジスタT8のコレクタに結合されている。
出力側トランジスタT3のコレクタはトランジスタT1のベースに結合されている。
The current mirror circuit CM is a Wideler type current mirror circuit composed of NPN transistors T2 and T3.
The input side transistor T2 has a diode connection in which the base and the collector are coupled. The base and collector of the input side transistor T2 are coupled to the collector of the transistor T8.
The collector of output side transistor T3 is coupled to the base of transistor T1.
[第3実施形態の作用・効果]
第3実施形態によれば、第1実施形態と同様の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
[Operation and Effect of Third Embodiment]
According to the third embodiment, in addition to the same operations and effects as in the first embodiment, the following operations and effects can be obtained.
[3−1]クランプ回路30では、定電圧VfにトランジスタT1のベース・エミッタ間電圧VBEを加えた電圧Vk(=Vf+VBE)以上に端子Aの電圧が上昇すると、トランジスタT1がオンした後に各トランジスタT8,T2が順次オンし、端子Aから各トランジスタT8,T2を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を下降させ、端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプする。 [3-1] In the clamp circuit 30, when the voltage at the terminal A rises above the voltage Vk (= Vf + VBE) obtained by adding the base-emitter voltage VBE of the transistor T1 to the constant voltage Vf, each transistor is turned on after the transistor T1 is turned on. T8 and T2 are sequentially turned on, and the voltage at the terminal A is lowered to the constant voltage Vk by pulling out the collector current I2 from the terminal A to the ground side (terminal B) through the transistors T8 and T2. Clamp.
つまり、NPNトランジスタT8はPNPトランジスタT1によって駆動される。また、抵抗R4は、トランジスタT1の負荷抵抗として機能すると共に、トランジスタT8のベース電圧を生成してバイアスをかけるために設けられている。
すなわち、第3実施形態は、第1実施形態に特許文献2の図4に示す技術を適用したものである。
That is, the NPN transistor T8 is driven by the PNP transistor T1. The resistor R4 functions as a load resistor of the transistor T1 and is provided for generating a base voltage of the transistor T8 and applying a bias.
That is, in the third embodiment, the technique shown in FIG. 4 of Patent Document 2 is applied to the first embodiment.
[3−2]クランプ回路30において、トランジスタT8のコレクタ電流I2は、トランジスタT1のベース電流IbにトランジスタT1による直流電流増幅度GとトランジスタT8の直流電流増幅率βcとを乗算した値になる(I2=Ib×G×βc)。
一方、クランプ回路10において、トランジスタT1のコレクタ電流I2は、トランジスタT1のベース電流IbにトランジスタT1の直流電流増幅率βbを乗算した値になる(I2=Ib×βb)。
[3-2] In the clamp circuit 30, the collector current I2 of the transistor T8 is a value obtained by multiplying the base current Ib of the transistor T1 by the DC current amplification degree G of the transistor T1 and the DC current amplification factor βc of the transistor T8 ( I2 = Ib × G × βc).
On the other hand, in the
そのため、クランプ回路30によれば、クランプ回路10に比べて、同じコレクタ電流I2を得るために必要なベース電流Ibを小さくできる。
従って、クランプ回路30によれば、クランプ回路10に比べて、ベース電流Ibが小さくなる分だけ、抵抗R1に流れる電流I1を小さくすることが可能になり、抵抗R1の抵抗値を大きくできることから、第1実施形態の前記[1ー4]の作用・効果を更に高めることができる。
Therefore, according to the clamp circuit 30, the base current Ib necessary for obtaining the same collector current I2 can be reduced as compared with the
Therefore, according to the clamp circuit 30, the current I1 flowing through the resistor R1 can be reduced by the amount that the base current Ib is smaller than that of the
[3−3]一般的に、バイポーラ形の半導体集積回路では、P形基板上にエピタキシャル成長技術によりトランジスタ等の素子を生成する。
この場合、NPNトランジスタでは、P形基板上にエピタキシャル成長により生成されたN形エピタキシャル層にベースとなるP形拡散層を生成し、そのP形拡散層にエミッタとなるN形拡散層を生成し、N形エピタキシャル層がコレクタとなる。つまり、NPN形トランジスタは縦形構造に形成される。
一方、PNP形トランジスタでは、P形基板上にエピタキシャル成長により生成されたN形エピタキシャル層にエミッタとなるP形拡散層とコレクタとなるP形拡散層とを横並びに生成し、エミッタ・コレクタ間のN形エピタキシャル層がベースとなる。つまり、PNP形トランジスタは横形構造に形成される。
[3-3] Generally, in a bipolar semiconductor integrated circuit, an element such as a transistor is generated on a P-type substrate by an epitaxial growth technique.
In this case, in the NPN transistor, a P-type diffusion layer serving as a base is generated in an N-type epitaxial layer generated by epitaxial growth on a P-type substrate, and an N-type diffusion layer serving as an emitter is generated in the P-type diffusion layer. The N-type epitaxial layer becomes the collector. That is, the NPN transistor is formed in a vertical structure.
On the other hand, in a PNP transistor, a P-type diffusion layer serving as an emitter and a P-type diffusion layer serving as a collector are formed side by side on an N-type epitaxial layer formed by epitaxial growth on a P-type substrate. A shaped epitaxial layer is the base. That is, the PNP transistor is formed in a lateral structure.
トランジスタの電流駆動能力(最大コレクタ電流)は、エミッタ面積とエミッタ電流密度に依存する。
PNPトランジスタは横型構造であるため、電流が基板の表面近傍を流れるので基板表面の影響を受け易く、エミッタ電流密度を大きくできないことに加え、エミッタ面積がP形拡散層の厚み方向の長さに依存することからエミッタ面積を大きくできない。
The current drive capability (maximum collector current) of the transistor depends on the emitter area and the emitter current density.
Since the PNP transistor has a lateral structure, since current flows near the surface of the substrate, it is easily affected by the surface of the substrate, and the emitter current density cannot be increased. In addition, the emitter area has a length in the thickness direction of the P-type diffusion layer. Because it depends, the emitter area cannot be increased.
従って、バイポーラ集積回路のPNPトランジスタは、同一基板上の同一占有面積のNPNトランジスタに比し、電流駆動能力が大幅に劣ることになり、周知のように、1/10〜1/100となる。
言い換えると、PNPトランジスタは、NPNトランジスタと同等の電流駆動能力を得るために、NPNトランジスタの10〜100倍の基板占有面積(チップ面積)が必要である。
Therefore, the PNP transistor of the bipolar integrated circuit is significantly inferior in current driving capability as compared with the NPN transistor of the same occupation area on the same substrate, and is 1/10 to 1/100 as well known.
In other words, the PNP transistor requires a substrate occupation area (chip area) 10 to 100 times that of the NPN transistor in order to obtain a current drive capability equivalent to that of the NPN transistor.
クランプ回路30では、端子AからNPNトランジスタT8を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプするため、コレクタ電流I2の最大値はNPNトランジスタT8の電流駆動能力(最大コレクタ電流)によって決定される。
一方、クランプ回路10では、端子AからPNPトランジスタT1を介して接地側(端子B)へコレクタ電流I2を引き抜くことによって端子Aの電圧を一定電圧Vkにクランプするため、コレクタ電流I2の最大値はPNPトランジスタT1の電流駆動能力(最大コレクタ電流)によって決定される。
そのため、クランプ回路30によれば、クランプ回路10と同等の電流駆動能力(最大コレクタ電流I2)を得た上で、クランプ回路10に比べて半導体基板における回路の占有面積を縮小できる。
In the clamp circuit 30, the voltage at the terminal A is clamped to a constant voltage Vk by drawing the collector current I2 from the terminal A to the ground side (terminal B) via the NPN transistor T8, so the maximum value of the collector current I2 is NPN transistor. It is determined by the current drive capability (maximum collector current) of T8.
On the other hand, in the
Therefore, according to the clamp circuit 30, it is possible to reduce the occupied area of the circuit on the semiconductor substrate as compared with the
(第4実施形態)
図9は、第4実施形態のクランプ回路40を示す回路図である。
クランプ回路40は、PNPトランジスタT1、端子A,B、バイアス用抵抗R1,R4、定電圧源P、カレントミラー回路CM、NPNトランジスタT8、ダイオードD2から構成されている。
つまり、第4実施形態において、第3実施形態のクランプ回路30と異なるのは、トランジスタT8のコレクタと端子Aとの間にダイオードD2を順方向接続している点だけである。
(Fourth embodiment)
FIG. 9 is a circuit diagram showing the
The
That is, the fourth embodiment is different from the clamp circuit 30 of the third embodiment only in that the diode D2 is forward-connected between the collector of the transistor T8 and the terminal A.
ダイオードD2のカソードは前記N形エピタキシャル層に形成され、ダイオードD2のアノードはP形拡散層に形成されている。
すなわち、第4実施形態は、第3実施形態に特許文献2の図1に示す技術を適用したものである。
The cathode of the diode D2 is formed in the N-type epitaxial layer, and the anode of the diode D2 is formed in the P-type diffusion layer.
That is, the fourth embodiment is obtained by applying the technique shown in FIG. 1 of Patent Document 2 to the third embodiment.
従って、クランプ回路40によれば、端子Aの電圧が前記P形基板の電位より低下した場合にも、寄生NPNトランジスタが発生することはなく、その寄生NPNトランジスタに起因するクランプ回路40の誤動作を防止できる。
ちなみに、寄生NPNトランジスタが発生すると、前記P形基板上に形成されているクランプ回路40以外のNPNトランジスタのコレクタやPNPトランジスタのベースから寄生電流が流れ込んでクランプ回路40が誤動作するおそれがある。
Therefore, according to the
Incidentally, when a parasitic NPN transistor is generated, a parasitic current may flow from the collector of the NPN transistor other than the
[別の実施形態]
ところで、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
[Another embodiment]
By the way, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and may be embodied as follows. Even in this case, operations and effects equivalent to or more than those of the above-described embodiments can be obtained.
[1]各実施形態において、カレントミラー回路CMは、入力側トランジスタT2のコレクタ電流と出力側トランジスタT3のコレクタ電流とが等しくなるようにしたが、入力側と出力側の電流が一定比率で対応するようにしてもよい。 [1] In each embodiment, the current mirror circuit CM is configured such that the collector current of the input-side transistor T2 and the collector current of the output-side transistor T3 are equal, but the input-side and output-side currents correspond at a constant ratio. You may make it do.
[2]各実施形態において、ワイドラー型のカレントミラー回路CMを構成するバイポーラトランジスタT2,T3をMOS−FETに置き換えてもよい。
MOS−FETを用いれば、各トランジスタT2,T3のコレクタ電流を更に高精度に等しくすることができる。
[2] In each embodiment, the bipolar transistors T2 and T3 constituting the Wideler type current mirror circuit CM may be replaced with MOS-FETs.
If the MOS-FET is used, the collector currents of the transistors T2 and T3 can be equalized with higher accuracy.
[3]第2〜第4実施形態におけるカレントミラー回路CMについても、第1実施形態の各変形例と同様の構成にしてもよい。 [3] The current mirror circuit CM in the second to fourth embodiments may have the same configuration as that of each modification of the first embodiment.
10,20,30,40,50…クランプ回路
T1…PNPトランジスタ(第1PNPトランジスタ)
T7…第2PNPトランジスタ
T8…NPNトランジスタ
A…第1端子
B…第2端子
R1…バイアス用抵抗
P…定電圧源
CM…カレントミラー回路
10, 20, 30, 40, 50 ... clamp circuit T1 ... PNP transistor (first PNP transistor)
T7 ... second PNP transistor T8 ... NPN transistor A ... first terminal B ... second terminal R1 ... bias resistor P ... constant voltage source CM ... current mirror circuit
Claims (3)
第1端子にエミッタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流すPNPトランジスタと、
そのトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、
前記トランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、
前記トランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記トランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路と
を備えたことを特徴とするクランプ回路。 A clamp circuit for clamping a voltage between a first terminal and a second terminal to a constant voltage,
A PNP transistor having an emitter connected to the first terminal and flowing a collector current from the first terminal to the second terminal;
A resistor connected between the base of the transistor and the second terminal;
A constant voltage source for supplying a constant voltage to the base of the transistor and the resistor;
A clamp circuit comprising: a current mirror circuit configured to flow a current corresponding to a collector current of the transistor from a base of the transistor to a second terminal.
第1端子にエミッタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流す第1PNPトランジスタと、
その第1PNPトランジスタとダーリントン接続された第2PNPトランジスタと、
前記第2PNPトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、
前記第2PNPトランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、
前記第1PNPトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記第2PNPトランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路と
を備えたことを特徴とするクランプ回路。 A clamp circuit for clamping a voltage between a first terminal and a second terminal to a constant voltage,
A first PNP transistor having an emitter connected to the first terminal and flowing a collector current from the first terminal to the second terminal;
A second PNP transistor Darlington connected to the first PNP transistor;
A resistor connected between a base of the second PNP transistor and a second terminal;
A constant voltage source for supplying a constant voltage to a base of the second PNP transistor and the resistor;
A clamp circuit, comprising: a current mirror circuit for causing a current corresponding to a collector current of the first PNP transistor to flow from a base of the second PNP transistor to a second terminal.
第1端子にコレクタが接続され、第1端子から第2端子へコレクタ電流を流すNPNトランジスタと、
第1端子にエミッタが接続され、前記NPNトランジスタを駆動するPNPトランジスタと、
そのPNPトランジスタのベースと第2端子との間に接続された抵抗と、
前記PNPトランジスタのベースおよび前記抵抗に一定電圧を供給する定電圧源と、
前記NPNトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を、前記PNPトランジスタのベースから第2端子へ流すカレントミラー回路と
を備えたことを特徴とするクランプ回路。
A clamp circuit that clamps a voltage between a first terminal and a second terminal to a constant voltage,
An NPN transistor having a collector connected to the first terminal and flowing a collector current from the first terminal to the second terminal;
A PNP transistor having an emitter connected to the first terminal and driving the NPN transistor;
A resistor connected between the base of the PNP transistor and the second terminal;
A constant voltage source for supplying a constant voltage to the base of the PNP transistor and the resistor;
And a current mirror circuit for supplying a current corresponding to a collector current of the NPN transistor from a base of the PNP transistor to a second terminal.
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