JP4426372B2

JP4426372B2 - チャージポンプ型位相比較器

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Publication number: JP4426372B2
Application number: JP2004138102A
Authority: JP
Inventors: 一行堀; 聡田中; 学川辺; 幸徳赤峰; 真澄笠原
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2004-05-07
Filing date: 2004-05-07
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2024-05-07
Also published as: JP2005323028A

Description

本発明は、無線通信装置のＰＬＬ回路に用いるチャージポンプ型位相比較器に関する。

図４に従来のチャージポンプ型位相比較器を示す。従来のチャージポンプ型位相比較器は、位相差検出器９０９とチャージポンプ９１０とから構成される。位相差検出器９０９はＤフリップフロップ９０３，９０４と、ＮＡＮＤゲートとインバータから成るＯＲゲート９０８とから構成される。チャージポンプ９１０は、充電手段９１１と放電手段９１２とから構成される（例えば、非特許文献１参照）。

充電手段９１１は電流源９１３とスイッチ９１５から構成され、放電手段９１２は電流源９１４とスイッチ９１６から構成される。出力電流Ｉｏは、充電手段９１１の電流Ｉ１と、放電手段９１２の電流Ｉ２の差Ｉｏ＝Ｉ１−Ｉ２であり、外部に接続される負荷を駆動する。通常、負荷としてはＰＬＬ回路の構成要素であるループフィルタが接続されるので、容量性を持つことになる。なお、電流Ｉｏ，Ｉ１，Ｉ２は図４中に矢印で示す方向に流れる場合を正とし、矢印と反対方向に流れる場合を負とする。後述する図１及び図７においても同様である。

ここで、このチャージポンプ型位相比較器の動作を図５を用いて説明する。位相差検出器９０９は、入力端子９０１と９０２に印加される信号のエッジに同期して出力が確定する。本構成例では立下りエッジに基づいて動作する。図５において横軸ｔは時間を示す。

まず、図５中にＡで示すように、入力端子９０１に印加される信号のエッジ（以下、単に「９０１のエッジ」のように省略して呼ぶ）が先行する場合、これに同期してＤフリップフロップ９０３の出力が反転し、次いで入力端子９０２のエッジに同期してＤフリップフロップ９０４の出力が反転する。両フリップフロップ９０３，９０４の出力が反転すると、ＯＲゲート９０８の出力信号９０７が反転し、両フリップフロップをリセットする（以下、ＯＲゲート９０８の出力信号９０７を「リセット信号」と呼ぶ）。そのため、Ｄフリップフロップ９０３の出力９０５が反転してからリセットがかかるまでの期間Ｔａの間、スイッチ９１５が導通し、出力電流Ｉｏは正方向に流れて負荷に対して充電を行う。

次に、図５中にＢで示すように、入力端子９０１と９０２で信号が同相でエッジが揃っている場合は、Ｄフリップフロップ９０３と９０４の出力が同時に反転し、瞬時にリセットが行われるので負荷に対する充放電は行われない。

最後に、図５中にＣで示すように、入力端子９０２のエッジが先行する場合、これに同期してＤフリップフロップ９０４の出力が反転し、次いで入力端子９０１のエッジに同期してＤフリップフロップ９０３の出力が反転する。両フリップフロップの出力が反転すると、ＯＲゲート９０８のリセット信号９０７が反転し、両フリップフロップをリセットする。そのため、Ｄフリップフロップ９０４の出力９０５が反転してからリセットがかかるまでの期間Ｔｃの間、スイッチ９１６が導通し、出力電流Ｉｏは負方向に流れて負荷に対して放電を行う。

「ＲＦマイクロエレクトロニクス」、ＢｅｈｚａｄＲａｚａｖｉ著、黒田忠広監訳、丸善出版、２００２年

前述した従来のチャージポンプ型位相比較器では、現実のトランジスタを用いて充放電手段を構成した場合、寄生容量や素子の非線形性が原因で電流波形に波形鈍りやオーバーシュート、アンダーシュートが生じるため、実際には図５に示したような綺麗な方形波とはならないという問題点がある。さらにこのような過渡的な非理想特性は、通常は電流波形の立上りと立下り間や、充電手段と放電手段間で異なったものとなる。このような状況では、入力端子９０１と９０２で印加される信号が同相の場合であっても、負荷に対して少量の充電もしくは放電が行われ、電荷がリークしてしまうという問題点が見出される。

このような非理想特性の一例を図６に示す。例えば、電流Ｉ２の立下り部分が図示のごとく鈍ったとすると、出力電流Ｉｏの波形には負方向、すなわち放電方向のリークとして作用する一定量のヒゲ３０が生じることが判明した。図６は一例に過ぎず、電流Ｉ２の立上り部分や、電流Ｉ１に対しても同様の問題が生じる。

このようなチャージポンプ型位相比較器を用いてＰＬＬ回路を構成すると、リークを打ち消すようにＰＬＬによるフィードバックがかかるため、位相差検出器９０９の入力端子９０１と９０２のエッジが少々ずれた状態でロックする。すなわち、ロック時において定常位相誤差を持つことになり、その結果、比較周波数成分がスプリアスとして漏洩し、周波数スペクトラムが望ましくない状態になるという問題が生じる。

本発明の代表的な手段を幾つか示せば次の通りである。
（１）．本発明に係るチャージポンプ型位相比較器は、第１及び第２入力信号の位相差を検出する位相差検出器と、検出された前記位相差に比例した量の電荷を前記位相差の正負に応じて負荷に充電または放電する第１充電手段および第１放電手段を具備して成る主チャージポンプと、前記主チャージポンプと特性が揃った第２充電手段および第２放電手段を具備して成る副チャージポンプと、前記主チャージポンプの出力端子と前記副チャージポンプの出力端子のそれぞれに制御端子が共通に接続される第１、第２、第３、及び第４の電流源とを具備し、前記副チャージポンプは、一定の信号とその反転信号により駆動され、前記第１から第４の電流源の制御端子に入力される制御信号が、前記充電手段と前記放電手段の充放電量からの差分に基づくフィードバック信号であることを特徴とする。

（２）．本発明に係るＰＬＬ回路は、位相比較器と、出力信号を平滑化するループフィルタと、前記ループフィルタ出力電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器出力を分周して前記位相比較器へ帰還する可変分周器とを具備して成るＰＬＬ回路であって、前記位相比較器に、上記（１）に記載のチャージポンプ型位相比較器を用いることを特徴とする。

（３）．また、本発明に係る無線通信装置は、ＰＬＬ回路と、入力信号をアップコンバートするミキサと、イメージを除去する帯域フィルタと、送信信号を増幅する電力増幅器と、送信信号と受信信号を分離する分波器と、アンテナと、前記アンテナで受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器と、帯域フィルタと、前記帯域フィルタの出力をダウンコンバートするミキサとから構成され、前記ＰＬＬ回路に、上記（２）のＰＬＬ回路を用いることを特徴とする。

本発明によれば、副チャージポンプからは常にリーク電荷、すなわち充電手段と放電手段の充放電量からの差分のみが出力されるため、これを打ち消すように電流源の制御端子にフィードバックを行うと、電流源に流れる電流量とリーク電荷がちょうど釣り合う状態で副チャージポンプが定常状態となる。この電流源と等しい量の電流が主チャージポンプへも供給されるので、結果として主チャージポンプで発生するリーク電荷を低減できる。
本発明のチャージポンプ型位相比較器を用いたＰＬＬ回路では定常位相誤差を低減するので、周波数スペクトラムを良好な状態にすることが可能となる。

以下、本発明の好適な実施例について添付図面を参照しながら詳細に説明する。

図７を用いて本発明に係るチャージポンプ型位相比較器の第１の実施例を説明する。
本実施例は、図４に示した従来のチャージポンプ型位相比較器に、充電手段９２１および放電手段９２２とから成る副チャージポンプ９２０が設けられ、充電手段９２１は電流源９２３とスイッチ９２５から構成され、放電手段９２２は電流源９２４とスイッチ９２６からそれぞれ構成される。リセット信号９０７は、スイッチ９２５の制御端子に直接入力され、スイッチ９２６の制御端子にはインバータ９７１を介して入力される。また、主チャージポンプ９１０の出力端子Ｖｏおよび副チャージポンプ９２０の出力端子Ｖｂのそれぞれに制御端子が共通な電流源９１８，９１９および９２８，９２９を接続した構成となっている。電流源９１３，９１４，９１８，９１９，９２３，９２４，９２８，９２９のインピーダンスが十分高く設定できる場合に好適な実施例である。

ここで、主チャージポンプ９１０と９２０は同一の特性を持つことを仮定している。このような同一の特性を持たせることは、集積回路上では実現が容易である。また、位相差検出器９０９から主チャージポンプ９１０、副チャージポンプ９２０へ至る信号経路の伝播遅延特性も同様である。

次に、図１２を用いて図７の動作について説明する。副チャージポンプ９２０は、位相差検出器９０９のリセット信号９０７に基づき駆動されている。したがって、電流波形が図６と同様の非理想特性を有しているとすると、入力端子９０１，９０２に入力される入力信号の位相差によらず、常にリーク電荷分のみが負荷容量９３０へと供給されていることになる。

このリーク電荷（ヒゲ３０によるリーク）は負荷容量９３０に蓄えられた電荷を放電するように作用するため、徐々に出力電圧Ｖｂは低下することになる。このとき、電流源トランジスタ９２９のゲート・ソース間電圧は低下するので、電流源９２９の電流値Ｉ４が減少する。これにより放電量は減少し、電流源トランジスタ９２８のゲート・ソース間電圧は増大するので、電流源９２８の電流値Ｉ３が増加し、充電量も増大する。したがって、副チャージポンプ９２０は、電流源９２８による充電量と、電流源９２９による放電量と、リーク電荷による放電量の３つが釣り合った状態で静止し、定常となる。

このとき、主チャージポンプ９１０の出力に接続された電流源９１８と電流源９１９は、それぞれ電流源９２８と電流源９２９と等しいゲート・ソース間電圧が与えられるので、電流値もそれぞれ等しくなり、チャージポンプ９１０で発生するリーク電荷を相殺することができる。

次に、図１を用いて本発明に係るチャージポンプ型位相比較器の第２の実施例を説明する。本実施例は、上下非対称型のチャージポンプに適用した場合である。主チャージポンプに接続される位相差検出器は、図４の従来例と同一の位相差検出器９０９を用いるため、図１では省略した。ここでは、副チャージポンプ９８２の出力端子に接続した容量９８０は、十分小さな値に選ぶ。具体的には、図１０に示すように、ＰＬＬ回路を構成した場合、ループフィルタ（F）１２の総容量値の１％〜０．１％程度が好適である。

主チャージポンプ９８１は、電流源９７３と放電手段９３２，９４２から構成される。そして放電手段９３２は電流源９３４とスイッチ９３６から、放電手段９４２は電流源９４４とスイッチ９４６からそれぞれ構成される。また、副チャージポンプ９８２は、電流源９７４と放電手段９５２，９６２から構成される。そして放電手段９５２は電流源９５４とスイッチ９５６から構成され、放電手段９６２は電流源９６４とスイッチ９６６からそれぞれ構成される。放電手段９５２のスイッチ９５６の制御端子には、図４に示した位相差検出器のＯＲゲートの出力信号９０７、すなわちリセット信号が入力され、放電手段９６２のスイッチ９６６の制御端子にはインバータ９７１を介してリセット信号９０７の反転信号が入力される。

また、差動増幅器９７２の出力は、電流源９７３，９７４の制御端子に接続され、差動増幅器９７２の反転入力端子には主チャージポンプ９８１の電流源９７３が接続され、正相入力端子には副チャージポンプ９８２の電流源９７４が接続される。

ここで、放電手段９３２，９４２，９５２，９６２と、電流源９７３，９７４はそれぞれ同一の特性を持っている。このような同一の特性を持たせることは、集積回路上では実現が極めて容易である。また、位相差検出器から主チャージポンプ９８１、副チャージポンプ９８２へ至る経路の伝播遅延特性も同様である。

放電手段９５２と９６２は、位相差検出器のリセット信号９０７によって駆動されており、交互にオン・オフを繰り返している。このため放電手段９５２と９６２は、直流的には一定量の電流を通電している。電流源９７４の電流値Ｉｂは差動増幅器９７２によるフィードバックにより、電流源９５４，９６４と等しい電流値にバイアスされる。また、差動増幅器９７２の正相・反転入力端子間は、フィードバック作用により仮想的に短絡となるので、副チャージポンプ９８２の出力端子電圧Ｖｂは、主チャージポンプ９８１の出力端子電圧Ｖｏと等しくなるような電圧に設定されることになる。

したがって、電流源９７３と９７４には等しいゲート・ソース間電圧が印加されるので、電流源９７３と９７４は同一の電流値Ｉｂでバイアスされる。また、ドレイン・ソース間電圧も等しいので、電流源９７３と９７４の出力インピーダンスが十分に高くない場合であっても、電流値のマッチングは非常に良好なものとなる。

主チャージポンプ９８１の出力電流Ｉｏは、Ｉｂ−Ｉ１−Ｉ２で与えられるので、その波形は図２に示すようになり、従来例と原理的には同様となる。ここで、主チャージポンプの電流波形の非理想特性を仮定し、電流Ｉ１とＩ２の立下り部分が図３のごとく鈍ったとすると、図３に示すように、出力電流波形には放電方向のリークとして作用する一定量のヒゲ３０が生じることになる。

副チャージポンプ９８２はリセット信号９０７で駆動されているので、入力信号の位相差によらず、常にリーク電荷分のみが容量９８０へと供給される。このリーク電荷により容量９８０が放電されるので、主チャージポンプ９８１の出力端子電圧Ｖｏと等しかった電圧Ｖｂは一瞬降下するが、差動増幅器９７２によるフィードバックにより、短時間のうちに再び電圧Ｖｏへ戻る。このとき電流源９７４を通じて容量９８０を充電することになるが、この充電量は容量９８０を放電したリーク電荷量に等しい。

ここで、電流源９７３は、電流源９７４と全く等しくバイアスされているので、電流源９７４によって供給されたリーク電荷を打ち消す電荷も同様に電流源９７３を通じて主チャージポンプ９８１へ供給され、結果として主チャージポンプ９８１で発生するリーク電荷を相殺することが可能となる。

最後に図１に示した回路のシミュレーション結果について、図８と図９を用いて説明する。図８と図９は、主チャージポンプ９８１の出力に容量性負荷を接続し、位相差検出器の入力を同相信号で駆動した場合の出力端子Ｖｏの電圧をプロットしている。すなわち、リーク電荷の積分値を評価した結果である。

図８は副チャージポンプ９８２のスイッチ９５６，９６６の駆動信号を論理レベルに固定してリーク電荷の打消しを行わない場合であり、本発明を適用しない場合に相当する。一方、図９はスイッチの駆動信号に位相差検出器９０９のリセット信号９０７を与えてリーク電荷の打消しを行った場合であり、本発明を適用した場合に相当する。

放電手段の電流源は１６００マイクロアンペアに設定し、主チャージポンプの出力端子Ｖｏに接続される容量性負荷は７ナノファラドとした。電源電圧は２．８Ｖを与え、容量性負荷の初期電圧を中間電位１．４Ｖに設定している。位相差検出器は時刻５０ナノ秒と９０ナノ秒の２箇所で動作させている。

原理的には同相入力に対しては充放電が行われず、出力電圧は一定で変化してはならないのであるが、図８では位相差検出器が動作するたびに放電が行われ、出力電圧が階段状に下降していく様子が確認できる。これに対し、図９では出力電圧は僅かに上昇するものの、リーク電荷の打消し効果のために、図８と比較して電圧変動は極めて小さく抑えられていることが確認できる。

なお、図１と図７の実施例では、電流源にＭＯＳトランジスタを用いているが、バイポーラトランジスタを用いて構成することも可能である。また、電源と接地、およびＰＭＯＳとＮＭＯＳトランジスタを、それぞれ交換して電源電圧に対して対称な構造で実現することも可能である。また、スイッチを電流源のドレインに挿入する代わりに、ソースに挿入することも可能である。

図１０は、本発明に係るチャージポンプ型位相比較器をＰＬＬ回路に適用した場合の一例を示す回路ブロック図である。このＰＬＬ回路は、出力信号を平滑化するループフィルタ（Ｆ）１２と、ループフィルタ出力電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３と、電圧制御発振器出力ｆoutを分周して位相比較器（ＰＣ）１０へ帰還する可変分周器１１とから構成されている。可変分周器１１は、プリスケーラ（Ｐ）１４と、メインカウンタ（Ｍ）１６と、スワローカウンタ（Ｓ）１５とから構成され、分周数切替信号１７によって分周数を切り替えることができる。

ここで、位相比較器１０として図１または図７に示した本発明に係るチャージポンプ型位相比較器を用いる。その場合、チャージポンプ型位相比較器の入力端子９０１には分周器１１の出力を、入力端子９０２には基準信号（ｆref）を入力する。ＰＬＬ回路の位相比較器１０に、本発明に係るチャージポンプ型位相比較器を用いることにより、リーク電荷の打ち消しが可能となるため、定常位相誤差が発生せず、比較周波数成分の漏洩スプリアスを防止し、良好な周波数スペクトラムを得ることができる。

また、分周数切替信号１７を時系列的に高速切替するフラクショナルＰＬＬ動作時においては、比較周波数成分の漏洩スプリアスだけでなく、発振周波数近傍の位相雑音も低減して良好な周波数スペクトラムを得ることができる。

図１１は、本発明に係るチャージポンプ型位相比較器を用いたＰＬＬ回路を、無線通信装置に適用した場合の一例を示す送受信部の回路ブロック図である。図１０に示した構成のＰＬＬ回路１０５と、不図示のベースバンド処理部からの送信信号を送信周波数帯域へアップコンバートするミキサ１０６と、イメージを除去する帯域フィルタ１０７と、帯域フィルタ１０７を通過した送信周波数帯域の高周波送信信号を増幅する電力増幅器１０８と、送信信号と受信信号を分離する分波器１０９と、アンテナ１０１と、アンテナから分波器１０９を介して入力される高周波受信信号を増幅する低雑音増幅器１０２と、帯域フィルタ１０３と、帯域フィルタ１０３の出力をベースバンド処理部で処理する周波数帯域へダウンコンバートするミキサ１０４とから構成される。

本実施例の無線通信装置では、ＰＬＬ回路を構成する位相比較器に、本発明に係るチャージポンプ型位相比較器を用いたことにより、ＰＬＬ回路１０５で生成する搬送波周波数に含まれる漏洩スプリアスを小さく抑えられるため、ミキサ１０６の出力信号に含まれるイメージ成分が非常に小さい。このため、帯域フィルタ１０７の遮断特性が緩やかなものでよいか、あるいは帯域フィルタ１０７そのものが不要となるという効果が得られる。

以上説明したように、本発明によれば主チャージポンプの非理想特性が原因で発生するリーク電荷を効果的に打ち消すことができる。したがって、本発明に係るチャージポンプ型位相比較器をＰＬＬ回路に適用すると、定常位相誤差の発生に起因した比較周波数成分の漏洩スプリアスを防止し、良好な周波数スペクトラムを得ることが可能となる。

本発明に係るチャージポンプ型位相比較器の一実施例を示す回路構成図。図１のチャージポンプ型位相比較器の動作波形図。図１のチャージポンプ型位相比較器の非理想特性を仮定した場合の動作波形図。従来のチャージポンプ型位相比較器の回路構成図。図４のチャージポンプ型位相比較器の動作波形図。図４のチャージポンプ型位相比較器の非理想特性を仮定した場合の動作波形図。本発明に係るチャージポンプ型位相比較器の別の実施例を示す回路構成図。図１のチャージポンプ型位相比較器でリーク電流の打消しを行わない場合のシミュレーション結果。図１のチャージポンプ型位相比較器でリーク電流の打消しを行う場合のシミュレーション結果。本発明に係るチャージポンプ型位相比較器をＰＬＬ回路に適用した場合の一例を示す回路ブロック図。図１０のＰＬＬ回路を無線通信装置に適用した場合の一例を示す回路ブロック図。図７のチャージポンプ型位相比較器の動作波形図。

符号の説明

１０…位相比較器（ＰＣ）、１１…可変分周器、１２…ループフィルタ（Ｆ）、１３…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１４…プリスケーラ（Ｐ）、１５…スワローカウンタ（Ｓ）、１６…メインカウンタ（Ｍ）、１７…分周数切替信号、３０…ヒゲ、１０１…アンテナ。１０２…低雑音増幅器、１０３…帯域フィルタ、１０４…ミキサ、１０５…ＰＬＬ回路、１０６…ミキサ、１０７…帯域フィルタ、１０８…電力増幅器と、１０９…分波器、９０１，９０２…入力端子、９０３，９０４…Ｄフリップフロップ、９０７…リセット信号、９０８…ＯＲゲート、９０９…位相差検出器、９１０，９８１…主チャージポンプ、９１１，９２１…充電手段、９１２，９３２，９４２…放電手段、９０１，９０２…入力端子、９１３，９１４，９１８，９１９…電流源、９１５，９１６，９２５，９２６…スイッチ、９２０，９８２…副チャージポンプ、９２３，９２４，９２８，９２９…電流源、９３４，９４４，９５４，９６４…電流源、９７１…インバータ、９７２…差動増幅器、９７３，９７４…電流源、９３６，９４６，９５６，９６６…スイッチ、９３０，９８０…容量、ｆref…基準周波数、Ｉｏ…出力電流、電Ｉ１，Ｉ２、Ｉｂ…電流、Ｖｏ，Ｖｂ…出力端子。

Claims

第１および第２入力信号の位相差を検出する位相差検出器と、
検出された前記位相差に比例した量の電荷を前記位相差の正負に応じて負荷に充電または放電する第１充電手段および第１放電手段を具備して成る主チャージポンプと、
前記主チャージポンプと特性が揃った第２充電手段および第２放電手段を具備して成る副チャージポンプと、
制御端子が共通に接続される第１、第２、第３、および第４の電流源とを具備し、
前記位相差検出器は、前記第１入力信号が入力される第１入力端子に接続される第１のＤフリップフロップおよび前記第２入力信号が入力される第２入力端子に接続される第２のＤフリップフロップと、ＮＡＮＤゲートと第１および第２のインバータとを具備して成るＯＲゲートとを有し、
前記第１のＤフリップフロップの出力が前記主チャージポンプの第１充電手段と前記ＯＲゲートの前記第１のインバータとに接続され、
前記第２のＤフリップフロップの出力が前記ＯＲゲートの前記第２のインバータに接続され、
前記ＯＲゲートの出力が前記第１および第２のＤフリップフロップのリセット信号であり、
前記第１および第２の電流源は前記主チャージポンプの出力端子に接続され、
前記第３および第４の電流源は前記副チャージポンプの出力端子に接続され、
前記副チャージポンプは、前記リセット信号とその反転信号とにより駆動され、
前記第１から第４までの電流源の制御端子に入力される制御信号が、前記第２充電手段と前記第２放電手段との充放電量からの差分に基づくフィードバック信号である
ことを特徴とするチャージポンプ型位相比較器。
請求項１に記載のチャージポンプ型位相比較器において、
前記第１から第４の電流源、前記第１および第２放電手段、前記第１および第２充電手段は、ＭＯＳトランジスタで構成される
ことを特徴とするチャージポンプ型位相比較器。
請求項１に記載のチャージポンプ型位相比較器において、
前記第１から第４の電流源、前記第１および第２放電手段、前記第１および第２充電手段は、バイポーラトランジスタで構成される
ことを特徴とするチャージポンプ型位相比較器。
第１および第２入力信号の位相差を検出する位相差検出器と、
検出された前記位相差に比例した量の負荷の電荷を放電する第１および第２の放電手段と、前記負荷に常に一定量の電荷を充電する第１の電流源とを具備して成る主チャージポンプと、
前記主チャージポンプと特性が揃った第３および第４の放電手段と第２の電流源とを具備して成る副チャージポンプと、
前記副チャージポンプの出力に接続され、前記第２の電流源と前記第３および第４の放電手段により充放電される容量と、
前記主チャージポンプの出力が逆相入力端子に接続され、前記副チャージポンプの出力が正相入力端子に接続される差動増幅器とを含んで成り、
前記位相差検出器は、前記第１入力信号が入力される第１入力端子に接続される第１のＤフリップフロップおよび前記第２入力信号が入力される第２入力端子に接続される第２のＤフリップフロップと、ＮＡＮＤゲートと第１および第２のインバータとを具備して成るＯＲゲートとを有し、
前記第１のＤフリップフロップの出力が前記主チャージポンプの前記第１の放電手段と前記ＯＲゲートの前記第１のインバータとに接続され、
前記第２のＤフリップフロップの出力が前記ＯＲゲートの前記第２のインバータに接続され、
前記ＯＲゲートの出力が前記第１および第２のＤリップフロップのリセット信号であり、
前記差動増幅器の出力が、前記第１および第２の電流源の制御端子にそれぞれ共通に接続され、前記副チャージポンプの第３および第４の放電手段は、前記リセット信号とその反転信号とにより駆動され、
前記主チャージポンプの出力と前記副チャージポンプの出力との差が前記差動増幅器により前記第１および第２の電流源の制御端子にフィードバックされる
ことを特徴とするチャージポンプ型位相比較器。
位相比較器と、出力信号を平滑化するループフィルタと、前記ループフィルタ出力電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器出力を分周して前記位相比較器へ帰還する可変分周器とを具備して成るＰＬＬ回路であって、
前記位相比較器に、請求項４に記載のチャージポンプ型位相比較器を用いる
ことを特徴とするＰＬＬ回路。
請求項５に記載のＰＬＬ回路において、
前記チャージポンプ型位相比較器を構成する副チャージポンプの出力に接続される容量の値は、前記ループフィルタの総容量値の０．１〜１％とする
ことを特徴とするＰＬＬ回路。