JP4422030B2 - マトリクスコンバータの作動方法、並びにこの方法を実施するためのマトリクスコンバータ - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、パワーエレクトロニクスの分野、ことに同期電源周波数以上で作動される同期発電機による電力生成、ならびに速度が可変の同期モータおよび誘導モータの駆動に関する。

本発明は、請求項１の上位概念に記載されているように、マトリクスコンバータは、第１の動作モードでは、回転発電機のｍ個の相の交番電圧を、前記回転発電機が接続されているのとは異なる回路網に接続されている負荷のｎ個の相の交番電圧に変換し、
前記マトリクスコンバータは、前記負荷のｎ個の相を交互に、（ｍ×ｎ）のマトリクスに配置された多数の制御可能な双方向スイッチに接続し、
前記回転発電機のｎ個の相は常に負荷に接続されており、一方前記回転発電機の（ｍ−ｎ）個の相は負荷に接続されていない形式のマトリクスコンバータの作動方法に関する。本発明は更にこの形式の方法の使用並びにこの形式の方法を実施するためのマトリクスコンバータに関する。

従来の技術
電力生成の際にタービンの回転数を上げると、出力が決まっているとした場合、寸法およびコストを低減できる。効率も改善することができる。７０ＭＷまでの電力生成のためのタービンでも伝動装置を介して発電機に接続され、より高い回転数が可能になる。出力がさらに高くなると、安全性の理由から伝動装置の使用はますます難しくなる。その場合タービンは同期速度で駆動される。

伝動装置が使用されるとき、次の不都合が生じる：
・ 固定の変速比；
・ ４０ＭＷに対する１００ｄＢもしくは７０ＭＷに対する１１５ｄＢより上の騒音レベル；
・ その都度の負荷に依存していない機械的な損失；および
・ 冷却およびオイルでの潤滑に対する高度な要求。

択一的に、整流器／インバータの形のスタチック周波数コンバータ（パワーエレクトロニクス）を使用することも可能である。この場合次のような利点が期待される：
・ 容積および回転数の一定の積と一致して低減される発電機コスト；
・ ５０Ｈｚに対しても６０Ｈｚに対しても標準化される発電機；
・ タービンの部分負荷効率の回復を可能にする調整設定可能な速度；
・ 少なくとも部分負荷時における伝動装置に関連して低減される損失；
・ 著しい騒音低減；
・ クリーンな（オイルのいらない）冷却；
・ 可能な出力に上限はなく、これにより小型化によるタービンの著しいコスト低減が可能になる。これに対して、伝動装置は同じ態様を提供しない；かつ
・ 発電機の、スタータモータとしての使用（ガスタービン用途の場合）。

電力生成の場合も駆動の場合もスタチック周波数コンバータの損失が低減されると、コストが著しく節約されることになる。損失が低減されれば、投資コストが低減されることになる。というのは冷却はコンバータの総コストの主要な部分だからである。

更に、冷却に対する要求が低減されると、エレクトロニクスをよりコンパクトに実現することができ、これによりパワーエレクトロニクスの、発電所施設または発電機ユニットへの組み込みが容易になる。パワーエレクトロニクスを発電機ユニットの近くに組み込むことにより接続線路を短くでき、冷却装置を共通に利用でき、しかも全体の容積は小さくなるという付加的な利点が生じる（建物での所要スペースの低減）。

数十ＭＷまでの大きな駆動の領域においても、タービンの直接的な機械的駆動に比べて損失が低減されることにより上記の産業上価値ある利点が得られる。

コンバータ（整流器／インバータ）で使用される間接的な変換（ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ）は、３相電源（モータに対する電源、電力生成のための発電機）から整流された直流電流または整流された直流電圧を生成することによって行われる。それから直流電流または直流電圧はインバータによって再び交流電流に変換される。

インダクタンス（電流コンバータ）またはコンデンサバンク（電圧コンバータ）が中間回路に挿入接続され、これにより電流のリップル成分もしくは電圧ピークが低減される。

今日のコンバータはサイリスタを使用している。サイリスタの自然な転流が可能であれば、コンバータの損失は低減される。しかし例えば誘導モータは無効電力を消費とする。このような無効電力を電源から使用できるようにするために、コンバータの前以て決められているアームの電流を任意の時点で遮断することも可能である。この場合強制転流が行われ、これにより損失が増大する。電気機器（発電機またはモータ）において相電流はチョッパされた直流電流である。電機子反作用は一定の速度および振幅で回転せず、転流サイクルに従ってあちこち跳び回る。６または１２パルスのコンバータは電機子反作用に対して６つまたは１２の種々異なる角度位置を与える。このことから、電気機器に強いトルク変動および大きな付加的な損失が生じ、このために機械の劣化が引き起こされる。１２パルス式コンバータにおいては、この作用は６パルス式コンバータの場合の四分の一である。

電圧コンバータは、固有の高いスイッチング損失を有するＧＴＯ、並びにＩＧＢＴまたはＩＧＣＴを使用する。個々の素子はサイリスタより電力が小さいので、前以て決められた電圧ないし前以て決められた電流に対してより多くの構成素子が必要となる。電圧コンバータは、電流曲線の形状を改善し、高調波を低減するパルス幅変調技術を使用することによって利用価値を高めることができる。その際スイッチング周波数は高ければ高いほどよいが、損失と誘電体疲労の点で問題が出てくる。電流の曲線形状はほぼ正弦波状であるので、電気機器の電力低下は回避される。

直接変換（ＡＣ／ＡＣ）は、例えばいわゆるサイクロコンバータによって可能である。それは電気機器の側に格別の利点を有している。というのは電流は多かれ少なかれ正弦波であり、チョッピングされる直流電流ではないからである。これは電気機器内で生じる付加的損失を低減し、トルクの変動を回避する。

しかしサイクロコンバータを使用する場合、実現可能な周波数領域は入力周波数の０〜１／３に制限されている。１／３の限界値を越えると補償されない作動のために係数３まで過大に設計しなければならないことになる。

直接変換する他の手段はいわゆるマトリクスコンバータによって得られる。その場合多相電源（発電機または電源）のそれぞれの相は、多相の負荷（電源、受動負荷、モータなど）のそれぞれの相にそれぞれ双方向のスイッチによって接続される（例えば N. Mohan et al. 著、 Power Electronics, 2. Edition, John Wiley & Sons, New York, p. 11 - 12 参照）。スイッチは十分な数のサイリスタから成っており、相間電圧と相電流により損傷することはなく、電流反転が可能である。これらスイッチは真の双方向性素子と見なすことができ、スナバのような付加回路、または逆並列素子に対するドライブパルス用の給電部を共通に利用することができる。

スイッチは電源の相数がｍで負荷の相がｎ個の場合、（ｍ×ｎ）個のマトリクスに配置される。これにより、入力相と出力相との間を任意に接続することができるが、同時に、マトリクスの所定のスイッチング状態が、例えば短絡が発生するとの理由から許容されないという欠点を有している。更に、１つの相から別の相への転流を、スイッチング損失ができるだけ小さいように行うことが望まれる。

ＵＳ−Ａ−５５９４６３６には、相間の転流が部分的に自然転流として実行され、自然転流が不可能ないときには、強制転流としても実行されるマトリクスコンバータおよびその作動方法が記載されている。自然転流によりこの形式のドライブ制御ではスイッチング損失が低減されるが、強制転流の際に生じるスイッチング損失は依然残る。更に強制転流が有り得るので、マトリクスのすべての場所に遮断可能な素子を使用しなければならず、これにより回路コストは著しく高められる。

にも拘わらず、自然転流だけが生じるようにマトリクスコンバータを作動させることができる。このことは、発電機の選択された接続されている相から発電機の選択された接続されていない相への切換を、所定の条件が満たされているときにだけ許容することにより行われる。マトリクスコンバータを安価に、しかも信頼性をもってコントロールするこの形式の作動方法は、周波数を制御するために使用することはできるが、電圧を制御することはできない。それゆえに電圧は、例えば大きな電力生成の領域において通例そうであるように、励磁システムを用いて制御される。この形式の電圧制御は、回転機器が発電機モードで作動される限りには問題ない。しかし回転機器がモータとして使用されるとき速度が低い場合には、トルクおよび電流制御に、いわゆる一定のＶ／ｆルールに一致して実際の電圧変調が必要になってくる。

エネルギー装置の駆動部がガスタービンである場合、通例はスタチック周波数コンバータ、すなわち整流器／インバータが、発電機を軸の始動のためのモータとして使用するために使用される。ガスタービンは、それが定格速度の４０から５０％に達したときに初めて正のトルクを発生する。マトリクスコンバータは完全な自然転流に基づいて多数の利点を有している。しかし一方、いわゆる「一定のＶ／ｆルール」が充足されなければならない、０から２０％の負荷領域でガスタービンを始動するための付加的な手段が必要である。自然転流されるコンバータの値段、コンパクトさおよび効率に関する高い魅力は付加的な始動手段が要求されることで低減される。

発明の開示
そこで本発明の課題は、公知のマトリクスコンバータ解決法の欠点を回避したマトリクスコンバータの作動方法、ならびにマトリクスコンバータおよびこの形式のマトリクスコンバータの使用を提供することである。解決手段では、例えば発電機を使用したタービンの始動のために、別個のサイクロコンバータまたはスタチック周波数コンバータを使用するという択一例も可能である。

この課題の解決は請求項１、６および８の特徴部分全部に記載の構成によって実現される。本発明の要点は、マトリクスコンバータを「リバースモード」において、いわばサイクロコンバータとして作動する点にある。単純にマトリクスコンバータの作動法を変えることによって、また発電機のｍ個の相を相応のサブ群に分割する手段を設けることよって、このことは相当簡単にしかもマトリクスコンバータのハードウェアのどんな修正もなしに可能である。これによって、発電機をモータとしておよび主電源を電力源（パワーソース）として使用して、マトリクスコンバータのこの形式の作動法をガスタービンの始動のために使用することができる。

本発明の第１の有利な実施形態によれば、マトリクスコンバータは、発電機から負荷にエネルギーを変換するように作動されるとき、周波数制御のみを許容し、電圧制御は許容しない。この状況においてマトリクスコンバータは、ガスタービンの始動とは反対の仕方（リバースモード）で直接的には使用できないが、電気機器のように振る舞う発電機を始動する初期フェーズ内で、「一定のＶ／ｆルール」が電圧制御を必要にするので、２つの異なったモード間を切り換えるのが有利である。

本発明の別の有利な実施形態によれば、マトリクスコンバータは、発電機から負荷にエネルギーを変換するように作動されるとき、発電機の選択されている接続されている相から発電機の選択されている接続されていない相への切り換えのみを許容し、これにより自然転流だけが行われることによって特徴付けられている。この形式のマトリクスコンバータならびにその作動法は、ＤＥ１００５１２２２Ａ１ならびに対応するＥＰ１１９９７９４Ａ２に開示されている。これら２つの刊行物の内容はこの出願の開示内容に明示的に組み込まれることとする。

典型的にはスイッチの切換状態、発電機の相の接続状態、および発電機の相電流の極性、ならびに発電機の相間差電圧が監視され、測定される。有利には特定の周期的な時点で切換が行われ、その切換のために発電機の相の１つまたは複数が選択される。この発電機の相は、監視および測定によって得られる情報に相応して接続されておらず、かつ条件を満たしている発電機相である。双方向スイッチとして逆並列なサイリスタが使用される。上に挙げた刊行物に開示されているようにマトリクスコンバータは周波数の制御だけを許容し、電圧の制御は許容しないから、反対の手法での（リバースモード）発電機の始動のために少なくとも始動の初期フェーズ内では直接使用することができない。しかし冒頭に述べたように、ｍ個の発電機相をサブ群へグループ分けするというわずかな変更により、この形式のマトリクスコンバータを逆の作動法で作動し、同時に周波数と電圧を制御できるようになる。

別の有利な実施形態によれば、発電機は６つの相を有し、負荷は３つの相を有し、サイクロコンバータモードのために６つの相は３つのサブ群に分割される。この特有のトポロジーのためには２つのスイッチが必要なだけであり、これにより発電機の相をグループ分けすることができる。

別の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。

本発明は更に、本発明の方法の、発電機の始動のための使用に関する。ここでは発電機および（ガス）タービンの始動のために、発電機の定格速度の２０から３０％まで、マトリクスコンバータはサイクロコンバータモードで作動される。一方発電機の定格速度の２０から３０％まで、さらに５０％までまたは１００％までも、マトリクスコンバータは通常の作動モードにおいて作動され、切り離された相互に別個のサブ群では作動されない。発電機の定格速度の最初の２０から３０％内でだけ電圧制御が必要であり、それより上の領域では簡単な周波数制御で十分であることは周知である。それゆえに、マトリクスコンバータを、電圧制御が絶対に必要であるこの最初の相においてだけサイクロコンバータモードで運転し、それからは上に記載されているように、有利には自然転流のみを使用する通常のマトリクスコンバータモードに切り換える。

上に述べた使用の別の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。

上に述べたことの他に、本発明は上記マトリクスコンバータの作動法を実現するためのマトリクスコンバータ、または上記使用のためのマトリクスコンバータにも関する。マトリクスコンバータは（ｍ×ｎ）マトリクスに配置されている多数の双方向スイッチを有しており、ここで制御部によって制御されるスイッチはｍ個の入力側をｎ個の出力側に選択可能に接続する。マトリクスコンバータは、入力側の電流の極性を突き止めるための第１の手段が設けられており、かつ入力側間の電圧の極性を突き止めるための第２の手段が設けられており、かつ第１の手段および第２の手段は制御部とアクティブに接続されていることによって特徴付けられている。この形式のマトリクスコンバータは例えば、自然転流のみの場合には、ＤＥ１００５１２２２Ａ１ならびに対応するＥＰ１１９９７９４Ａ２にも開示されているようなものである。これら２つの刊行物の開示内容は、マトリクスコンバータ自体に関連しても、本願の開示内容に明示的に組み込まれるものとする。この形式のマトリクスコンバータは有利には、逆並列接続されているサイリスタを含んでいるスイッチが制御部（制御ユニット）と信号線路を介して接続されており、ここで信号線路を介してスイッチの切換状態に関する情報が制御部に伝送されることによって特徴付けられている。

本発明のマトリクスコンバータの別の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。

本発明は、上に説明したような少なくとも１つのマトリクスコンバータと、回転子および固定子を備える少なくとも１つの発電機とを有している発電機ユニットであって、サイクロコンバータモードをスイッチオンするために、固定子の巻線に相応のサブ群に分割するためのスイッチが設けられていることを特徴とする発電機ユニットにも関する。言い換えると、通例はマトリクスコンバータとは反対の側にある固定子の浮遊アースを、単純なスイッチを使用して上記サブ群に分割することにより、作動法に応じて、１つの共通の浮遊アースが存在するか、またはサブ群（スイッチが開放されている場合）が存在する。

本発明の別の有利な実施形態において、発電機は６つの相を有し、負荷は３つの相を有し、サイクロコンバータモードのために６つの相が３つのサブ群に分割される。この場合有利には、２つのスイッチが配置されており、この２つのスイッチにより固定子の巻線の浮遊アースを通常のマトリクスコンバータモードのために接続することができ、かつこの浮遊アースを３つの接続されていない、すなわち相互に分離されているサブ群に分離することができる。ここで前記サブ群のそれぞれは２つの発電機相を有している。

その他の実施形態は従属請求項から明らかである。

図の簡単な説明
次に本発明を図面を参照して実施例に基づき詳細に説明する。その際：
図１は完全な自然転流に使用することができ、６つの入力相と３つの出力相とを有しているマトリクスコンバータによる転流を略示し、
図２は有利な実施例である、３つの入力相と３つの出力相とを有しているサイクロコンバータの回路接続を略示し、
図３は位相接続を２つの作動モードにおいて略示し、かつ
図４はマトリクスコンバータをサイクロコンバータモードで作動するための手段を備えている、始動すべき発電機の６つの相に接続されているマトリクスコンバータを略示している。

本発明を実施するための方策
図１には、自然転流だけを許容するように設計され、制御される、６つの入力相と３つの出力相とを有しているマトリクスコンバータの接続が略示されている。この形式のマトリクスコンバータはＤＥ１００５１２２２Ａ１ならびに対応するＥＰ１１９９７９４Ａ２に開示された。しかし提案された原理は、強制転流を使用しているマトリクスコンバータにも適用できるものである。これら刊行物に記載されているマトリクスコンバータならびにこれら刊行物に記載されている作動法がここに説明する例に対する基礎となるものである。このマトリクスコンバータ１０は、発電機１１によって生成される電圧の周波数を、負荷１２、すなわち発電機が接続されている負荷回路網によって要求される周波数に変換するために使用されるとき、発電機１１の相Ｇ１〜Ｇ６を負荷１２の３つの相Ｌ１〜Ｌ３に接続する。このために必要な電力部１３は、逆並列接続されたサイリスタの形で１８個の双方向スイッチ１４を有している。スイッチ１４は（６×３）マトリクスに配置構成されている。制御部（制御ユニット）１７は、スイッチ１４を選択するように設けられており、制御部には時計１８の時間信号（クロック周波数）が供給される。スイッチ１４のスイッチング状態（オン、オフ）は監視され、制御部１７に信号線路２０を介して伝送される。スイッチ１４は制御部１７によって制御線路１９を介して選択される。

発電機１１の個々の相Ｇ１〜Ｇ６には電流測定装置１５が配置されており、電流測定装置はそれぞれ、第２の信号線路２１を介して制御部１７に位相電流の極性を伝送する。付加的に、発電機１１の相Ｇ１〜Ｇ６間に電圧測定装置１６が配置されており、これら電圧測定装置はそれぞれの相差の極性を第３の信号線路２２を介して制御部１７に伝送する。

ＤＥ１００５１２２２Ａ１ならびに対応するＥＰ１１９９７９４Ａ２に開示されているように、転流に対する転流基準はマトリクスコンバータ内で導出することができる。この転流基準は実質的に、スイッチオフすべき相とスイッチオンすべき相との間の相差電圧と、スイッチオフすべき相の相電流との積の極性に基づいている。この積が負であれば、２つの相の間で転流が許容される。それ以外の場合転流は禁止される。転流は、転流が前以て決められた時間後に生じているとき、および転流基準が充足されるとき、制御部１７によってトリガされる。転流のためには発電機１１の「フリー」な相が必要であり、かつその都度所定のスイッチ１４が活性化されてはならないので、制御部１７は短絡を防止するためにそれぞれの時点において、どの相Ｇ１〜Ｇ６がフリーであるか、すなわち所属のスイッチ１４がすべて開放されており、電力を運んでいないかを知らなければならない。制御部１７は更に、出力相Ｌ１〜Ｌ３のいずれに転流すべき相が接続されるかを知らなければならない。これはこの転流に適したスイッチによって正確に接続するためである。上記転流基準は次の物理的な仮定に基づいている：２つの発電機相間の自然転流は、転流の瞬間ｔ０に、そこから転流しようとする相Ｇｘの電流ｉＧｘの絶対値が降下し（低下し）、一方そこへ転流しようとする相Ｇｙの電流ｉＧｙの絶対値が増加するときにのみ上手く実行することができるという仮定である。この必要条件は、そこへ転流しようとする相がより高い起電力を有し、かつ同時にそこから転流しようとする相と同じ方向を有していることである。しかし起電力は無負荷でしか測定することができないので、手に入れ易くかつ測定可能な量を有する転流基準を見つけなければならない。

ＤＥ１００５１２２２Ａ１ならびに対応するＥＰ１１９９７９４Ａ２に詳細に論述されているように、次の式によって表される、専ら自然転流を選択するための転流基準を見つけることができる：
（１） Ｉ_ｋ／（Ｖ_ｋ−Ｖ_ｌ）・Ｋ_ｉｊｋｌ＜０
ここでＫ_ｉｊｋｌは、発電機の相の相互インダクタンスと負荷のインダクタンスに依存している定数である。相応に、発電機と負荷の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスによって決められているＫ_ｉｊｋｌが既知であれば、簡単に測定可能な量、すなわち相電流Ｉ_ｋ と相間電圧Ｖ_ｋ−Ｖ_ｉを用いて任意の時点で、発電機の相ｋとｌとの間で意図した自然転流を実行できるか否かを突き止めることができる。条件または式（１）は電流と電圧の極性にだけ依存しており、それらの瞬時の値には依存していない。相応に、転流条件に対して必要な情報は非常に簡単な検出器および測定装置を使用して得ることができる。

図２のマトリクスコンバータ１０においてスイッチ１４のドライブ制御を行うための決定プロセスは非常に簡単である：
・ まず、時計１８が制御部１７に、所望の周波数および場合によりフィードバックされる情報に従って、いつ新たな転流を行うべきか、すなわち負荷１２にその時接続されている３つの相を別の相によっていつ置換すべきであるかを伝える。
・ スイッチ１４および相Ｇ１〜Ｇ６の連続的な監視によって制御部１７は、どの相がフリーであり、どの相が電流を導いていないか、かつこれに基づいてどの相を確実に転流することができるかを知る。１つまたは２つの転流が可能であれば、所属のスイッチ１４がトリガされる。既に上に説明したように、３つの相を同時に転流することは回避される。（それ自体可能な）第２および第３の転流は、それが確実に実行できるようになるまで遅延される。

提案されたマトリクスコンバータは固有の無効電力消費を有していない。同様に直接的なＡＣ／ＡＣ変換を実行するサイクロコンバータは、正弦波形状の電圧を実現するためにトリガ遅延が必要であるため、非常に小さな力率を有している。間接的コンバータも、直流電流のチョッピングのために必要である安全角度および磁化電力のため力率が低減される。

全体として専ら自然転流が行われる作動法によって次の利点が生じる：
（１） サイクロコンバータに関して：
・ コンバータの力率は０．７ではなくてほぼ１であるので、入力電力、構成素子の電力および損失電力が低減される。
・ 改善された力率に無関係に、新たな変換プロセスで生じる固有損失が係数２だけ小さくなり、従ってより軽量でより安価な冷却システムが可能になる。
・ 出力周波数は入力周波数の１／３に制限されていない。
・ 制御エレクトロニクスは非常に簡単である。
（２） 間接的ＡＣ／ＤＣ／ＡＣコンバータに関して（スタチック周波数コンバータ、整流器／インバータ）：
・ 入力側および出力側の力率は同じであるので、構成部品の入力電力および出力電力が最小である。
・ 作動は完全に可逆的である。
・ エネルギーは一時的に蓄積されず、このことはコストおよび損失の削減に役立つ。
・ トルク変動が生じず、ほんの僅かな量の高調波しか生じず、しかもチョッピングされる直流電流が原因となる入力側での電力低下は生じない。
・ 損失電力は僅かである。

マトリクスコンバータ１０に接続されている同期機器はモータとしても発電機としても動作することができる。同期機器はモータ作動から発電機作動に切り換えることができ、スタータモータとして動作することができる。進み作動も遅れ作動も制御方法の変更なしに可能である。電圧が発電機の励磁によって決定され、周波数の制御が発電機１１とコンバータとに分散されているという独自の動作も可能である。

それにも拘わらず、上に既に述べたようにこの形式のマトリクスコンバータは周波数変換しか許容せず、電圧の制御のために使用することができない。しかし回転子をモータとして使用する場合に回転子を始動するために、速度が低い場合には実際の電圧変調が必要である。しかしこの電圧変調はこの形式のマトリクスコンバータでは得ることができない。このよく知られたスタートアップ問題は、回転する電気機器が、電気抵抗が非常に小さいため純然たるインダクタンスになることから生じる。相応に、インピーダンスは多かれ少なかれ回転速度に比例する。停止状態でこの形式の回転機器はほとんど短絡しており、したがって印加される電圧を低減すべきである。定格速度の主要部分まで、印加される電圧は回転速度に比例していなければならない（一定のＶ／ｆルール）。電圧制御は、回転速度が定格速度の２０から３０％より上になればもはや必要ない。この条件はサイクロコンバータの周波数領域と完全に一致しており、サイクロコンバータの出力周波数を電源（電源回路網）の周波数の１／３に制限することを実現するのに非常に重要である。

相応に、マトリクスコンバータ（図１参照）のアーキテクチャを図２のサイクロコンバータのよく知られているアーキテクチャと比較する。

スイッチの数は両方の場合とも同じである。唯一のトポグラフィーの差異は回転機器のスター結線にある。

図１および図２に示されている作動法を考慮すると、電流経路も相当類似する。これらの図で、マトリクスコンバータ（図１）とサイクロコンバータ（図２）における類似の経路は太いラインで示されていて、これら２つのトポロジーにとって実際に同じパスが見つけられるように図示されている。しかしマトリクスコンバータモードからサイクロコンバータモードへの切換をどのような仕方で許容するかという問題が残る。

図３には、６つの発電機相と３つの主電源相をある作動モードから別の作動モードへ切り換えるためには２つの付加的なスイッチだけが必要であることが示されている。図３ａ）は、マトリクスコンバータがマトリクスコンバータモードで作動されるときの条件を、図１に示されているような６相配置構成と、１つの共通の浮遊アース２５を有している場合において示している。図３ｂ）には、マトリクスコンバータをサイクロコンバータモードへ逆に（「リバース」）作動するために必要である２つのスイッチＳ１とＳ２が示されている。相応に図３に示されていることは、ある作動モードから別の作動モードへ切り換えるために２つの付加的なスイッチしか必要でないことである。

これら２つのスイッチの実現は図４の略図に示されている。換言すると、２つの作動モード間を切り換えるために、単に２つの（または別の相数の場合にはそれ以上の数の）スイッチが固定子巻線に設け、浮遊アース２５を分離することが必要なだけである。浮遊アース２５はマトリクスコンバータモードのためには必要であるが、サイクロコンバータとしての作動モードに対してはサブグループＡ，Ｂ，Ｃへ浮遊アース２５を分離する必要がある。これらスイッチは機械的スイッチでも固体スイッチでもよい。スイッチはサイクロコンバータモードに対してはオープンでなければならず、マトリクスコンバータモードに対してはスイッチは浮遊アース２５を形成して単純に閉じられる。

提案された解決法の利点：
・ 提案された解決法の第１の利点は、小さな変更だけが必要であること、すなわちマトリクスコンバータの通常の作動法および所属のハードウェアは殆ど変わらないという点にある。
・ 別の利点は、サイクロコンバータモードは当業者にはよく知られており、かつこの作動のために基本的にこれ以上の開発は必要でない（サイクロコンバータの作動をテーマとした一般的な情報のためには例えば次の文献が参考になる：Thomas H. Barton：Rectifiers, Cycloconverters and AC Controllers, Clarendon Press, Oxford, 1984、殊にその中の第４２０ないし４７８頁）点にある。
・ 更に切換のための付加的な手段に対する強制的な要求がない。機械的スイッチでもよいし、固体スイッチでもよい。

スイッチのスイッチング電力は非常に小さい。スイッチは、電圧および電流が零であるときの静止状態においてノーマリーオープンである。スイッチは、サイクロコンバータモードが終了すると直ちに閉じられる。マトリクスコンバータモードからサイクロコンバータモードに戻し切り換えしなければならないとき、コンバータのすべてのスイッチを遮断して、数ミリ秒内にすべての電流が遮断されるようにすることができる。

言い換えると、安価でしかも信頼性のある解決法である。

この形式のマトリクスコンバータをユニットの始動のために使用する場合、すなわち発電機をモータとして使用する場合、次のことに留意すべきである：
電源網が約５０Ｈｚの周波数を有していることを前提にすると、電圧を始動の際にリニヤに増加する仕方で（Ｖ／ｆルール）、約１０から１５Ｈｚまで制御しなければならない。このことは、上で説明したように、マトリクスコンバータがマトリクスコンバータモードにおいて作動されるときは実行することができない。それは電圧制御が可能ではないからである。他方においてサイクロコンバータは、同様に上に説明したように、電圧制御および電源網の周波数の１／３までの変換を可能にする。周波数の１／３は上に挙げた５０Ｈｚによって決められる。電源網が主電源として使用されるとき、約１６Ｈｚの周波数までのサイクロコンバータモードが可能であり、これは、比較的高い周波数に対しては電圧制御が必要なく、回転子をマトリクスコンバータによってマトリクスコンバータモードで作動することができるという理由から今日の状況に完璧に適合する。言い換えると、両方の作動モード、すなわちマトリクスコンバータモードおよびサイクロコンバータモードは発電機の始動に相互に理想的に適合している。というのは、サイクロコンバータモードは電源周波数の１／３までしか可能ではないが、同時にこの領域において電圧を制御することができ、一方より高い周波数に対して発電機の駆動を電圧制御によって実行する必要はなく、したがってマトリクスコンバータモードが可能であるからである。冒頭に述べたスイッチング手段を使用すれば、始動のための別個の構成部分は必要なくなり、これにより大幅な節約が可能である。

相応に、始動のために次のストラテジーが提案される：
マトリクスコンバータは定格速度の２０から３０％までサイクロコンバータとして作動される。この速度は常にまだ、ガスタービンが実際に出力を生成する速度の下方にある。定格速度の２０％から３０％、５０％または更に１００％までマトリクスコンバータは、周波数制御だけが可能である通常の作動モードにおいて運転することができる。

完全に自然な転流に使用することができるような、６つの入力相と３つの出力相とを有しているマトリクスコンバータによる転流の略図 有利な実施例である、３つの入力相と３つの出力相とを有しているサイクロコンバータの回路接続の略図 位相接続を２つの作動モードにおいて示す略図 マトリクスコンバータをサイクロコンバータモードで作動するための手段を備えている、始動すべき発電機の６つの相に接続されているマトリクスコンバータの略図

１０ マトリクスコンバータ
１１ 発電機
１２ 負荷／主電源（作動モードに応じて）
１３ 電力部
１４ スイッチ（双方向）
１５ 電流測定装置
１６ 電圧測定装置
１７ 制御部（制御ユニット）
１８ 時計
１９ 制御線路
２０〜２２ 信号線路
２３ サイクロコンバータ
２４ 固定子の巻線
２５ 浮遊アース
Ｇ１〜Ｇ６ 相（発電機）
Ｌ１〜Ｌ３ 相（負荷／主電源、作動モードに応じて）
Ｓ スイッチ
Ｓ１，Ｓ２ サイクロコンバータモードをスイッチオンもしくはスイッチオフするための固定子側のスイッチ

Claims (12)

1. マトリクスコンバータ（１０）は、第１の動作モードでは、回転発電機（１１）のｍ個の相（Ｇ１，…，Ｇ６）の交番電圧を、前記回転発電機が接続されているのとは異なる回路網に接続されている負荷（１２）のｎ個（ｎ＜ｍ）の相（Ｌ１，…，Ｌ３）の交番電圧に変換し、
   前記マトリクスコンバータは、前記負荷（１２）のｎ個の相を交互に、（ｍ×ｎ）のマトリクスに配置された多数の制御可能な双方向スイッチ（１４）に接続し、
   前記回転発電機（１１）のｎ個の相は常に負荷（１２）に接続されており、一方前記回転発電機（１１）の（ｍ−ｎ）個の相は負荷（１２）に接続されていない形式のマトリクスコンバータの作動方法において、
   前記マトリクスコンバータ（１０）は、サイクロンコンバータモードである第２の動作モードでは、前記回路網（１２）から使用可能な電力を使用して、前記回転発電機を始動し、
   前記回転発電機のｍ個の相（Ｇ１，…，Ｇ６）の群は相応のサブ群（Ａ，Ｂ，Ｃ）に分割される
   ことを特徴とする方法。
2. マトリクスコンバータは、それが発電機（１１）から負荷（１２）へのエネルギーを変換するように作動されるとき、周波数の調整のみを許容し、電圧の調整は許容しない
   請求項１記載の方法。
3. マトリクスコンバータは、それが発電機（１１）から負荷（１２）へのエネルギーを変換するように作動されるとき、発電機（１１）の選択されている接続されている相（Ｇｋ）から発電機（１１）の選択されている接続されていない相（Ｇｌ）への切り換えのみを許容し、その結果自然の転流だけが行われるようにする
   請求項１または２記載の方法。
4. 発電機は６つの相（Ｇ１，…，Ｇ６）を有し、
   負荷（１２）は３つの相を有し、かつ
   サイクロコンバータモードのために６つの相は３つのサブ群（Ａ：Ｇ１，Ｇ４；Ｂ：Ｇ２，Ｇ５；Ｃ：Ｇ３，Ｇ６）に分割されている
   請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 双方向スイッチ（１４）として、逆並列サイリスタを使用する
   請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
6. 請求項１から５までのいずれか１項記載の方法の、発電機（１１）の始動のための使用。
7. 発電機（１１）の定格速度の２０から３０％まで、マトリクスコンバータ（１０）をサイクロコンバータモードで作動し、
   一方発電機（１１）の定格速度の２０から３０％から相応に引き続いて５０％までまたは１００％までマトリクスコンバータを、遮断されるサブ群（Ａ：Ｇ１，Ｇ４；Ｂ：Ｇ２，Ｇ５；Ｃ：Ｇ３，Ｇ６）なしに通常の作動モードで作動する
   請求項６記載の使用。
8. 請求項１から５までのいずれか１項記載の方法を実施するためのマトリクスコンバータ（１０）、または請求項６または７のいずれか１項に記載の使用のためのマトリクスコンバータ（１０）であって、
   該マトリクスコンバータは（ｍ×ｎ）マトリクスに配置されている多数の双方向スイッチ（１４）を有しており、
   制御部（１７）によって制御されるスイッチ（１４）は、ｍ個の入力側をｎ個の出力側に選択可能に接続する形式のものにおいて、
   入力側の電流の極性を突き止めるための第１の手段（１５）が設けられており、かつ
   入力側間の電圧の極性を突き止めるための第２の手段（１６）が設けられており、かつ
   第１の手段および第２の手段（１５または１６）は前記制御部（１７）とアクティブに接続されている
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
9. 前記スイッチ（１４）は前記制御部（１７）と信号線路（２０）に接続されており、該信号線路（２０）を介して前記スイッチ（１４）の切換状態に関する情報が前記制御部（１７）に伝送される
   請求項８記載のマトリクスコンバータ。
10. 双方向スイッチ（１４）は逆並列に接続されたサイリスタを有している
    請求項８または９記載のマトリクスコンバータ。
11. 請求項８から１０までのいずれか１項記載の少なくとも１つのマトリクスコンバータ（１０）と、回転子および固定子を有している少なくとも１つの発電機（１１）とを有している発電機ユニットにおいて、
    サイクロコンバータモードをスイッチオンするために、固定子の巻線に相応のサブ群（Ａ，Ｂ，Ｃ）に分割するためのスイッチが設けられている
    ことを特徴とする発電機ユニット。
12. 請求項４記載の方法を実施するための請求項１０記載の発電機において、
    ２つのスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）が配置されており、
    該２つのスイッチにより、固定子の巻線の浮遊アース（２５）が通常のマトリクスコンバータモードのために接続され、かつ
    前記２つのスイッチにより、前記浮遊アース（２５）は３つの接続されていないサブ群（Ａ，Ｂ，Ｃ）に分離され、
    該サブ群のそれぞれは２つの発電機相を有している
    ことを特徴とする発電機。

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