JP4400975B2

JP4400975B2 - Mixer

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Publication number: JP4400975B2
Application number: JP2000008342A
Authority: JP
Inventors: 史人伊藤; 米山　　務
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2000-01-17
Filing date: 2000-01-17
Publication date: 2010-01-20
Anticipated expiration: 2020-01-17
Also published as: JP2001203537A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの信号を入力してこれらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出すミキサに関し、特に、中間周波数信号を生成するに際して、実用上で支障がない程度で不要な周波数成分の信号の発生を抑制して、これにより、変換損失を低減させるミキサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
２つの信号を入力して、これらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出すことがミキサにより行われており、例えばスーパーヘテロダイン方式を採用した受信機では、受信した高周波信号（ＲＦ波信号）と受信機内部で発生した局部発振波信号（ＬＯ波信号）とをミキサによりミキシングして中間周波数信号（ＩＦ波信号）を取り出すことが行われている。
【０００３】
図５には、１つのダイオードを用いたシングルミキサの構成例を示してある。
このシングルミキサでは、フィルタ１１を通過したＬＯ波信号とフィルタ１２を通過したＲＦ波信号とが加えられてダイオードＤ５に入力され、このダイオードＤ５から出力されたＩＦ波信号がフィルタ１３を通過して取り出される。なお、この構成では、例えばシングルミキサの外部に方向性結合器があり、ダイオードＤ５に入力されるＬＯ波信号とＲＦ波信号とは同一線路上にあるとしている。
【０００４】
上記したシングルミキサにおける信号処理の手順を数式を用いて更に詳しく説明する。
例えば式１に示すＬＯ波信号の信号電圧Ｖ_LOとＲＦ波信号の信号電圧Ｖ_RFとがシングルミキサに入力された場合、ダイオードＤ５に入力される信号電圧Ｖ5は式２に示すようになる。
【０００５】
【数１】

【０００６】
【数２】

【０００７】
ここで、ダイオードＤ５に信号電圧Ｖが入力された場合に、当該ダイオードＤ５に流れる信号電流Ｉが式３に示すようになるとする。
【０００８】
【数３】

【０００９】
式３で、ａ、ｂ、ｃ、・・・は所定の係数であり、一般にダイオードＤ５の特性等に応じて定まるものである。以下の説明では簡単化のため、式３についてＶの２乗までの項をとることとし、例えば信号電流Ｉへの影響が比較的少ないＶの３乗以上の項については計算上無視することとする。
上記した式３中のＶにダイオードＤ５に入力される信号電圧Ｖ5を代入して、ダイオードＤ５に流れる信号電流Ｉ5を計算すると式４のようになる。
【００１０】
【数４】

【００１１】
ここで、信号電流Ｉ5の成分の内の第１項目は直流成分（定数の成分）であり、第２項目は入力波の成分（周波数がω_LOやω_RFである成分）であり、第３項目は２倍波の成分（周波数が２ω_LOや２ω_RFである成分）であり、第４項目はＬＯ波信号とＲＦ波信号との和の成分（周波数がω_LO＋ω_RFである成分）であり、第５項目はＬＯ波信号とＲＦ波信号との差の成分（周波数がω_RF−ω_LOである成分）である。
これらの成分の内の第５項目がＩＦ波信号として検波される中間周波数成分であり、このＩＦ波信号の成分は式３においてＶの２乗の項（ｃＶ²）に起因して発生する。なお、式３におけるＶの０乗の項（ａ）やＶの１乗の項（ｂＶ）からはＩＦ波信号は発生しない。
【００１２】
また、第１項目から第４項目までの成分は、ＩＦ波信号を生成するに際してノイズとして発生した不要な周波数成分である。このような不要な周波数成分を排除するため、図５に示したシングルミキサの出力端には、フィルタ１３として例えばＩＦ波信号の周波数より大きな周波数の信号を遮断するローパスフィルタが設けられている。すなわち、ダイオードＤ５から出力された信号電流Ｉ5 がローパスフィルタ１３を通過することにより、ＩＦ波信号の中間周波数電流Ｉ_IFが出力端から取り出される構成となっている。
このような構成では、フィルタ１３により不要な周波数成分の信号を排除することができるものの、出力端から得られるＩＦ波信号の出力が非常に微弱なものとなってしまうといったことが生じていた。
【００１３】
一般に、ＬＯ波信号については受信機等の内部に備えられた発信源から発信されるため、十分な大きさの電力で入力信号を得ることができるが、ＲＦ波信号については外部から無線等によって受信されるため、入力信号が非常に微弱な電力で得られる場合が多い。このため、ＬＯ波信号とＲＦ波信号とを合成して十分な大きさのＩＦ波信号の出力を得るためには、ＲＦ波信号を高い効率でＩＦ波信号へ変換することが必要となるが、上記したシングルミキサの構成では、実用上等において不十分なものであった。
【００１４】
図６には、２つのダイオードを用いたバランスドミキサの構成例を示してある。
このバランスドミキサでは、ハイブリッド結合器Ｈ４に入力されたＬＯ波信号とＲＦ波信号とが合成されて、当該結合器Ｈ４から出力された２つの合成波信号がそれぞれダイオードＤ６、ダイオードＤ７に入力される。そして、これらの合成波信号に応じてそれぞれのダイオードＤ６、Ｄ７に生じた信号電流が総和されて、この総和電流がローパスフィルタ１４を通過することによりＩＦ波信号が取り出される。
このようなバランスドミキサでは、上記したシングルミキサに比べて中間周波数以外の不要な周波数成分の信号の発生をより抑えることができ、ＲＦ波信号からＩＦ波信号への変換の効率をより高めることができることが知られている。
【００１５】
このようなバランスドミキサにおける信号処理の手順を数式を用いて更に詳しく説明する。
なお、バランスドミキサに入力されるＬＯ波信号の信号電圧Ｖ_LOとＲＦ波信号の信号電圧Ｖ_RFとは式１で示したものと同じであるとする。
また、ハイブリッド結合器Ｈ４としては９０゜ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器（90°hybrid 3dB coupler）が用いられており、この結合器Ｈ４では、ＬＯ波信号とＲＦ波信号とが入力されると、ＬＯ波信号の位相を９０度ずらしてＲＦ波信号と加えた合成信号と、ＲＦ波信号の位相を同方向に９０度ずらしてＬＯ波信号と加えた合成信号とを出力する。なお、３ｄＢとは入力信号に対する出力信号の振幅比を表しており、３ｄＢの場合には（１／２）^1/2となる。
【００１６】
ハイブリッド結合器Ｈ４から出力されてダイオードＤ６に入力される信号電圧Ｖ6及びハイブリッド結合器Ｈ４から出力されてダイオードＤ７に入力される信号電圧Ｖ7は式５のように示される。
【００１７】
【数５】

【００１８】
このバランスドミキサでは、信号電圧Ｖ6が入力されることによりダイオードＤ６を流れる信号電流Ｉ6の方向と、信号電圧Ｖ7が入力されることによりダイオードＤ７を流れる信号電流Ｉ7の方向とが互いに逆向きになるように構成されており、これら両ダイオードＤ６、Ｄ７から出力された信号電流Ｉ6、Ｉ7の総和電流Ｉ_BSは、式６のように示される。なお、ダイオードＤ６及びダイオードＤ７の特性は上記図５に示したダイオードＤ５と同様に、上記した式３のように示されるとする。
【００１９】
【数６】

【００２０】
このようにしてバランスドミキサによりＬＯ波信号とＲＦ波信号とからＩＦ波信号を取り出した場合には、上記したシングルミキサの場合と比べて、直流成分が全く発生せず、また、シングルミキサの場合にはＩＦ波信号と同じ大きさの振幅で発生した２つの信号周波数の和の成分も発生しない。このように、バランスドミキサでは、中間周波数以外の不要な周波数信号の発生をシングルミキサに比べてより抑えることができ、また、ＩＦ波信号の振幅についてはシングルミキサの場合と同じ大きさの振幅（すなわち、”ｃＡＢ”）が得られるため、総じてバランスドミキサの方がシングルミキサよりＲＦ波信号からＩＦ波信号への変換の効率を高めることができる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようなバランスドミキサでは、シングルミキサとの相対的な比較においては不要な周波数成分の信号の発生を抑制して、ＲＦ波信号を効率よくＩＦ波信号へ変換することができるというものの、実用上においてはかなりの損失があり、まだ不十分なものであった。
すなわち、上記したバランスドミキサでは、ＬＯ波信号とＲＦ波信号との合成波信号を生成して、この合成波信号の信号電圧の２乗に比例する信号電流成分を得ることによりＩＦ波信号を発生させているが、このＩＦ波信号の発生と同時に例えば２倍波といった不要な周波数成分までもが発生してしまうため、実用上で十分な効率での変換が行われないといった不具合があった。
【００２２】
このようなことから、実用上で支障がない程度で中間周波数以外の不要な周波数成分の信号の発生をなくすことにより変換損失を低減させて、これにより、ＲＦ波信号からＬＯ波信号への変換の効率を向上させることができるミキサが要求されていた。
また、例えば上記のようなバランスドミキサでは、変換の際の損失が大きいために、得られたＩＦ波信号を増幅器等により増幅することが必要な場合が多く、こうした増幅処理を行うことを回避等するためにもミキサによる変換の効率を向上させることが要求されていた。
【００２３】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、２つの信号を入力して、これらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出すに際して、実用上で支障がない程度で不要な周波数成分の信号の発生を抑制することができるミキサを提供することを目的とする。
更に具体的には、中間周波数信号を生成するに際して、例えばダイオード等において信号電圧の２乗の項に起因して生じる２倍波の周波数成分といった不要な信号電流の発生を抑えることにより、入力された信号から中間周波数信号への変換損失を低減させて、これにより、当該変換の効率を向上させることを実現する。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るミキサでは、次のようにして、２つの信号を入力してこれらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出す。まず、第１のハイブリッド結合器では、例えばＬＯ波信号とＲＦ波信号といった２つの信号ｃｏｓ（ω_LOｔ）、ｃｏｓ（ω_RFｔ）が入力されて、これら入力信号の内の一方の信号電圧の位相を９０度ずらして他方の入力信号電圧と加えた第１の合成電圧Ｖm1と、前記他方の入力信号電圧の位相を同方向に９０度ずらして前記一方の入力信号電圧と加えた第２の合成電圧Ｖm2とが出力される。
例えば第１の合成電圧Ｖm1と第２の合成電圧Ｖm2とは式７のように示される。
【００２５】
【数７】

【００２６】
次に、第２のハイブリッド結合器では、前記第１のハイブリッド結合器から前記第１の合成電圧Ｖm1が入力され、当該第１の合成電圧Ｖm1と当該第１の合成電圧の位相を９０度ずらした第３の合成電圧Ｖm3とが出力される。
また、第３のハイブリッド結合器では、前記第１のハイブリッド結合器から前記第２の合成電圧Ｖm2が入力され、当該第２の合成電圧Ｖm2と当該第２の合成電圧の位相を９０度ずらした第４の合成電圧Ｖm4とが出力される。
例えば第３の合成電圧Ｖm3と第４の合成電圧Ｖm4とは式８のように示される。
【００２７】
【数８】

【００２８】
次いで、例えばダイオードから構成される第１の電流変換手段により、前記第２のハイブリッド結合器から出力された前記第１の合成電圧Ｖm1が、当該電圧Ｖm1の２乗に所定の係数ｃで比例する成分を包含した第１の合成電流Ｉm1へ変換される。
また、例えばダイオードから構成される第２の電流変換手段により、前記第２のハイブリッド結合器から出力された前記第３の合成電圧Ｖm3が、当該電圧Ｖm3の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第２の合成電流Ｉm2へ変換される。
【００２９】
また、例えばダイオードから構成される第３の電流変換手段により、前記第３のハイブリッド結合器から出力された前記第２の合成電圧Ｖm2が、当該電圧Ｖm2の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第３の合成電流Ｉm3へ変換される。
また、例えばダイオードから構成される第４の電流変換手段により、前記第３のハイブリッド結合器から出力された前記第４の合成電圧Ｖm4が、当該電圧Ｖm4の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第４の合成電流Ｉm4へ変換される。
【００３０】
次いで、電流取出手段により前記第１の合成電流Ｉm1乃至前記第４の合成電流Ｉm4の総和に基づいて中間周波数電流が取り出される。
例えば第１の合成電流Ｉm1乃至第４の合成電流Ｉm4の総和電流Ｉ_FSを式９に示すようにとる。
【００３１】
【数９】

【００３２】
式９において、例えば第１の合成電流Ｉm1乃至第４の合成電流Ｉm4について信号電圧の２乗に比例する成分のみを取り出すと、これら信号電圧の２乗に比例する成分が総和電流Ｉ_FSへ寄与する電流成分Ｉ_FS（Ｖ²）は式１０に示すようになって、２倍波の信号が発生せずに中間周波数電流のみが発生する。
【００３３】
【数１０】

【００３４】
従って、入力された２つの信号を第１乃至第３のハイブリッド結合器により合成して、例えばこのようにして得られた合成波信号の２乗に比例する項により中間周波数電流を生成するに際して、上記したように２倍波といった不要な周波数成分の信号の発生を抑制することができるため、実用上で支障がない程度で不要な周波数成分の信号の発生をなくして、入力信号から中間周波数信号への変換損失を低減させることができ、これにより、当該変換の効率を向上させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
本発明に係る一実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明に係るミキサの一例を示してあり、このミキサには、３つのハイブリッド結合器Ｈ１〜Ｈ３と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、フィルタ１とが備えられている。このミキサは、第１のハイブリッド結合器Ｈ１に備えられた２つの出力端の内の一方を第２のハイブリッド結合器Ｈ２の入力端に接続するとともに、他方を第３のハイブリッド結合器Ｈ３の入力端に接続し、第２のハイブリッド結合器Ｈ２及び第３のハイブリッド結合器の出力端のそれぞれにダイオードＤ１〜Ｄ４を接続した構成となっている。
【００３６】
本例では、例えばスーパーヘテロダイン方式を採用した受信機に本発明のミキサを備え、このミキサにより、受信機の内部に備えられた局部発振器から発振された局部発振波信号（ＬＯ波信号）と受信された高周波信号（ＲＦ波信号）とをミキシングして中間周波数信号（ＩＦ波信号）を取り出すことを行う。
以下では、上記図１に示したミキサの構成と共に、このミキサにより行われる信号処理の手順を数式を用いて詳しく説明する。
なお、ミキサには上記した式１と同様な信号電圧が入力されるとし、すなわち、式１１に示すようなＬＯ波信号の信号電圧Ｖ_LOとＲＦ波信号の信号電圧Ｖ_RFとが入力されるとする。
【００３７】
【数１１】

【００３８】
また、ハイブリッド結合器Ｈ１〜Ｈ３としては、本例では、９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器が用いられている。
ハイブリッド結合器Ｈ１は、上記したように本例では第１のハイブリッド結合器を構成し、ＬＯ波信号とＲＦ波信号とを入力して、これら入力信号の内の一方の信号電圧Ｖ_LOの位相を９０度ずらして他方の入力信号電圧Ｖ_RFと加えた第１の合成電圧Ｖｐと、前記他方の入力信号電圧Ｖ_RFの位相を同方向に９０度ずらして前記一方の入力信号電圧Ｖ_LOと加えた第２の合成電圧Ｖｑとを出力する機能を有している。ここで、信号電圧Ｖ_LOは入力されたＬＯ波信号の信号電圧であり、信号電圧Ｖ_RFは入力されたＲＦ波信号の信号電圧である。
【００３９】
また、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ１として９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器が用いられているため、当該結合器Ｈ１に入力された信号電圧には実際には（１／２）^1/2という係数が乗算されて出力され、このため、ハイブリッド結合器Ｈ１から実際に出力される第１の合成電圧Ｖｐ及び第２の合成電圧Ｖｑは式１２のように示される。
【００４０】
【数１２】

【００４１】
なお、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ１において信号電圧の位相を９０度ずらす仕方として、当該信号電圧の位相を遅らせる方向で９０度ずらす構成を用いたが、これとは逆に、当該信号電圧の位相を進ませる方向で９０度ずらすようにすることもできる。
【００４２】
ハイブリッド結合器Ｈ２は、上記したように本例では第２のハイブリッド結合器を構成し、ハイブリッド結合器Ｈ１から出力された第１の合成電圧Ｖｐを入力して、第１の合成電圧Ｖｐと第１の合成電圧Ｖｐの位相を９０度ずらした第３の合成電圧Ｖ3とを出力する機能を有している。なお、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ２の一方の入力端子からは上記したように第１の合成電圧Ｖｐが入力されるとともに、他方の入力端子には無反射終端Ｔ１が接続されている。すなわち、無反射終端Ｔ１が接続されている入力端子からは信号が全く入力されないようになっている。
【００４３】
また、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ２として９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器が用いられているため、当該結合器Ｈ２に入力された合成電圧Ｖｐには実際には（１／２）^1/2という係数が乗算されて出力され、このため、ハイブリッド結合器Ｈ２から実際に出力される第１の合成電圧Ｖ1及び第３の合成電圧Ｖ3は式１３のように示される。
【００４４】
【数１３】

【００４５】
なお、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ２において信号電圧の位相を９０度ずらす仕方として、当該信号電圧の位相を遅らせる方向で９０度ずらす構成を用いたが、これとは逆に、当該信号電圧の位相を進ませる方向で９０度ずらすようにすることもできる。
【００４６】
ハイブリッド結合器Ｈ３は、上記したように本例では第３のハイブリッド結合器を構成し、ハイブリッド結合器Ｈ１から出力された第２の合成電圧Ｖｑを入力して、第２の合成電圧Ｖｑと第２の合成電圧Ｖｑの位相を９０度ずらした第４の合成電圧Ｖ4とを出力する機能を有している。なお、本例では、上記したハイブリッド結合器Ｈ２の場合と同様に、ハイブリッド結合器Ｈ４の一方の入力端子からは上記したように第２の合成電圧Ｖｑが入力されるとともに、他方の入力端子には無反射終端Ｔ２が接続されている。
【００４７】
また、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ３として９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器が用いられているため、当該結合器Ｈ３に入力された合成電圧Ｖｑには実際には（１／２）^1/2という係数が乗算されて出力され、このため、ハイブリッド結合器Ｈ３から実際に出力される第２の合成電圧Ｖ2及び第４の合成電圧Ｖ4は式１４のように示される。
【００４８】
【数１４】

【００４９】
なお、本例では、ハイブリッド結合器Ｈ３において信号電圧の位相を９０度ずらす仕方として、当該信号電圧の位相を遅らせる方向で９０度ずらす構成を用いたが、これとは逆に、当該信号電圧の位相を進ませる方向で９０度ずらすようにすることもできる。
【００５０】
ダイオードＤ１は、第２のハイブリッド結合器Ｈ２から出力された第１の合成電圧Ｖ1を入力して、当該電圧Ｖ1を当該電圧Ｖ1の２乗に所定の係数ｃで比例する成分を包含した第１の合成電流Ｉ1へ変換する機能を有しており、本例では、このダイオードＤ１により第１の電流変換手段が構成されている。
ダイオードＤ２は、第２のハイブリッド結合器Ｈ２から出力された第３の合成電圧Ｖ3を入力して、当該電圧Ｖ3を当該電圧Ｖ3の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第１の合成電流Ｉ2へ変換する機能を有しており、本例では、このダイオードＤ２により第２の電流変換手段が構成されている。
【００５１】
ダイオードＤ３は、第３のハイブリッド結合器Ｈ３から出力された第２の合成電圧Ｖ2を入力して、当該電圧Ｖ2を当該電圧Ｖ2の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第３の合成電流Ｉ3へ変換する機能を有しており、本例では、このダイオードＤ３により第３の電流変換手段が構成されている。
ダイオードＤ４は、第３のハイブリッド結合器Ｈ３から出力された第４の合成電圧Ｖ4を入力して、当該電圧Ｖ4を当該電圧Ｖ4の２乗に前記所定の係数ｃで比例する成分を包含した第４の合成電流Ｉ4へ変換する機能を有しており、本例では、このダイオードＤ４により第４の電流変換手段が構成されている。
【００５２】
本例では、ダイオードＤ１〜Ｄ４が上記した式３で示される特性と同様の特性を有しているとし、すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ４に信号電圧Ｖが入力された場合に、当該ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる信号電流Ｉが式１５に示すように表されるとする。
【００５３】
【数１５】

【００５４】
ここで、本例では、例えば信号電流Ｉに対する影響が比較的少ない信号電圧Ｖの３乗以上の項については計算上無視することとし、以下では、信号電圧Ｖの２乗の項までをとって説明を行う。
【００５５】
上記のようにしてダイオードＤ１〜Ｄ４により変換された第１〜第４の信号電流Ｉ1〜Ｉ4は、これらの総和がとられてフィルタ１に入力される。
ここで、本例のミキサでは上記図１に示したように、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２に流れる信号電流の方向と、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４に流れる信号電流の方向とが互いに逆向きとなる構成となっており、このため、フィルタ１に入力される第１〜第４の信号電流Ｉ1〜Ｉ4の総和電流Ｉsは式１６のように示される。
【００５６】
【数１６】

【００５７】
このようにして得られた総和電流Ｉsでは、２倍波の信号成分（すなわち、周波数が２ω_LOや２ω_RFである成分）が全く発生せず、式１６に示したように本例では、入力波の信号成分（周波数がω_LOやω_RFである成分）と中間周波数信号の成分（周波数がω_RF−ω_LOである成分）のみが発生している。
【００５８】
フィルタ１は例えばローパスフィルタ（ＬＰＦ）から構成されており、本例では、このフィルタ１は、周波数が（ω_RF−ω_LO）である中間周波数信号を通過させる一方、周波数がω_LOやω_RFである信号成分については遮断する機能を有している。すなわち、上記のようにして得られた総和電流Ｉsがフィルタ１を通過することにより、ミキサの出力端からは中間周波数信号Ｉ_IFのみが取り出されて出力される。
【００５９】
本例では、このフィルタ１により、上記した第１の合成電流Ｉ1乃至第４の合成電流Ｉ4の総和Ｉsに基づいて中間周波数電流を取り出す電流取出手段が構成されている。
なお、電流取出手段としては、生成された中間周波数信号を取り出すことができる構成であればどのような構成であってもよく、例えばフィルタを設けることなく、発生した他の周波数成分の信号と共に中間周波数信号を取り出すといった構成が用いられてもよい。
【００６０】
以上のように、本発明に係るミキサでは、上記従来例で示した図５のシングルミキサや図６のバランスドミキサに比べて、例えば２倍波の周波数成分といった最も不要な周波数成分の信号の発生を抑えることができる。また、このように不要な周波数成分を抑える一方、中間周波数信号の振幅（ｃＡＢ）についてはシングルミキサやバランスドミキサの場合と同じであるため、入力信号から中間周波数信号への変換損失を低減させることができ、これにより、当該変換の効率を向上させることができる。
このように、本発明では、実用上で支障のない程度で不要な周波数成分の信号の発生をなくして、これにより、変換の効率を向上させることができる。
【００６１】
次に、上記図１に示したミキサにおける変換損失を測定した実験例を示す。
本例の実験で用いたミキサでは、ＮＲＤガイドが信号を伝送する線路として用いられており、ＮＲＤに使用する誘電体材料としては非誘電率が２．０４であるポリ−テトラ−フルオロ−エチレン（商標名：テフロン）が用いられている。また、中心周波数としては６０ＧＨｚの信号が用いられている。
本実験で用いられたＮＲＤガイド構造の上金属板をはずした外観によるミキサの構成例を図２に示す。
同図に示したミキサには、上記図１に示した構成と同様に、３つの９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器Ｈ１〜Ｈ３と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４が備えられており、これらの機能としては上記した通りである。
【００６２】
なお、本例では、ダイオードＤ１〜Ｄ４はダイオードマウントから構成されており、図３はダイオードマウント部の立体図である。
同図に示すように、本例では、ダイオードＤ１〜Ｄ４としてショットキーバリアダイオードが用いられており、また、このマウント部にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１が設けられている。ダイオードマウントの両端はセミリジッドケーブルにより裏面回路と接続されており、裏面回路から中間周波数信号が出力される構成となっている。
【００６３】
また、本例では、ＬＯ波信号の発振にはガン発振器が用いられ、ＲＦ波信号の発振にはシンセサイズドスイーパが用いられ、ＩＦ波信号の測定にはスペクトラムアナライザが用いられている。
また、上記図１に示したミキサの構成では、ハイブリッド結合器Ｈ２、Ｈ３の一方の入力端には無反射終端Ｔ１、Ｔ２が接続されていたが、本例の実験では、無反射終端を接続する代わりに、変換効率が最も良くなるようにハイブリッド結合器Ｈ２、Ｈ３の当該一方の入出力端に接続されている線路の長さを調整している。
【００６４】
以上の構成から成るミキサにより、ＲＦ波信号からＩＦ波信号への変換損失の測定を行った。なお、このミキサにより入力されたＬＯ波信号とＲＦ波信号とをミキシングしてＩＦ波信号を取り出す処理の手順としては、上記図１を用いて説明した通りである。
【００６５】
図４には、上記図２に示したミキサを用いて測定された変換損失と、従来例に係る通常のバランスドミキサを用いて測定された変換損失とを表すグラフを示してある。
このグラフでは、横軸に中間周波数信号の周波数（ＭＨｚ）を表しており、縦軸に変換損失（ｄＢ）を表してある。
本発明のミキサと従来のバランスドミキサとを比較すると、破線で示した通常のバランスドミキサの変換損失が８ｄＢ程度であるのに比べて、実線で示した本発明のミキサでは１．０〜１．５ｄＢ程度の変換損失の改善、すなわち変換損失の低減が実現された。
【００６６】
なお、本例の実験に係るミキサでは、上記したようにハイブリッド結合器Ｈ２、Ｈ３の一方の入力端に無反射終端を接続しない構成を用いた影響から、バランスドミキサの特性に比べて帯域が狭くなったが、上記した実験の結果から、本発明のミキサにより従来のバランスドミキサに比べて変換損失を改善することができることが実証された。
【００６７】
以上のように、本発明では、２つの信号を入力してこれらの中間周波数信号を取り出すといった処理を行うに際して、不要な周波数成分の信号の発生を実用上で支障がない程度で抑えることができ、これにより、変換損失を低減させて、当該変換の効率を向上させることができる。例えば上記した実験では、従来のバランスドミキサに比べて変換損失を１．０〜１．５ｄＢも改善することができることが確認された。
このように本発明のミキサでは高い変換の効率を得ることができるため、例えば回路を構成するに際して増幅器の使用が困難である場合等において特に有効であり、すなわち、本発明のミキサを用いて高い変換の効率を確保することにより、増幅器を用いなくとも、大きな出力の中間周波数信号を得ることができる。
【００６８】
また、上記実施例のように、３つの同一の９０°ハイブリッド３ｄＢ方向性結合器や４つの同一のダイオードを用いて本発明のミキサを構成する場合には、９０°ハイブリッド３ｄＢ方向性結合器やダイオードとしては同一の部品を組み立てればよいため、ミキサの構成が複雑でなく、生産性等を向上させることができる。
【００６９】
ここで、上記実施例では、ハイブリッド結合器として９０°ハイブリッドの３ｄＢ方向性結合器を用い、また、第２、第３のハイブリッド結合器からの合成電圧を当該電圧の２乗に比例する成分を包含した合成電流へ変換する電流変換手段としてダイオードを用いた場合を示したが、これらの構成については、同様な機能を有した回路部品等が用いられればどのような構成が用いられてもよく、要は、中間周波数信号を生成するに際して、不要な周波数成分の信号の発生を実用上で支障がない程度で抑えることができる構成であればよい。
【００７０】
また、上記実施例では、本発明に係るミキサをスーパーヘテロダイン方式を採用した受信機に適用して、受信された高周波信号と局部発振波信号とから中間周波数信号を取り出す場合を示したが、本発明は、２つの信号を入力してこれらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出す処理を行うものであれば任意のものに適用可能であり、本発明を適用することにより、実用上で支障がない程度で中間周波数以外の不要な周波数成分の信号の発生を抑えて、これにより、入力信号から中間周波数信号への変換の効率を向上させることができる。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るミキサによると、２つの信号を入力して、これらの周波数の差の成分から成る中間周波数信号を取り出すに際して、上記したように３つのハイブリッド結合器により２つの入力信号電圧から４つの合成電圧を生成し、これら４つの合成電圧をそれぞれダイオード等といった電流変換手段により４つの合成電流へ変換して、変換された４つの合成電流の総和に基づいて中間周波数電流を取り出すようにしたため、中間周波数以外の不要な周波数成分の信号の発生を実用上で支障がない程度で抑制することができ、これにより、入力信号から中間周波数信号への変換損失を低減させて、当該変換の効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係るミキサの構成例である。
【図２】変換損失を測定する実験に用いたミキサの構成例である。
【図３】ダイオードマウント部の構成例である。
【図４】実験により得られた変換損失のグラフである。
【図５】従来例に係るシングルミキサの構成例である。
【図６】従来例に係るバランスドミキサの構成例である。
【符号の説明】
Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３・・ハイブリッド結合器、
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４・・ダイオード、Ｔ１、Ｔ２・・無反射終端、
１・・フィルタ、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a mixer that inputs two signals and extracts an intermediate frequency signal composed of components having a difference between these frequencies, and in particular, an unnecessary frequency component to the extent that there is no practical problem in generating the intermediate frequency signal. It is related with the mixer which suppresses generation | occurrence | production of this signal and thereby reduces conversion loss.
[0002]
[Prior art]
A mixer is used to input two signals and extract an intermediate frequency signal composed of a difference component between these frequencies. For example, in a receiver employing a superheterodyne system, a received high-frequency signal (RF wave signal) is used. ) And a local oscillation wave signal (LO wave signal) generated inside the receiver are mixed by a mixer to extract an intermediate frequency signal (IF wave signal).
[0003]
FIG. 5 shows a configuration example of a single mixer using one diode.
In this single mixer, the LO wave signal that has passed through the filter 11 and the RF wave signal that has passed through the filter 12 are added and input to the diode D5, and the IF wave signal output from the diode D5 passes through the filter 13. It is taken out. In this configuration, for example, a directional coupler is provided outside the single mixer, and the LO wave signal and the RF wave signal input to the diode D5 are on the same line.
[0004]
The signal processing procedure in the single mixer will be described in more detail using mathematical expressions.
For example, the signal voltage V of the LO wave signal shown in Equation 1 _LO And signal voltage V of RF wave signal _RF Are input to the single mixer, the signal voltage V5 input to the diode D5 is as shown in Equation 2.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
[Expression 2]

[0007]
Here, it is assumed that the signal current I flowing through the diode D5 when the signal voltage V is input to the diode D5 is as shown in Equation 3.
[0008]
[Equation 3]

[0009]
In Equation 3, a, b, c,... Are predetermined coefficients and are generally determined according to the characteristics of the diode D5. In the following description, for the sake of simplification, it is assumed that terms up to the square of V in Equation 3 are taken, and for example, a term of V 3 or more that has a relatively small influence on the signal current I is ignored in the calculation. To do.
Substituting the signal voltage V5 input to the diode D5 for V in the above-described equation 3 to calculate the signal current I5 flowing through the diode D5, the equation 4 is obtained.
[0010]
[Expression 4]

[0011]
Here, the first item of the components of the signal current I5 is a DC component (constant component), and the second item is an input wave component (frequency is ω). _LO Or ω _RF The third item is a second harmonic component (frequency is 2ω). _LO And 2ω _RF The fourth item is the sum component of the LO wave signal and the RF wave signal (the frequency is ω). _LO + Ω _RF The fifth item is the difference component between the LO wave signal and the RF wave signal (frequency is ω). _RF −ω _LO Component).
Among these components, the fifth item is an intermediate frequency component detected as an IF wave signal, and the component of this IF wave signal is the term of the square of V (cV in Equation 3). ² ). Note that an IF wave signal is not generated from the V-th power term (a) or the V-th power term (bV) in Equation 3.
[0012]
The components from the first item to the fourth item are unnecessary frequency components generated as noise when generating the IF wave signal. In order to eliminate such unnecessary frequency components, a low-pass filter that cuts off a signal having a frequency higher than the frequency of the IF wave signal, for example, is provided as the filter 13 at the output end of the single mixer shown in FIG. That is, when the signal current I5 output from the diode D5 passes through the low-pass filter 13, the intermediate frequency current I of the IF wave signal is obtained. _IF Is taken out from the output end.
In such a configuration, an unnecessary frequency component signal can be eliminated by the filter 13, but the output of the IF wave signal obtained from the output end is very weak.
[0013]
Generally, since the LO wave signal is transmitted from a transmission source provided inside the receiver or the like, an input signal can be obtained with a sufficiently large power. However, the RF wave signal is externally transmitted by radio or the like. Since it is received, the input signal is often obtained with very weak power. For this reason, in order to synthesize an LO wave signal and an RF wave signal to obtain an output of a sufficiently large IF wave signal, it is necessary to convert the RF wave signal to an IF wave signal with high efficiency. The configuration of the single mixer described above is insufficient in practical use.
[0014]
FIG. 6 shows a configuration example of a balanced mixer using two diodes.
In this balanced mixer, the LO wave signal and the RF wave signal input to the hybrid coupler H4 are combined, and the two combined wave signals output from the coupler H4 are input to the diode D6 and the diode D7, respectively. The Then, the signal currents generated in the respective diodes D6 and D7 are summed according to these combined wave signals, and the IF wave signal is taken out when the summed current passes through the low-pass filter 14.
In such a balanced mixer, generation of unnecessary frequency component signals other than the intermediate frequency can be further suppressed as compared with the single mixer described above, and the efficiency of conversion from an RF wave signal to an IF wave signal can be further increased. It is known that
[0015]
The procedure of signal processing in such a balanced mixer will be described in more detail using mathematical expressions.
The signal voltage V of the LO wave signal input to the balanced mixer _LO And signal voltage V of RF wave signal _RF Is the same as that shown in Equation 1.
Further, a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler (90 ° hybrid 3dB coupler) is used as the hybrid coupler H4. When the LO wave signal and the RF wave signal are input to the coupler H4, A combined signal added with the RF wave signal by shifting the phase of the LO wave signal by 90 degrees and a combined signal added with the LO wave signal by shifting the phase of the RF wave signal by 90 degrees in the same direction are output. Note that 3 dB represents the amplitude ratio of the output signal to the input signal. In the case of 3 dB, (1/2) ^1/2 It becomes.
[0016]
The signal voltage V6 output from the hybrid coupler H4 and input to the diode D6 and the signal voltage V7 output from the hybrid coupler H4 and input to the diode D7 are expressed by Equation 5.
[0017]
[Equation 5]

[0018]
In this balanced mixer, the direction of the signal current I6 flowing through the diode D6 when the signal voltage V6 is input is opposite to the direction of the signal current I7 flowing through the diode D7 when the signal voltage V7 is input. The total current I of the signal currents I6 and I7 output from both the diodes D6 and D7 _BS Is shown as in Equation 6. It is assumed that the characteristics of the diode D6 and the diode D7 are expressed by the above-described equation 3 like the diode D5 shown in FIG.
[0019]
[Formula 6]

[0020]
In this way, when the IF wave signal is extracted from the LO wave signal and the RF wave signal by the balanced mixer, no DC component is generated as compared with the case of the single mixer described above. In some cases, the sum component of two signal frequencies generated with the same amplitude as the IF wave signal is not generated. As described above, in the balanced mixer, generation of unnecessary frequency signals other than the intermediate frequency can be suppressed more than in the single mixer, and the amplitude of the IF wave signal is the same as that in the single mixer. (That is, “cAB”) is obtained, the overall efficiency of the conversion from the RF wave signal to the IF wave signal can be increased in the balanced mixer as compared with the single mixer.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, the balanced mixer as described above can efficiently convert an RF wave signal into an IF wave signal by suppressing generation of unnecessary frequency component signals in a relative comparison with a single mixer. However, there was a considerable loss in practical use and it was still insufficient.
That is, the balanced mixer described above generates a combined wave signal of the LO wave signal and the RF wave signal, and obtains a signal current component proportional to the square of the signal voltage of the combined wave signal, thereby converting the IF wave signal. Although it is generated, an unnecessary frequency component such as a double wave is generated at the same time as the generation of the IF wave signal, and there is a problem that conversion with practically sufficient efficiency is not performed. .
[0022]
For this reason, conversion loss is reduced by eliminating the generation of unnecessary frequency component signals other than the intermediate frequency to the extent that there is no practical problem, thereby converting the RF wave signal to the LO wave signal. There has been a demand for a mixer that can improve the efficiency of the system.
In addition, for example, the balanced mixer as described above has a large loss during conversion, so it is often necessary to amplify the obtained IF wave signal by an amplifier or the like, and avoiding such amplification processing. Therefore, it has been required to improve the conversion efficiency by the mixer.
[0023]
The present invention has been made to solve such a conventional problem, and there is no practical problem when two signals are input and an intermediate frequency signal composed of a difference component between these signals is extracted. An object of the present invention is to provide a mixer that can suppress generation of a signal having an unnecessary frequency component.
More specifically, when generating an intermediate frequency signal, for example, it is inputted by suppressing generation of unnecessary signal current such as a frequency component of a second harmonic generated due to a square term of a signal voltage in a diode or the like. It is possible to reduce the conversion loss from the received signal to the intermediate frequency signal, thereby improving the efficiency of the conversion.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the mixer according to the present invention, two signals are input as follows to extract an intermediate frequency signal composed of a difference component between these frequencies. First, in the first hybrid coupler, for example, two signals cos (ω _LO t), cos (ω _RF t) is input, and the phase of one of the input signals is shifted by 90 degrees and added to the other input signal voltage, and the phase of the other input signal voltage is the same. The second combined voltage Vm2 added with the one input signal voltage shifted by 90 degrees in the direction is output.
For example, the first combined voltage Vm1 and the second combined voltage Vm2 are expressed as in Expression 7.
[0025]
[Expression 7]

[0026]
Next, in the second hybrid coupler, the first composite voltage Vm1 is input from the first hybrid coupler, and the phase of the first composite voltage Vm1 and the first composite voltage is shifted by 90 degrees. The third combined voltage Vm3 is output.
In the third hybrid coupler, the second composite voltage Vm2 is input from the first hybrid coupler, and the phase of the second composite voltage Vm2 and the second composite voltage is shifted by 90 degrees. A fourth combined voltage Vm4 is output.
For example, the third combined voltage Vm3 and the fourth combined voltage Vm4 are expressed as in Expression 8.
[0027]
[Equation 8]

[0028]
Next, the first combined voltage Vm1 output from the second hybrid coupler is proportional to the square of the voltage Vm1 by a predetermined coefficient c by the first current conversion means including, for example, a diode. The first combined current Im1 including the component is converted.
In addition, the third combined voltage Vm3 output from the second hybrid coupler is proportional to the square of the voltage Vm3 by the predetermined coefficient c by the second current conversion means including, for example, a diode. Is converted into a second composite current Im2.
[0029]
Further, the second combined voltage Vm2 output from the third hybrid coupler is proportional to the square of the voltage Vm2 by the predetermined coefficient c by the third current conversion means formed of, for example, a diode. Is converted into a third combined current Im3 including the component to be processed.
Further, the fourth combined voltage Vm4 output from the third hybrid coupler is proportional to the square of the voltage Vm4 by the predetermined coefficient c by, for example, a fourth current conversion unit including a diode. Into the fourth combined current Im4 including the component to be converted.
[0030]
Next, an intermediate frequency current is extracted by the current extraction means based on the total sum of the first combined current Im1 to the fourth combined current Im4.
For example, the total current I of the first composite current Im1 to the fourth composite current Im4 _FS Is taken as shown in Equation 9.
[0031]
[Equation 9]

[0032]
In Equation 9, for example, when only the component proportional to the square of the signal voltage is extracted from the first combined current Im1 to the fourth combined current Im4, the component proportional to the square of the signal voltage is the total current I. _FS Current component I contributing to _FS (V ² ) Becomes as shown in Equation 10, and only the intermediate frequency current is generated without generating the second harmonic signal.
[0033]
[Expression 10]

[0034]
Therefore, when the two input signals are synthesized by the first to third hybrid couplers, for example, when generating the intermediate frequency current by the term proportional to the square of the synthesized wave signal thus obtained, As described above, it is possible to suppress the generation of an unnecessary frequency component signal such as a second harmonic wave. Conversion loss can be reduced, whereby the efficiency of the conversion can be improved.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an example of a mixer according to the present invention. This mixer includes three hybrid couplers H1 to H3, four diodes D1 to D4, and a filter 1. In this mixer, one of the two output ends provided in the first hybrid coupler H1 is connected to the input end of the second hybrid coupler H2, and the other is input to the third hybrid coupler H3. The diodes D1 to D4 are connected to the output terminals of the second hybrid coupler H2 and the third hybrid coupler, respectively.
[0036]
In this example, for example, a receiver employing the superheterodyne system includes the mixer of the present invention, and this mixer receives a local oscillation wave signal (LO wave signal) oscillated from a local oscillator provided inside the receiver. The intermediate frequency signal (IF wave signal) is extracted by mixing the high frequency signal (RF wave signal).
In the following, the configuration of the mixer shown in FIG. 1 and the signal processing procedure performed by this mixer will be described in detail using mathematical expressions.
It is assumed that a signal voltage similar to that in Equation 1 is input to the mixer, that is, the signal voltage V of the LO wave signal as shown in Equation 11 _LO And signal voltage V of RF wave signal _RF Are input.
[0037]
## EQU11 ##

[0038]
As the hybrid couplers H1 to H3, 90 ° hybrid 3 dB directional couplers are used in this example.
As described above, the hybrid coupler H1 constitutes the first hybrid coupler in this example, and inputs the LO wave signal and the RF wave signal, and the signal voltage V of one of these input signals. _LO The other input signal voltage V is shifted by 90 degrees. _RF And the first combined voltage Vp and the other input signal voltage V _RF The one input signal voltage V is shifted by 90 degrees in the same direction. _LO And the added second combined voltage Vq. Where the signal voltage V _LO Is the signal voltage of the input LO wave signal, and the signal voltage V _RF Is the signal voltage of the input RF wave signal.
[0039]
In this example, since a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler is used as the hybrid coupler H1, the signal voltage input to the coupler H1 is actually (1/2). ^1/2 Therefore, the first combined voltage Vp and the second combined voltage Vq that are actually output from the hybrid combiner H1 are expressed by Equation 12.
[0040]
[Expression 12]

[0041]
In this example, as a method of shifting the phase of the signal voltage by 90 degrees in the hybrid coupler H1, a configuration in which the phase of the signal voltage is shifted by 90 degrees is used. The phase can be shifted by 90 degrees in the direction in which the phase is advanced.
[0042]
As described above, the hybrid coupler H2 forms a second hybrid coupler in this example, and receives the first synthesized voltage Vp and the first synthesized voltage Vp output from the hybrid coupler H1. 1 has a function of outputting a third synthesized voltage V3 in which the phase of one synthesized voltage Vp is shifted by 90 degrees. In this example, as described above, the first combined voltage Vp is input from one input terminal of the hybrid coupler H2, and the non-reflective terminal T1 is connected to the other input terminal. That is, no signal is input from the input terminal to which the non-reflective terminal T1 is connected.
[0043]
In this example, since a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler is used as the hybrid coupler H2, the combined voltage Vp input to the coupler H2 is actually (1/2). ^1/2 Therefore, the first combined voltage V1 and the third combined voltage V3 actually output from the hybrid coupler H2 are expressed as shown in Equation 13.
[0044]
[Formula 13]

[0045]
In this example, as a method of shifting the phase of the signal voltage by 90 degrees in the hybrid coupler H2, a configuration in which the phase of the signal voltage is shifted by 90 degrees is used. The phase can be shifted by 90 degrees in the direction in which the phase is advanced.
[0046]
As described above, the hybrid coupler H3 constitutes the third hybrid coupler in this example, and receives the second synthesized voltage Vq output from the hybrid coupler H1, and receives the second synthesized voltage Vq and the second synthesized voltage Vq. 2 has a function of outputting a fourth combined voltage V4 in which the phase of the combined voltage Vq of 2 is shifted by 90 degrees. In this example, as in the case of the hybrid coupler H2, the second combined voltage Vq is input from one input terminal of the hybrid coupler H4 as described above, and the other input terminal is connected to the other input terminal. Is connected to the non-reflective terminal T2.
[0047]
In this example, since a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler is used as the hybrid coupler H3, the combined voltage Vq input to the coupler H3 is actually (1/2). ^1/2 Therefore, the second combined voltage V2 and the fourth combined voltage V4 actually output from the hybrid coupler H3 are expressed as shown in Equation 14.
[0048]
[Expression 14]

[0049]
In this example, as a method of shifting the phase of the signal voltage by 90 degrees in the hybrid coupler H3, a configuration in which the phase of the signal voltage is shifted by 90 degrees is used. The phase can be shifted by 90 degrees in the direction in which the phase is advanced.
[0050]
The diode D1 receives the first composite voltage V1 output from the second hybrid coupler H2, and includes a first component that includes a component in which the voltage V1 is proportional to the square of the voltage V1 by a predetermined coefficient c. In this example, the diode D1 constitutes a first current converting means.
The diode D2 receives the third composite voltage V3 output from the second hybrid coupler H2, and includes a component that includes the voltage V3 proportional to the square of the voltage V3 by the predetermined coefficient c. 1 has a function of converting to a combined current I2, and in this example, the diode D2 constitutes a second current converting means.
[0051]
The diode D3 receives the second composite voltage V2 output from the third hybrid coupler H3, and includes a component that includes the voltage V2 proportional to the square of the voltage V2 by the predetermined coefficient c. 3, and in this example, the diode D3 constitutes a third current converting means.
The diode D4 receives the fourth composite voltage V4 output from the third hybrid coupler H3, and includes a component that includes the voltage V4 proportional to the square of the voltage V4 by the predetermined coefficient c. 4, and in this example, the diode D4 constitutes a fourth current converting means.
[0052]
In this example, it is assumed that the diodes D1 to D4 have the same characteristics as the characteristics expressed by the above-described equation 3, that is, when the signal voltage V is input to the diodes D1 to D4, the diodes D1 to D4. Is expressed as shown in Equation 15.
[0053]
[Expression 15]

[0054]
Here, in this example, for example, a term that is the third power or higher of the signal voltage V that has a relatively small influence on the signal current I is ignored in the calculation. Give an explanation.
[0055]
The first to fourth signal currents I1 to I4 converted by the diodes D1 to D4 as described above are summed and inputted to the filter 1.
Here, in the mixer of this example, as shown in FIG. 1, the direction of the signal current flowing through the diode D1 and the diode D2 and the direction of the signal current flowing through the diode D3 and the diode D4 are opposite to each other. For this reason, the total current Is of the first to fourth signal currents I1 to I4 input to the filter 1 is expressed by Equation 16.
[0056]
[Expression 16]

[0057]
In the total current Is thus obtained, the signal component of the second harmonic (that is, the frequency is 2ω) _LO And 2ω _RF In this example, as shown in Expression 16, the signal component of the input wave (frequency is ω). _LO Or ω _RF Component) and the intermediate frequency signal component (frequency is ω) _RF −ω _LO Only component) is generated.
[0058]
The filter 1 is composed of, for example, a low-pass filter (LPF). In this example, the filter 1 has a frequency (ω _RF −ω _LO ) Is passed while the frequency is ω _LO Or ω _RF The signal component is a function of blocking. That is, when the total current Is obtained as described above passes through the filter 1, the intermediate frequency signal I is output from the output terminal of the mixer. _IF Are extracted and output.
[0059]
In this example, the filter 1 constitutes current extraction means for extracting an intermediate frequency current based on the sum Is of the first combined current I1 to the fourth combined current I4.
The current extraction means may be of any configuration as long as the generated intermediate frequency signal can be extracted. For example, the current extraction means may be used together with other generated frequency component signals without providing a filter. A configuration in which a frequency signal is extracted may be used.
[0060]
As described above, in the mixer according to the present invention, compared with the single mixer of FIG. 5 and the balanced mixer of FIG. Occurrence can be suppressed. Further, while suppressing unnecessary frequency components in this way, the amplitude (cAB) of the intermediate frequency signal is the same as in the case of a single mixer or balanced mixer, thereby reducing the conversion loss from the input signal to the intermediate frequency signal. Thus, the efficiency of the conversion can be improved.
As described above, according to the present invention, generation of a signal having an unnecessary frequency component is eliminated to the extent that there is no practical problem, thereby improving the conversion efficiency.
[0061]
Next, an experimental example in which the conversion loss in the mixer shown in FIG. 1 is measured will be described.
In the mixer used in the experiment of this example, an NRD guide is used as a signal transmission line, and a dielectric material used for the NRD is poly-tetra-fluoro-ethylene (non-dielectric constant 2.04) ( Trade name: Teflon) is used. A 60 GHz signal is used as the center frequency.
FIG. 2 shows an example of the configuration of the mixer with the appearance in which the upper metal plate of the NRD guide structure used in this experiment is removed.
The mixer shown in the figure is provided with three 90 ° hybrid 3 dB directional couplers H1 to H3 and four diodes D1 to D4, similar to the configuration shown in FIG. The function is as described above.
[0062]
In this example, the diodes D1 to D4 are constituted by diode mounts, and FIG. 3 is a three-dimensional view of the diode mount portion.
As shown in the figure, in this example, Schottky barrier diodes are used as the diodes D1 to D4, and a low-pass filter (LPF) 1 is provided in the mount portion. Both ends of the diode mount are connected to the back circuit by a semi-rigid cable, and an intermediate frequency signal is output from the back circuit.
[0063]
In this example, a Gunn oscillator is used to oscillate the LO wave signal, a synthesized sweeper is used to oscillate the RF wave signal, and a spectrum analyzer is used to measure the IF wave signal.
In the mixer configuration shown in FIG. 1, the non-reflective terminations T1 and T2 are connected to one input end of the hybrid couplers H2 and H3. However, in the experiment of this example, the non-reflective termination is connected. Instead, the length of the line connected to the one input / output end of the hybrid couplers H2 and H3 is adjusted so that the conversion efficiency is the best.
[0064]
Using the mixer configured as described above, the conversion loss from the RF wave signal to the IF wave signal was measured. The procedure of the process of extracting the IF wave signal by mixing the LO wave signal and the RF wave signal input by the mixer is as described with reference to FIG.
[0065]
FIG. 4 is a graph showing conversion loss measured using the mixer shown in FIG. 2 and conversion loss measured using a conventional balanced mixer according to the conventional example.
In this graph, the horizontal axis represents the frequency (MHz) of the intermediate frequency signal, and the vertical axis represents the conversion loss (dB).
When the mixer of the present invention is compared with the conventional balanced mixer, the conversion loss of the ordinary balanced mixer indicated by the broken line is about 8 dB, whereas the mixer of the present invention indicated by the solid line is 1.0 to Improvement of conversion loss of about 1.5 dB, that is, reduction of conversion loss was realized.
[0066]
Note that, in the mixer according to the experiment of this example, the band is larger than the characteristics of the balanced mixer because of the effect of using the configuration in which the non-reflection termination is not connected to one input terminal of the hybrid couplers H2 and H3 as described above. Although narrowed, the results of the above experiment demonstrated that the conversion loss can be improved by the mixer of the present invention compared to the conventional balanced mixer.
[0067]
As described above, according to the present invention, when performing processing such as inputting two signals and extracting these intermediate frequency signals, generation of unnecessary frequency component signals can be suppressed to the extent that there is no practical problem. Thereby, conversion loss can be reduced and the efficiency of the conversion can be improved. For example, in the experiment described above, it has been confirmed that the conversion loss can be improved by 1.0 to 1.5 dB as compared with the conventional balanced mixer.
As described above, since the mixer of the present invention can obtain high conversion efficiency, it is particularly effective when, for example, it is difficult to use an amplifier when configuring a circuit. That is, the mixer of the present invention is high. By ensuring the conversion efficiency, a large output intermediate frequency signal can be obtained without using an amplifier.
[0068]
Further, when the mixer of the present invention is configured using three identical 90 ° hybrid 3 dB directional couplers or four identical diodes as in the above embodiment, a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler, Since it is sufficient to assemble the same parts as the diode, the configuration of the mixer is not complicated, and productivity and the like can be improved.
[0069]
Here, in the above embodiment, a 90 ° hybrid 3 dB directional coupler is used as the hybrid coupler, and the composite voltage from the second and third hybrid couplers is a component proportional to the square of the voltage. Although the case where a diode is used as the current conversion means for converting into the combined current included is shown, any configuration may be used for these configurations as long as circuit parts having similar functions are used. In short, any configuration may be used as long as generation of an unnecessary frequency component signal can be suppressed to the extent that there is no practical problem in generating the intermediate frequency signal.
[0070]
In the above embodiment, the mixer according to the present invention is applied to a receiver adopting the superheterodyne system, and the intermediate frequency signal is extracted from the received high frequency signal and the local oscillation wave signal. The present invention can be applied to any one that inputs two signals and extracts an intermediate frequency signal composed of a difference component between these frequencies. By applying the present invention, the present invention is practically applicable. Thus, generation of a signal having an unnecessary frequency component other than the intermediate frequency can be suppressed to the extent that there is no problem, and the efficiency of conversion from the input signal to the intermediate frequency signal can be improved.
[0071]
【The invention's effect】
As described above, according to the mixer of the present invention, when two signals are input and an intermediate frequency signal composed of a difference component of these frequencies is extracted, two hybrid couplers are used as described above. Four synthesized voltages are generated from the input signal voltage, these four synthesized voltages are converted into four synthesized currents by current conversion means such as diodes, respectively, and the intermediate frequency current is based on the sum of the four synthesized currents thus converted. Therefore, generation of signals with unnecessary frequency components other than the intermediate frequency can be suppressed to the extent that there is no practical problem, thereby reducing the conversion loss from the input signal to the intermediate frequency signal. , The efficiency of the conversion can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration example of a mixer according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration example of a mixer used in an experiment for measuring conversion loss.
FIG. 3 is a configuration example of a diode mount unit.
FIG. 4 is a graph of conversion loss obtained by an experiment.
FIG. 5 is a configuration example of a single mixer according to a conventional example.
FIG. 6 is a configuration example of a balanced mixer according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
H1, H2, H3 .. hybrid coupler,
D1, D2, D3, D4 ... Diode, T1, T2 ... Anti-reflective termination,
1. Filter,

Claims

In a mixer that inputs two signals and extracts an intermediate frequency signal composed of a difference component of these frequencies,
When two signals are input, the phase of one of the input signals is shifted by 90 degrees and added to the other input signal voltage, and the phase of the other input signal voltage is the same. A first hybrid coupler that outputs a second combined voltage added with the one input signal voltage shifted by 90 degrees in the direction;
The first composite voltage is input from the first hybrid coupler, and the second composite voltage and the third composite voltage obtained by shifting the phase of the first composite voltage by 90 degrees are output. A hybrid coupler,
The second composite voltage is input from the first hybrid coupler, and the second composite voltage and a fourth composite voltage obtained by shifting the phase of the second composite voltage by 90 degrees are output. A hybrid coupler,
First current conversion means for converting the first combined voltage output from the second hybrid coupler into a first combined current including a component proportional to a square of the voltage by a predetermined coefficient; ,
Second current conversion means for converting the third combined voltage output from the second hybrid coupler into a second combined current including a component proportional to the square of the voltage by the predetermined coefficient. When,
Third current conversion means for converting the second combined voltage output from the third hybrid coupler into a third combined current including a component proportional to the square of the voltage by the predetermined coefficient. When,
Fourth current conversion means for converting the fourth combined voltage output from the third hybrid coupler into a fourth combined current including a component proportional to the square of the voltage by the predetermined coefficient. When,
Current extraction means for extracting an intermediate frequency current based on a sum of the first combined current to the fourth combined current;
Equipped with a,
In the third current conversion unit and the fourth current conversion unit, the third combined current and the fourth combined current are opposite to the first combined current and the second combined current. A mixer characterized by being provided to flow .