JP4388370B2 - スイッチ共振電力変換エレクトロニクス - Google Patents

Description

本発明は、伝達効率を改善するための発電機から負荷へのエネルギー伝達の制御に関する。

一例として、容量性発電機には、機械応力およびひずみを受けると電気信号を生成する容量性圧電発電機（ＰＥＧ）として機能する圧電デバイスが含まれている。１つまたは複数のこれらの圧電デバイスの電気信号を処理することにより、電気／電子デバイスを動作させるために使用することができ、かつ／または電力格子の一部にすることができる電力を生成することができる。例えば、参照によりその教示が本明細書に組み込まれている、それぞれ１９９６年９月３日および１９９７年１２月３０日に発行され、本出願の譲受人に譲渡された米国特許第５，５５２，６５６号および第５，７０３，４７４号に、圧電デバイスを利用して電力を生成するシステムが示されている。

発電機として使用される圧電デバイスの特徴は、機械ひずみおよび応力の電荷への変換（「結合」）効率が本質的に良好でないことであり、そのために、電力として利用できるのは、一定の負荷が圧電デバイスに印加された場合、圧電デバイスに印加される機械応力／ひずみの極めてわずかな部分（例えば約１０％）に過ぎない。したがって、圧電デバイスの低「結合」係数を補償し、かつ、克服するべく、圧電デバイスによって生成されるエネルギーの負荷への伝達効率が改善されることが望ましい。

知られている、圧電発電機から負荷への伝達効率を改善するための方法には、共振回路を形成するステップが含まれている。例えば図１はこの共振回路を示したもので、従来技術による圧電発電機回路が極めて単純化されたブロック図で示されている。圧電デバイスに印加される応力および／またはひずみは、穏やかに変化する（例えば毎秒数サイクル）エネルギー源（例えば海の波、風、水の渦）によって提供されている。したがって圧電デバイスが動作する周波数が非常に低く、これらの圧電デバイスによって生成される電気信号の周波数範囲も毎秒数サイクル程度である。圧電デバイスから負荷へ効率良くエネルギーを伝達するための大きな問題は、この低動作周波数によるものである。

例えば、このような低周波数で動作する誘導子および変圧器を、適切なサイズおよび適切なコストで形成することが困難である。一例として図１を参照すると、誘導子１６によって負荷２７に結合された圧電デバイス２２が回路に含まれていることに留意されたい。この回路の共振周波数（ｆｏ）は、ｆｏ＝１／２π（ＬＣｐ）^．５で表される。Ｃｐは、圧電デバイス２２のキャパシタンスであり、Ｌは、誘導子１６のインダクタンスである。Ｌの値は、圧電デバイスのキャパシタンスと共に共振するように選択されている。［注記：説明および考察を容易にするべく、本明細書および特許請求の範囲の各請求項では、回路内の他のキャパシタンスによる寄与は無視されている］。Ｃｐのキャパシタンスは、０．０１から１０マイクロファラド（１０^−６ファラド）の範囲であることが仮定されている。ここで、圧電デバイスによって機械駆動力に応答して生成される電気信号の周波数範囲が２Ｈｚであると仮定すると、２Ｈｚで共振する回路を得るためには、１２，０００ヘンリーの範囲の値を有する誘導子１６が必要である。この値の誘導子には、小部屋程度のサイズが必要である。また、海の波のランダムな性質による周波数の期待変動性のため、直接電気共振は実際的ではない。
米国特許第５，５５２，６５６号 米国特許第５，７０３，４７４号

本発明は、改善された伝達効率で発電機から負荷へのエネルギー伝達の制御を行うことができるスイッチ共振電力変換エレクトロニクスを提供することを目的とする。

本出願人による発明は、部分的に、低周波数で動作する発電デバイスが、低周波数レートでエネルギーを捕捉する一方で、収集したエネルギーをはるかに高い周波数で抽出することができる、という認識に基づいている。エネルギーを高い周波数で抽出することにより、従来技術によるシステムと比較して妥当な値およびサイズを有する、例えば誘導子などのコンポーネントを使用することができる。

また、本出願人による発明は、発電回路と共に、発電デバイスが動作している周波数より高い周波数で、かつ、発電デバイスが動作している周波数とは独立して共振するエレメントを備えた電力抽出回路を、発電デバイスを備えた回路に周期的にスイッチすることができる、という認識に基づいている。したがって、穏やかに変化するエネルギー源（例えば、海の波、風、水の渦）によって動作し、かつ、制御される発電機デバイスに、１つの周波数でエネルギーを展開させ、かつ、別の周波数でエネルギーを伝達させることができる。

また、本出願人による発明は、発電回路から抽出する電力を最大化するべく、選択された時間期間の間、誘導性負荷を容量性発電回路を備えた回路に周期的にスイッチすることができる、という認識に基づいている。

また、本出願人による発明は、容量性発電機が振動電気信号を生成する場合、誘導性電力抽出回路を振動電気信号の正および負のピークでスイッチすることが好ましい、という認識に基づいている。

また、本出願人による発明は、容量性発電機が第１の低周波数（ｆ１）で振動電気信号を生成する場合、容量性発電機と共に、実質的にｆ１より高い共振周波数（ｆｏ）で共振するべく設計された誘導性電力抽出回路を、スイッチのクローズで始まり、誘導子を流れる電流がゼロになると終了する電気パルスの形で電力が抽出されるよう、第１の振動電気信号の正および負のピークでシステムにスイッチすることが好ましい、という認識に基づいている。スイッチがクローズしている時間Ｔｃは、ｆｏがエネルギー源および負荷回路の共振周波数である１／２ｆｏにほぼ等しい。

また、本出願人による発明は、振動電気信号の１つまたは複数のピークを高い信頼性で正確に検出するための回路および配列に基づいている。

また、本出願人による発明は、容量性発電回路に印加するべき好ましい負荷条件の決定に基づいている。

また、本出願人による発明は、誘導性電力抽出回路を容量性発電機に選択的に結合するスイッチのターン・オンおよびターン・オフを制御するための回路に基づいている。

添付の図においては、同一参照文字は同一コンポーネントを表している。

図２には、機械応力を受ける環境に置かれる、本明細書ではＰＥＧ１としても参照されている圧電デバイス２２が含まれている。説明用として、ＰＥＧ１は、ＰＥＧ１に応力および／またはひずみがもたらされ、それにより、振幅および周波数が駆動機械力（例えば、海の波）の振幅および周波数の関数として変化する電気信号が生成される環境（例えば海、川、風車小屋）に置かれていると仮定する。ＰＥＧ１は、ＰＥＧ１が置かれている環境からＰＥＧ１に付与されるエネルギーを収集するべく機能し、ＰＥＧ１を接続しているシステムに収集したエネルギーを供給している。この実施例では、ＰＥＧ１は、ＰＥＧ１に印加される振動機械力によって振動電圧を生成すると仮定されている。

圧電デバイス２２は、「スマート」スイッチ２４を介して誘導性回路２６の一方の端部に選択的に結合されている。誘導性回路２６のもう一方の端部は、負荷２７に結合されている。スイッチ２４は、そのターン・オン（クローズ）およびターン・オン時間の長さが慎重に制御されているため、「スマート」スイッチと呼ばれている。スマート・スイッチ２４は、電子スイッチあるいはリレー接点もしくは任意の類似デバイスであるスイッチＳ１を備えている。スイッチＳ１は、一方の信号状態（スイッチ・クローズ）の間、極めてインピーダンスの小さい接触を提供し、もう一方の信号状態（スイッチ・オープン）の間、極めてインピーダンスの大きい接触を提供している。スマート・スイッチ２４のターン・オンおよびターン・オフは、回路網３４によって制御されている。これについては以下でさらに詳細に説明する。

誘導性回路２６は、インダクタンスＬを有する誘導子を備えている。誘導子の値は、スイッチＳ１がクローズすると、圧電デバイス２２のキャパシタンスＣｐと共に誘導子２６が共振するように選択されている。図２では、誘導子２６の出力側は、整流回路２８を備えた負荷２７に接続されている。整流回路２８の出力は、バッテリ３５を充電し、かつ、バッテリの充電を調整するＤＣ／ＤＣコンバータ３０に結合された蓄積コンデンサ２９に接続されている。

図３Ａを参照すると、図２に示す実施形態の簡易等価回路が示されている。圧電デバイス（ＰＥＧ）が、端子３０と３３の間にコンデンサＣｐと直列に接続された電圧源Ｅｐと、Ｃｐと直列の電圧源Ｅｐをシャントするべく端子３１と３３の間に結合された抵抗Ｒｐとによって表されていることに留意されたい。抵抗Ｒｐは、振動機械力の下での圧電素子内部のひずみと電圧の間の位相差による実効損失と結合した圧電材料の等価誘電損抵抗（ＰＶＤＦ）を表している。通常、Ｒｐの抵抗値は、数メグオームの範囲である。一実施形態では、コンデンサＣｐは、０．４５マイクロファラドの値を有するべく決定されている。また、ＰＥＧには、ノード３０と３１の間に接続された電極抵抗（Ｒｅｌｅｃｔｒｏｄｅ）が含まれている。電圧源Ｅｐは、振幅および周波数がＰＥＧに応力を付与する機械駆動力の振幅および周波数の関数である電圧を生成している。Ｅｐの振幅は、広範囲（例えば０から５００ボルト）に渡って変化し、また、その周波数は、通常、０Ｈｚから毎秒数サイクルに渡って変化する。

本出願人による発明の一態様は、誘導子２６を発電機を備えた回路に選択的に接続し、それにより、主としてＣｐのキャパシタンスと誘導子（Ｌ１すなわち２６）のインダクタンス（Ｌ）で決まる共振周波数でエネルギーをＣｐから誘導子および負荷へ伝達することにより、圧電発電機内に収集された電力を抽出することを対象にしている。誘導子２６の値Ｌは、Ｃｐと誘導子２６による共振周波数（ｆｏ）が、機械的に印加される力の最大「入力」周波数（ｆ１）すなわち印加される応力および／またはひずみに応答してＰＥＧ１によって生成される電気信号の最大「入力」周波数（ｆ１）よりはるかに高くなるように選択されている。

一実施形態では、駆動周波数を２Ｈｚ、Ｃｐを０．４５マイクロファラドと仮定して、共振周波数が約７０Ｈｚになるように選択され、ＰＥＧ１を選択的に負荷２７に接続するべく、約１１．６ヘンリーの値を有する誘導子２６が使用されている。特定の実施形態では、誘導子Ｌ１の直列巻線抵抗（Ｒｗ）の値は６５オームであり、ＰＥＧ１の電極抵抗（Ｒｅｌｅｃｔｒｏｄｅ）は１００オームである。したがって、ＲｗとＲｅｌｅｃｔｒｏｄｅの和を表す「ループ」直列抵抗（Ｒｓ）は１６５オームである。

図３Ａでは、負荷２７は抵抗で表されているが、図２に示すように、負荷２７は、複合負荷（様々な抵抗回路網および／または誘導子および／または容量エレメントを備えた負荷）にすることができることを理解されたい。また、負荷２７は、図２に示すように、回路によって生成される正および負の電力パルスを単方向電力源に変換するためのブリッジ整流器２８、一時蓄積コンデンサ２９、電荷を保存するためのバッテリ３５、および一時蓄積コンデンサ２９からバッテリ３５へ、バッテリの充電および蓄積した電荷の保存に必要な電圧で電荷を移動させるためのＤＣ／ＤＣコンバータ３０を備えることもできる。

本発明の重要なアスペクトは、（ａ）スイッチＳ１がクローズしている間に形成される回路が、主として電源キャパシタンスＣｐとループに沿った他のあらゆる直列インダクタンスを含む誘導子２６のインダクタンスで決まる共振周波数（ｆｏ）を有していること［考察を容易にするために、誘導子２６のインダクタンス以外のインダクタンスは無視されている］、（ｂ）ｆｏを、入力すなわちＰＥＧ１によって生成される駆動信号（Ｅｐ）の周波数ｆ１よりはるかに高くすること、（ｃ）入力信号（Ｅｐ）のピーク（正および負）でスイッチＳ１をクローズすること、および（ｄ）電荷パルスが電源ＰＥＧ１から負荷へ移動する共振周波数ｆｏの半サイクルにほぼ等しい時間期間（Ｔｃ）の間、スイッチＳ１をクローズすることである。スイッチＳ１は、誘導子に流れる電流を電流がゼロになるまで流し続けることができるだけの十分な期間の間クローズした後、オープンする。

スイッチＳ１のオープンおよびクローズは、以下で考察するようにいくつかの方法で達成することができる。その方法の１つは、トリガされるとターン・オンし、かつ、電流がゼロになると自らターン・オフする自己整流形（「自己消滅形」）スイッチを使用する方法である。もう１つの方法は、スイッチＳ１のターン・オンおよびターン・オフを能動制御する方法である。

図３Ａに示す回路の動作は、図４に示す波形線図および図５に示す波形Ａを参照し、かつ、（ａ）ＰＥＧによって生成される電気信号が正弦波信号であること、（ｂ）Ｅｐが時間ｔ１、ｔ３、ｔ５等でピーク（負または正）に到達すると、スイッチＳ１がトリガされてクローズ（すなわちターン・オン）し、（ｃ）スイッチＳ１を流れる電流がゼロまたはほぼゼロになると、入力信号の次のピーク／トラフまでスイッチがオープンすると仮定することにより、より良く説明することができる。説明を容易にするために、同じく、駆動周波数は２Ｈｚ、共振周波数は７０Ｈｚ、期間（Ｔｃ）は約７ミリ秒と仮定する。図４および５を参照すると、入力信号Ｅｐの正および負のピークでＳ１をターン・オンするための回路の動作は、以下のように説明することができる。

１−時間ｔ０から時間ｔ１までの回路動作：スイッチＳ１がオープンし、０ボルトからピークＥ１へのＥｐの増加に伴って、ＣｐのプレートＸの電圧（Ｖｘ）がＥ１の値まで増加する。

２−時間ｔ１からｔ１１までの回路動作：時間ｔ１でスイッチＳ１がクローズすると、ＶｘがＥ１の値からほぼ（−）Ｅ１の値まで減少する。つまり、スイッチのクローズに続いて、共振回路（コンデンサＣｐおよび誘導子Ｌ２６）の最初の半サイクルの間、共振回路によってコンデンサＣｐのプレートＸの電圧が反転する。ＰＥＧから電力が抽出され、かつ、負荷回路に伝達されるのは、この期間の間であることに留意されたい。スイッチＳ１は、スイッチＳ１に電流が流れている限り、クローズ状態を維持する。スイッチＳ１を流れる電流がゼロまたはほぼゼロになると、時間ｔ１１でスイッチＳ１がオープンする（または能動的にオープンされる）。

３−時間ｔ１１から時間ｔ３までの回路動作：時間ｔ１１でＶｘがほぼ（−）Ｅ１になるとスイッチＳ１がオープンする。次に、ＥｐがＥ１からほぼ（−）Ｅ１まで減少した後（時間ｔ１１からｔ３まで）、電圧Ｖｘが電圧Ｅｐに追従し、したがってＶｘは、時間ｔ１１における（−）Ｅ１から時間ｔ３における（−）３（Ｅ１）まで減少する。

４−時間ｔ３から時間ｔ３１までの回路動作：時間ｔ３でＥｐが（−）Ｅ１になり、また、Ｖｘが（−）３（Ｅ１）になるとスイッチＳ１がクローズし、ＣｐおよびＬ２６を含んだ直列共振回路が形成される。この共振回路により、ＣｐのプレートＸの電圧の極性が反転し、電圧Ｖｘが（−）３Ｅ１からほぼ＋３Ｅ１に増加する。時間ｔ３から時間ｔ３１まで、負荷を通して電荷が放電する。時間ｔ３１で電荷のパルスがスイッチを通って移動し、かつ、スイッチを流れる電流がゼロに復帰すると、スイッチＳ１がオープンし、あるいはオープンされる。この場合も、ＰＥＧから電力が抽出され、かつ、負荷回路へ伝達されるのは、このｔ３からｔ３１までの期間の間である。

５−時間ｔ３１から時間ｔ５までの回路動作：時間ｔ３１における−Ｅ１から時間ｔ５における＋Ｅ１までのＥｐの増加に伴って、Ｖｘは、＋３Ｅ１の値から＋５Ｅ１の値まで追従する。

６−上で説明した動作は、入力信号の正のピークおよびトラフ（谷すなわち負のピーク）毎に繰り返されるが、ただ漠然と構築されるのではなく、電圧Ｖｘは、負荷で失われる電力を含む共振システムの電気損失が電圧Ｖｘの自らの完全な反転を防止する際に、定常状態の値に接近している。したがってＶｘ信号の振幅は、図４、５、７および８に示すように静止値に到達している。システムが定常状態に到達すると、共振パルスの形で抽出される電力と、入力電力源ＰＥＧ１によって供給される電力が整合する。共振回路が過制動されず、また、電圧Ｖｘをビルド・アップすることができる場合、定常状態の電圧Ｖｘの振幅は、定常状態の電圧Ｅｐの振幅と比較して相当大きくすることができる。

７−本発明を具体化した回路では、時間Ｔｃの間、電力が抽出される。Ｔｃは１／２ｆｏに等しく、ｆｏは、スイッチがクローズしている間の直列ループの共振周波数である。スイッチ、誘導エレメントおよび負荷と直列のＰＥＧ１を示す簡易回路の場合、ｆｏは１／２π（ＬＣｐ）^．５にほぼ等しく、スイッチは、Ｔｃ＝π（ＬＣｐ）^０．５にほぼ等しい時間期間の間クローズする。

８−図５に示すＶｌｏａｄの波形を参照すると、抵抗エレメントに流れる電流パルスによって、入力正弦波の各ピーク（例えば時間ｔ１、ｔ３およびｔ５）に続いて時間期間Ｔｃの間、パルスが生成されていることに留意されたい。電流は、パルス毎にゼロから立ち上がって最大値まで増加した後、ピークに対応するスイッチの各クローズから時間Ｔｃ後にはゼロに復帰している。

あらゆる共振システムに存在しているように、電圧のビルド・アップと電力の抽出の間にはトレードオフが存在している。したがって、この方法を使用して最大電力を伝達するための最適負荷が存在している。この最適かつ最大の近似は、数学的に引き出すことができ、あるいは実験によって計算することができる。

動作理論
［特定の妥当かつ現実的な近似は、以下の数学的解析によってなされたものであることに留意されたい］

回路の動作は、図６に示す略図を参照することによって最も良好に説明することができる。図６では、Ｒ_ｐは、ＰＶＤＦの等価誘電損抵抗を表し、Ｒ_Ｓは、コイルの巻線抵抗と圧電素子の電極抵抗の組合せ効果に等しい直列損失項を表している。したがって、Ｒ_Ｓ＝Ｒ_Ｗ＋Ｒ_{ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ}である。一実施形態では、４２４ボルトｒｍｓの電圧源および０．４５μＦのキャパシタンスが、±１％でひずみが付与された１枚の電極化圧電膜に対応している。１０ＭΩの並列損失抵抗Ｒ_ｐは、≒２％のタンジェントδに基づいている。図６に示す実施形態では、誘導子は、１１．６Ｈの値を有するべく選択されており、その巻線抵抗は６５Ωである。Ｒ_{ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ}は、１００オームに等しいことが仮定されており、したがってＲ_Ｓは１６５Ωに等しい。以下で考察するように、図６に示す回路の場合、図に示すパラメータを使用して最大電力を伝達するためにはＲ_Ｌ＝３４５オームの値が最適であるため、３４５Ωに等しいＲ_Ｌの値が選択されている。

説明用として、Ｅｐが入力周波数ｆ_ＩＮ＝２Ｈｚの正弦波入力を圧電素子に提供すると仮定し、さらに、入力信号Ｅｐの正および負のピークでインテリジェント・スイッチＳ１がクローズすると仮定する。誘導子に流れる電流がゼロまたはほぼゼロに等しくなるとスイッチがオープンし、あるいはオープンされる。電源のインピーダンスが負荷のインピーダンスよりはるかに大きい場合、パルス持続期間がＬ−Ｃｐ回路網の共振周期の半サイクルである準正弦波電流パルスが誘導子を通って負荷へ移動する。したがって、このスイッチがクローズしている時間は、Ｔｃ＝π（ＬＣｐ）^．５で近似することができ、この実施形態の場合、７．１８ミリ秒である。

Ｃｐの両端間に初期値Ｖ_Ｎを与えると、スイッチがクローズしているインターバルの間の電圧は、
Ｖ_Ｃ（ｔ）＝Ｖ_Ｎｅｘｐ（−ω_０ｔ／（２Ｑ_Ｌ））ｃｏｓ（ω_０ｔ） （１）
で与えられる。ω_０＝１／（ＬＣｐ）^．５であり、Ｑ_Ｌ＝ω_０Ｌ／（Ｒ_Ｌ＋Ｒ_Ｓ）＝（Ｌ／Ｃｐ）^．５／（Ｒ_Ｌ＋Ｒ_Ｓ）≡Ｒ_０／（Ｒ_Ｌ＋Ｒ_Ｓ）である。
この同じインターバルの間に、誘導子Ｌおよび負荷Ｒ_Ｌに流れる電流は、
ｉ_Ｌ（ｔ）≒Ｖ_Ｎ／Ｒ_０ｓｉｎ（ω_０ｔ） （２）
で与えられる。ｔ＝ＴｃでスイッチＳがオープンし、ｖ_Ｃ（Ｔｃ）＝−Ｖｉｅｘｐ（−π／（２Ｑ_Ｌ））＝−ａＶｉ（ａ≒１）、ｉ_Ｌ（Ｔｃ）＝０である。ａは次のように定義されている。
ａ≡ｅｘｐ（−π／（２Ｑ_Ｌ）） （３）
スイッチは一度オープンすると、次のピーク（負のピーク）が生じるまでオープン状態を維持する。この期間の間、ひずみが印加されている状態のピエゾ素子によって生成される電荷により、Ｖ_Ｃは充電を継続することになる（より強い陰電気で）。この場合の波形は、
Ｖ_Ｃ（ｔ）＝Ｖ_Ｐｃｏｓ（ω_ＩＮｔ）−（ａＶ_Ｎ＋Ｖ_Ｐ）ｅｘｐ（−ｔ／τ）（４）
で与えられる。τ＝Ｒ_ＰＣ_Ｐであり、ピエゾの誘電損時定数を表している。Ｖ_Ｐはピーク・オープン回路電圧である。
Ｓは、次のピークで同じ期間Ｔｃの間クローズし、今度は（Ｖｉ）＋がはるかに大きい値である点を除いて同様に挙動する。このｔ＝１／（２ｆ_ＩＮ）、ω_ＩＮｔ＝πにおけるスイッチの次のクローズの直前に、Ｖ_Ｃの値が、
Ｖ_Ｎ＋１＝−（Ｖ_Ｐ（１＋ｂ）＋ａｂＶ_Ｎ） （５）
で表されるＶ_Ｎ＋１に到達する。ｂ≡ｅｘｐ（−１／（２ｆ_ＩＮτ））＝ｅｘｐ（−π／Ｑ_Ｃ）、Ｑ_Ｃ＝２πｆ_ＩＮτ＝１／ｔａｎδである。

このプロセスは、ピエゾ・デバイスによって追加されるエネルギーが、負荷Ｒ_Ｌへ伝達されるエネルギーと電極、誘導子およびＰＶＤＦ誘電体における損失の和によってオフセットされる定常状態に到達するまで半サイクル毎に繰り返される（符号は変化する）。式（５）を使用して、入力の半サイクルの数を関数とした電圧のビルド・アップが周期的に予測される。ビルド・アップ時定数は、ほぼＱ_Ｌサイクルであることが分かる。定常状態電圧によって負荷へ伝達される定常状態電力が決定されるため、定常状態電圧は重要なパラメータである。定常状態電圧は、Ｖ_Ｎ＋１＝−Ｖ_Ｎを式（５）にセットすることによって得られる。つまり、
（Ｖ_Ｃ）_ＳＳ＝Ｖ_Ｐ（１＋ｂ）／（１−ａｂ） （６）
で与えられる。
このピーク電圧により、幅Ｔ_Ｃおよびピーク振幅
（Ｉ_Ｌ）_ＭＡＸ＝（Ｖ_Ｃ）_ＳＳ／Ｒ_０ （７）
を有する半正弦波電流パルスが負荷に生成される。
最後に、式（７）から平均電力出力が得られる。
Ｐ_ＯＵＴ＝（（Ｉ_Ｌ）_ＭＡＸ）^２Ｒ_ＬＴ_Ｃｆ_ＩＮ （８）

Ｑに比例したリアクタンス・エレメント両端間の高電圧ビルド・アップは、共振回路の典型的な高電圧ビルド・アップである。このパルス手法の重要なアスペクトは、共振周波数と入力周波数が独立しており、したがって、極めて低い入力周波数にもかかわらず実際的なコンポーネント値が可能であることである。図７および８は、図６に示す回路のコンピュータ化ソフトウェア回路プログラム（ＳＰＩＣＥ）シミュレーションによって生成される定常状態電圧波形および負荷電流波形を示したものである。

最適電力伝達
Ｒ_Ｌには電力出力を最大化する最適値が存在している。これは、式６〜８を操作すると分かる。先ず、既に定義したパラメータａおよびｂが、大きいＱ_ＬおよびＱ_Ｃ（＞５）に対していずれも≒１であることを認識されたい。したがって式（６）は、
（Ｖ_Ｃ）_ＳＳ≒２Ｖ_Ｐ／π（１／（２Ｑ_Ｌ）＋１／（Ｑ_Ｃ））＝４Ｖ_ＰＱ_ＬＱ_Ｃ／π（２Ｑ_Ｌ＋Ｑ_Ｃ） （９）
によって近似することができ、また、電力出力は、次のように書き換えることができる。
Ｐ_ＯＵＴ＝（Ｖ_ＣＳＳ）^２Ｔ_Ｃｆ_ＩＮＲ_Ｌ／Ｒ_０ ^２
≒１６Ｃ_ＰＶ_Ｐ ^２Ｑ_Ｌ ^２Ｑ_Ｃ ^２ｆ_ＩＮＲ_Ｌ／（πＲ_０（２Ｑ_Ｌ＋Ｑ_Ｃ）^２）（１０）
機械力入力が
Ｐ_ＩＮ＝Ｃ_ＰＶ_Ｐ ^２ｆ_ＩＮ／（２ｋ^２） （１１）
（ｋ^２＝電気−機械結合係数＝ｄ_２１ ^２Ｙ／ε）
であることを思い出すと、機械力−電力変換効率Ｐ_ＯＵＴ／Ｐ_ＩＮは、
η＝（３２ｋ^２／πＲ_０）^＊（（Ｑ_Ｌ ^２Ｑ_Ｃ ^２／（２Ｑ_Ｌ＋Ｑ_Ｃ）^２）^＊Ｒ_Ｌ） （１２）
で与えられる。Ｑ_Ｌ＝Ｒ_０／（Ｒ_Ｌ＋Ｒ_Ｓ）を代入し、かつ、Ｒ_Ｌに関して最大化すると、
（Ｒ_Ｌ）_ＯＰＴ＝Ｒ_Ｓ＋（２Ｒ_０／Ｑ_Ｃ） （１３（ａ））
（Ｑ_Ｌ）_ＯＰＴ＝Ｒ_０／２（Ｒ_Ｓ＋Ｒ_０／Ｑ_Ｃ） （１３（ｂ））
が得られる。これを式（１２）に組み込むと、変換効率の最大値が得られる。
η_ＭＡＸ＝８ｋ^２Ｒ_０／（π（Ｒ_Ｓ＋２Ｒ_０／Ｑ_Ｃ）） （１４）

したがって、本出願人による発明には、抵抗の最適値（Ｒ_Ｌ）_ＯＰＴが存在し、かつ、この抵抗値が、（ａ）Ｒ_Ｓ＝Ｒ_Ｗ＋Ｒ_{ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ}の関数であり、また、（ｂ）Ｒｏが（Ｌ／Ｃｐ）^．５に等しく、ＱｃがＱｃ＝２πｆ_ＩＮτに等しく、τがＲｐＣｐに等しい２Ｒｏ／Ｑｃの関数である、という認識が包含されている。

本出願は、さらに、（Ｒ_Ｌ）_ＯＰＴが入力信号の周波数の関数として変化するため、入力信号の周波数をモニタし、最適化された（Ｒ_Ｌ）_ＯＰＴを維持するべく、（Ｒ_Ｌ）_ＯＰＴの値を周波数の関数として変更することができることを認識している。以下で考察するように、これは、システムに多少の負荷を印加する（スイッチを介して）ことによって達成することができる。つまり、システムに負荷が印加されている期間であるオンからオフへの周期を制御することによって負荷の平均値を変更することができる。これについては図２に示されており、波ピーク・センサ２００が、印加される機械応力およびひずみの振幅および周波数に応答してピーク検出器３４に信号を供給している。ピーク検出器３４は、対応する信号をマイクロコントローラ３０１に供給し、マイクロコントローラ３０１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０を制御している。同様に、印加される機械応力およびひずみ（例えば、海の波からの）の振幅および周波数に応答して、１つまたは複数のサブシステム・コンポーネント、つまり（ａ）スイッチＳ１、（ｂ）Ｌ１のインダクタンス、および（ｃ）負荷の様々なコンポーネント（例えば負荷キャパシタンスおよび抵抗性負荷）を制御するべくプログラムされたマイクロコントローラ３０１に信号を供給するセンサ３０３が図９に示されている。図９には、出力をモニタすることができること、および出力負荷センサ３０５に信号を供給することができることが併せて示されていることに留意されたい。出力負荷センサ３０５の出力は、同じくシステムの応答を最適化するために必要なあらゆる行動を取るべくプログラムすることができるマイクロコントローラに供給されている。

変更することができる負荷のタイプ
上記動作理論は、純粋な抵抗性負荷の場合に適用されるが、本出願人には、このスイッチ共振電力抽出回路を純粋な抵抗性負荷に限定する必要はないことが分かっている。事実、所望する出力がパルスではなくＤＣ電圧であるいくつかのケースでは、並列抵抗性負荷−容量性負荷であることが好ましい場合もある。これは、図９に示すタイプの回路を使用することによって達成することができる。図９では、全波整流器２７０を使用して、直列ループ（ＰＥＧ２２、スイッチＳ１、誘導子Ｌ１および負荷）内で生成されるＡＣ信号がＤＣ出力電圧に変換されている。このＤＣ出力電圧は、コンデンサおよび／またはバッテリに保存し、かつ／またはＲＬＯＡＤで示されている、実際には複合負荷である負荷を駆動することができる。

スイッチ位置の変更
負荷のインピーダンス特性の変更に加えて、直列に接続されている回路エレメントの順序を再配列することも可能である。図３Ａおよび６では、スイッチＳ１は、ＰＥＧ（コンデンサＣｐ）と誘導子Ｌの間に設けられているが、スイッチＳ１の位置は、共振回路の直列経路に沿った他の位置へ移動することもできる。例えば、図３Ｂに示すように、誘導子と負荷の間にスイッチ１を配置することもできる。別法としては、図３Ｃに示すように、大地帰還端子と負荷ＲＬの間にスイッチＳ１を配置することもできる。図３Ａに示す誘導子Ｌと圧電デバイスＰＥＧ１の間の位置から、図３Ｂに示す誘導子の負荷側の他の位置へ、あるいは図３Ｃに示す負荷の底部脚中にスイッチを移動することにより、スイッチを動作させるために必要な電圧をターン・オンおよびターン・オフする際の特定の利点が提供される。図３Ｄに示すように、双方向に導通させることができるトランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）の組合せを使用してスイッチが形成されている場合、特にこの特定の利点が提供される。

図３Ｄに示すスイッチング回路網には、端子３９と大地帰還端子３３の間に接続されたスマート・スイッチＳ１が含まれている。スマート・スイッチには、端子３９と３３の間に接続された、正の方向に増加する入力電圧および負の方向に減少する入力電圧に対する負荷電流の導通を制御するための２つの並列経路が含まれている。経路の１つには、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるＮ１の導通経路に直列に接続されたダイオードＤ１Ａが含まれている。Ｎ１のソースおよび基板は、ノード３３に接続されている。もう１つの経路には、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴであるＰ１の導通経路に直列に接続されたダイオードＤ２Ａが含まれている。Ｐ１のソースおよび基板は、ノード３３に接続されている。

Ｎ１は、正の方向に増加する比較的小さい値の電圧（例えば３〜１０ボルト）をＮ１のゲートに印加することによってターン・オンさせることができる（Ｅｐが高度に正である場合）。誘導子に流れる電流がゼロになるとＮ１は導通を停止する。別法としては、Ｎ１のゲートを端子３３にクランプすることによって（あるいは負の微小電圧をＮ１のゲートに印加することによって）Ｎ１をターン・オフさせることができる。Ｅｐが正の方向に増加する場合、ダイオードＤ２ＡによってＰ１を通る導通がブロックされることに留意されたい。

Ｐ１は、負の方向に減少する比較的小さい値の電圧（例えば３〜１０ボルト）をＰ１のゲートに印加することによってターン・オンさせることができる（Ｅｐが高度に負である場合）。誘導子に流れる電流がゼロになるとＰ１は導通を停止する。別法としては、Ｐ１のゲートを端子３３にクランプすることによって（あるいは正の微小電圧をＰ１のゲートに印加することによって）Ｐ１をターン・オフさせることができる。Ｅｐが正の方向に増加する場合、ダイオードＤ１ＡによってＮ１を通る導通がブロックされることに留意されたい。

図３Ｄに示す大地と負荷２７の間のスマート・スイッチの位置は、トランジスタを小さいゲート−ソース電圧（Ｖ_ＧＳ）でターン・オンおよびターン・オフさせるためには、スイッチをループに沿った特定のポイントに配置することが重要であることを示している。また、ダイオードＤ１ＡおよびＤ２Ａが、常に２つの「並列」導通経路のうちのいずれか一方のみの導通を保証していることに留意されたい。ダイオードＤ１ＡおよびＤ２Ａが存在しない場合、導通サイクルの誤ったフェーズの間、トランジスタ（Ｎ１および／またはＰ１）が導通状態にドライブされることになる（すなわちＥｐが負の方向に減少するとＮ１が導通し、また、Ｅｐが正の方向に増加するとＰ１が導通する）。図３Ｄの場合、トランスデューサ（ＰＥＧ２２）に印加される自然反復力の周波数および／またはピークおよび／または振幅をセンスするセンサ３０３からの信号に応答するコントローラ３０１によってスイッチＳ１を制御することができることに留意されたい。図３Ｄは、センサ３０３が、トランジスタＮ１およびＰ１のゲート電極にターン・オン信号およびターン・オフ信号を供給することによってスイッチＳ１のターン・オンおよびターン・オフを制御するべく使用することができる信号をコントローラ３０１に供給することができることを示している。したがってコントローラ３０１は、スイッチをターン・オンすべきタイミング（例えば、Ｅｐが正の方向に増加している場合は、正の信号をＮ１のゲートに供給するタイミング、また、Ｅｐが負の方向に減少している場合は、負の方向に減少する信号をＰ１のゲートに供給するタイミング）を決定し、また、ターン・オフ信号をＮ１および／またはＰ１のゲートに印加することによってスイッチをターン・オフすべきタイミングを決定している。

スイッチの特性
スイッチ共振回路の中で動作するスイッチを見出すことは、いくつかの理由により困難である。第１の理由は、オフ状態におけるインピーダンスが極めて大きく、逆に、オン状態におけるインピーダンスが極めて小さいスイッチでなければならないことである。第２の理由は、極めて大きい正および負の電圧阻止を必要とすることである。第３の理由は、極めて大きいパルス電流を処理しなければならないことである。第４の理由は、スイッチのクローズに期待される時間より実質的に短い時間でターン・オンおよびターン・オフしなければならないことである。第５の理由は、両方向に流れる電流を処理しなければならないことである。第６の理由は、コントローラによって正確にクローズさせることができなければならないことである。「スイッチ」という用語を使用する場合、それは、スイッチの機能を果たすデバイスを意味しており、また、デバイス自体が複数の異なるコンポーネントから構成されていることを意味している。

本出願人は、スイッチの要求事項を扱った複数の回路設計を調査したが、いずれのタイプのスイッチもそれなりに良好に動作している。機械設計の場合、スイッチ共振回路のスイッチに油圧弁を使用することができる。別法としては、コントロールまたはピーク検出器もしくは他の適切な任意の制御回路からの信号を使用してリレー・コイルによって駆動されるリレー接点をスイッチに使用することもできる。しかしながら、高速動作にリレーを使用することは問題である。既に説明したピエゾ源と共に使用するための電気回路設計の場合、固体電気デバイスによって特定の利点が提供される。ターン・オンおよびターン・オフ時間周期の短い高インピーダンスを達成するためのほとんどの条件下において、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは良好に動作している（既に図３Ｄに示したように）。

図１０は、ＭＯＳＦＥＴおよびダイオードを備えたスマート・スイッチを使用した回路の他の実施形態を示したものである。図３Ｄに示す回路の場合、コントローラによってスイッチＳ１がターン・オンされ、かつ、Ｓ１がターン・オンした後、ループに流れる電流がゼロまたはほぼゼロになるＴｃの時間が経過した時点で、同じコントローラによって再びターン・オフされていることに留意されたい。しかしながら、コントローラがスイッチＳ１をターン・オンし、かつ、Ｓ１および誘導子Ｌ１に流れる電流がゼロになった時点でＳ１が自らシャット・オフするように回路を配列することも可能である。これは、図１０に示すように、ダイオードをスイッチング・トランジスタに直列に配置することによって達成される。

図１０では、ＰＥＧ２２は誘導子Ｌ１の一方の側に接続され、誘導子のもう一方の側は、スマート・スイッチを介して負荷２７に接続されている。図１０に示すスマート・スイッチは、図３Ｄに示すスマート・スイッチと同様、Ｅｐが正の場合に負荷に流れる電流を導くための第１の経路、およびＥｐが負の場合に負荷に流れる電流を導くためのもう１つの経路を備えている。一方の経路には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるＴ１ＡおよびダイオードＤ１Ｂが含まれており、Ｔ１Ａの導電経路は、端子３７とノード３８の間に接続され、また、ダイオードＤ１Ｂの陽極はノード３８に接続され、陰極は端子３９に接続されている。もう一方の経路には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるＴ１ＢおよびダイオードＤ１Ａが含まれており、Ｔ１Ｂの導電経路は、端子３９とノード３８の間に接続され、また、ダイオードＤ１Ａの陽極はノード３８に接続され、陰極は端子３７に接続されている。図１０では、ＭＯＳＦＥＴであるＴ１ＡおよびＴ１Ｂのゲートをバイアスするべく、ＭＯＳＦＥＴであるＴ２ＡおよびＴ２Ｂから構成されたＣＭＯＳ論理インバータが使用されている。Ｃｐの両端間の電圧が大きく、かつ、正である場合、電流は、ダイオードＤ１ＡおよびＴ１Ａによってブロックされる。Ｔ１Ａのゲートは、ＶＸ２ボルトでバイアスされたオフ状態にある。ＶＸ２の範囲は、以下で説明するように、−５から−１００ボルトまたはそれ以上である。Ｔ１Ｂは「オン」状態にあるが、電荷がＴ１Ａのゲートを通過して移動するための自由経路がないため、電気を導くことはない。Ｃｐの両端間のＥｐが正のピーク電圧に到達すると、ピーク検出器からの信号によってＴ２ＡおよびＴ２Ｂがトグルし、それによりＴ１ＡおよびＴ２Ｂのゲート電圧がＶＸ２ボルトから＋ＶＸ１ボルトに増加する。ＶＸ１ボルトの範囲は、５ボルトから１００ボルトまたはそれ以上である。Ｔ１Ａがターン・オンすると、電荷が、Ｔ１Ａ、ダイオードＤ１Ｂおよび負荷Ｒｌｏａｄを通ってＣｐから大地へ移動し、それによりスマート・スイッチのコンポーネントに電圧および電流パルスが現われる。しかし、電圧パルスがゼロになると、ダイオードＤ１ＢによってダイオードＤ１Ｂの経路を通って戻る電流が遮断されるため、電荷はＴ１Ａを通って逆方向に移動することはできない。したがって導通は遮断される。

Ｃｐの両端間のＥｐが負のピークにほぼ到達すると、Ｔ２ＡおよびＴ２Ｂが再びトグルし、それによりＴ１ＡおよびＴ１ＢのゲートにＶＸ２ボルトが現われる。Ｔ１ＡおよびＴ１ＢのゲートにＶＸ２ボルトが現われるとＴ１Ａがクローズし、Ｔ１Ｂがオープンする。したがって負の電荷が、Ｔ１Ｂを通って流れる負の電流および電圧がゼロになるまで、Ｄ１Ａ、Ｔ１ＢおよびＲｌｏａｄを通って移動する。「負」の電流がゼロになると、電流はＤ１Ａを通って逆方向に流れることができないため、スマート・スイッチＳ１が事実上オープンする。したがって、トグルが生じる毎にＴ１ＡおよびＴ１Ｂの導通状態が反転するため、共振回路が逆方向への電流の引出しを試行するまでの一定期間の間、一方向にのみ電流が導かれる。共振回路が逆方向への電流の引出しを試行すると、ダイオードによって電流の反転がブロックされ、事実上スイッチがオープンする。この方法を使用することにより、スマート・スイッチを高い信頼性で制御可能にオープンおよびクローズすることができる。

ピーク毎にスイッチＳ１がクローズし、かつ、Ｓ１に流れる電流がゼロまたはほぼゼロになるまでクローズ状態を維持し、それによりスイッチがオープンし、あるいはオープンされる限り、共振周波数が駆動源の周波数よりはるかに高い周波数の共振回路が形成されることを条件として、任意のタイプの負荷を使用することができることに留意されたい。
図１０に示す回路では、トランジスタＴ１ＡおよびＴ１Ｂが共通ドレイン・モードで動作していることを理解されたい。したがって、Ｔ１ＡおよびＴ１Ｂに印加されるゲート電圧によって、負荷の両端間に展開する電圧が制限されている。したがって、本発明を具体化したシステムでは、図１１に示すタイプの整流回路網１１０を使用して、比較的大きい正の電圧（例えばＶＸ１）および比較的大きい負の電圧（例えばＶＸ２）を生成することができる。回路網１１０は、ループに沿った任意のポイントに接続することができ、そのポイントで若干の正および負の高過渡電圧が生成される。したがって、正の方向に増加する過渡電圧の場合、抵抗Ｒ１１０およびダイオードＤ１１０を通って電流が流れ、それによりコンデンサＣ１１０が充電され、ＶＸ１が生成される。同様に、負の方向に減少する過渡電圧の場合、抵抗Ｒ１１１およびダイオードＤ１１１を通って電流が流れ、それによりコンデンサＣ１１１が充電され、ＶＸ２が生成される。Ｔ１ＡおよびＴ１Ｂに印加する電圧をこの方法で生成する重要なアスペクトが、スイッチング・トランジスタの正のターン・オンおよびそれに続くターン・オフを可能にしている。

ピーク検出スキーム
図１２Ａを参照すると、電極１２２および１２３を備えた圧電材料１２１のセグメントが示されている。圧電材料１２１には自然反復力が印加されており、それにより圧電材料に応力がかかり、電極１２２および１２３の両端間に振動電圧を生成されている。電極１２２および１２３を備えた圧電材料１２１は、図１２Ｂに示すように、ピエゾ・デバイスによって生成されるＡＣ信号を有するコンデンサとして表すことができる。考察を容易にするために、図１２Ｃに示す、電極１２２および１２３の両端間に生成される無負荷電圧すなわち開路電圧（Ｖｏｃ）は、図１２Ｄに示すように正のピーク値＋Ｖｏｐと負のピーク値（−）Ｖｏｐの間で実際に振動する正弦波であることが仮定されている。上で考察したように、また、図１２Ｅに示すように、ＰＥＧ２２からの電力の伝達を最適化するためには、ＰＥＧ出力のピーク（＋Ｖｏｐおよび−Ｖｏｐ）毎にスイッチＳ１がクローズすることが望ましいが、スイッチＳ１がクローズして、極めて望ましい共振回路が形成されると、ノードＸの電圧が、図１２Ｆに示すように、正および負の方向に向かう急峻な過渡電圧に強制される。最大入力振幅（Ｖｏｐ）と比較して急激に遷移する大きな電圧レベルが、感度が高く、かつ、雑音のない検出器の設計を困難にしている。ピークの検出を困難にしている基本的な問題（以下で考察する）の原因は、雑音および位相ずれである。

ピークの出現をセンスする問題は、図１２Ｇに示すような「偽」のピークおよび底の発生によって、ますます困難を余儀なくされている。したがって、ピーク値の確認およびスイッチＳ１をクローズするタイミングが重要な問題である。

スイッチ共振回路が抱えているもう１つの大きな困難性は、適切なタイミングでスイッチをクローズ（およびオープン）するためのピークおよびトラフの正確な検出が困難なことである。第１に、ＰＥＧ２２などの容量性デバイスを使用する場合、圧電材料の場合と同様、駆動機械力（例えば、ＰＥＧ２２に印加される自然反復力）とデバイスの電気出力の間にしばしば遅れが存在する。したがって、容量性デバイスを共振回路内でスイッチングする場合、この位相ずれによって、スイッチが完了した後、わずかに遅れて電圧「スナップ・バック」が生じ、それにより偽のピークまたは底がもたらされることになる。

また、コンデンサに電圧をビルド・アップするためには、ピークを検出するべく、極めて広い範囲に渡って電圧をセンスしなければならず、そのためには検出器の感度を落とさなければならない。

ピークをより正確に検出する問題は、以下に示す方法によって解決することができる。つまり、負荷にスイッチされる電力源である圧電デバイス（ＰＥＧ１）以外に、ダミーの容量源、例えばもう１つの圧電デバイス（ＰＥＧ２）を使用する方法である。ＰＥＧ１の出力は、図１２Ｆ、１２Ｇおよび５のＶｘで示すように歪んでも、ＰＥＧ２の出力は、図１２Ｄ、１２ＦのＶｏｃおよび図５のＥｐで示す状態を維持することになる。ＰＥＧ２の出力は、高インピーダンス回路に供給することができるため、元の信号に対して真である信号（例えば正弦波信号または振動信号）をセンスし、センスした信号を使用して、Ｓ１を介してＰＥＧ１の両端間の誘導性負荷のスイッチングを制御することができる。したがって、図１２Ｈに示すように、ＰＥＧ１を電力コレクタと呼び、ＰＥＧ２をセンサと呼ぶことができ、ＰＥＧ２の出力は、入力信号の正および負のピーク毎にスイッチＳ１のクローズを制御するべく使用されるピーク検出器１３０に印加される。したがって、電力収集デバイスＰＥＧ１の出力は、高度に複雑な高振幅過渡電圧であり、一方、センサ・デバイスＰＥＧ２の出力は駆動信号と一致している。したがって、ＰＥＧ１およびＰＥＧ２に対する駆動信号が比較的滑らかな正弦波である場合、ＰＥＧ２は、それに応答して正弦波を生成し、ＰＥＧ１をスイッチさせ、かつ、上で考察したようにスイッチ共振電力収集モードで機能することになる。同時に、ピーク検出器がＰＥＧ２を使用することにより、滑らかな正弦波のピークおよびトラフを正確に、かつ、高い信頼性でセンスし、ＰＥＧ１のスイッチングを制御することができる。

ＰＥＧ２の材料は、同様の特性を持たせるべく、ＰＥＧ１の材料と同じ材料にすることができる。ＰＥＧ２は、ＰＥＧ１に印加される応力と同じ応力または類似した応力をセンスするべく、図１２Ｉに示すようにＰＥＧ１上に取り付けることができる。通常、ＰＥＧ２はＰＥＧ１より小さくすることができ、任意の方法を使用してＰＥＧ１に接続または取り付ける（例えば接着する）ことができる。ＰＥＧ２の出力はＰＥＧ１の出力をミラーしており、通常、その振幅はＰＥＧ１より小さい。ＰＥＧ１が極めて大きい場合、ＰＥＧ１の異なる対応部分をセンスするべく、ＰＥＧ２を多数の異なる圧電デバイスで構成することができる。

同じく図１２Ｉに示すように、ＰＥＧ２の出力は、ピーク検出器回路１３０ａに供給することができる。ピーク検出器回路１３０ａの出力は、ピーク検出器から受け取った信号を処理し、スイッチＳ１にターン・オン信号およびターン・オフ信号を提供することができるマイクロコントローラ３０１ａに供給されている。図２を参照して、ＰＥＧ２タイプのセンサあるいは他の任意の適切なセンサを波ピーク・センサ２００に使用することができることに留意されたい。同様に、図２では、図１２ＩＨに示す１３０ａのようなピーク検出器およびマイクロコントローラ３０１ａを、ピークでパルスを発生するピーク検出器３４に使用することができる。

「センシング」ＰＥＧを使用することにより、ピークの検出およびスイッチＳ１のターン・オンおよびターン・オフを適切なタイミングで制御するための信号の生成がはるかに容易になる。したがって、本発明の一態様によるピーク検出スキームには、電力を収集する、共振電力収集回路にスイッチされる容量エレメントと、より容易なピーク検出形態を可能するべく開路電圧をモニタする容量エレメントの２つの容量エレメントが含まれている。

説明を容易にするために、ＰＥＧ１に正弦波の応力が印加されることが仮定されているが、入力信号の周期的な正および負のピークが検出され、適切なタイミングで適切な長さの時間の間、圧電デバイスの両端間の誘導性回路網を結合するスイッチのクローズが制御される限り、これは必ずしも必要な条件ではないことを理解すべきである。

スイッチ共振モードで使用される機械システムの性質に応じて、異なるタイプのセンサが使用される。例えば、海の波の力を利用したデバイスを使用する場合、図１３に示すように、微小波センサ・ブイ４１０を使用して入力波の特性を検出し、かつ、スイッチＳ１のターン・オンおよびターン・オフの制御に使用される信号を生成することができる。図１３に示すシステムでは、センサは、直ぐ後にトランスデューサに衝突する波を予測することができる。図１３は、トランスデューサにブイ４１４を使用することができることを示している。センサ４１０は、トランスデューサの直前に物理的に配置されたウェーブ・ライダであっても良い。センサをトランスデューサの直前に物理的に配置することにより、適切なシステムの変化が導入され、機械的に印加される力に応答して電気信号を生成することができる任意のデバイス（例えば圧電デバイスあるいはブイ）であるトランスデューサに波が衝突する（すなわち波が当たる）前に注意することができるよう、電力を捕獲し、かつ、変換するシステムに警報を発するための正しい位置にセンサを配置することができる。

さらに他のスキームには、図１３に示すように、電波を使用して波高をセンスするための電磁センサ４１２が含まれている。ピーク信号を高い信頼性で検出し、かつ、必要な時間期間ＴｃでスイッチＳ１をターン・オンするべく使用することができる限り、多くの様々なタイプのセンサを使用することができるが、主電力デバイスと並列に動作する個別センサを使用することにより、必要なコスト、サイズおよび機器の量が著しく低減される。

センサによって信号が検出されると、多数の回路を使用して回路のピークおよびトラフを検出することができる。ピーク検出器は、エレクトロニクスにおいて広範囲に渡って研究され、また、多くの様々な種類のピーク検出器が何千にも及ぶアプリケーションに使用されている。海の波あるいは川の流れなどの機械源によって駆動される圧電デバイスの場合、機械源は、環境の変化およびランダムな乱れによってわずかに変動する周波数および振幅を有している。このような条件下においては、図１４に示すような、変化する条件に適応する柔軟性に富んだピーク検出スキームを展開しなければならない。

変化する条件に適応する柔軟性に富んだピーク検出スキームを展開する方法の１つは、図１５に示すように、センサからの信号をディジタル化し、ディジタル化した信号をソフトウェアを介して曲線に当てはめ、ピークが出現するタイミングを予測することである。しかしながらこのような計算には大量の計算ソフィスティケーション、時間および電力が必要である。

図１６は、ピーク検出を実行する他の方法を示したものである。印加される力が概ね正弦波である場合、正弦曲線センサ信号（ａ）を積分または微分することにより、単純演算増幅器回路に印加することができる余弦波を得ることができ、それにより積分化／微分化信号のゼロ交差を検出することができる。積分／微分が完璧であり、かつ、信号が真の正弦曲線である場合、ゼロ交差は、正確にセンサ信号のピークで生じることになる。他のエレクトロニクス（図示せず）を使用してゼロ交差を検出し、かつ、スイッチのクローズをトリガするために使用することができるパルスを生成することができる。

本発明によるスイッチ共振手法は、駆動力が穏やかに変化する任意のシステムに適用することができることを理解されたい。また、海の波によって、あるいは川または流れの中の、交番リプルを渦を巻く下流にし、かつ、ピエゾ・デバイスをその周囲に湾曲させる手段と共に川または流れの中に置くことによって、圧電デバイスあるいは応力が印加されると電圧を生成する任意のデバイスに印加される応力またはひずみを提供することができることを理解されたい。ピエゾ・デバイスは、はためく旗あるいは水中を遊泳するウナギのように見える。したがって、海面の波および水中のあらゆる波（あるいは風）を使用することができる。これらは、機械的（強制）波あるいは海面の波および振動する水中あるいは水面の渦巻のような自然反復力と呼ばれている。

圧電デバイスを使用して電力を生成する従来技術によるシステムの簡易回路図である。 電力を生成するための本発明によるシステムのブロック図である。 本発明による一実施形態の簡易回路図である。 本発明による他の実施形態を示す簡易線図である。 本発明による他の実施形態を示す簡易線図である。 ＭＯＳＦＥＴスイッチを使用して本発明を具体化した回路の簡易線図である。 図３Ａに示す回路に関連する様々な波形を示す波形線図である。 本発明を具体化した回路の中で生成される信号の波形線図である。 特定のコンポーネントに対して選択された値を示す回路図である。 本発明を具体化した回路の中で生成される定常状態の電圧波形を示す図である。 本発明を具体化した回路の中で生成される定常状態の負荷電流パルスの波形線図である。 本発明を具体化した他の回路の簡易回路図である。 本発明によるスイッチング回路を示す簡易回路図である。 本発明を具体化した回路の中で使用するための簡易整流回路を示す図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 ピーク検出に関連する様々な信号の状態を示す線図である。 本発明を具体化したピーク検出スキームを示す線図である。 本発明を具体化したピーク検出スキームを示す線図である。 本発明を具体化した他のピーク検出スキームを示す線図である。 本発明を具体化した他のピーク検出スキームを示す線図である。 本発明を具体化した他のピーク検出スキームを示す線図である。 本発明を具体化した他のピーク検出スキームを示す線図である。

Claims (36)

1. 自然反復力に応答するトランスデューサであって、前記自然反復力に応答して電気信号を生成するための少なくとも第１および第２の端子を有し、電圧源と直列のキャパシタンスを前記第１の端子と第２の端子の間に有することを特徴とするトランスデューサ（２２、ＰＥＧ１、４１４）、
   第１および第２の端部を有する誘導子（２６、Ｌ１、Ｌ）、
   選択的にイネーブルされるスイッチ（Ｓ１）、
   前記トランスデューサによって生成される前記電気信号によって電力供給される、少なくとも第１および第２の電力端子を有する負荷（２７、Ｒｌｏａｄ）、及び
   前記誘導子および前記負荷と直列の前記選択的にイネーブルされるスイッチを、前記トランスデューサの前記第１の端子と第２の端子の間に接続する手段
   を備えたシステムにおいて、
   前記トランスデューサによって生成される前記電気信号のピーク状態に応答して、一定の時間期間の間、前記選択的にイネーブルされるスイッチをターン・オンさせるための手段（３０３、３０１、Ｎ１、Ｐ１）を含み、
   前記誘導子が所定のインダクタンス値Ｌを有し、また、前記トランスデューサがキャパシタンス値Ｃｐを有し、前記スイッチがクローズすると、前記トランスデューサおよび前記誘導子が、共振周波数ｆｏがほぼ１／２π（ＬＣｐ）^０．５に等しい共振回路を画定し、また、前記スイッチがほぼＴｃ＝π（ＬＣｐ）^０．５に等しい時間期間の間クローズし、
   前記自然反復力の周波数がｆ１を含む範囲にあり、前記Ｌの値が、前記共振回路の前記共振周波数ｆｏがｆ１より高くなるように選択されるシステム。
2. 前記選択的にイネーブルされるスイッチが、前記トランスデューサの前記第１の端子と前記誘導子の前記第１の端部の間に接続され、前記誘導子の前記第２の端部が前記負荷の前記第１の電力端子に接続され、かつ、前記負荷の前記第２の電力端子が前記トランスデューサの前記第２の端子に接続された請求項１に記載のシステム。
3. 前記トランスデューサの前記第１の端子が前記誘導子の前記第１の端部に接続され、前記選択的にイネーブルされるスイッチが、前記誘導子の前記第２の端部と前記負荷の前記第１の電力端子の間に接続され、かつ、前記負荷の前記第２の電力端子が前記トランスデューサの前記第２の端子に接続された請求項１に記載のシステム。
4. 前記トランスデューサの前記第１の端子が前記誘導子の前記第１の端部に接続され、前記誘導子の前記第２の端部が前記負荷の前記第１の電力端子に接続され、かつ、前記選択的にイネーブルされるスイッチが、前記負荷の前記第２の電力端子と前記トランスデューサの前記第２の端子の間に接続された請求項１に記載のシステム。
5. 前記トランスデューサが水域中に配置されるように設計された圧電デバイスであり、前記自然反復力が前記水域中の波からなり、前記波の周波数の範囲がｆ１である請求項１に記載のシステム。
6. 前記選択的にイネーブルされるスイッチが、波がピーク状態および谷状態に到達する毎にクローズする、請求項５に記載のシステム。
7. 前記選択的にイネーブルされるスイッチが、ほぼＴｃに等しい時間期間の間、クローズ状態を維持し、その後、前記スイッチがオープンし、次のピークまたは谷までオープン状態を維持する請求項５に記載のシステム。
8. 前記ピークおよび谷に応答して前記選択的にイネーブルされるスイッチをクローズすべく、前記波の前記ピークおよび谷を検出するためのセンサをさらに備えた請求項６に記載のシステム。
9. 前記センサが、前記波の上に浮遊する、前記トランスデューサの前方に配置された、前記波が前記トランスデューサに到達する前にその影響を予測するためのデバイスを備えた請求項８に記載のシステム。
10. 前記センサが、前記トランスデューサの材料と同様の材料でできており、前記トランスデューサに印加される駆動力と同様の駆動力が印加されるよう、前記トランスデューサの近傍に配置された請求項８に記載のシステム。
11. 前記トランスデューサが圧電デバイスであり、前記センサが、同じく、前記トランスデューサに対する前記波の影響を検出するための、スイッチングが存在しない圧電デバイスである請求項８に記載のシステム。
12. 第１および第２の電極の間に電気信号を生成すべく、大きい値と小さい値の間で変動する自然反復力に応答する第１のトランスデューサ、
    第２のトランスデューサを含み、前記自然反復力の大きいピーク値および小さい谷値を検出する手段、及び
    前記大きいピーク値および小さい谷値が検出されたときにイネーブルされて、誘導性回路網と負荷インピーダンスを前記第１の電極と第２の電極の間に直列に結合するためのスイッチング手段、
    を備えたシステムにおいて、
    前記第１及び第２のトランスデューサが水域中に配置され、前記自然反復力が、周波数の範囲がｆ１である前記水域中の波からなり、前記第１のトランスデューサがキャパシタンスと直列の電圧源であることを特徴とし、前記誘導性回路網が、前記スイッチがイネーブルされると、前記第１のトランスデューサの前記キャパシタンスと共に、ｆ１より実質的に高い周波数ｆｏで共振する値を有するように選択されたシステム。
13. 前記第１のトランスデューサが第１の圧電トランスデューサであり、前記第２のトランスデューサが、印加される力の状態を検出する第２の圧電トランスデューサである請求項１２に記載のシステム。
14. 前記負荷が前記第１のトランスデューサに接続されるときに前記第１のトランスデューサの出力が大きな過渡信号を受け、
    前記ピークおよび谷を検出するための前記手段が、前記第１のトランスデューサの特性と同様の特性を有する第２のトランスデューサ、及び前記第２のトランスデューサに接続され、前記第２のトランスデューサの出力を、スイッチング・トランジェントを注入することなく連続的に検出するための検出回路を備えた請求項１２に記載のシステム。
15. 前記第１および第２のトランスデューサが圧電デバイスであり、前記第１のトランスデューサが、大量の電力を収集するためのトランスデューサであり、また、前記第２のトランスデューサが、前記スイッチングが存在しないと仮定すると生成されることになる信号を検出するためのトランスデューサである請求項１４に記載のシステム。
16. 前記第２のトランスデューサの前記出力を使用して、前記選択的にイネーブルされるスイッチのターン・オンを制御するために使用される信号が生成される請求項１５に記載のシステム。
17. 前記第１のトランスデューサに印加される自然反復力と同じ自然反復力が確実に前記第２のトランスデューサに印加されるよう、前記第１のトランスデューサの極めて近傍に前記第２のトランスデューサが取り付けられ、第１および第２の両方のトランスデューサが水域中に配置され、それぞれ前記水域中の波の周波数および振幅に応答する請求項１５に記載のシステム。
18. 力から電力を収集すべく自然反復力に応答するトランスデューサの出力が、前記自然反復力がピークまたは谷を通過する際に、スイッチ可能に負荷に接続され、前記スイッチングによって前記トランスデューサの出力部に大きな過渡信号が生成され、前記自然反復力がピークまたは谷を通過する時間がマスキングされるシステムにおいて、
    前記トランスデューサが、電圧源と直列のキャパシタンスを第１の端子と第２の端子の間に有することを特徴とし、前記負荷が誘導エレメントを介して前記第１の端子と第２の端子の両端間にスイッチ可能に接続され、インダクタンスの値が、前記誘導エレメントが前記トランスデューサのキャパシタンスと共に、前記自然反復力の周波数よりはるかに高い周波数で共振するように選択され、
    前記トランスデューサに衝突する前記自然反復力を前記トランスデューサとは別に検出すべく配置された、前記トランスデューサへの前記負荷のスイッチングを制御する信号を、前記大きな過渡信号とは別に、また、それに影響されることなく生成するためのセンサを含むシステム。
19. 前記自然反復力が海の波であり、前記センサが、前記トランスデューサに衝突する、前記トランスデューサがエネルギーを収集する前記波を検出すべく使用される電磁センサである請求項１８に記載のシステム。
20. 前記自然反復力が海の波であり、前記トランスデューサおよび前記センサが圧電デバイスであって、前記センサが、前記トランスデューサに衝突する、前記トランスデューサがエネルギーを収集する波の力を検出すべく使用される請求項１８に記載のシステム。
21. 前記自然反復力が海の波であり、前記センサが、前記波の上を漂う、前記トランスデューサに衝突する前記波を予測すべく配置されたフロート部分である請求項１８に記載のシステム。
22. 周波数の範囲がｆ１である自然反復力に応答して第１の端子と第２の端子の間に電気信号を生成するトランスデューサであって、電圧源と直列のキャパシタンスを前記第１の端子と第２の端子の間に有することを特徴とするトランスデューサと、
    第１および第２の端部を有する誘導子と、
    選択的にイネーブルされるスイッチと、
    前記トランスデューサによって生成される前記電気信号によって電力供給される、少なくとも第１および第２の電力端子を有する負荷と、
    前記誘導子と直列の前記選択的にイネーブルされるスイッチを、前記トランスデューサの前記第１の端子と第２の端子の間に接続する手段と
    を備えたシステムにおいて、
    電力を前記トランスデューサから前記負荷へ周期的に伝達すべく、前記トランスデューサによって生成される前記電気信号のピーク状態に応答して、一定の時間期間の間、前記選択的にイネーブルされるスイッチをターン・オンさせるための手段を備え、前記負荷のインピーダンスが、最適電力伝達を向上させる値を有すべく選択され、
    前記誘導子が所定のインダクタンス値Ｌを有し、また、前記トランスデューサがキャパシタンス値Ｃｐを有し、前記スイッチがクローズすると、前記トランスデューサおよび前記誘導子が、共振周波数ｆｏが１／２π（ＬＣｐ）．５に等しい共振回路を画定し、また、期間Ｔｃ＝π（ＬＣｐ）０．５の間、前記スイッチがクローズし、かつ、前記スイッチがクローズすると、少なくとも前記トランスデューサ、前記誘導エレメント、前記スイッチおよび前記負荷を含む直列ループが形成され、前記負荷を除く前記ループが、等価抵抗（Ｒｓ）を有することを特徴とし、前記負荷インピーダンスの最適値（ＲＬｏｐｔ）が、前記直列抵抗Ｒｓ、前記誘導子のインダクタンス、前記トランスデューサのキャパシタンス、印加される力の周波数および前記トランスデューサに関連する損失時定数の関数であるシステム。
23. 前記スイッチがクローズすると、少なくとも前記トランスデューサ、前記誘導エレメント、前記スイッチおよび前記負荷を含む直列ループが形成され、前記負荷を除く前記ループが、等価抵抗（Ｒｓ）を有することを特徴とし、前記負荷インピーダンスの値が、前記直列抵抗Ｒｓ、前記誘導子のインダクタンス、前記トランスデューサのキャパシタンス、印加される力の周波数および前記トランスデューサに関連する損失時定数の関数である請求項２２に記載のシステム。
24. Ｒｓが直列経路内の等価抵抗であり、
    Ｒｏが（Ｌ／Ｃｐ）０．５にほぼ等しく、かつ、
    Ｑｃが、ｆ１が前記自然反復力の入力周波数であり、また、τが前記トランスデューサに関連する誘電損項である（２π）（ｆ１）（τ）にほぼ等しい
    （ＲＬｏｐｔ）＝Ｒｓ＋２Ｒｏ／Ｑｃ
    である請求項２２に記載のシステム。
25. 前記負荷に結合された、前記トランスデューサに印加される前記自然反復力の周波数の変化の関数としてのＲＬｏｐｔに等しい前記負荷の値を維持するための手段をさらに備えた請求項２４に記載のシステム。
26. 前記負荷が、前記ループの直列脚中に接続された全波整流ブリッジ回路網および前記ブリッジ回路網の出力部の両端間に接続された抵抗性回路網を備えた請求項２４に記載のシステム。
27. 前記負荷が、バッテリ、蓄積コンデンサおよび抵抗器のうちの少なくとも１つを備えた、請求項２６に記載のシステム。
28. 前記負荷インピーダンスの前記値が、前記トランスデューサに印加される前記自然反復力の周波数の関数として変化する請求項２２に記載のシステム。
29. 前記トランスデューサが圧電デバイスである請求項２２に記載のシステム。
30. 前記トランスデューサが、水域中への配置を意図した圧電デバイスであり、前記自然反復力が前記水域中の周期運動からなる請求項２２に記載のシステム。
31. 前記スイッチをターン・オンさせるための前記手段が、前記スイッチのターン・オンおよびターン・オフを制御すべく、前記水域中の前記運動の変化を検出するためのセンサを備えた請求項３０に記載のシステム。
32. 周波数の範囲がｆ１である自然反復力に応答して第１の端子と第２の端子の間に電気信号を生成するトランスデューサであって、電圧源と直列のキャパシタンスを前記第１の端子と第２の端子の間に有することを特徴とするトランスデューサと、
    第１および第２の端部を有する誘導子と、
    選択的にイネーブルされるスイッチと、
    前記トランスデューサによって生成される前記電気信号によって電力供給される、少なくとも第１および第２の電力端子を有する負荷と、
    前記誘導子と直列の前記選択的にイネーブルされるスイッチを、前記トランスデューサの前記第１の端子と第２の端子の間に接続する手段と、
    電力を前記トランスデューサから前記負荷へ周期的に伝達すべく、前記トランスデューサによって生成される前記電気信号のピーク状態に応答して、一定の時間期間の間、前記選択的にイネーブルされるスイッチをターン・オンさせるための手段とを備え、
    自然反復の周波数よりも高い周波数で共振する回路を構成するように回路の構成部品が選択され、前記スイッチがオープンおよびクローズすると、前記トランスデューサの出力部に大きな正および負の過渡信号が生成され、かつ、
    前記スイッチを形成し、ターン・オンおよびターン・オフさせることにより、前記スイッチが前記大きな過渡信号を通さないように動作するシステム。
33. 前記スイッチが、第１のノードと第２のノードの間に接続されたＮ型トランジスタの導通経路と、前記第２のノードと第３のノードの間に接続されたＰ型トランジスタの導通経路と、前記第１のノードと第２のノードの間に接続され、前記第２のノードからの定義上の電流を前記第１のノードに導くべく極性化された第１のダイオードと、前記第２のノードと第３のノードの間に接続され、前記第２のノードからの電流を前記第１のノードに導くべく極性化された第２のダイオードとを備えた請求項３２に記載のシステム。
34. 前記スイッチが、第１のノードと第２のノードの間に接続され、かつ、前記第１のノードと第２のノードの間に、前記第１のノードからの電流を前記第２のノードに導くべく極性化された第１のダイオードと直列に接続されたＮ型トランジスタの導通経路と、前記第１のノードと第２のノードの間に、前記第２のノードからの電流を前記第１のノードに導くべく極性化された第２のダイオードと直列に接続されたＰ型トランジスタの導通経路とを備えた請求項３２に記載のシステム。
35. 前記トランスデューサの両端間に展開する電圧を整流し、かつ、前記スイッチのターン・オンおよびターン・オフを制御するための大きな負および正の電圧を生成すべく大きな正および負の電圧を生成するための手段を備えた請求項３２に記載のシステム。
36. 前記スイッチがターン・オンされ、かつ、前記スイッチに流れる電流がゼロまたはほぼゼロになると自らターン・オフする請求項３２に記載のシステム。

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