JP4388074B2 - チャネル入力シンボルの集合を提供する装置及び方法並びに複数の情報ビットを提供する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は電気通信の分野に関し、特に通信チャネルを介した情報伝送の分野に関する。

通信チャネルを介して情報を伝送するためには、情報ビットをコード化しチャネルの影響から情報を保護しなければならない。コード化した後、コード化されたビットは通常インタリーブされ、このインタリーブされたビットは、例えばＱＡＭ（直角振幅変調）に属する配置の一つである複素信号空間配置点（complex signal space constellation points）へマッピングまたは変調され、通信チャネルを介して伝送可能なチャネル入力シンボルを提供する。しかし、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの数から得られる通信チャネルの容量は、利用可能なチャネル帯域幅、チャネルのノイズ及び最大許容伝送出力によって制限される。したがって、情報のスループットは制限される。

スループットを最適化するため、様々な解決法が様々な標準化団体によって提案されている。例えば適応変調コード化（ＡＭＣ）は、最近の２Ｇ（第２世代）及び３Ｇ（第３世代）で標準化されている。ＥＤＧＥ（enhanced data for GSM evolution）は、ＧＳＭ構造を持つＧＰＲＳ（General Packet Radio Services）システムをＡＭＣにより拡張したものであり、データ転送速度が増加している。そのために、９つの変調コード化方法が規格化されている。コード化レートは、レート１／３の符号のパンクチャリングを介して約１／３と１／１との間で変化する。変調方法は、ＧＭＳＫ（Gaussian minimum shift keying）または８−ＰＳＫ（phase shift keying）である。図２１に、ＥＤＧＥについての様々な変調コード化方法（ＭＣＳ）が示されている。

３Ｇシステムの場合データスループットを増加させるため、高速な出力制御及び可変の拡散因子（spreading factor）の代わりに、ＨＳＤＰＡ（High-Speed Downlink Packet Access）がＡＭＣとともに規格化されている。ユーザ機器（ＵＥ）の性能に応じて、３０種類の変調コード化方法が規格化されている。コード化レートは、レート１／３の符号のパンクチャリング及び反復を目的として約１／６と１／１との間で変化する。変調方法は、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）及び１６−ＱＡＭ両者間で切換可能である。トレードオフスループットと複雑度と誤り率との比較に関して、ＥＤＧＥはグレーマッピングを伴う畳込み符号を使用し、ＨＳＤＰＡはグレーマッピングとともにある所定の回数の反復を伴うターボ符号を使用する。しかし、これ以上の適応化は不可能である。

スループットを最適化するため、Ｍ．Ｌｕｂｙ、Ｍ．Ｍｉｔｚｅｎｍａｃｈｅｒ、Ａ．Ｓｈｏｋｒｏｌｌａｈｉ、Ｄ．Ｓｐｉｅｌｍａｎ、Ｖ．Ｓｔｅｍａｎｎらによる「Ｐｒａｃｔｉｃａｌ Ｌｏｓｓ−Ｒｅｓｉｌｉｅｎｔ Ｃｏｄｅｓ」、Ｐｒｏｃ．２９^th Ａｎｎｕ．ＡＣＭ Ｓｙｍｐ．Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ、１９９７、ｐｐ．１５０−１５９、またはＢ．Ｆｒｅｙ、Ｄ．ＭａｃＫａｙらによる「Ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ｔｕｒｂｏ−ｌｉｋｅ ｃｏｄｅｓ」、２^nd Ｉｎｔｅｒｎ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｔｕｒｂｏ ｃｏｄｅｓ、Ｂｒｅｓｔ、Ｆｒａｎｃｅ、Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０００、ｐｐ．６７−７２、およびＭ．Ｔｕｃｈｌｅｒ、Ｊ．Ｈａｇｅｎａｕｅｒらによる「Ｅｘｉｔ ｃｈａｒｔｓ ｏｆ ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ｃｏｄｅｓ」、Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ（ＣＩＳＳ）、Ｐｒｉｎｃｅｔｏｎ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ、Ｍａｒｃｈ ２００２に記載されているようないわゆる不規則な符号を直列及び並列に連結された畳込み符号に適用することができる。Ｔ．Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎ、Ｒ．Ｕｒｂａｎｋｅらによる「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｌｏｗ ｄｅｓｉｔｙ（ｓｉｃ）ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ ｃｏｄｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、ｖｏｌ．４７、ｐｐ．６１９−６３７、Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００１には、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）符号が記載されている。この符号は、連結符号の反復的なデコード化を最適化することができる。ここでいう不規則な符号は、１つのデータブロックの中の一部のデータビットをコード化するために使用する異なったコード化レートを伴う部分符号から構成されている。しかしＡＭＣのコンセプトは、コード化レートを除外し変調方法の複数のオプションが利用可能である場合しか、チャネルの品質についての更に柔軟な適応ができないという欠点を有する。これは、あるコード化レートに対して適合するある変調方法を適用しなければならないことを意味する。この場合、送信機の複雑度が大きくなる。なぜならば、複数の変調方法、例えばＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、３２−ＱＡＭなどに対応する必要があるからである。従来技術のアプローチの更なる欠点は、異なった変調方法との間では「ハード」による切換えしか実行できないという事実から生じるものである。したがって、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの数を適応させるという点から見れば、スループットについてのきめ細かい適応化を行うことはできない。例えば、あるコード化レートを有するコード化方法を使用して情報ビットをコード化することから生じるコード化されたビットを含んだ集合を変調するためにＱＰＳＫ変調方法を使用する場合、チャネル入力シンボルを表す複雑な信号空間配置点へ２つのコード化されたビットをマッピングできるにすぎない。これでは、利用可能な帯域幅を効率的に利用することができない。なぜならば、利用可能なチャネル容量へのきめ細かい適応化ができないからである。

チャネル容量を更に効率よく利用するため、異なったコード化レートまたはパンクチャリング方法を伴う様々なコード化方法を適用することができる。この考え方によりコース適応化が可能となる。なぜなら、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの割合、例えば０．６５８を得ることができないからである。許されており、使用可能なパンクチャリング方法及びコード化レートがあらかじめ通信規格で決められているという事実から、更なる制限が生じる。したがって、従来技術のアプローチに関連したコース適応化の可能性も制限される。更に、従来技術のアプローチは多くの場合、適応化を実行するためにチャネル状態に関する情報として完全なチャネル情報、例えば現在のチャネルのインパルス応答が必要であるという欠点を有する。

本発明の目的は、情報のスループットについてのきめ細かい適応化のための効果的なコンセプトを提供することである。

この目的は、請求項１に記載されているチャネル入力シンボルの集合を提供する装置、または請求項１９に記載されているチャネル出力シンボルの集合から複数の情報ビットを提供する装置、または請求項３３に記載されているチャネル入力シンボルの集合を提供する方法、または請求項３４に記載されている複数の情報ビットを提供する方法、または請求項３５に記載されているコンピュータプログラムによって行うことができる。

本発明は、チャネル入力シンボルの集合１個当たりの任意の複数のコード化されたビットの伝送、すなわち複数のチャネル入力シンボルを含んだチャネル入力シンボルの集合１個当たりの任意の複数の情報ビットの伝送ができるときに、情報のスループットについてきめ細かい適応化ができるという見地に基づいている。

特に、少なくとも２つの異なる変調方法または異なるマッピング方法をコード化されたビットの次の部分集合へ適用することによってチャネル入力シンボルの集合を取得するとき、情報のスループットを効率よく適応化できることがわかっている。ここで、コード化されたビットの次の部分集合は、コード化されたビットの集合内の一連のコード化されたビットの次のグループをコード化されたビットの次の部分集合へ割り当てることにより得られる。本発明によれば、様々な変調方法またはマッピング方法の様々な特性が、コード化されたビットのある集合（コード化されたビットのあるブロック）の中で組み合わされ、その結果、チャネル入力シンボルの集合はチャネル入力シンボル１個当たりの平均ビット数を有する。この平均ビット数は、チャネル入力シンボルの集合におけるチャネル入力シンボル１個当たりの情報の所望の平均ビット数であってもよい。チャネル入力シンボル１個当たりの平均ビット数は、例えば、チャネル入力シンボルの集合の中に含まれる全てのチャネル入力シンボルへ割り当てられた全ての情報ビットを加算し、その結果をチャネル入力シンボルの集合におけるチャネル入力シンボルの数で割ることにより得られる。

本発明によれば、全ての可能な変調方法の特性が、最低限２つの変調方法を組み合わせることにより得られる。したがって、送信機及び受信機は、変調方法を２種類だけサポートする必要がある。

仮に基本的な変調方法の割合を特徴付けるために高いビット数を用いるならば、通信チャネルへの任意の正確な適応化をすることができる。異なった変調方法の間の「ハード」による切換えの代わりに、「ソフト」による適応化方法を提供する。したがって、受信機または送信機のアーキテクチャの複雑度を著しく増加させることなく、情報のスループットの適応化を行うことができる。更に、チャネル入力シンボルの集合におけるチャネル入力シンボル１個当たりの所望の平均ビット数を得るために異なった変調方法の特性を利用するので、本発明に係るコンセプトは任意の標準的な伝送プラットフォーム内で実施できる。なぜならば、本発明によれば、情報ビット数の平均値を取得するために任意の変調方法またはマッピング方法を組み合わせることが可能だからである。本発明の更なる利点は、例えばパンクチャリングによってコード化方法を変更することなく、情報ビットに提供するコード化されたビットにコード化するために用いるコーダのコード化レートに合わせて情報のスループットを良好に適応させることができるということである。したがって、任意のコード化方法と組み合わせて情報スループットを良好に適応させるために、本発明に係るコンセプトを適用することができる。

更に、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの任意の平均数を得ることができるため、本発明に係るきめ細かい適応化アプローチによって、更に効率的な帯域幅の利用が可能になる。なぜなら、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの平均数をきめ細かいステップで増加させることができ、チャネル容量によって制限されるチャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの実現可能な数へのより良い近似を行うことができる。

本発明に係るコンセプトに不規則なデコード化またはマッピングのうち少なくとも一方へ適用するとき、同じような利点が得られる。マッピングまたはプレコーダの数が少ないことにより、基本的なシステムの組み合わせから、大きな可能性が得られる。したがって、複雑度及び誤り率に関する要件に正確な方法で容易に実現することができる。組み合わせに関するより多くの可能性によれば、不規則な方法を用いて本発明に係るシステムの収束を更に最適化することができる。更に、与えられた複雑度に対して誤り率の性能を選択するためには、外部チャネルのコード用のメモリを切り換えることよりも、マッピングまたはプレコーダの間で切り換えることのほうが容易である。

以下の図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態におけるチャネル入力シンボルの集合を提供する本発明に係る装置のブロック図である。

この装置は、入力部及び出力部を有する処理ユニット１０１を含んでいる。この出力部は、異なる処理を行う手段１０３へ結合している。異なる処理を行う手段１０３は、チャネル入力シンボルの集合を提供する出力部および別の入力部を有する。チャネル容量に関する情報を提供する手段１０５がこの入力部に結合している。

処理ユニット１０１は、複数の情報ビットをコード化し、出力部を介して処理された値の集合を提供する。処理された値の集合は、例えば、０．５のコード化レートを持つ畳込みコーダを使用して情報ビットをコード化することから生じるコード化されたビットの集合である。更に処理ユニットは、処理された値の集合としてインタリーブされたビットの集合を提供するため、コード化されたビットをインタリーブするインタリーバを含んでいる。図１に示されているように処理された値の集合は、処理された値からなる一連の複数の部分集合を含んでいる。ここで、この処理された値からなる一連の複数の部分集合は、処理された値の集合をもたらす。簡単にするため、図１は、処理された値の集合の一連の２つの処理された値の部分集合、すなわち処理された値の第１の部分集合１０７及び処理された値の第２の部分集合１０９に分割される場合を示している。ここで重要なのは、処理された値の集合が、処理ユニット１０１が具備するエンコーダによって提供されるコード化された値の１つのブロックに対応することである。したがって、処理された値の集合はエンコーダの同じコード化レートに関連づけられている。

情報スループットのきめ細かい適応化を行うため、異なる処理を行う手段１０３は、処理された値からなる一連の部分集合に異なる処理を行い、チャネル入力シンボル１個当たりの所望の情報ビット数の平均値を有するチャネル入力シンボルの集合を提供する。そのため、異なる処理を行う手段１０３は、処理された値の各々の部分集合、例えば処理された値の第１の部分集合１０７及び処理された値の第２の部分集合１０９に対して異なる処理方法を適用する。適応化の最適な性能を得るため、異なる処理を行う手段１０３は、チャネル容量に関する情報を提供する手段１０５によって提供されるチャネル容量に関する情報を用いて、異なる処理方法を処理された値の各々の部分集合に対して適用する。その結果、チャネル入力シンボルの集合におけるチャネル入力シンボル１個当たりの情報ビット数の平均は、処理された値からなる一連の部分集合に異なる処理を行わない場合、例えば処理された値の集合における全ての処理された値に対し同じ処理方法を適用する場合のチャネル入力シンボル１個当たりの情報ビット数というよりも、チャネル入力シンボル１個当たりの実現可能な情報ビット数に近くなる。ここで、この実現可能なビット数は、シャノンの定理によって表されるチャネル容量により制限される。異なる処理を行う手段１０３は、チャネル容量に関する情報に依存して、処理された値の異なる一連の部分集合に対し、異なる処理方法を適用するために、現在のチャネル条件に合わせてデータ速度の最適な適応化または調整を行うことができる。この利点は、通信チャネルの完全な情報（例えば、チャネル係数）を必要とせず、チャネル容量に関する情報のみに基づいて得られる。

例えば、チャネル容量に関する情報を提供する手段１０５は、信号対雑音比（ＳＮＲ）、通信チャネルにおける雑音電力についての情報、（無線）通信チャネルのフェージング特性に関する情報などを提供することができる。

本発明の更なる態様によれば、チャネル容量に関する情報を提供する手段１０５は、リモートの受信機からチャネル容量に関する情報を受け取る。リモートの受信機は上述のパラメータを推定し、そのパラメータに例えば追加の通信チャネルを介して本発明に係る装置を格納する送信機へ送信する。

処理された値からなる一連の部分集合に異なる処理を行うため、異なる処理を行う手段１０３は、処理された値からなる一連の部分集合を異なる信号空間配置に対し異なるマッピングを行い、チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビット数の平均値を有するチャネル入力シンボルの集合を得る手段を含んでいる。異なるマッピングを行う手段は、例えば処理された値の第１の部分集合にマッピング方法、例えば３２−ＱＡＭに関連づけられる複数の複雑な信号空間配置点へとマッピングを行い、チャネル入力シンボルの集合に対して第１の複数のチャネル入力シンボルを得る。したがって、異なるマッピングを行う手段は、更なるマッピング方法、例えばＱＰＳＫを使用して、処理された値の第２の部分集合を更なる複数の信号空間配置点へとマッピングを行い、第２の複数のチャネル入力シンボルを得る。ここで、第１及び第２の複数のチャネル入力シンボルは、チャネル入力シンボルの集合を構成するものである。

異なる変調を行うことは、スループットを適応化するために、好ましくは、異なる信号配置（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、８−ＰＳＫ、ＱＰＳＫ）を使用することから構成されている。異なるマッピングを行うことは、好ましくは、異なるマッピング方法、すなわち特定の信号配置が与えられるビットレベリング方法（例えば、グレー、分割）を使用することから構成されている。異なるマッピングを行うことにより、受信機に必要なデコード化の反復回数に関して誤り率及び複雑度を調整することができる。ここで、搬送（高）周波数への変調は考慮していない。

一般的に、異なるマッピングを行う手段は、処理された値の各々の部分集合に対し異なるマッピング方法を使用し、処理された値からなる一連の部分集合に異なるマッピング方法により定義される異なる信号空間配置へと異なる（または個別な）マッピングを行って、チャネル入力シンボルの集合を得る。例えば、異なるマッピングを行う手段は、処理された値の部分集合、例えば処理された値の第１の部分集合におけるｍ個の一連の処理された値に２^m元の信号空間配置へマッピングする。例えば、異なるマッピングを行う手段は、いくつか可能性を挙げると、異なるサイズのＱＡＭまたはＰＳＫ信号配置を有するグレーまたは集合分割マッピングを用いる。しかし注意しなければならないのは、本発明が任意の信号配置及びマッピングに対して有用であるということである。この点に関して、グレー及び集合分割はマッピングの可能性として見ることができ、ＱＡＭ及びＰＳＫは信号配置または変調方法として見ることができる。

更に、異なるマッピングを行う手段は、部分集合に対しコード化方法及びマッピングに関連づけられたコード化を組み合わせるコード化マッピングを行う。

異なる処理を行う手段１０３は、処理された値からなる一連の部分集合に異なる変調を行い、チャネル入力シンボルの集合を提供する手段を含んでいる。

異なる処理を行う手段１０３は、更に、処理された値からなる一連の部分集合に異なるプレコード化を行い、マッピングする値からなる一連の処理された部分集合を取得して、チャネル入力シンボルの集合を取得する手段を含んでいる。例えば、異なるプレコード化を行う手段は、コード化レート１を有する異なるプレコード化方法を使用して処理された値からなる一連の部分集合をプレコード化し、値からなる一連のプレコード化された部分集合を処理された値からなる一連の部分集合として提供する。言い換えれば、異なるプレコード化を行う手段（プレコーダ）は、追加の冗長度を導入することなく、チャネルの情報ビットの良好な推定を取得するために受信機が用いる追加の複雑度を導入する。例えば、異なるプレコード化方法は、処理された値の各々の部分集合に対して再帰的であり、したがって受信機においては可能性として更なるデコード化方法と組み合わせて、反復的なデプレコード化方法を適用することができる。

処理された値からなる一連の部分集合に異なる変調を行う手段（変調器）は、本発明に従って、処理された値の各々の部分集合に対し異なった変調方法または信号配置を使用して処理された値からなる一連の部分集合を異なる信号空間配置に変調し、チャネル入力シンボルを取得する。例えば、異なる変調を行う手段は、処理された値の部分集合、例えば、処理された値の第１の部分集合のｍ個の一連の値を２^m元の信号空間配置へとマッピングを行いて、チャネル入力シンボルの集合を提供する。例えば、異なるマッピングを行う手段は、いくつかの可能性を挙げると、異なるサイズのＱＡＭまたはＰＳＫ信号配置を有するグレーまたは集合分割マッピングを使用する。更に、異なる変調を行う本発明に係る手段は、各々の部分集合に対し、コード化及び変調を組み合わせるコード化変調を行う。

本発明によれば、異なる処理を行う手段１０３は、異なるマッピングを行う手段（マッパ）または異なる変調を行う手段（変調器）のみを含む。更に、異なる処理を行う手段は、異なるマッピングを行う手段及び異なるプレコード化を行う手段の結合、または異なる変調を行う手段及び異なるプレコード化を行う手段の結合から成る組み合わせを含む。本発明によれば、チャネル容量に関する情報は、異なる処理を行う手段へ提供され、したがって異なるマッピングを行う手段または異なる変調を行う手段及び／または異なるプレコード化を行う手段は、チャネル容量に関する情報を受け取って、必要であって異なる処理ステップを実行する。

本発明によれば、処理ユニット１０１はエンコーダを含む。このエンコーダは、１以下のコード化レートを有し、入力を介して提供された複数の情報ビットをコード化し、コード化されたビットを処理された値の集合として提供する。処理ユニットはインタリーバを含んでいてもよい。このインタリーバは、コード化されたビットをインタリーブしてインタリーブされた値を処理された値の集合として提供する。更に、処理ユニット１０１はマッパを含む。このマッパは、コード化されたビット（コード化された値）またはインタリーブされた値を、全ての値に共通の信号空間配置へとマッピングして、信号空間配置点（値）を処理された値として提供する。言い換えれば、マッパは、コード化マッピング方法のような同一のマッピング方法を、コード化されたビットまたはインタリーブされた値の集合に対して適用し、（複素値）信号空間配置値を処理された値として提供する。例えば、処理ユニット１０１が具備するマッパは、ｍ個の一連のインタリーブされた値を、例えば、前述した信号空間配置の１つから２^m元信号空間配置点へとマッピングする。このとき生じた、処理された値の部分集合は、複素信号空間配置点（信号空間表現）を含む。チャネル入力シンボルの集合において所望の情報ビット数の平均値を実現するため、異なる処理を行う手段１０３は、異なる変調を行う手段を含む。ここで、異なる変調を行う手段は、例えば、信号空間配置点を再度作り直すことによって、または、例えば搬送波に異なる変調を行うことによって異なる変調方法または信号配置を適用することによって、処理された値の部分集合に異なる変調を行い、チャネル入力シンボルの集合を提供する。

更に、処理ユニット１０１はプレコーダを含む。このプレコーダは、コード化レート１を有するコードを使用してインタリーブされた値またはコード化値（コード化されたビット）をプレコード化し、処理された値を提供する。例えば、プレコーダは、前述したプレコード化方法の１つを適用し、また異なるプレコード化を行う手段の構造と同じ構造を有するが、例外としては同じプレコード化方法が、コード化またはインタリーブされた値の完全な集合へ適用される。

処理された値の部分集合を取得するため、図１に示されている装置は、更に、シーケンスコントローラを含む。このシーケンスコントローラは、一連の処理された値からなる一連のグループを、処理された値からなる一連の部分集合へと割り当てる。言い換えれば、シーケンスコントローラは、処理された値のそれぞれの部分集合へ割り当てられる（現在の）一連の処理された値のそれぞれの番号を示すタイミング情報を提供する。任意的に、シーケンスコントローラは、処理された値の集合を処理された値からなる一連の部分集合へ分割する。本発明に係るシーケンスコントローラの動作は、後で詳細に説明される。

図２は、本発明の更なる実施形態に従ってチャネル入力シンボルの集合を提供する本発明に係る装置のブロック図を示す。

図２の装置はエンコーダ２０１を含む。エンコーダ２０１は、情報ビットを受け取る入力及びコード化されたビットをインタリーバ２０３へ提供する出力を有する。インタリーバ２０３は、異なるプレコード化を行う手段２０５へ結合された出力を有する。異なるプレコード化を行う手段２０５は、異なるマッピングを行う手段２０７へ結合された出力、及び更なる入力を有する。この入力へ、シーケンスコントローラ２０９が結合される。

異なるマッピングを行う手段２０７は出力を有する。この出力は通信チャネルへ結合され、通信チャネルへ入力される変調チャネル入力シンボルを提供する。異なるマッピングを行う手段はマッピング及び変調を実行し、好ましくは、信号配置を選択する手段及びマッピングを選択する（ビットラベリング）手段を含む。

エンコーダ２０１は、例えば、適応型でありうる、１よりも小さいか等しいコード化レートを有する畳込みコード化方法を使用して情報ビットをコード化し、冗長度を導入して情報ビットを保護する。インタリーブの後で、インタリーバ２０３によって提供された処理された値の集合は、異なるプレコード化を行う手段２０５へ提供される。手段２０５は、シーケンスコントローラ２０９によって提供されたタイミング情報を利用することによって、処理された値からなる一連の部分集合を異なるプレコード化を行う。処理された値からなる異なるプレコード化が行われた一連の部分集合は、異なるマッピングを行う手段２０７へ提供される。前述したように、異なるマッピングを行う手段２０７は、任意的に、タイミング情報を受け取って、異なるプレコード化を行う手段２０５（プレコーダ）によって提供された処理された値のそれぞれの部分集合の更なる処理について正しい決定が行われることを確実にする。異なるマッピングを行う手段２０７（マッパ）は、前述したように、プレコーダによって提供された一連の部分集合を異なった信号空間配置へマッピングする。注意すべきは、処理された値からなる一連の部分集合は、逐次に処理されることである。したがって、異なるマッピングを行う手段２０７によって提供されたチャネル入力シンボルの集合は、逐次の複素値データストリームである。このデータストリームは、好ましくは、異なるマッピングを行う手段２０７によって提供された全てのチャネル入力シンボルへ同じ信号配置を適用して変調される。異なるマッピングを行う手段２０７は、信号配置及びマッピングのためのセレクタを含むから、処理された値の順次の部分集合のために任意のマッピング方法を実行して、情報スループットの微細な適応を達成することができる。

本発明は、更に、通信チャネルを介してチャネル入力シンボルの集合を送信することから生じる通信チャネル出力シンボルの集合から、複数の情報ビットを提供する装置を提供する。複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置は、前述したチャネル入力シンボルの集合を提供する本発明に係る装置によって実行されるステップの逆である処理ステップを実行する。

図３は、本発明の第１の実施形態に従って複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置のブロック図を示す。

図３の装置は、入力及び出力を有して異なる再処理を行う手段３０１を含む。ここで、出力は、情報ビットまたはその推定を提供する出力を有する再処理ユニット３０３の入力へ結合される。

異なる再処理を行う手段３０１は、図３で示されるように、通信チャネル出力シンボルの一連の部分集合を含む通信チャネル出力シンボルの集合を受け取る。前述したように、通信チャネル出力シンボルの集合は、通信チャネルを介して送信されたチャネル入力シンボルの集合の受信バージョンである。送信機において、チャネル入力シンボルの集合は、チャネル入力シンボルの或る数の一連の部分集合を含む。ここで、チャネル入力シンボルの一連の部分集合は、処理された値の集合からの処理された値からなる一連の部分集合を異なる処理を行うことから取得され、処理された値の集合は、例えば、１よりも小さいコード化レートを有するコード化方法を使用して複数の情報ビットをコード化することから取得される。

第１のステップにおいて、異なる再処理を行う手段３０１は、通信チャネル出力シンボルの前記数の一連の部分集合に異なる再処理を行い、再処理された値からなる一連の部分集合を取得する。再処理された値からなる一連の部分集合は、異なる再処理を行う手段３０１の出力を介して再処理ユニット３０３へ提供される。再処理ユニット３０３は、再処理された値からなる一連の部分集合を含む再処理された値の集合を復号して、複数の情報ビットを取得するか、またはその推定を取得する。

前述したように、図３の装置は、送信機で実行される動作の逆である動作を実行する。更に具体的には、異なる再処理を行う手段３０１は、チャネル出力シンボルの一連の部分集合に異なる復調を行い、再処理された値の複数の一連の集合を含む再処理された値の集合を取得する手段（復調器）、または異なった信号空間配置を使用して通信チャネル出力シンボルの一連の部分集合に異なるデマッピングを行い、再処理された値の集合を取得する手段を含む。具体的には、異なる復調を行う手段は、前述したように、送信機でチャネル入力シンボルの変調へ適用された異なった変調方法に従って、通信チャネル出力シンボルの一連の部分集合に異なる復調を行う。したがって、異なるデマッピングを行う手段は、再処理された値の順次の集合のために異なったデマッピング方法を適用する。この方法は、送信機で処理された値からなる一連の部分集合をマッピングするために適用された異なったマッピング方法の逆である。

例えば、異なる復調を行う手段は、少数の可能性を挙げるならば、異なったサイズのＱＡＭまたはＰＳＫ信号配置を有するグレーまたは集合分割デマッピングを使用して通信チャネル出力シンボルの部分集合を復調し、再処理された値の部分集合を再処理ユニット３０３へ提供する。

したがって、異なるデマッピングを行う手段は、異なった２^m元デマッピング方法を使用して通信チャネル出力シンボルの前記数の部分集合に異なるデマッピングを行い、再処理された値からなる一連の部分集合を取得する。２^m元デマッピング方法は、少数の可能性を挙げれば、異なったサイズのＱＡＭまたはＰＳＫ信号配置を有するグレーまたは集合分割デマッピング方法であってよい。

本発明の更なる態様によれば、再処理された値からなる一連の部分集合は、送信機で異なったプレコード化方法を使用することによって取得されたプレコード化値を含む。この場合、異なる再処理を行う手段３０１は、更に、異なったデプレコード化方法を使用して再処理された値からなる一連の部分集合に異なるデプレコード化を行い、再処理された値からなる一連の再プレコード化部分集合を再処理された値からなる一連の部分集合として取得する手段を含む。ここで、再処理された値の全ての一連の部分集合は、一緒になって再処理ユニット３０３へ提供される再処理された値の集合を生じる。例えば、デプレコード化する手段（デプレコーダ）は、例えば、トレリス線図に基づいて反復プレコード化方法を実行する最大事後または最大尤度デプレコーダである。

再処理ユニット３０３は、再処理された値の集合をデインタリーブしてデインタリーブされた値を取得する逆インタリーバ、及びデインタリーブされた値を復号して複数の情報ビットを取得するか、その推定を取得するデコーダを含む。

デコーダは、インタリーブされた値に関連づけられたソフト出力値を決定する。ソフト出力値は、再処理方法、例えば、復号、デマッピング、デプレコード化、及び復調の信頼度を示す。

例えば、デコーダは、インタリーブされた値を復号する間、インタリーブされた値の良好な推定を提供する。この補助情報は、異なる再処理を行う手段３０１へ提供され、異なる復調を行う手段のパフォーマンス、または異なるデマッピングを行う手段のパフォーマンス、または異なるデプレコード化を行う手段のパフォーマンスを改善する。例えば、デコーダは、異なる復調を行う手段または異なるデマッピングを行う手段へ結合され、復調誤りまたはデマッピング誤りを反復低減し、チャネル入力シンボルの良好な推定が取得されるようにする。

任意的に、デコーダは、デインタリーブされた値に関連づけられたソフト出力値のみに異なる復調を行う手段または異なるデマッピングを行う手段または異なるデプレコード化を行う手段へ提供し、現在の再処理段階でのパフォーマンス改善が取得されるようにする。前述したように、パフォーマンス改善は反復的に達成可能である。例えば、デコーダは、インタリーバを介して、異なる復調を行う手段または異なるデマッピングを行う手段へ結合され、異なる再処理を行う手段３０１が再処理された値の良好な推定を受け取るようにする。この情報からスタートして、異なる再処理を行う手段３０１は、再処理ユニット３０３へ提供された再処理された値を、デコーダによって提供された再処理された値の良好な推定と比較し、最初の反復ステップで、最初のパフォーマンス改善が達成されるようにする。更なる反復ステップで、再処理ユニット３０３は、再処理された値の改善された推定を受け取り、デコーダは、それに基づいて、より良好な推定を、異なる再処理を行う手段３０１へフィードバックする。以下同様である。

或る回数の反復ステップ、例えば、１０回の反復ステップの後、受信システムは、その安定受信状態へ収束する。

したがって、デプレコード化する手段は、処理された値からなる一連の部分集合に異なるデプレコード化を行い、及び反復的にデプレコード化する。ここで、デプレコード化する手段はデコーダへ結合され、再プレコード化値の良好な推定を受け取り、デプレコード化誤りを低減するために必要な反復ステップを実行する。例えば、異なるデプレコード化を行う手段は、別個の状態及び状態の間の別個の遷移を有する状態図、例えば、トレリス線図に基づいて反復方法を実行する。この場合、デプレコード化する手段は、デコーダによって提供された情報によって事前に条件を与えられ、例えば、或るデプレコード化状態または或る遷移は初期パラメータとして選択されるか、更なるデプレコード化ステップから排除される。したがって、異なるデマッピングを行う手段は、デコーダによって提供された情報に基づいて、それぞれの信号空間配置の中で或るデマッピング領域に集中するか、領域を更なる処理から排除する。同様の反復は、異なるデマッピングを行う手段及び／または異なるデプレコード化を行う手段によって実行可能である。

本発明の更なる態様によれば、複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置は、通信チャネル出力シンボルの一連のグループを通信チャネル出力シンボルの一連の部分集合へ割り当てるシーケンスコントローラを含む。例えば、シーケンスコントローラは、前述したシーケンスコントローラの構造に匹敵する構造を有する。具体的には、シーケンスコントローラは、通信チャネル出力シンボルのそれぞれの部分集合を処理する時間間隔に関するタイミング情報、及びそれぞれの部分集合の再処理がスタートされなければならない時点に関するタイミング情報を提供する。

例えば、シーケンスコントローラは、リモートの送信機からシーケンスコントロール情報を受け取る。シーケンスコントロール情報は、通信チャネル出力シンボルの部分集合の数、及び任意的に、通信チャネル出力シンボルのそれぞれの部分集合に関連づけられた通信チャネル出力シンボルの数を示す。

更に、複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置は、更に、処理コントローラを含む。処理コントローラは、通信チャネル出力シンボルの現在の部分集合に関連づけられた復調方法に関する情報を、異なる復調を行う手段へ提供するか、現在使用される通信チャネル出力シンボルの現在の部分集合に関連づけられたデマッピング方法に関する情報を、異なるデマッピングを行う手段へ提供する。更に、処理コントローラは、通信チャネル出力シンボルの現在の部分集合に関連づけられたデプレコード化方法に関する情報を、異なるデプレコード化を行う手段へ提供する。

本発明の更なる態様によれば、シーケンスコントローラ及び処理コントローラは、同じ制御ユニットの中で実現される。更に、復調方法または信号配置に関する必要情報、デマッピング方法に関する情報、またはデプレコード化方法に関する必要情報は、例えば、追加の情報通信チャネルを介して、リモートの送信機から処理コントローラ及び／またはシーケンスコントローラへ提供可能である。

図４は、本発明の更なる実施形態に従って複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置のブロック図を示す。装置は、通信チャネルを介して送信される信号を復調する手段４０３を含む。手段４０３は、更に、異なるデマッピングを行う。異なるデマッピングを行う手段４０３は、異なるデプレコード化を行う手段４０５へ結合された出力、及び更なる入力を有する。この入力へ、インタリーバ４０７の出力が結合される。インタリーバ４０７は、更に、異なるデプレコード化を行う手段４０５の更なる入力へ結合される。異なるデプレコード化を行う手段４０５の出力は、逆インタリーバ４０９へ結合される。逆インタリーバ４０９は、デコーダ４１１の入力へ結合された出力を有する。デコーダ４１１は、情報ビットまたはその推定を提供する出力を有する。更に、デコーダ４１１はインタリーバへ結合され、デマッピング値の良好な推定を、異なるデマッピングを行う手段４０３へ提供して前記の反復ステップを実行するか、デプレコード化値の良好な推定を、異なるデプレコード化を行う手段４０５へ提供して、前述したパフォーマンス増加反復ステップを実行可能にする。

本発明に係るコンセプトを更に詳細に説明するため、下記では、無線通信チャネルを介するデータ伝送を考慮する。利用可能な帯域幅は高価で制限されるため、帯域幅効率伝送方法の開発は、進行中の関心事である。帯域幅効率伝送方法は、ビットインタリーブされたコード化変調（ＢＩＣＭ）、即ち、エンコーダ、インタリーバΠ及びシンボルマッパの直列連鎖である。

図５は、直列に接続されたエンコーダ５０１、インタリーバ５０３、マッパ５０５、通信チャネル５０７、逆マッパ５０９、逆インタリーバ５１１、及びデコーダ５１２を含む対応システムモデルを示す。更に、デコーダ５１２からインタリーバ５１３を介して逆マッパ５０９へのフィードバックループが存在する。

ＢＩＣＭの主な利点は、ビット単位インタリービング及び単純及び柔軟実装可能性によって取得される最大化ダイバーシティ順序である。ＢＩＣＭの誤り率パフォーマンスを改善するため、異なった反復復号方法を実現すべきである。並列連接符号及び直列連接符号の反復復号が使用される。通信チャネル符号は、例えば、畳込み符号、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）符号、並列連接ターボ符号、または直列連接符号であってよい。マッピングはビット間に依存性を導入するから、それは更にレート１符号として使用可能である。したがって、通信チャネルデコーダから逆マッパへのフィードバックが使用され、外部通信チャネル符号とマッピングとの間で反復復号が内部符号として行われる。マッピングと一緒に、追加のプレコーダが内部符号として使用されてよい。

以下、伝送システムを時間的に変化するチャネルへ適応させて、データスループットを最大にすることを考える。

情報理論から、通信チャネル品質は、伝送間隔当たりの伝送情報ビットの数に基本的制限を課すことが知られている。通信チャネル品質は、送信機と受信機との間の分離距離（大規模信号減衰）及び短い移動距離または短い持続時間での信号減衰の急速なゆらぎ（小規模信号減衰、フェージング）によって決定される。

したがって、伝送シンボル当たりの情報ビットの数を時変通信チャネル品質へ適応させなければならない。本発明によれば、適応変調コード化（ＡＭＣ）方法を使用して、即ち、変調方法（例えば、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ）及び通信チャネルコード化レートを変化させることによって、適応化が実行される。

通信チャネルコード化レートは、適切なパンクチャリングパターンを使用して小さなステップで変更することができる。問題は、異なった変調方法を使用し、通信チャネル品質への正確な適応をどのように取得するかである。可能な変調方法の小さな集合は、前述したように、非常にラフな（コース）適応を可能にするだけである。他方、可能な変調方法の大きな集合のサポートは、送信機及び受信機での高い複雑度を要求する。通信チャネル品質への正確な適応は不可能である。なぜなら、大きな数の変調方法を使用しても、変調方法間のパフォーマンスは全く異なるからである。更に、スループットに加えて、関心事となるのは、時変通信チャネルの品質に依存して、システムの反復必要回数との関連で誤り率または複雑度を選択することである。情報データのスループット、複雑度、及び誤り率の間には、トレードオフが存在する。このトレードオフは、大きな数の変調方法を使用して調整可能であり、または、もし通信チャネルデコーダから逆マッパへのフィードバックが使用されるならば、プレコーダのために大きな数のマッピング及びパンクチャリング方法を使用して調整可能である。しかし、送信機及び受信機は、これらの全ての可能性をサポートしなければならず、これは前述したように増加する複雑度を生じる。

本発明は、１つの符号ブロックの中で異なった変調方法、マッピング、またはプレコーダアーキテクチャ（不規則変調方法、不規則マッピング、及び／または不規則プレコーダ）を使用して、システムを時変通信チャネルへ適応させる可能性を提供する。

例えば、もし、コード化されたビットのブロックの一部分が２ＱＰＳＫ（シンボル１個当たり２ビット）へマッピングされ、他の部分が１６−ＱＡＭ（シンボル１個当たり４ビット）へマッピングされる不規則変調方法が使用されるならば、平均でシンボル１個当たり３つのコード化されたビット（例えば、８−ＰＳＫを使用するときのように）が伝送されるように、比を選択することができる。異なった変調方法へのコード化されたビットのセグメンテーションは、好ましくは、送信機側のインタリーバの後で起こる。インタリーバに起因して、異なった変調方法へマッピングされたビットの異なる信頼度は、受信機での通信チャネル復号処理に影響を与えない。例えば、本発明に従ったＱＰＳＫ及び１６−ＱＡＭの組み合わせ方法は、８−ＰＳＫを使用するパフォーマンスと同じである。

考察された例の本発明に係るアイデアは、不規則マッピング及び／または不規則プレコーダへ拡張して、スループット対複雑度対誤り率のトレードオフを最適化することができる。１つの符号ブロックの中で、異なるプレコーダ及び／またはマッピングを使用することができる。異なるプレコーダまたはマッピングは、異なるパンクチャリング方法を介して取得可能である。再び、もしセグメンテーションが送信機でインタリーバの後で行われるならば、プレコーダ及び／またはマッピングの組み合わせが使用されようと、平均特性を有する単一のプレコーダ及び／またはマッピングが使用されようと、通信チャネルデコーダは差異を認識しない。

例としてのみ、下記では、フェージング通信チャネルを介する帯域幅効率伝送について、ビットインタリーブされた符号変調方法が考察される。

反復復号方法は、多くの異なるアプリケーション領域で顕著なパフォーマンスを示した。ＢＩＣＭのために、例として、前述した可能性からの通信チャネル符号、プレコーダ、及び高次信号配置マッピングの３つの関連した組み合わせが、下記で考察される。
１．グレーマッピングを有する並列連接「ターボ」符号。
２．直列連接符号、外部符号としての通信チャネル符号、内部符号としてのマッピング。
３．直列連接符号、外部符号としての通信チャネル符号、内部符号としてのプレコーダ。

第１のシステムでは、Ａ．Ｇｌａｖｉｅｕｘ Ｓ．Ｌｅ Ｇｏｆｆ ａｎｄ Ｃ．Ｂｅｒｒｏｕ、「Ｔｕｒｂｏ−ｃｏｄｅｓ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、」ｉｎ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ）、Ｎｅｗ Ｏｒｌｅａｎｓ、Ｍａｙ １９９４、ｐｐ．６５４−６４９で説明されているように、２つの並列連接符号の間の反復は受信機で実行される。２つの他のシステムでは、Ｘ．Ｌｉ ａｎｄ Ｊ．Ｒｉｔｃｅｙ、「Ｂｉｔ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ｃｏｄｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｕｓｉｎｇ ｓｏｆｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ、」Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ、ｖｏｌ．３４、ｎｏ．１０、ｐｐ．９４２−９４３、Ｍａｙ １９９８、Ｊ．Ｓｐｅｉｄｅｌ Ｓ．ｔｅｎ Ｂｒｉｎｋ ａｎｄ Ｒ．Ｙａｎ、「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｄｅｍａｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、」ｉｎ Ｐｒｏｃ、ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、Ｓｉｄｎｅｙ、Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９９８、ｐｐ．５７９−５８４、Ｓ．Ｄｏｌｉｎａｒ Ｄ．Ｄｉｖｓａｌａｒ ａｎｄ Ｆ．Ｐｏｌｌａｒａ、「Ｓｅｒｉａｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｒａｔｅ−１ ｉｎｎｅｒ ｃｏｄｅ、」ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、Ｓａｎ Ｆｒａｎｃｉｓｃｏ、Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２０００、ｐｐ．７７７−７８２ 及び Ｍ．Ｔｕｃｈｌｅｒ、「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｓｅｒｉａｌｌｙ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｌｏｎｇ ｏｒ ｓｈｏｒｔ ｂｌｏｃｋ ｌｅｎｇｔｈｓ、」ｉｎ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ）のそれぞれで説明されているように、反復は内部符号、即ち、結合デコーダ（もしプレコーダが使用されるならば）と逆マッパとの間で実行され、外部通信チャネル符号は受信機で実行される。これは、Ｇ．Ｍｏｎｔｏｒｓｉ Ｓ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ、Ｄ．Ｄｉｖｓａｌａｒ ａｎｄ Ｆ．Ｐｏｌｌａｒａ、「Ｓｅｒｉａｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ｃｏｄｅｓ： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ、ｄｅｓｉｇｎ、ａｎｄ ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｄｅｃｏｄｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、ｖｏｌ．４４、ｎｏ．３、ｐｐ．９０６−９２６、Ｍａｙ １９９８ で説明されているように、直列連接符号の反復復号と同じである。

本発明によれば、変調方法、マッピング、及びプレコーダのアーキテクチャは１つの符号ブロックの中で不規則、すなわち異なっていてもよい。

図６は、インタリーバ６０３を介して直列／並列変換器６０５（Ｓ／Ｐ）へ結合された外部エンコーダ６０１を含む上記で考察されたシステムモデルを示す。Ｓ／Ｐ６０５は、マッパ６０７へ結合された或る数の出力を有する。マッパ６０７は通信チャネル６０９を介して逆マッパ６１１へ結合され、逆マッパ６１１は並列／直列変換器６１３（Ｐ／Ｓ）へ結合された或る数の出力を有する。Ｐ／Ｓ６１３はインタリーバ６１５を介して外部デコーダ６１６へ結合され、外部デコーダ６１６は良好な推定を提供する出力を有する。外部デコーダ６１６は更なる出力を有し、この出力はインタリーバ６１７を介して逆マッパ６１１の更なる入力へ結合される。

データビットのブロックは、レートＲを有する外部エンコーダ６０１によってコード化され、ビットはランダムインタリーバ６０３によってインタリーブされる。コード化及びインタリーブされたシーケンスはｃで示され、シーケンスｃのｍ個の一連のビットはグループにされて、サブシーケンスｃ_k＝（ｃ_k（１），．．．，ｃ_k（ｍ））が形成される。各々のサブシーケンスｃ_kは、ラベリングマッピングμに従って２^m元信号配置Ｘから選択された複素シンボルｓ_k（μ）へマッピングされる。マッピングの前に、再帰プレコーダを挿入することができる。

通信チャネル６０９は、ｒ_k＝ａ_kｓ_k＋ｎ_kによって記述される。ここで、ａ_kはフェージング係数を表し、ｎ_kは各々の実元で分散σ_n ²＝Ｎ₀／２Ｅ_sを有する複素ゼロ平均ガウス雑音である。信号対雑音比は、次式で定義される。

受信機において、結合逆マッパ及びデコーダ（もしプレコーダが使用されるならば）は、受信複素シンボルｒ_k、及びコード化されたビットの対応する事前ログ尤度比（ＬＬＲ）

を処理し、外部ＬＬＲを出力する。

ここで、Ｃ_k（ｉ）は、実現ｃ_k（ｉ）∈｛０，１｝を有する２進ランダム変数を表す。

Ｘ_b ⁱは、シンボルｓ_k∈Ｘの部分集合を表すものとする。これらのシンボルのビットレベルは、位置ｉ∈｛１，．．．，ｍ｝で値ｂ∈｛０，１｝を有する。即ち、

である。ベイズの規則を使用して、Ｐ（ｓ_k｜Ｃ_k（ｉ）＝ｂ）、ｓ_k∈Ｘ_b ⁱに関してｐ（ｒ_k｜ｓ_k）の期待値を取れば、次式を生じる。

第１の項ｐ（ｒ_k｜ｓ_k）は、通信チャネルモデルに従ってガウス分布から計算される。即ち、

第２の項Ｐ（ｓ_k｜Ｃ_k（ｉ）＝ｂ）は、個々のビットの事前情報から計算される。即ち、

外部推定Ｌ_e（Ｃ_k（ｉ））はデインタリーブされ、ＡＰＰ通信チャネルデコーダへ適用される。反復復号を実行して、デコーダからのコード化されたビットに関する外部情報はフィードバックされ、逆マッパで事前情報Ｌ_a（Ｃ_k（ｉ））と見なされる。初期デマッピングステップの間、事前ＬＬＲはゼロへ設定される。

下記では、ＥＸＩＴ（外部情報伝達）チャートを使用する収束予測を考察する。

本発明に係る不規則方法は、コード化されたビットと逆マッパの出力との間の平均相互情報量に基づき、事前入力の関数として容易に説明可能である。逆マッパとデコーダとの間のこの相互情報量の反復交換は、Ｓ．ｔｅｎ Ｂｒｉｎｋ、「Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｂｅｈａｖｉｏｒ ｏｆ ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ ｄｅｃｏｄｅｄ ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ ｃｏｄｅｓ、」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ｖｏｌ．４９、ｎｏ．１０、ｐｐ．１７２７−１７３７、Ｏｃｔｏｂｅｒ ２００１ で説明されているように、ＥＸＩＴチャートで見ることができる。

表記を簡単にするため、長さＮのコード化シーケンスｃのビットはｃ_nで表され、値Ｃ＝｛−１；＋１｝へ適応する。

逆マッパの事前ＬＬＲはガウス分布であって、多くの反復でかなり無相関であると仮定される。これらの仮定は、長いインタリーバで成り立つ。したがって、事前ＬＬＲは、平均μ_L・ｃ_n及び分散σ_L ²を有する独立ガウスランダム変数によってモデル化可能である。これによって、反復受信機を分解し、逆マッパ及びデコーダを別々に解析することができる。μ_L＝σ_L ²／２であるから、ＬＬＲのガウス分布は、単一のパラメータによって近似することができる。特に、所与の事前ＬＬＲ分布に依存して、逆マッパの出力ＬＬＲ分布を予測することは興味深い。分散σ_L ²をパラメータとして使用し分布を特性化する代わりに、コード化されたビットとＬＬＲとの間の相互情報量Ｉ（Ｌ；Ｃ）は、より正確でロバストな尺度である。

ＬＬＲは確率密度関数ｐ_L（ｌ｜Ｃ＝Ｃ）に従って分布する。相互情報量は、次式で数値的に評価することができる。

確率密度関数ｐ_L（−ｌ｜Ｃ＝−１）及びｐ_L（ｌ｜Ｃ＝＋１）は、モンテカルロシミュレーション及びヒストグラム測定によって決定されなければならない。もし確率密度関数の双方が次のように対称であり、
ｐ_L（１｜Ｃ＝＋１）＝ｐ_L（−１｜Ｃ＝−１）
次のように一致すれば、
ｐ_L（１｜Ｃ＝＋１）＝ｐ_L（−１｜Ｃ＝＋１）・ｅｘｐ（１）
相互情報量は、時間平均を使用して計算することができる。

直列連鎖ＢＩＣＭシステムの場合、逆マッパの伝達関数Ｔ_m（ｉ）及びデコーダの伝達関数Ｔ_c（ｉ）は相互情報量ｉの関数であり、それぞれ逆マッパ及びデコーダの入力相互情報量と出力相互情報量との間の関係を示す。逆マッパは通信チャネルからの情報を進める。その場合、信号対雑音比Ｅ_s／Ｎ₀は一定の値へ設定される。また、逆マッパは逆マッパからの事前情報を進める。デコーダは逆マッパからの入力情報のみを受け取る。したがって、逆マッパの伝達関数のみがＥ_s／Ｎ₀に依存する。

興味深いこととして、逆マッパの伝達関数の下の領域Ａは、ほぼ

に対応することに注意しなければならない。ここで、Ｃ（Ｘ）は信号配置Ｘの通信チャネル容量を表す。

並列連接ターボ符号の場合、双方の成分符号は、通信チャネルからの入力情報及び他のデコーダからの事前情報を進める。もし逆マッパ／デコーダの伝達関数、及び軸を転置した他のデコーダの伝達関数が単一の図へプロットされるならば、相互情報量の実際の階段状飛翔経路を予測することができる。２つの関数の間の交差は反復処理を停止させるであろう。ＥＸＩＴチャートの例は下記で与えられる。下記では、本発明に従った主なシステムコンポーネントの特性が説明される。

図７は、直列連鎖システムで外部符号として使用される異なる通信チャネル符号の伝達関数を示す。

一度容量に対応する入力相互情報量へ到達すると、「最適」符号は理想的な外部情報を出力する。

低メモリを有する畳込み符号は、入力相互情報量Ｉ_in＜０．５について、より多くの外部情報を集め、入力中立情報Ｉ_in＞０．５については、高メモリを有する符号は、より多くの外部情報を出力する。指摘されることは、異なる生成多項式、または再帰システマティク畳込み符号（ＲＳＣ）から非システマティック非再帰符号（ＮＳＣ）への変化は、符号伝達関数の形状にほとんど影響を与えないことである。所与の符号メモリについて、符号の自由ハミング距離を最大化する生成多項式が選ばれる。

並列連接ターボ符号の伝達関数は、ターボデコーダを「ブラックボックス」として考え、２つのコンポーネントデコーダの間の或る回数の反復の後、通信チャネル入力相互情報量の関数として出力相互情報量をプロットすることによって生成される。或る量の入力情報及び少数回の反復で、理想的出力情報へ接近する。

図８は、ターボデコーダの内部で異なるメモリを有する１つの成分符号の対応する伝達関数を示す（ＥＸＩＴチャートの中の並列連接符号の伝達関数）。

本発明に係るマッピングコンセプトに関しては、適用されるラベリングマッピングは、考察されるＢＩＣＭシステムの重要な設計パラメータである。単なる例として、下記では、図９で示されるように、２つの特性１６−ＱＡＭマッピングが考察される。前述したように、デマッピング手段へ提供された、より良好な推定に関するデコーダの情報を使用して、判定領域が決定される。

最初に、コード化されたビットに関する事前情報が逆マッパで利用可能でない場合（例えば、初期デマッピングステップの間）を考察する。図９の斜線領域は、値１を有するビットｉの判定領域に対応し（部分集合Ｘ₁ ⁱ）、斜線のない領域は値０を有するビットｉ＝１の判定領域に対応する（部分集合Ｘ₀ ⁱ）。もしシンボル誤りが１つの判定領域の中で起これば、対応するビットに誤りはない。大きな判定領域は、対応するビットに高い保護を提供する。なぜなら、最も近い隣人の数、即ち、ｓ_k∈Ｘ_b ⁱから最小ユークリッド距離にあるシンボル

の数は最小にされるからである。言い換えれば、小さなユークリッド距離におけるシンボル間のハミング距離を最小にし、１つのシンボル誤りについてビット誤りの数を最小にしなければならない。好ましくは、各々のシンボルが高々１つの最も近い隣人を有するグレーマッピングは、事前の知識を有しない最適ラベリング戦略である。

逆マッパで理想的事前情報を有するときのパフォーマンスは、反復で達成可能な利得を表す。この場合、好ましくは、検出されるべきビットを除く全てのビットが逆マッパで知られる。なぜなら、外部情報のみが使用されるからである。事前に知られたビットは、検出されるべき１つのビットｉでのみ異なる一対のシンボルを選択する。ビットｉ＝１についての可能なシンボルのペアも図９で示される。シンボルのペアは部分集合Ｘ₀ ⁱ及びＸ₁ ⁱから構成され、これらの部分集合は、理想的事前知識を介して、斜線付き及び斜線無しの領域から、それぞれ充填及び未充填信号点によって表される１つのシンボルへ縮小される。

グレーマッピングの場合、最小ユークリッド距離における距離の数は、事前知識を介して縮小されない。したがって、反復によって、小さなパフォーマンスの改善が達成されるにすぎない。Ｍ１６^aの場合、判定領域Ｘ₁ ⁱとＸ₀ ⁱの間のユークリッド距離、即ち、残りのシンボルペアが大きく増加することが図９からわかる。

前述したＥＸＩＴチャートは、反復システムのパフォーマンスへの距離特性のインパクトを視覚化する。本発明によれば、ＥＸＩＴチャートを応用して、処理された値の各々の順次の集合または通信チャネル出力シンボルの各々の順次の集合のために最適処理戦略を決定することができる。

図１０は、異なるマッピングの伝達関数をＥＸＩＴチャートで示す。１６−ＱＡＭグレー及びＭ１６^aマッピングのＡＷＧＮ通信チャネルの場合、４状態、レート１／２畳込み符号の伝達関数と一緒に、トンネルを通過するシミュレートされた飛翔経路が示される。

下記で、事前知識を有しない逆マッパ関数の値及び理想的事前知識を有する逆マッパ関数の値が、それぞれＩ₀及びＩ₁で表される。伝達関数の早期の交差を避けるため、Ｉ₀及びＩ₁の高い値が望ましい。これらの高い値は、それぞれ、反復処理を停止させ、低い誤り率へ到達させる。容量は、適用されたマッピングから独立であるから、伝達関数の下の区間は同じであり、Ｉ₀とＩ₁との間のトレードオフを生じる。期待されるように、グレーマッピングは最高のＩ₀を有するが、事前情報を伴うパフォーマンスの改善は期待されない。Ｍ１６^aマッピングの場合、理想的事前情報を伴うパフォーマンス、即ち、反復での可能なパフォーマンス改善が最大になる。

前述したメモリ無しマッピングの全ては、高ＳＮＲでの誤り確率が、インタリーバ長と共に減少しないことが共通点である。完全な事前情報の場合でも、逆マッパの出力ＬＬＲは無限大へ接近せず、ＥＸＩＴチャートではＴ_m（１）≠１である。したがって、これは結合デマッピング／復号と共にマッピングの前に再帰プレコーダを使用することを示唆する。再帰構造によって、無誤りパフォーマンスに達することができ、複雑度が増加する費用でインタリーバ長が無限大へ進む。

プレコーダ（プレコード化する手段）は、状態空間式によって一般的に表すことができる。
ｓ_k+1＝ｓ_kＡ＋ｘ_kＢ 及び ｙ_k＝ｓ_kＣ^T＋ｘ_kＤ
ここで、ｓ_k＝（ｓ_k ⁽¹⁾，．．．，ｓ_k ^(M)はプレコーダのメモリｘ_k＝（ｘ_k（１），．．．，ｘ_k（ｍ））を表し、ｍはプレコーダの入力ビットを表し、ｙ_kはプレコーダの出力を表す。ＡはＭｘＭの行列であり、Ｂ及びＣはｍｘＭの行列であり、Ｄはｍｘｍの行列である。

低複雑度メモリ１のプレコーダを考察すると、プレコーダは再帰的でなければならないから、Ａ＝１であり、プレコーダの状態は全ての入力ビットに依存しなければならないから、Ｂ＝［１，１，．．．，１］である。Ｄはスクランブリング行列であり、ｍｘｍの単位行列Ｉ_mへ設定することができる。行列Ｃは主要な設計パラメータであり、メモリ出力がどの出力へ接続されるかを決定する。

図１１は、結果のプレコーダアーキテクチャを示す。プレコーダは、複数の出力及び入力を有する直列／並列変換器１１０１を含む。複数の出力の各々は、任意的な加算器１１０３を介してマッパ１１０５の関連入力へ結合される。マッパ１１０５は更に出力を有する。

更に、図１１のプレコーダは、入力及び出力を有するスクランブリングブロック１１０７を含む。ここで、出力は加算器１１０３の更なる入力へ結合される。更に、スクランブリングブロック１１０７の出力は、加算器１１０９を介してスクランブリングブロック１００７の入力へフィードバックされる。加算器１１０９は更なる入力を有し、この入力へ、直列／並列変換器１１０１によって提供された全出力信号の合計が提供される。ここで、加算は加算器１１１１によって実行される。

異なるプレコード化方法を切り換えるため、パンクチャリングによってスイッチを容易に実現することができる。

図１２は、プレコーダのアーキテクチャの更なる実施形態を示す。このアーキテクチャは、直列／並列変換器１１０１によって実行されるデマルチプレクス処理の前に置かれたプレコーダ１２０１を含む。

しかし、並列処理に起因して、図１１のアーキテクチャは、より多くの可能性を提案してシステムを最適化する。もし次式が設定されるならば、

図１１及び図１２に示されるシステムは均等である。

図１３は、１６−ＱＡＭ逆マッパのために異なるメモリ１プレコーダを有する伝達関数、関連するＣ行列によって表された異なるプレコーダと組み合わせられたグレーマッピングを有する伝達関数、及び前述したようにマルチプレックスの前に置かれたプレコーダを有する伝達関数を示す。好ましくは、事前情報を有しない相互情報量Ｔ_m（０）を最大化するプレコーダは、［１，０，．．．，０］に等しい行列Ｃを有する。メモリ無しマッピングと対照的に、理想的な事前情報を有しない場合と有する場合との良好なパフォーマンスの間にトレードオフは存在しない。なぜなら、全ての考察されたプレコーダはＩ₁＝１に達するからである。伝達関数の下の区間

は同じままである。

プレコーダの構造を変更する代わりに、固定プレコーダを選択して、マッピングを変更することができる。しかし、このアプローチは設計可能性を制限する。なぜなら、事前情報を有しないパフォーマンスは、グレーマッピングとは異なるマッピングについて低くなるからである。

本発明によれば、同じ信号配置を使用する代わりに、長さＮの１つの符号ブロックの上でマッピングまたはプレコーダが使用される。符号ブロックは、長さα_kＮのＬ個のサブブロックへ分割される。各々のサブブロックは、様々なマッピングまたはプレコーダを使用して、シンボル１個当たりｍ_k個のコード化されたビットを有する異なった信号配置へマッピング可能である。

図１０は、不規則方法の構成を示す。値のブロック１４０１は、単なる例として、２つの部分集合を含み、各々の部分集合は、異なる数の符号ビット（コード化またはインタリーブされた値）を含む。ここで、ｍ_IRはシンボル（チャネル入力シンボル）１個当たりの平均ビット数（コード化されたビットまたはインタリーブされたビット）を表す。本発明によれば、比α_kは次の条件を満たす。

第２の条件は、シンボルブロック長

の計算から導かれる。

比α_kは、タイミング制御を実行する前記シーケンスコントローラによって決定可能である。更に具体的には、シーケンスコントローラは、或る数の部分集合のｋ番目の部分集合へα_kＮ個の一連の処理された値を割り当てる。ここで、シーケンスコントローラはα_kを選択または決定して、前記の条件を満足させる。

受信機において、各々のサブブロック（部分集合）は別々にマッピングされ、もしプレコーダが使用されるならば復号される。ｋ番目のサブブロックについて、結果のＬ値の確率密度関数をｐ_kで表すとする。結合Ｌ値の分布ｐ_IRは、サブブロックの分布ｐ_kの平均である。

更に、Ｌ値が対称かつ無矛盾であれば、上記の式から、結合逆マッパ／デコーダの伝達関数Ｔ_IRは次式によって与えられる。

ここで、Ｔ_m ^k（ｉ）は、サブブロックｋの逆マッパ／デコーダの伝達関数である。したがって、伝達関数Ｔ_m ^IR（ｉ）は伝達関数Ｔ_m ^k（ｉ）の一次結合から生成される。

下記では、反復復号を有する前記の３つのＢＩＣＭシステムのために本発明に係る不規則変調方法、マッピング、及びプレコーダをどのように使用するかについて、更なる実施形態を説明する。説明を簡単にするため、全てのシステムでコード化レートは固定され、Ｒ＝１／２に設定される。

並列に連結した「ターボ」符号の場合、単なる一例として、プレコーダを有しないグレーマッピングのみが考察される。したがって、変調方法のみが不規則である。不規則変調方法によって、データスループット、または必要反復回数に関するスループット及び複雑度間のトレードオフのいずれかを最適化することができる。

図１５は、Ｅ_s／Ｎ₀＝４ｄＢにおけるＱＰＳＫ及び１６−ＱＡＭグレーマッピングを有するＵＭＴＳターボ符号のＥＸＩＴチャートを示す。１６−ＱＡＭの場合、逆マッパ及びデコーダの伝達特性の早期の交差は、高い誤り率を生じる。ＱＰＳＫの場合、最大可能データスループットを十分に利用することができない。

本発明に係る不規則変調方法を使用すると、ＱＰＳＫ及び１６−ＱＡＭ関数の間に存在する逆マッパ伝達関数を生成することができる。前記で誘導されたように、不規則方法の逆マッパ伝達関数は、下に存在する伝達関数の一次結合である。可能な伝達関数の数は、下に存在する変調方法の間の比を特性化するために使用されるビットの数に依存する。

図１６は、成分並列連接符号の対応する伝達特性を示す。再び、１６−ＱＡＭの場合、２つの符号の伝達関数の早期の交差は高い誤り率を生じ、ＱＰＳＫの場合、最大可能データスループットは達成されない。

データスループットを最適化するため、図１５及び図１６で示されるように比を設定して、好ましくは、ＱＰＳＫについてα₁＝０．３５とし、１６−ＱＡＭについてα₂＝０．６５とすることができる。これは、シンボル１個当たり平均でｍ_IR＝２．９６のコード化されたビットを生じる。ターボ符号反復の高い回数が要求されるが、スループットは最適化される。

４回のターボ符号反復の所与の回数についてシステムを最適化するため、図１５及び図１６で示されるように、ＱＰＳＫについてα₁＝０．６５及び１６−ＱＡＭについてα₂＝０．３５が設定される。スループットの低減によって、低減複雑度が達成される。即ち、シンボル１個当たりｍ_IR＝２．４２のコード化されたビットを伝送することができる。

内部エンコーダとしてのマッパを有する前記第２のシステムについては、変調方法及びマッピングを不規則にすることができる。これは、より大きな柔軟性を可能にする。例として、下記では、１６−ＱＡＭ及びＭ１６^a及びグレーマッピング並びにＱＰＳＫグレーマッピングが、下にある方法として考察される。符号は４状態畳込み符号、Ｅ_s／Ｎ₀＝４ｄＢである。逆マッパ、不規則変調、及びマッピング方法の伝達関数を示す図１７、図１８、及び図１９で示されるように、Ｍ１６^aまたはグレーマッピングを有する１６−ＱＡＭの使用のみが、伝達関数の早期交差のために高い誤り率を生じる。グレーマッピングを有するＱＰＳＫの比α₁、グレーマッピングを有する１６−ＱＡＭのα₂、及びＭ１６^aマッピングを有する１６−ＱＡＭのα₃を調整することによって、異なった要件のために、異なるシステムを設計することができる。下記では、例として３つの組み合わせを考察する。

１．高いスループット、高い複雑度、低い誤り率
このセットアップは図１７で示される。スループットは高く（ｍ_IR＝２．９６）、理想的事前情報を有するＩ₁の高い値がＥＸＩＴチャートで到達される。好ましくは、少なくとも１０回の反復が必要である。

２．高いスループット、低い複雑度、高い誤り率
もしグレーマッピングを有する１６−ＱＡＭの比α₂が増加されるならば、同じスループット（ｍ_IR＝２．９６）について反復回数を低減することができる。図１８で示されるように、５回だけの反復を必要とすることが観察される。

３．低いスループット、低い複雑度、低い誤り率
図１９において、ＥＸＩＴチャートで理想的事前情報を有するＩ₁の値は、図１７で示される値と同じであり、同じ誤り率を生じる。５回だけの反復が必要である。しかし、スループットは低減される（ｍ_IR＝２．６６）。なぜなら、グレーマッピングを有するＱＰＳＫの比α₁は増加するからである。

ここで注意しなければならないのは、必要な反復回数が少ないシステムも、Ｅ_s／Ｎ₀が小さければ、必要な反復回数が大きいシステムよりもパフォーマンスが良いということである。

前述した第３のシステムについては、再帰プレコーダが内部符号である場合、もし通信チャネルデコーダ及び結合逆マッパ／デコーダの伝達特性が交差しなければ、前述したように、インタリーバ長を大きくして誤り率を任意に低減することができる。本発明に係る不規則変調方法を使用すると、前述したシステムで達成されるように、データスループットを最適化することができる。例として、下記で、Ｃ＝［１，０，０，０］及び１６−ＱＡＭを有し、グレーマッピングと組み合わせてＱＰＳＫのためにＣ＝［１，０］を有するプレコーダが考察される。符号は、１６状態畳込み符号、Ｅ_s／Ｎ₀＝４ｄＢである。もしＱＰＳＫのためにα₁＝０．３５であり、１６−ＱＡＭのためにα₂＝０．６５であれば、高いスループット（ｍ_IR＝２．９６）を得ることができる。逆マッパ、不規則変調、及びマッピング方法の伝達関数を表す図２０に示されているように、少なくとも１０回の反復が必要である。

図１３に示されている異なるプレコーダの２つ以上の伝達関数を一次結合し、チャネルデコーダを伝達特性へ最適に適合させることができる。

ある実施要件に応じて、本発明に係る方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実現可能である。本発明に係る方法が実行できるように、プログラム可能なコンピュータシステムと協調することのできるディジタル記憶媒体、特に、電子的に読み取り可能な制御信号を有するディスクまたはＣＤを使用して、実現することができる。したがって、一般的に、本発明はコンピュータ製品である。このコンピュータ製品は、機械で読み取り可能な担体に記憶されたプログラムコードを有する。このプログラムコードは、コンピュータ上で本発明に係る方法を実行する。したがって、言い換えれば、本発明に係る方法はコンピュータ製品であり、このコンピュータ製品は、コンピュータ上で本発明に係る方法を実行するプログラムコードを有する。

本発明の第１の実施形態に係るチャネル入力シンボルの集合を提供する本発明に係る装置のブロック図である。 本発明の更なる実施形態に係るチャネル入力シンボルの集合を提供する本発明に係る装置のブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置のブロック図である。 本発明の更なる実施形態に係る複数の情報ビットを提供する本発明に係る装置を示す。 本発明の更なる実施形態に係る本発明のシステムモデルを示す。 本発明の更なる実施形態に係る本発明に係るシステムモデルを示す。 本発明に係る異なるチャネルコードの異なる伝達関数を示す。 並列に連結しているコードの伝達関数を示す。 本発明に係る判定領域を有する異なるマッピングを示す。 異なるマッピングの伝達関数を示す。 本発明に係るプレコーダのアーキテクチャを示す。 本発明に係るプレコーダの配置を示す。 伝達関数を示す。 本発明に係る不規則方法の構成を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 本発明に係る伝達関数を示す。 ＥＤＧＥの変調コード化方法を示す。

Claims (22)

1. 複数の情報ビットをコード化し、長さＮのコード化ブロックを提供する処理ユニット（１０１）と、
   チャネル入力シンボル１個当たりの実現可能な情報ビット数を表すチャネル容量に関する情報を提供する手段（１０５）と、
   前記チャネル容量に関する情報を用い、前記コード化ブロックを分割して長さα_kＮ＝ｍ_kを有するＬ個の一連のサブブロックｋとすることにより、前記チャネル容量に関する情報が表すチャネル入力シンボル１個当たりの平均ビット数ｍ_IRを増加させるシーケンスコントローラであって、ここでｋ∈１．．．Ｌであり、各サブブロックｋがコード化ブロックの比α_k∈［０，１］をカバーし、
   

   

   

   および
   

   

   であるようにし、前記チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの平均値ｍ_IRは、前記一連のサブブロックへ同じ処理方法を適用するときに生じるチャネル入力シンボル１個当たりの情報ビット数よりも、チャネル入力シンボル１個当たりの実現可能な情報ビット数へ近くなるようにするシーケンスコントローラ（２０１）と、
   チャネル入力シンボルの集合を提供するために、一連のサブブロックに異なる変調を行うことにより、一連のサブブロックに異なる処理を行い、各サブブロックｋ内において、それぞれの部分集合の異なるビット数ｍ_kは、取得したチャネル入力シンボルごとに使用されるものである、異なる処理を行う手段（１０３）であって、マッピングする一連のプレコード化されたサブブロックを取得してチャネル入力シンボルの集合を取得するために、１に等しいコード化レートを有する異なるプレコード化方法を用い、一連のサブブロックに異なるプレコード化を行う手段（２０５）、および／または、受信機側において必要なデコード化の反復回数の観点からエラー率および複雑度を調整し、チャネル入力シンボルの集合を取得するために、ある特定の信号配置が与えられると、一連のサブブロックに対して異なる信号空間配置へと異なるマッピング方法を用いて異なるマッピングを行う手段（２０７）を含んでなる異なる処理を行う手段（１０３）と
   を備えるチャネル入力シンボルの集合を提供する装置。
2. 前記異なるマッピングを行う手段（２０７）は、サブブロックｋからなるｍ_k個の一連の処理されたビットを２^mk元信号空間配置へとマッピングするものである、請求項１に記載の装置。
3. 前記異なるマッピングを行う手段（２０７）は、グレーコード、ＱＡＭ方法、ＰＳＫ方法、またはＱＰＳＫ方法を使用するものである、請求項２に記載の装置。
4. 前記異なるプレコード化方法は、各サブブロックに対して再帰的なものである、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。
5. 前記異なる変調を行う手段は、各サブブロックに対し異なる変調方法を使用して一連のサブブロックを異なる信号空間配置へと変調し、チャネル入力シンボルを取得するものである、請求項１〜４のいずれか一項に記載の装置。
6. 前記異なる変調を行う手段は、サブブロックのｍ_k個の一連のビットを２^mk元信号空間配置へとマッピングし、チャネル入力シンボルを提供するものである、請求項５に記載の装置。
7. 前記異なる変調を行う手段は、ＱＡＭ、ＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調方法を使用するものである、請求項６に記載の装置。
8. 前記処理ユニット（１０１）は、
   １より小さいコード化レートを有し、複数の情報ビットをコード化し、コード化ビットを提供するエンコーダ（２０１）と、
   コード化ビットをインタリーブして、コード化ブロックを形成するインタリーブされたビットを提供するインタリーバ（２０３）と
   を備えるものである、請求項１〜７のいずれか一項に記載の装置。
9. 前記異なるマッピングを行う手段は、インタリーブされたビットを異なる信号空間配置へとマッピングし、信号空間配置値を提供するものである、請求項８に記載の装置。
10. 通信チャネルを介してチャネル入力シンボルの集合を伝送することにより得られるチャネル出力シンボルの集合から複数の情報ビットを提供する装置であって、
    該チャネル入力シンボルの集合は、チャネル入力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合を含むものであり、前記チャネル入力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合は、長さＮのコード化ブロックから長さα_kＮ＝ｍ_kのＬ個の一連のサブブロックｋに異なる処理を行うことにより取得されるものであり、ここでｋ∈１．．．Ｌ、
    

    

    

    および
    

    

    であり、各サブブロックｋ内において取得されるチャネル入力シンボル毎に、それぞれの部分集合の異なるビット数ｍ_kを使用し、ここで
    

    

    であり、コード化ブロックが複数の情報ビットをコード化することにより取得されるものであり、ある特定の信号空間配置を伴って変調されたサブブロックは、異なるマッピング方法を用いてマッピングされ、および／または、前記一連のサブブロックは、１に等しいコード化レートを有する異なるプレコード化方法を用いて異なるプレコード化が行われるものであり、
    チャネル出力シンボルからなるＬ個の部分集合を示すシーケンス制御情報をリモートの送信機から受け取り、チャネル出力シンボルからなるＬ個の一連のグループをチャネル出力シンボルのＬ個の一連の部分集合へと割り当てるシーケンスコントローラと、
    チャネル出力シンボルの一連の部分集合に異なる復調を行うことにより、チャネル出力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合に異なる再処理を行い、チャネル出力シンボルの各々の部分集合ｋにおいて、チャネル出力シンボル１個当たり異なる数ｍ_kのビットを取得することによって、長さα_kＮのＬ個の一連の再処理されたサブブロックｋを取得する、異なる再処理を行う手段（３０１）であって、再処理されたサブブロックを取得するために、特定の信号配置が与えられると、異なる信号空間配置からのチャネル出力シンボルからなる一連の部分集合に異なるデマッピング方法を用いて異なるデマッピングを行う手段（４０３）、および／または、１に等しいコード化レートを有する異なるデプレコード化方法を用いて、前記一連の再処理された再処理されたサブブロックとして一連のデプレコード化されたサブブロックを取得するために、異なるデプレコード化方法を用いて前記一連のサブブロックに異なるデプレコード化を行う手段を備える異なる再処理を行う手段（３０１）と、
    一連の再処理されたサブブロックをデコード化して、複数の情報ビットを取得する再処理ユニット（３０３）と
    を備える装置。
11. 前記異なる再処理を行う手段（３０１）は、異なる復調を行う手段を備え、前記異なる復調を行う手段は、ＱＡＭ復調方法、ＱＰＳＫ復調方法またはＰＳＫ復調方法を使用してチャネル出力シンボルの部分集合を復調し、一連の再処理されたサブブロックの集合の再処理されたサブブロックを提供するものである、請求項１０に記載の装置。
12. 前記異なるデマッピングを行う手段（４０３）は、異なる２^m元デマッピング方法を使用してチャネル出力シンボルの部分集合に異なるデマッピングを行い、一連の再処理されたサブブロックを取得するものである、請求項１０または１１に記載の装置。
13. 前記デマッピング方法が、グレーデコード化方法、ＱＡＭデマッピング方法、ＱＰＳＫデマッピング方法またはＰＳＫデマッピング方法へ属するものである、請求項１２に記載の装置。
14. 前記デプレコード化する手段は、デプレコード化するために最大事後基準または最尤規準を使用するものである、請求項１０〜１３のいずれか一項に記載の装置。
15. 前記再処理ユニット（３０３）は、
    再処理されたブロックの集合をデインタリーブしてインタリーブされた値を取得するデインタリーバと、
    デインタリーブされた値をデコード化して複数の情報ビットを取得するデコーダと
    を備えるものである、請求項１０〜１４のいずれか一項に記載の装置。
16. 前記デコーダは、前記デインタリーブされた値に関連づけられたソフトな出力値を決定するものである、請求項１５に記載の装置。
17. 前記デコーダは、前記異なるデプレコード化を行う手段または前記異なるデマッピングを行う手段へ接続され、復調エラーまたはデマッピングエラーを反復的に低減するものである、請求項１６に記載の装置。
18. 前記異なるデプレコード化を行う手段（４０５）は、一連のサブブロックを反復的にデプレコード化するものであり、前記再処理ユニット（３０３）は、デインタリーブされた値を提供するデインタリーバと、前記デインタリーブされた値をデコード化するデコーダとを備え、前記デコーダは、前記デインタリーブされた値に関連づけられたソフトな出力値を決定するものであり、前記デコーダは、前記異なるデプレコード化を行う手段（４０５）へ接続されデプレコード化エラーを反復的に低減するものである、請求項１０〜１７のいずれか一項に記載の装置。
19. チャネル出力シンボルの現在の部分集合に関連づけられたデコード化方法に関する情報を、前記異なるデコード化を行う手段へ提供し、チャネル出力シンボルの現在の部分集合に関連づけられたデマッピング方法に関する情報を、前記異なるデマッピングを行う手段へ提供する処理コントローラをさらに備える請求項１０〜１８のいずれか一項に記載の装置。
20. 複数の情報ビットをコード化して長さＮのコード化ブロックを提供するステップと、
    容量に関する情報を用いて、前記コード化ブロックを長さα_kＮ＝ｍ_kのＬ個の一連のサブブロックｋへ分割し、ここでｋ∈１．．．Ｌであり、各サブブロックｋは前記コード化ブロックの比α_k∈［０，１］をカバーし、
    

    

    および
    

    

    となるようにし、前記チャネル入力シンボル１個当たりの情報ビットの平均値ｍ_IRは、前記一連のサブブロックへ同じ処理方法を適用するときに生じるチャネル入力シンボル１個当たりの情報ビット数よりも、チャネル入力シンボル１個当たりの実現可能な情報ビット数へ近くなるようにすることにより、チャネル容量に関する情報が表すチャネル入力シンボル１個当たりのビットの平均値ｍ_IRを増加させるステップと、
    チャネル入力シンボル１個当たりの実現可能な情報ビット数を表すチャネル容量に関する情報を提供するステップと
    を含み、ここで、異なる処理を行うステップは、マッピングする一連のプレコード化されたサブブロックを取得し、前記チャネル入力シンボルの集合を取得するために、１に等しいコード化レートを有する異なるプレコード化方法を用いて、前記一連のサブブロックに異なるプレコード化を行うステップ、および／または、受信機側において必要なデコード化の反復回数の観点からエラー率および複雑度を調整し、チャネル入力シンボルの集合を取得するために、ある特定の信号配置が与えられた異なるマッピング方法を用い、前記一連のサブブロックに対し異なる信号空間配置へと異なるマッピングを行うステップを含むものである、
    チャネル入力シンボルの集合を提供する方法。
21. 通信チャネルを介してチャネル入力シンボルの集合を伝送することから生じるチャネル出力シンボルの集合から複数の情報ビットを提供する方法であって、
    該チャネル入力シンボルの集合は、チャネル入力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合を含み、前記チャネル入力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合は、長さＮのコード化ブロックからの長さα_kＮ＝ｍ_kのＬ個の一連のサブブロックｋに異なる処理を行うことにより取得され、ここでｋ∈１．．．Ｌ、
    

    

    

    および
    

    

    であり、各サブブロックｋ内において、取得されるチャネル入力シンボルごとに、それぞれの部分集合の異なるｍ_k個のビットが使用され、ここで
    

    

    であり、前記コード化ブロックは複数の情報ビットをコード化することにより取得されるものであり、ある特定の信号配置を伴って変調されたサブブロックは、異なるマッピング方法を用いてマッピングされ、および／または、前記一連のサブブロックは、１に等しいコード化レートを有する異なるプレコード化方法を用いて異なるプレコード化が行われ、
    チャネル出力シ+ンボルのＬ個の部分集合を示すシーケンス制御情報をリモートの送信機から受信するステップと、
    チャネル出力シンボルからなるＬ個の一連のグループを、チャネル出力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合へと割り当てるステップと、
    チャネル出力シンボルからなる一連の部分集合に異なる復調を行うことによって、チャネル出力シンボルからなるＬ個の一連の部分集合に異なる再処理を行い、チャネル出力シンボルの各部分集合ｋ内において、チャネル出力シンボル１個当たり異なるｍ_k個のビットを取得することにより長さα_kＮのＬ個の一連の再処理されたサブブロックｋを取得する、異なる再処理を行うステップと、
    一連の再処理されたサブブロックをデコード化して複数の情報ビットを取得するステップと
    を含み、ここで前記異なる再処理を行うステップは、前記特定の信号配置が与えられた異なるデマッピング方法を用い、異なる信号空間配置からのチャネル出力シンボルからなる前記一連の部分集合に異なるデマッピングを行うステップ、および／または、１に等しいコード化レートを有する異なるデプレコード化方法を用いて、前記一連の再処理されたサブブロックとして一連のデプレコード化されたサブブロックを取得するために、異なるデプレコード化方法を用いて、前記一連のサブブロックに異なるデプレコード化を行うステップを含むものである、
    方法。
22. コンピュータ上で請求項２０または２１に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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