JP4368713B2 - 検波回路、電子装置および自動利得制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流信号を検波し、その交流信号の包絡線成分を抽出する検波回路と、この検波回路によって抽出された包絡線成分に応じてこの包絡線成分の信号源をフィードバック制御する電子装置と、その信号源の利得をフィードバック制御することによって送信波信号のレベルを適正に維持する自動利得制御装置とに関する。

無線通信システムの送信端には、送信電力のレベルを所望の値に維持するために、送信波の包絡線成分に応じて電力増幅器の利得を可変する自動利得制御回路が備えられる。
図８は、従来の自動利得制御回路の構成例を示す図である。
図において、電力増幅器６１の入力には送信波信号が与えられ、その電力増幅器６１の出力は主線路６２Ｐを介して図示を省略した空中線系に接続される。このような主線路６２Ｐと共に方向性結合器６２を構成する副線路６２Ｓの一方の端子は抵抗器６３の一方の端子に接続される。その抵抗器６３の他方の端子は、コンデンサ６４を介して接地され、かつインダクタ６５を介してバイアス回路６６の出力に接続される。また、副線路６２Ｓの他方の端子はダイオード６７のアノードに接続され、そのダイオード６７のカソードは、並列に接続されたコンデンサ６８および抵抗器６９を介して接地され、かつ制御部７０を介して電力増幅器６１の制御端子に接続される。

このような送信電力制御回路では、電力増幅器６１によって増幅された送信波信号は、主線路６２Ｐを介して上述した空中線系に給電される。
バイアス回路６６は、図８に示すように、インダクタ６５、抵抗器６３、副線路６２Ｓ、ダイオード６７および抵抗器６９を介して形成された直流回路にバイアス電流を定常的に注入することによって、ダイオード６７の動作点を図９(1) に示す動作点に設定する。

なお、抵抗器６３は、副線路６２Ｓの特性インピーダンスにほぼ等しい値に抵抗値が予め設定されることによって、方向性結合器６２（副線路６２Ｓ）とのインピーダンス整合を図る。コンデンサ６４は、既述の送信波信号の周波数におけるそのコンデンサ６４のインピーダンスが上述した特性インピーダンスに比べて十分に小さくなる値に、静電容量が予め設定されることによって、主線路６２Ｐから副線路６２Ｓに伝達された送信波信号の成分が上記のバイアス電流に重畳されることを抑制する。したがって、ダイオード６７の動作点は、送信波信号のレベルに応じて変動することなく、安定に維持される。

また、副線路６２Ｓは、主線路６２Ｐに粗結合することによって、その主線路６２Ｐを介して空中線系に給電される送信波信号の一部（以下、「モニタ信号」という。）をダイオード６７に与える。
ダイオード６７は、コンデンサ６８および抵抗器６９と連係して既述の動作点においてモニタ信号を整流する（図９(2))ことによって、そのモニタ信号の包絡線成分を抽出する。

なお、このような整流の過程では、コンデンサ６８の静電容量は、既述の送信波信号の周波数におけるそのコンデンサ６８のインピーダンスが上述した特性インピーダンスに比べて十分に小さな値となる値に予め設定される。したがって、コンデンサ６８は、抵抗器６９と共に平滑回路として機能する。
ところで、このようにして抽出された包絡線成分の瞬時値は、一般に、モニタ信号の電力（振幅）を示す。

制御部７０は、例えば、１０ミリ秒（＝１／１００ヘルツ）以下の周期で、その電力の過不足（規定の目標値に対する偏差）が是正される値に電力増幅器６１の利得を更新する。
また、モニタ信号の電力は、送信波信号の占有帯域の全域において主線路６２Ｐと副線路６２Ｓとの間の結合度が一定であると見なされる場合には、その送信波信号の電力に比例した値となる。

したがって、電力増幅器６１によって方向性結合器６２を介して空中線系に供給される送信波信号のレベルは、上述した所望の値に維持される。
なお、本発明に関連する先行技術としては、例えば、以下に列記する特許文献１〜４がある。
特開平５−１９１１８０号公報（要約） 特開平５−３１５８７５号公報（要約） 特開平６−２３６３１４号公報（要約） 特開昭５４−１１２１１１号公報（要約）

ところで、上述した従来例では、ダイオード６７、コンデンサ６８および抵抗器６９から構成される検波回路によって既述の通りに制御部７０に与えられる包絡線成分の波形は、モニタ信号のレベルが小さい領域では良好である（図９(2))が、そのレベルが大きくなるほどこのダイオード６７の特性の非直線性に起因して発生する大きな歪みが含まれる（図９(3))。

また、ダイオード６７は、方向性結合器６２を介して電力増幅器６１の出力に粗結合することによってその電力増幅器６１の負荷の一部となる。したがって、送信信号のレベルが大きいほどその負荷が重くなり、しかも、方向性結合器６２を介して空中線系に上述した歪みが大きなレベルで伝達される。
さらに、ダイオード６７の動作点は、モニタ信号のダイナミックレンジが広いほど、一般に、「そのモニタ信号のレベルが小さい状態であってもこのダイオード６７が遮断領域（順方向に電流が流れない状態）から脱却できる（順方向に電流が流れる）程度」に、浅く設定されなければならない。

しかし、このように動作点が設定された場合には、モニタ信号のレベルが上述したダイナミックレンジの上限値より大幅に小さい状態であっても、既述の歪みが発生するために、伝送品質が定常的に低下する可能性が高かった。
また、図９に示すダイオード６７の特性曲線は、一般に、非線形であって、温度に応じて変化するにもかかわらず、ダイオード６７に流れる順方向の電流が電圧に変換されることによってモニタ信号の検波が行われていた。

したがって、従来の自動利得制御回路では、制御部７０によって行われる電力増幅器６１の利得のフィードバック制御が線形には行われれず、そのために、伝送品質やサービス品質が低下する可能性があった。
本発明は、入力される交流信号のレベルが広範に変化する場合、または温度が変化する場合に、特性が安定に維持される検波回路、電子回路および自動利得制御装置とを提供することを目的とする。

第一の発明では、監視手段は、交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、かつ整流素子が遮断領域から脱却した場合に整流素子に流れる既知の電流に対する順方向電流の偏差を検出する。制御手段は、偏差が減少する点に整流素子の動作点を制御し、かつ整流素子の特性曲線上における動作点の位置を出力する。
すなわち、交流信号のレベルが変動しても、整流素子に流れる順方向電流の先頭値はその整流素子が遮断領域から脱却したと判別される既知の電流に精度よく維持され、そのレベルを示す包絡線成分の瞬時値は、この整流素子の特性曲線上における動作点の位置として間接的に得られる。

したがって、整流素子に流れる順方向電流が直接電圧に変換されることによって交流信号の検波が行われる従来例に比べて、その整流素子に上記の既知の電流を上回る電流が流れることに起因する歪みの発生が緩和される。
第二の発明では、監視手段は、交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、かつ整流素子が遮断領域から脱却した場合に整流素子に流れる既知の電流に対する順方向電流の偏差を検出する。副監視手段は、整流素子と同じ特性を有し、かつ包絡線成分が印加されない副整流素子に順方向に流れる副順方向電流を監視する。さらに、副監視手段は、既知の電流に対する副順方向電流の偏差を検出する。制御手段は、順方向電流の偏差が減少する点に整流素子の動作点を制御し、かつ副順方向電流の偏差が減少する点に副整流素子の動作点を制御すると共に、整流素子の特性曲線上におけるこれらの動作点の間の関係を出力する。

すなわち、上述した副順方向電流の偏差は、交流信号の包絡線成分が印加されず、かつ特性が整流素子の特性と同じである副整流素子について検出されるので、上述した関係は、温度が変化しても、その温度に応じて整流素子の動作点が変化したことに起因する誤差がを含まれることなく求められる。
したがって、本発明にかかわる検波回路は、第一の発明にかかわる検波回路に比べて、広範な温度において特性および性能が安定に維持される。

第三の発明では、監視手段は、交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、かつ整流素子が遮断領域から脱却した場合に整流素子に流れる既知の電流に対する順方向電流の偏差を検出する。温度検知手段は、整流素子の周囲の温度を検知する。記憶手段には、温度に応じて生じる整流素子の動作点の変動分が予め格納される。制御手段は、偏差が減少する点に整流素子の動作点を制御し、整流素子の特性曲線上における動作点の位置と、温度検知手段によって検知された温度に対応して記憶手段に格納された変動分との差を出力する。

すなわち、整流素子の動作点の温度に応じた変化に起因する精度の低下の緩和、あるいは抑圧を図る処理は、制御手段によってディジタル領域で実現され、かつ汎用のプロセッサの余剰の処理量や資源の活用の下でも実現が可能な処理として実現される。
したがって、既述の第二の発明に比べて、低廉化、小型化および消費電力の節減が図られ、かつ総合的な信頼性が向上する。

第四の発明では、監視手段は、交流信号の包絡線成分が印加される第一の期間に包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、かつ包絡線成分が印加されない第二の期間に整流素子に流れる副順方向電流を監視する。さらに、監視手段は、整流素子が遮断領域から脱却した場合に整流素子に流れる既知の電流に対するこれらの順方向電流と副順方向電流との偏差を個別に検出する。制御手段は、第一の期間および第二の期間にそれぞれ順方向電流と副順方向電流との個別の偏差が減少する点に整流素子の動作点を制御し、かつ整流素子の特性曲線上におけるこれらの動作点の間の関係を出力する。

すなわち、制御手段は、第一の期間と第二の期間とにそれぞれ既述の通りに動作点を制御する処理を行うことにより、監視手段を上述した第二の発明に備えられた副監視手段として兼用する。
したがって、第三の発明のように温度検知手段が備えられなくても、特性および性能が広い温度の範囲において安定に維持される。

第五の発明では、制御手段は、制御手段の機能の全てまたは一部を蓄積プログラム制御方式に基づく信号処理として実現する。
すなわち、包絡線成分の瞬時値を出力し、かつ温度に応じた整流素子の動作点の変化に起因してその瞬時値に付帯する誤差を軽減し、あるいは抑圧する処理は、専用のハードウエアに比べて、部品点数が少ない汎用のプロセッサによって達成される。

したがって、構成の簡略化に併せて信頼性の向上が図られ、かつ既存のプロセッサの余剰の処理量や資源が活用されることによって性能が高められる。
第六の発明では、検波回路は、第一ないし第五の何れかの発明が適用されることによって構成される。信号供給手段は、検波回路に備えられた整流素子に交流信号を与える。フィードバック制御手段は、検波回路によって出力された交流信号の包絡線成分の瞬時値に基づいて信号供給手段の特性または稼働の形態を変更する。

すなわち、交流信号の信号源に該当する信号供給手段の特性や稼働の形態は、第一ないし第五の何れかの発明が適用された検波回路によって歪みの発生が抑圧されつつ精度よく出力された包絡線成分の瞬時値に基づいて変更される。
したがって、信号供給手段は、その信号供給手段によって出力された交流信号のレベルに応じて精度よく、かつ安定にフィードバック制御される。

第七の発明では、検波回路は、第一ないし第五の何れかの発明が適用されることによって構成される。増幅手段は、送信波信号を増幅する。フィードバック制御手段は、検波回路に備えられた整流素子に、増幅手段によって出力された送信波信号を与え、検波回路によって出力された送信波信号の包絡線成分の瞬時値に基づいて増幅手段の利得を変更する。

すなわち、送信波信号を増幅する増幅手段の利得は、第一ないし第五の何れかの発明が適用された検波回路によって歪みの発生が抑圧されつつ出力された包絡線成分の瞬時値に基づいて変更される。
したがって、増幅手段の出力には、送信波信号が所望のレベルで、精度よく安定に得られる。

第一の発明では、従来例に比べて、整流素子に既知の電流を上回る電流が流れることに起因する歪みの発生が緩和される。
第二の発明では、第一の発明にかかわる検波回路に比べて、広範な温度において特性および性能が安定に維持される。
第三の発明では、第二の発明に比べて、低廉化、小型化および消費電力の節減が図られ、かつ総合的な信頼性が向上する。

第四の発明では、第三の発明のように温度検知手段が備えられなくても、特性および性能が広い温度の範囲において安定に維持される。
第五の発明では、構成の簡略化に併せて信頼性の向上が図られ、かつ既存のプロセッサの余剰の処理量や資源が活用されることによって性能が高められる。
第六の発明では、信号供給手段は、その信号供給手段によって出力された交流信号のレベルに応じて精度よく、かつ安定にフィードバック制御される。

第七の発明では、送信波信号が所望のレベルで、精度よく安定に得られる。
したがって、これらの発明が適用された装置やシステムは、設計、製造、調整および保守にかかわる制約の緩和に併せて、コストの削減とが図られ、かつ特性、性能および付加価値が高められる。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
本実施形態の構成は、下記の通りに構成されるフィードバック系の構成にある。
既述の主線路６２Ｐと共に方向性結合器６２を構成する副線路６２Ｓの一方の端子は抵抗器６３の一方の端子に接続される。その抵抗器６３の他方の端子は、コンデンサ６４を介して接地され、かつインダクタ６５、フィードバック制御回路１０および制御部７０を介して電力増幅器６１の制御端子に接続される。また、副線路６２Ｓの他方の端子はダイオード６７のアノードに接続され、そのダイオード６７のカソードは接地される。

フィードバック制御回路１０は、下記の要素から構成される。
・ インダクタ６５に直列に接続された抵抗器１１（なお、以下では、この抵抗器１１の端子の内、インダクタ６５に接続された端子を「一方の端子」という。）
・ 抵抗器１１の一方の端子と他方の端子とにそれぞれ接続された反転入力と非反転入力とを有する差動増幅器１２
・ 差動増幅器１２の出力に接続された反転入力と、規定の基準電圧Ｖｒｅｆが印加された非反転入力とを有する差動増幅器１３
・ 差動増幅器１３の出力に縦続接続され、かつ出力が抵抗器１１の他方の端子に接続されたフィルタ１４
・ フィルタ１４の出力に縦続接続され、かつ出力が制御部７０の入力に接続された電圧フォロア回路１５
図２は、本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。

以下、図１および図２を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
ダイオード６７には、下記の２つの電流が流れる。
・ モニタ信号の瞬時値に応じて注入される電流
・ フィルタ１４の出力の電位に応じて、そのフィルタ１４の出力から抵抗器１１、インダクタ６５、抵抗器６３および副線路６２Ｓを介して注入される電流Ｉｄ
また、モニタ信号の占有帯域では、抵抗器６３とインダクタ６５との接続点の交流的な接地に供されるコンデンサ６４と、そのインダクタ６５とによって副線路６２Ｓとのアイソレーションが確保される。

しかし、コンデンサ６４の静電容量およびインダクタ６５のインダクタンスは、モニタ信号の包絡線成分（レベルの変動を示す。）が抵抗器１１に伝達される値に予め設定される。
したがって、抵抗器１１には、既述の電流Ｉｄと、上述した包絡線成分として注入される電流との差に等しい電流が流れる。

さらに、上述した基準電圧Ｖｒｅｆは、副線路６２Ｓを介してモニタ信号が供給されな状態においてダイオード６７が既述の遮断領域から脱却したときに、そのダイオード６７に抵抗器１１を介して注入される最小の電流（例えば、１００マイクロアンペア）Ｉｒｅｆと、この抵抗器１１の抵抗値Ｒｒｅｆとの積に等しい値に予め設定される。
差動増幅器１２は、抵抗器１１の一方の端子に対する他方の端子の電位（以下、「電圧降下分ｖ」という。）を求める。差動増幅器１３は、瞬時値が上述した基準電圧Ｖｒｅｆとその電圧降下分ｖと差Ｖｄｉｆに等しい誤差信号を出力する。

フィルタ１４は、本実施形態にかかわる自動利得制御回路の応答性が好適となる時定数を有し、かつ抵抗器１１、インダクタ６５、抵抗器６３および副線路６２Ｓを介してダイオード６７に、上記の誤差信号の成分の内、無用な高調波成分以外の成分からなる帰還信号を負帰還する。
すなわち、モニタ信号のレベルの変化に応じて抵抗器１１の両端の電位差（＝ｖ）が変化すると、上記の基準電圧Ｖｒｅｆに対するその電位差ｖの偏差が減少する方向にダイオード６７の動作点が変更される。

また、このような動作点は上記の帰還信号の瞬時値として間接的に示され、その帰還信号は、電圧フォロア回路１５を介して制御部７０に与えられる。
このように本実施形態によれば、モニタ信号のレベルが変動しても、ダイオード６７に流れる順方向電流の先頭値はそのダイオード６７が遮断領域から脱却したと判別される最小の値に精度よく維持され（図２(1))、「そのレベルを示すモニタ信号の包絡線成分」の瞬時値は、このダイオード６７の動作点を示す帰還信号の瞬時値（図２(2))として間接的に得られる。

したがって、モニタ信号に応じてダイオード６７に流れる順方向電流が直接電圧に変換されることによってそのモニタ信号の検波が行われる従来例に比べて、歪みの発生に起因する利得制御の精度の低下が安定に抑制され、かつダイナミックレンジの拡大が図られると共に、広範な温度において特性が安定に維持される。
また、本実施形態では、モニタ信号のレベルが広範に変化しても、ダイオード６７に流れる順方向の電流の先頭値が従来例より大幅に小さな値に制限されるので、このようなダイオード６７として、順方向における電圧降下や損失が小さいダイオードの適用が可能となる。

図３は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
本実施形態の構成は、制御部７０の入力にフィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）の出力が接続されず、かつ下記の要素が付加された点で上述した第一の実施形態の構成と異なる。
・ 抵抗器６３に対応する抵抗器６３Ａと、その抵抗器６３Ａに縦属接続されたダイオード６７Ａ
・ これらの抵抗器６３Ａおよびダイオード６７Ａを介して入力端が接地され、かつ構成が既述のフィードバック制御回路１０と同じであるフィードバック制御回路１０Ａ（なお、個々の構成要素については、以下では、フィードバック制御回路１０の対応する構成要素に付加された符号の末尾に文字「Ａ」を付加することによって示す。）
・ フィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）の出力が接続された非反転入力と、フィードバック制御回路１０Ａ（電圧フォロア回路１５Ａ）の出力が接続された反転入力とを有し、かつ出力が制御部７０の入力に接続された差動増幅器２１
以下、図３を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。

ダイオード６７Ａの特性はダイオード６７の特性と同じであり、これらのダイオード６７Ａ、６７は互いに熱結合する。しかし、ダイオード６７Ａには、そのダイオード６７Ａが副線路６２Ｓを介することなく抵抗器６３Ａに接続されるため、モニタ信号は入力されない。
また、抵抗器６３の抵抗値は、抵抗器６３Ａの抵抗値に等しい。

さらに、ダイオード６７Ａ、抵抗器６３Ａおよびフィードバック制御回路１０Ａの構成および各要素の特性は、それぞれダイオード６７、抵抗器６３およびフィードバック制御回路１０の各要素の特性と同じである。
したがって、フィードバック制御回路１０Ａ（電圧フォロア回路１５Ａ）の出力には、「温度に応じて変化しても、モニタ信号のレベルに応じて変化することがないダイオード６７Ａ（６７）の動作点」の変動分を瞬時値として示すオフセット信号が出力される。

差動増幅器２１は、フィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）によって出力される帰還信号と上述したオフセット信号との瞬時値の差を制御部７０に与える。
すなわち、「ダイオード６７の動作点が温度に応じて変化したこと」に起因して制御部７０に入力される帰還信号に含まれるオフセット分が抑圧される。
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて、温度に対する特性の変動が緩和あるいは抑圧され、かつ自動利得制御の精度が高められると共に、安定に維持される。

なお、上述した各実施形態では、フィードバック制御回路１０、１０Ａが何れもアナログ回路として構成されている。
しかし、これらのフィードバック制御回路１０、１０Ａだけではなく、抵抗器６３、コンデンサ６４、インダクタ６５および抵抗器１１の全てもしくは一部がディジタル領域で既述の動作に等価な処理を行うディジタル信号処理プロセッサ、または汎用のプロセッサで代替されてもよい。

図４は、本発明の第三の実施形態を示す図である。
本実施形態の構成は、下記の点で上述した第二の実施形態の構成と異なる。
・ 図３に示すダイオード６７Ａおよび抵抗器６３Ａに代えて、温度センサ３１が備えられる。
・ フィードバック制御回路１０Ａに代えて、フィードバック制御回路１０Ｂが備えられる。

また、フィードバック制御回路１０Ｂは、下記の要素から構成される。
・ 温度センサ３１の出力に縦属接続されたディジタルシグナルプロセッサ（以下、「ＤＳＰ」という。）３２およびＤ／Ａ変換器３３
・ ＤＳＰ３２のバス端子に接続されたリードオンリメモリ（ＲＯＭ）３４
以下、図４を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。

温度センサ３１は、ダイオード６７が配置された領域の温度Ｔを定常的に計測する。
ＲＯＭ３４の記憶領域には、図５に示すように、上記の温度Ｔがとり得る個々の値に対応付けられて、「既述の第二の実施形態において、その温度Ｔに応じて生じるダイオード６７Ａ（６７）の動作点の変動分を示し、かつフィードバック制御回路１０Ａ（電圧フォロア回路１５Ａ）によって出力されるオフセット信号の瞬時値Ｉ(Ｔ)」が予め格納された瞬時値テーブル３４ｔが配置される。

なお、このような瞬時値テーブル３４ｔに格納される瞬時値Ｉ(Ｔ)は、下記の何れの値であってもよい。
・ 「ダイオード６７の温度特性に応じて差動増幅器１３の出力に得られた誤差信号の瞬時値」として実測された値
・ ダイオード６７の仕様等として与えられる標準的な特性の下で、既述の副線路６２Ｓ、抵抗器６３、コンデンサ６４、インダクタ６５、抵抗器１１およびフィードバック制御回路１０から構成される系について行われた回路シミュレーション等により求められた値
また、このような瞬時値テーブル３４ｔにおける温度Ｔの精度については、温度センサ３１によって検知が可能な温度の最小の変動分以上であり、この温度Ｔの上限値および下限値は、本実施形態にかかわる自動利得制御回路の動作温度の範囲（例えば、−１０度ないし＋５０度）に設定される。

ＤＳＰ３２は、上述した温度Ｔの変動分が検知されることが望ましい周期で、下記の処理を行う。
・ 温度センサ３１によって計測された温度Ｔを取得する。
・ その温度Ｔに対応付けられて瞬時テーブル３４ｔに格納されている瞬時値Ｉ(Ｔ)を時系列の順に積分することによって、図３に示すフィルタ１４によって行われる濾波処理に等価な処理（無用な高域成分の除去および好適な時定数を実現する処理）を行い、その濾波処理の結果をＤ／Ａ変換器３３に引き渡す。

Ｄ／Ａ変換器３３は、その濾波処理の結果をアナログの電圧に変換することによって、第二の実施形態においてフィードバック制御回路１０Ａ（電圧フォロア回路１５Ａ）によって出力されるオフセット信号に相当する信号を生成する。
すなわち、このような信号は、下記の好適な温度センサ３１およびフィードバック制御回路１０Ｂによって精度よく生成される。
・ 図３に示すダイオード６７Ａおよび抵抗器６３Ａに比べて、物理的な寸法、体積および重量に大きな差が無い温度センサ３１
・ 同図に示すフィードバック制御回路１０Ａに比べて部品の点数が大幅に少なく、かつＤＳＰ３２やＲＯＭ３４のように既存の汎用プロセッサ等の処理量や記憶領域が活用されることによって構成が可能であり、しかも、温度が変化しても既述の処理を安定にディジタル領域で行うことが可能なフィードバック制御回路１０Ｂ
したがって、本実施形態によれば、既述の第二の実施形態に比べて、自動利得制御の精度が低下することなく、低廉化、小型化、消費電力の節減および総合的な信頼性の向上が図られる。

図６は、本発明の第四の実施形態を示す図である。
本実施形態の構成は、下記の点で図４に示す第三の実施形態の構成と異なる。
・ 差動増幅器２１、温度センサ３１およびＲＯＭ３４が備えられず、フィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）の出力がＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）４１の入力に接続される。
・ このＡ／Ｄ変換器４１の出力がディジタルシグナルプロセッサ３２の第一のポートに接続される。
・ ＤＳＰ３２の第二のポートに、後述する２値信号が与えられる。
・ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）３３の出力が差動増幅器２１を介することなく制御部７０の入力に接続される。

以下、図６を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。
上述した二値信号の論理値は、本実施形態にかかわる自動利得制御回路を介して送信電力のレベルが維持される送信端に適用された多元接続方式、チャネル構成およびゾーン構成その他に適合したチャネル制御の下で決定され、その送信端によって送信が行われる期間とその期間以外の期間とにおいてそれぞれ「１」、「０」に設定される。

ＤＳＰ３２は、このような二値信号の論理値が「０」である期間には、主記憶の記憶領域の内、第一の特定の記憶領域に、フィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）によって出力された信号の瞬時値（モニタ信号がダイオード６７に与えられないので、既述のオフセット信号の瞬時値に相当する。）を格納する。
また、二値信号の論理値が「１」である期間には、主記憶の記憶領域の内、上述した第一の特定の記憶領域と異なる第二の特定の記憶領域に、フィードバック制御回路１０（電圧フォロア回路１５）によって出力された信号の瞬時値（ダイオード６７にモニタ信号が与えられているので、既述の帰還信号の瞬時値に相当する。）を格納する。

さらに、ＤＳＰ３２は、このような第二の特定の記憶領域に格納された瞬時値と、第一の特定の記憶領域に格納された瞬時値との差を求める。
ＤＳＰ３２は、その差をアナログの電圧に変換することによって、第二の実施形態または第三の実施形態に備えられた差動増幅器２１と同様に帰還信号とオフセット信号との瞬時値の差を求め、かつＤ／Ａ変換器３３を介して制御部７０にその瞬時値の差を与える。

すなわち、ＤＳＰ３２は、送信が行われない期間と、送信が行われる期間とにそれぞれ既述の処理を行うことにより、フィードバック制御回路１０を図３に示すフィードハック制御回路１０Ａとして兼用し、かつ図３および図４に示す差動増幅器２１を兼ねる。
したがって、本実施形態によれば、温度センサ３１が備えられなくても、温度に依存することなく、既述の第二および第三の実施形態と同等以上の精度で自動利得制御が実現される。

また、本実施形態では、第二の実施形態のようにダイオード６７、６７Ａの特性が揃えられ、あるいは第三の実施形態のようにそのダイオード６７が稼働する温度と温度センサ３１によって計測される温度との格差や対応関係の確認が予め行われなくても、温度に応じたダイオード６７の動作点の変動分が補償される。
したがって、設計、調整および保守の何れの過程においても、技術的な制約や物理的な制約に阻まれることなく、作業の簡略化が図られる。

なお、本実施形態では、送信が間欠的に行われることを前提として構成の簡略化が図られている。
しかし、本発明は、送信が連続して行われる場合には、例えば、図７に示すように、ＤＳＰ３２の第二の入力ポートとバス端子とに図４に示す温度センサ３１の出力とＲＯＭ３４とがそれぞれ接続され、そのＤＳＰ３２が既述の第三の実施形態において行われる処理に併せて、差動増幅器２１をディジタル領域で代替する処理を行うことによって、構成の簡略化が図られてもよい。

また、本実施形態では、第一および第二の特定の記憶領域にそれぞれ格納された瞬時値に特別な処理が施されることなく、これらの瞬時値の差が制御部７０に与えられている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、これらの瞬時値が時系列の順に個別に積分され、これらの積分の結果の差が制御部７０に与えられてもよい。
さらに、上述した各実施形態では、ダイオード６７、抵抗器６３、コンデンサ６４、インダクタ６５およびフィードバック制御回路は、モニタ信号の（振幅）レベルを監視するために適用された検波回路として作動している。

しかし、本発明は、このようなモニタ信号の振幅やレベルの監視に限定されず、例えば、所望の周波数の交流信号の検波や整流にも適用可能である。
また、上述した各実施形態では、ダイオード６７が遮断領域から脱却したときにそのダイオード６７に抵抗器１１を介して注入される最小の電流Ｉｒｅｆは、既述の基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗器１１の抵抗値Ｒｒｅｆとの比に等しい１００マイクロアンペアに設定されている。

しかし、このような最小の電流Ｉｒｅｆは、「ダイオード６７に流れる電流の先頭値がこの最小の電流Ｉｒｅｆに等しい状態において温度が変化しても、そのダイオード６７の特性や仕様の下でモニタ信号に生じる歪みのレベルが許容される程度に小さく維持される」との条件が成立するならば、どのような値に設定されてもよい。
さらに、上述した各実施形態では、ダイオード６７の交流的な特性が特に限定されていない。

しかし、このようなダイオード６７は、アノードおよびカソードに接続されたリード線のインダクタンスと、ケースを含む物理的な構造に応じて付帯する浮遊容量との双方または一部に起因して生じる応答性や周波数特性の劣化と、かつ所望の逆耐圧と、温度に対する特性の変動とが許容される程度に少ないならば、多様なダイオードの適用が可能であり、かつ多様なダイオードによる代替も可能である。

また、上述した各実施形態では、本発明は、送信波信号のレベルをフィードバック制御方式に基づいて所望の値に維持する自動利得制御回路に適用されている。
しかし、本発明は、このような自動利得制御回路に限定されず、例えば、入力される信号のレベル（振幅）や電力量に応じてその信号の信号源の特性や稼働の形態を変更する電子装置にも、同様に適用可能である。

さらに、上述した各実施形態では、ダイオード６７の動作点の設定および更新は、電圧駆動型の回路によってそのダイオード６７に印加される電圧に応じて行われている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、電流駆動型の回路によってダイオード６７に注入される電流に応じてそのダイオード６７の動作点の設定および更新が同様に行われてもよい。

また、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成装置の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
以下、上述した各実施形態に開示された発明を階層的・多面的に整理し、付記項として列記する。
（付記１） 交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
前記偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、前記整流素子の特性曲線上における前記動作点の位置を出力する制御手段と
を備えたことを特徴とする検波回路。
（付記２） 交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
前記整流素子と同じ特性を有し、かつ前記包絡線成分が印加されない副整流素子に順方向に流れる副順方向電流を監視し、前記既知の電流に対する前記副順方向電流の偏差を検出する副監視手段と、
前記順方向電流の偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、かつ前記副順方向電流の偏差が圧縮される点に前記副整流素子の動作点を制御すると共に、前記整流素子の特性曲線上におけるこれらの動作点の間の関係を出力する制御手段と
を備えたことを特徴とする検波回路。
（付記３） 交流信号の包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
前記整流素子の周囲の温度を検知する温度検知手段と、
前記温度に応じて生じる前記整流素子の動作点の変動分が予め格納された記憶手段と、
前記偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、前記整流素子の特性曲線上における前記動作点の位置と、前記温度検知手段によって検知された温度に対応して前記記憶手段に格納された変動分との差を出力する制御手段と
を備えたことを特徴とする検波回路。
（付記４） 交流信号の包絡線成分が印加される第一の期間に前記包絡線成分に応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、かつ前記包絡線成分が印加されない第二の期間に前記整流素子に流れる副順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対するこれらの順方向電流と副順方向電流との偏差を個別に検出する監視手段と、
前記第一の期間および前記第二の期間にそれぞれ前記順方向電流と前記副順方向電流との個別の偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、かつ前記整流素子の特性曲線上におけるこれらの動作点の間の関係を出力する制御手段と
を備えたことを特徴とする検波回路。
（付記５） 付記１ないし付記４の何れか１項に記載の検波回路において、
前記制御手段は、
前記制御手段の機能の全てまたは一部を蓄積プログラム制御方式に基づく信号処理として実現する
ことを特徴とする検波回路。
（付記６） 付記１ないし付記５の何れか１項に記載の検波回路と、
前記検波回路に備えられた整流素子に交流信号を与える信号供給手段と、
前記検波回路によって出力された前記交流信号の包絡線成分の瞬時値に基づいて前記信号供給手段の特性または稼働の形態を変更するフィードバック制御手段と
を備えたことを特徴とする電子装置。
（付記７） 付記１ないし付記５の何れか１項に記載の検波回路と、
送信波信号を増幅する増幅手段と、
前記検波回路に備えられた整流素子に、前記増幅手段によって出力された送信波信号を与え、前記検波回路によって出力された前記送信波信号の包絡線成分の瞬時値に基づいて前記増幅手段の利得を変更するフィードバック制御手段と
を備えたことを特徴とする自動利得制御装置。

本発明の第一の実施形態を示す図である。 本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。 本発明の第二の実施形態を示す図である。 本発明の第三の実施形態を示す図である。 瞬時値テーブルの構成を示す図である。 本発明の第四の実施形態を示す図である。 本発明の第四の実施形態の他の構成を示す図である。 従来の自動利得制御回路の構成例を示す図である。 従来例の動作および課題を示す図である。

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ フィードバック制御回路
１１，１１Ａ，６３，６３Ａ，６９ 抵抗器
１２，１２Ａ，１３，１３Ａ，２１ 差動増幅器
１４，１４Ａ フィルタ
１５，１５Ａ 電圧フォロア回路
３１ 温度センサ
３２ ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
３３ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
３４ ＲＯＭ
３４ｔ 瞬時値テーブル
４１ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）
６１ 電力増幅器
６２ 方向性結合器
６２Ｐ 主線路
６２Ｓ 副線路
６４，６８ コンデンサ
６５ インダクタ
６６ バイアス回路
６７，６７Ａ ダイオード
７０ 制御部

Claims (5)

1. 交流信号の振幅の大きさに応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
   前記偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、前記整流素子の特性曲線上における前記動作点の位置を出力する制御手段と
   を備えたことを特徴とする検波回路。
2. 交流信号の振幅の大きさに応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
   前記整流素子と同じ特性を有し、かつ前記交流信号が印可されない副整流素子に順方向に流れる副順方向電流を監視し、前記既知の電流に対する前記副順方向電流の偏差を検出する副監視手段と、
   前記順方向電流の偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、かつ前記副順方向電流の偏差が減少する点に前記副整流素子の動作点を制御すると共に、前記整流素子の特性曲線上におけるこれらの動作点の間の関係を出力する制御手段と
   を備えたことを特徴とする検波回路。
3. 交流信号の振幅の大きさに応じて整流素子に流れる順方向電流を監視し、前記整流素子が遮断領域から脱却した場合に前記整流素子に流れる既知の電流に対する前記順方向電流の偏差を検出する監視手段と、
   前記整流素子の周囲の温度を検知する温度検知手段と、
   前記温度に応じて生じる前記整流素子の動作点の変動分が予め格納された記憶手段と、
   前記偏差が減少する点に前記整流素子の動作点を制御し、前記整流素子の特性曲線上における前記動作点の位置と、前記温度検知手段によって検知された温度に対応して前記記憶手段に格納された変動分との差を出力する制御手段と
   を備えたことを特徴とする検波回路。
4. 請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の検波回路と、
   前記検波回路に備えられた整流素子に交流信号を与える信号供給手段と、
   前記検波回路によって出力された前記交流信号の振幅値に基づいて前記信号供給手段の特性または稼働の形態を変更するフィードバック制御手段と
   を備えたことを特徴とする電子装置。
5. 請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の検波回路と、
   送信波信号を増幅する増幅手段と、
   前記検波回路に備えられた整流素子に、前記増幅手段によって出力された送信波信号を与え、前記検波回路によって出力された前記送信波信号の振幅値に基づいて前記増幅手段の利得を変更するフィードバック制御手段と
   を備えたことを特徴とする自動利得制御装置。
   

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