JP4361501B2 - Circular array antenna - Google Patents
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Description
本発明は、一般にアンテナの技術分野に関連し、特にマトリクス回路を用いた円形アレーアンテナに関する。 The present invention relates generally to the technical field of antennas, and more particularly to circular array antennas using matrix circuits.
円形にアンテナ素子が配置された円形アレーアンテナは軸対称な形状を有しており、一般に、ビームを３６０度の角度範囲に渡って放射するのに有効である（この点については、例えば、非特許文献１参照。）。円形アレーアンテナには円周上にアンテナ（素子アンテナ）が多数配置されており、素子アンテナの励振分布又は励振位置を適当に選ぶことにより任意の方向にビームを放射することが可能である。なお、円形アレーアンテナはビームを３６０°走査するのに有効であるため、素子アンテナとしては配列される面内で一様な指向性を持つスリーブアンテナやコリニアアレーアンテナ等が良く用いられる（この点については、例えば、非特許文献２参照。）。また、このようなアンテナは、障害物が比較的少ない通信環境に有利であり、例えばルーラル（ｒｕｒａｌ）エリアの基地局に適している。
A circular array antenna in which antenna elements are arranged in a circular shape has an axisymmetric shape, and is generally effective for radiating a beam over an angular range of 360 degrees. (See Patent Document 1). A large number of antennas (element antennas) are arranged on the circumference of a circular array antenna, and a beam can be radiated in an arbitrary direction by appropriately selecting the excitation distribution or excitation position of the element antenna. Since a circular array antenna is effective for scanning a beam by 360 °, a sleeve antenna or a collinear array antenna having a uniform directivity in an array plane is often used as an element antenna (this point) (For example, refer
円形アレーアンテナは、各素子アンテナに給電される信号の位相と振幅を調整することで所望の放射パターンを得ている。信号の位相と振幅は、図１に示されるように可変移相器および可変振幅調整器（例えば可変抵抗）を用いてＲＦの周波数でアナログ信号処理により制御してもよい。或いは、図２に示されるように中間周波数帯やバースバンド帯においてアナログ／ディジタル変換を行い、ＦＰＧＡやＤＳＰ等を用いたディジタル信号処理によって制御してもよい。いずれの場合も可変移相器や振幅調整器あるいは周波数変器やＤ／Ａ変換器（またはＡ／Ｄ変換器）等のデバイスが多数必要である（素子アンテナ数分必要である）。増幅器数を減らす観点からは、送信信号を分配する前或いは受信信号を合成した後に増幅段を設けることが考えられる。しかしながら、これらのデバイスは一般に損失が大きいため、そのような構成を採用すると、デバイスの損失に起因して多くの雑音が発生し、信号品質（例えばＳ／Ｎ）を劣化させたり、送信時の電力損失を招くことが懸念される。このような信号品質の劣化を避けるために、増幅器は素子アンテナ側に設置する必要があり、多数の増幅器が必要になる。 The circular array antenna obtains a desired radiation pattern by adjusting the phase and amplitude of a signal fed to each element antenna. The phase and amplitude of the signal may be controlled by analog signal processing at an RF frequency using a variable phase shifter and a variable amplitude adjuster (for example, a variable resistor) as shown in FIG. Alternatively, as shown in FIG. 2, analog / digital conversion may be performed in the intermediate frequency band or the berth band and controlled by digital signal processing using an FPGA, a DSP, or the like. In either case, a large number of devices such as variable phase shifters, amplitude adjusters, frequency converters, D / A converters (or A / D converters) are necessary (the number of element antennas is required). From the viewpoint of reducing the number of amplifiers, it is conceivable to provide an amplification stage before distributing the transmission signal or after synthesizing the reception signal. However, since these devices generally have a large loss, when such a configuration is adopted, a lot of noise is generated due to the loss of the device, the signal quality (for example, S / N) is deteriorated, or the transmission time is reduced. There is concern about incurring power loss. In order to avoid such deterioration of signal quality, the amplifier needs to be installed on the element antenna side, and a large number of amplifiers are required.
放射するビーム方向に応じて個々の素子アンテナの振幅を調整する手間を省くものとして高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路を用いた円形アレーアンテナ構成が報告されている（この点については、例えば、非特許文献３参照。）。このアンテナ構成は図５に示すように、ＦＦＴ回路（バトラーマトリクス）と素子アンテナとが接続されており、信号を電力分配回路により適当な電力比で分配した後に、固定位相器と可変位相器を介して上記マトリクス回路の各々のポートに入力する構成となっている。図５において固定位相器はアンテナ素子が円周上に配置されていることに起因する収差（行路差）を補正するためのものである。このアンテナ構成においてビーム方向の制御は、主に可変位相器を制御することにより実現される。バトラーマトリクス回路より成るＦＦＴ回路は、励振分布の位置（どの位置の素子アンテナを中心に励振するか）を調整する。 A circular array antenna configuration using a Fast Fourier Transform (FFT) circuit has been reported to save the effort of adjusting the amplitude of each element antenna in accordance with the direction of the radiated beam. Reference 3). In this antenna configuration, as shown in FIG. 5, an FFT circuit (Butler matrix) and an element antenna are connected, and after a signal is distributed at an appropriate power ratio by a power distribution circuit, a fixed phase shifter and a variable phase shifter are connected. Via each of the ports of the matrix circuit. In FIG. 5, the fixed phase shifter is for correcting aberration (path difference) caused by the antenna element being arranged on the circumference. In this antenna configuration, the control of the beam direction is realized mainly by controlling the variable phase shifter. The FFT circuit composed of the Butler matrix circuit adjusts the position of the excitation distribution (which element antenna is excited about which position).
図３に示すようにＦＦＴ回路の１つのポートに信号（例えば、信号Ａ）が入力されると、ＦＦＴ回路の中で信号の電力が等分配され、信号を入力したポート位置に応じた位相傾きを有する信号が出力される。図示の例では、実線に示されるように、左側のポートから出力される信号の位相傾き（隣接ポート間の位相差）は、右側のポートから出力される信号の位相傾き（隣接ポート間の位相差）よりも大きいことを示す。ＦＦＴ回路に信号を入力するポートを変更すると、異なる位相傾き（隣接ポート間の位相差）を有する信号が出力される。例えば、右から２番目のポートに信号Ｂを入力すると、破線で示されるような位相面を形成するように、複数の信号が各ポートから出力される。この場合は、左側のポートから出力される信号の位相差は、右側のポートから出力される信号の位相差よりも小さいことを示す。信号を入力するポート位置を変更すると、位相面の傾きも変わる。概して、中心側のポート位置は、傾きの緩やかな位相面を与え、端部側のポート位置は傾きの急な位相面を与える。 As shown in FIG. 3, when a signal (for example, signal A) is input to one port of the FFT circuit, the power of the signal is equally distributed in the FFT circuit, and the phase gradient corresponding to the port position where the signal is input Is output. In the illustrated example, as indicated by the solid line, the phase inclination of the signal output from the left port (phase difference between adjacent ports) is equal to the phase inclination of the signal output from the right port (position between adjacent ports). It is larger than (phase difference). When the port for inputting a signal to the FFT circuit is changed, signals having different phase gradients (phase differences between adjacent ports) are output. For example, when the signal B is input to the second port from the right, a plurality of signals are output from each port so as to form a phase plane as indicated by a broken line. In this case, it is indicated that the phase difference of the signal output from the left port is smaller than the phase difference of the signal output from the right port. Changing the position of the port where the signal is input changes the slope of the phase plane. In general, the port position on the center side provides a phase surface with a gentle inclination, and the port position on the end side provides a phase surface with a steep inclination.
ＦＦＴ回路の入出力特性の対称性に起因して、位相傾きを与えながら複数のポートに信号が入力されると、その位相傾きに応じて出力信号のポート位置が変わる。２つの信号分布ｆ（ｔ）及びＦ（ｗ）の間にフーリエ変換が成立する場合においては、フーリエ変換の性質から、ｆ（ｔ＋Δｔ）及びＦ（ｗ）×ｅｘｐ［ｊｗΔｔ］の間にもフーリエ変換が成立する。（ｊは虚数単位を表す。）。これは、信号を入力する位置が変化すると、出力側の位相が回転することを意味する、言い換えれば、入力信号に位相傾きを付加すると、出力側の信号分布の位置が変化することを意味する。このような性質は、フーリエ変換における時間軸の推移と呼ばれる。例えば、図４に示されるように、実線で示されるような位相面Ａを形成する８つの信号をそれぞれＦＦＴ回路のポートに入力したとする。ここで、信号の振幅分布はガウス分布を想定している。ガウス関数のフーリエ変換の結果もガウス関数になるので、出力信号の振幅分布の形もガウス分布で表現される。この場合に出力される信号は、出力Ａとして示されるように、右側のポートから出力される。また、破線で示されるような位相面Ｂを形成する８つの信号をＦＦＴ回路に入力すると、出力Ｂとして示される信号が、左側のポートから出力される。このように、ＦＦＴ回路に入力する複数の信号が形成する位相面（位相面の傾き）を制御することで、即ち入力する信号の位相を調整することで、信号を出力するポート位置を適宜調整することができる。つまり、ビーム方向に応じて個々の素子アンテナの信号振幅を調整しなくとも、可変位相器によってマトリクス回路に給電される信号に直線的な位相傾きを付与することによって、励振されるアンテナ素子の位置（励振分布の位置）が変化し、ビーム方向を変化させることが可能となる。 Due to the symmetry of the input / output characteristics of the FFT circuit, when signals are input to a plurality of ports while giving a phase gradient, the port position of the output signal changes according to the phase gradient. When the Fourier transform is established between the two signal distributions f (t) and F (w), due to the nature of the Fourier transform, the Fourier transform is also performed between f (t + Δt) and F (w) × exp [jwΔt]. Conversion is established. (J represents an imaginary unit). This means that the phase on the output side rotates when the position where the signal is input changes, in other words, if the phase gradient is added to the input signal, the position of the signal distribution on the output side changes. . Such a property is called a transition of the time axis in the Fourier transform. For example, as shown in FIG. 4, it is assumed that eight signals forming a phase plane A as indicated by a solid line are respectively input to ports of the FFT circuit. Here, the signal amplitude distribution is assumed to be Gaussian. Since the result of the Fourier transform of the Gaussian function is also a Gaussian function, the shape of the amplitude distribution of the output signal is also expressed by a Gaussian distribution. The signal output in this case is output from the right port as shown as output A. When eight signals forming the phase plane B as indicated by the broken line are input to the FFT circuit, a signal indicated as the output B is output from the left port. In this way, by controlling the phase plane (phase plane slope) formed by a plurality of signals input to the FFT circuit, that is, by adjusting the phase of the input signal, the position of the port that outputs the signal is adjusted accordingly. can do. In other words, without adjusting the signal amplitude of each element antenna according to the beam direction, the position of the excited antenna element is obtained by giving a linear phase gradient to the signal fed to the matrix circuit by the variable phase shifter. (Excitation distribution position) changes, and the beam direction can be changed.
しかし、この場合においても多数の増幅器および可変移相器等のデバイスが必要であり、装置コストが高くなることに変わりは無い。また、アンテナ装置が大規模になることから重量（および寸法）や消費電力が大きくなりアンテナ設置における制約が大きくなる。このことは移動通信用基地局のようにサービスエリア内に多数のアンテナを設置しなければならない場合には非常に大きなデメリットとなる。
上述のように従来の円形アレーアンテナ装置では、増幅器が多数必要であるとともに可変移相器や周波数変換器等のデバイスも多数必要であり、装置コストが高くなるとともにアンテナ装置が大規模になることから、重量（および寸法）や消費電力が大きくなり、アンテナ設置における制約が大きくなるという問題点があった。また、デバイス数が増えるにつれて、それらの保守管理負担も大きくなるという問題もある。 As described above, the conventional circular array antenna apparatus requires a large number of amplifiers and a large number of devices such as a variable phase shifter and a frequency converter, which increases the apparatus cost and the size of the antenna apparatus. Therefore, there is a problem that weight (and dimensions) and power consumption increase, and restrictions on antenna installation increase. In addition, as the number of devices increases, there is a problem that the maintenance management burden thereof increases.
本発明の課題は、増幅器等のデバイス数を従来よりも減らすことの可能な円形アレーアンテナを提供することである。 An object of the present invention is to provide a circular array antenna in which the number of devices such as amplifiers can be reduced as compared with the prior art.
本発明では、８つの素子アンテナを有する円形アレーアンテナが使用される。円形アレーアンテナは、入力及び出力にそれぞれ８つのポートを有し、前記素子アンテナに接続されたＦＦＴ回路と、前記ＦＦＴ回路の終端されていない複数のポートを通じて伝送される複数の信号の位相を調整する調整手段とを備え、前記ＦＦＴ回路のｎ個のポートは終端される。 In the present invention, a circular array antenna having eight element antennas is used. The circular array antenna has 8 ports each for input and output, and adjusts the phase of multiple signals transmitted through the FFT circuit connected to the element antenna and multiple ports not terminated in the FFT circuit And n ports of the FFT circuit are terminated.
本発明によれば、増幅器等のデバイス数を従来よりも減らすことができる。 According to the present invention, the number of devices such as amplifiers can be reduced as compared with the prior art.
本発明の一態様によれば、８ポートのＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路を具備する円形アレーアンテナが使用される。マトリクス回路の入力側あるいは出力側の８個のポートが、円周上に概ね等間隔で配置されたアンテナと接続される。反対側のポートのうちｎ個のポートが終端され、残りの８−ｎ個のポートに所定の位相差を有する信号が給電される（ことで放射パターンが制御される）。実用的な観点から、ｎは２以上５以下とすることが好ましい。これにより、素子アンテナが８個ある円形アレーアンテナにおいて、ｎ＝４とすれば、増幅器を１／２に削減可能であるとともに可変移相器の数も１／２に削減可能である。また電力分配器も、８分配のものは必要無く、４分配のものでよい。これらのことから装置の低コスト化、小型・軽量化、低消費電力化が可能となることが分る。 According to one aspect of the present invention, a circular array antenna having a matrix circuit that operates as an 8-port FFT circuit is used. Eight ports on the input side or output side of the matrix circuit are connected to antennas arranged on the circumference at approximately equal intervals. Of the ports on the opposite side, n ports are terminated, and signals having a predetermined phase difference are fed to the remaining 8-n ports (the radiation pattern is thereby controlled). From a practical viewpoint, n is preferably 2 or more and 5 or less. Thus, in a circular array antenna having eight element antennas, if n = 4, the number of amplifiers can be reduced to 1/2 and the number of variable phase shifters can also be reduced to 1/2. Further, the power distributor is not required to have eight distributions, and may be four distributions. From these, it can be seen that the cost of the apparatus can be reduced, the size and weight can be reduced, and the power consumption can be reduced.
本発明の一態様によれば、２≦ｎ≦５とすることが望ましい。直線的に等間隔で配置された直線アレーアンテナの場合と異なり、円形アレーアンテナにおいて指向性ビームを形成するためには素子アンテナにおける位相面に２次関数的な歪みを与える必要があり、このためには３個以上のポートを使って信号を給電する必要があるからである。８ポートのＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路を具備する円形アレーアンテナにおいては指向性ビームを形成するためには終端するポート数は５個以下とする必要がある。また、装置の低コスト化、小型・軽量化、低消費電力化などの恩恵を受けるためには２個以上のポートを終端することが実用上望ましい。 According to one embodiment of the present invention, it is desirable that 2 ≦ n ≦ 5. Unlike the case of linear array antennas arranged at equal intervals in a straight line, in order to form a directional beam in a circular array antenna, it is necessary to give a quadratic function distortion to the phase plane of the element antenna. This is because it is necessary to supply a signal using three or more ports. In a circular array antenna having a matrix circuit operating as an 8-port FFT circuit, the number of ports to be terminated needs to be 5 or less in order to form a directional beam. Also, it is practically desirable to terminate two or more ports in order to benefit from lower costs, smaller size, lighter weight, and lower power consumption.
本発明の一態様によれば、ｎ＝５の場合において、特定の１個のポートに給電されている信号位相が残りの２個のポートに給電されている信号位相の中間値よりも９０度遅れている。素子アンテナが８個ある円形アレーアンテナでは、ポート数は本来は８個であるが、その５つが終端されるので、増幅器を３／８に削減可能であるとともに、例えば周波数変換器やＤ／Ａ変換器のようなデバイス数も３／８に削減可能である。図１に示されるようなアナログ処理方式でもデバイス数を削減できる。３つの信号間の位相をこのように調整することで、素子アンテナを介して空間に放射される各ポートからの給電信号が概ね同位相で合成されることとなり、良好なビームを形成することが可能になる。そのため、高い指向利得を維持つつ、装置の低コスト化、小型・軽量化、低消費電力化を図ることができる。 According to one aspect of the present invention, when n = 5, the signal phase fed to one specific port is 90 degrees from the intermediate value of the signal phase fed to the remaining two ports. Running late. In a circular array antenna having eight element antennas, the number of ports is originally eight, but five of them are terminated, so that the number of amplifiers can be reduced to 3/8 and, for example, a frequency converter or D / A The number of devices such as converters can be reduced to 3/8. The number of devices can also be reduced by an analog processing method as shown in FIG. By adjusting the phase between the three signals in this way, the feed signals from the respective ports radiated to the space via the element antenna are synthesized with substantially the same phase, and a good beam can be formed. It becomes possible. Therefore, it is possible to reduce the cost of the device, reduce the size and weight, and reduce the power consumption while maintaining a high directivity gain.
本発明の一態様によれば、ｎ＝３の場合において、特定の１個のポートに給電されている信号位相がこれを除く特定の２ポートに給電されている信号位相の中間値と等しく且つ残りの２個のポートに給電されている信号位相の中間値よりも９０度遅れている。５つの信号間の位相をこのように調整することで、素子アンテナを介して空間に放射される各ポートからの給電信号が概ね同位相で合成されることとなり良好なビームを形成することが可能になる。そのため、良好なビームを形成して高い指向利得を維持しつつ、装置の低コスト化、小型・軽量化、低消費電力化を図ることができる。 According to one aspect of the present invention, in the case of n = 3, the signal phase fed to one specific port is equal to the intermediate value of the signal phases fed to two other specific ports, and It is 90 degrees behind the intermediate value of the signal phase fed to the remaining two ports. By adjusting the phase between the five signals in this way, the feed signals from each port radiated to the space via the element antenna are synthesized in almost the same phase, and a good beam can be formed. become. Therefore, it is possible to reduce the cost of the device, reduce the size and weight, and reduce the power consumption while forming a good beam and maintaining a high directivity gain.
本発明の一態様によれば、特定の２ポートに給電される信号振幅が調整可能である。これにより、パターン特性を容易に調整することが可能となりパターン特性あるいは通信品質を改善することが可能となる。 According to one aspect of the present invention, the amplitude of the signal supplied to the specific two ports can be adjusted. As a result, the pattern characteristics can be easily adjusted, and the pattern characteristics or communication quality can be improved.
本発明の一態様によれば、伝送される信号が、それぞれ等利得の増幅器を介してマトリクス回路のポートに給電される。給電線毎に設けられる増幅器は等しいので、例えば、増幅器を１つ余分に用意すれば、総ての給電経路に冗長回路を用意したことになる。このため、回路規模を著しく大きくせずに冗長回路を設け、不測の障害に効果的に対処できる。冗長回路を設けなかった場合でも、アンテナを構成するデバイスの種類（増幅器や増幅器まわりのバイアス回路等の種類）を減らすことができるので、アンテナ回路の更なる低コスト・簡易化が可能となる。 According to one aspect of the present invention, signals to be transmitted are fed to the ports of the matrix circuit via amplifiers of equal gain. Since the amplifiers provided for each power supply line are the same, for example, if one extra amplifier is prepared, redundant circuits are prepared for all power supply paths. For this reason, a redundant circuit is provided without significantly increasing the circuit scale, and an unexpected failure can be effectively dealt with. Even when no redundant circuit is provided, the types of devices constituting the antenna (amplifiers, types of bias circuits around the amplifiers, etc.) can be reduced, so that the antenna circuit can be further reduced in cost and simplified.
本発明の一態様によれば、隣接するアンテナの間隔が、信号波長の０．３６倍から０．４２倍程度となっており、これは、良好なアンテナ特性（高利得あるいは低サイドローブ特性）を得る上で、円形アレーアンテナに特に有利である。 According to one embodiment of the present invention, the interval between adjacent antennas is about 0.36 to 0.42 times the signal wavelength, which is good antenna characteristics (high gain or low sidelobe characteristics). Is particularly advantageous for circular array antennas.
以下に説明される様々な実施例では、８ポートのＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路を具備する円形アレーアンテナが使用され、マトリクス回路の入力側あるいは出力側の８個のポートが、円周上に概ね等間隔で配置されたアンテナと接続されており、反対側の複数のポートが終端され、残りの複数のポートに所定の位相差を有する信号が給電される。円形アレーで効率的にビーム形成を行うためには、隣接する素子アンテナの励振位相があまり急峻に変化することは好ましくないため、給電を行うポートはＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路の低周波数成分に対応するポート（出力信号における位相傾きが小さいポート）を重点的に用いることが好ましい。したがって、以下の実施例で終端されるマトリクス回路のポートは高い周波数成分に対応するポートから順次、選択されるものとする。なお、ここでは説明を容易にするために送信の場合を例として示しているが、受信の場合にも本発明を適用できることは当業者に明白であろう。 In various embodiments described below, a circular array antenna having a matrix circuit operating as an 8-port FFT circuit is used, and eight ports on the input side or output side of the matrix circuit are arranged on the circumference. The antennas are connected to antennas arranged at approximately equal intervals, the plurality of ports on the opposite side are terminated, and a signal having a predetermined phase difference is fed to the remaining ports. In order to efficiently form a beam with a circular array, it is not preferable that the excitation phase of adjacent element antennas change so steeply. Therefore, the power feeding port is a low-frequency component of a matrix circuit operating as an FFT circuit. It is preferable to use the corresponding ports (ports having a small phase gradient in the output signal) with emphasis. Therefore, the ports of the matrix circuit that are terminated in the following embodiments are sequentially selected from the ports corresponding to the high frequency components. Here, for ease of explanation, the case of transmission is shown as an example, but it will be apparent to those skilled in the art that the present invention can also be applied to the case of reception.
図６、図７、図８は、本発明の一実施例に関する円形アレーアンテナを説明するためのものである。本実施例では、８ポートのマトリクス回路の３個のポートを用いて信号を給電する場合が説明され、各ポートに給電される信号位相はφ１、φ２、φ３で区別される。入力側の８ポートのうち５ポートは終端されている。図６では８ポートのＦＦＴ回路として動作することが可能なマトリクス回路としてバトラーマトリクスを用いた場合を示している。バトラーマトリクスはマイクロ波帯の信号においてＦＴＴを実現するマトリクス回路として広く知られているが、入力された信号出力の位相がポートの両端で約１８０度ずれて出力（位相が反転して出力）されるという性質がある。素子アンテナとバトラーマトリクスとの間の遅延線は、この位相のずれを補正して連続的な位相遅延を与え、バトラーマトリクスの両端に接続された素子アンテナ間で位相の不連続が生じないようする。ＦＦＴ回路として動作することが可能なマトリクス回路を用いた円形アレーアンテナでは、基準となる給電信号分布に直線的な位相傾きを各給電ポートに与えることでビーム走査が可能となるが、高い利得を有するビームを形成するためには、基準となる給電信号分布が重要となる。特に重要となるのは各給電ポートに与える位相である。 6, 7 and 8 are for explaining a circular array antenna according to an embodiment of the present invention. In this embodiment, a case where a signal is fed using three ports of an 8-port matrix circuit is described, and signal phases fed to each port are distinguished by φ 1 , φ 2 , and φ 3 . Of the 8 ports on the input side, 5 ports are terminated. FIG. 6 shows a case where a Butler matrix is used as a matrix circuit capable of operating as an 8-port FFT circuit. The Butler matrix is widely known as a matrix circuit that realizes FTT in microwave band signals, but the phase of the input signal output is shifted by about 180 degrees at both ends of the port (the phase is inverted and output). There is a nature that. The delay line between the element antenna and the Butler matrix corrects this phase shift to give a continuous phase delay so that no phase discontinuity occurs between the element antennas connected to both ends of the Butler matrix. . In a circular array antenna using a matrix circuit capable of operating as an FFT circuit, beam scanning is possible by giving each feed port a linear phase gradient in the reference feed signal distribution. In order to form a beam having a reference, a power supply signal distribution serving as a reference is important. Particularly important is the phase given to each power supply port.
図７は、素子アンテナの間隔を０．３５波長とした場合において３個ある給電ポートのうち中央の給電ポートの給電位相φ２に対する、給電位相φ１とφ３の中間値の値（相対位相）を横軸にとり、形成されるビームの指向性利得の値を縦軸にプロットしたものである。ここで３個ある給電ポートのうち中央の給電ポートは、ＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路において最も低い周波数成分のポートに対応している。なお、信号電力は同一とした。図示されるように、相対位相が０度から１８０度まで変化する間に、相対利得は徐々に増加してピーク値に達した後徐々に減少している。この結果から、中央の給電ポートの給電位相φ２が、給電位相φ１とφ３の中間値（（φ１＋φ３）／２）から９０°だけ位相が遅れた状態において、最も利得の高いビームが形成されることがわかる。 FIG. 7 shows an intermediate value (relative phase) between the feeding phases φ 1 and φ 3 with respect to the feeding phase φ 2 of the central feeding port among the three feeding ports when the distance between the element antennas is 0.35 wavelength. ) Is plotted on the horizontal axis, and the directivity gain value of the formed beam is plotted on the vertical axis. Here, among the three power supply ports, the central power supply port corresponds to the port of the lowest frequency component in the matrix circuit operating as an FFT circuit. The signal power was the same. As shown in the figure, while the relative phase changes from 0 degrees to 180 degrees, the relative gain gradually increases and reaches a peak value and then gradually decreases. From this result, the power supply phase φ 2 of the central power supply port has the highest gain when the phase is delayed by 90 ° from the intermediate value ((φ 1 + φ 3 ) / 2) of the power supply phases φ 1 and φ 3. It can be seen that a beam is formed.
図８は図７と同様の計算を素子アンテナの間隔を変えて（０．４波長として）行ったものであるが、この場合においても同様な傾向が見られ、給電位相φ２が給電位相φ１とφ３の中間値から９０°だけ位相が遅れた状態において、最も利得の高いビームが形成されることがわかる。 FIG. 8 shows the same calculation as in FIG. 7 with the element antenna spacing changed (0.4 wavelength). In this case, the same tendency is observed, and the feed phase φ 2 is changed to the feed phase φ 2. 1 and φ in 3 state phase from the intermediate value by 90 ° is delayed, and it can be seen that the most gain high beam is formed.
ちなみに、相対利得を最大にする３つの位相間の条件を満たすように８個のビームを形成し、全周をカバーするための位相は、例えば以下のようになる。
（φ１，φ２，φ３）＝（９０°−ｍ×４５°，０°，９０°＋ｍ×４５°）
但し、ｍ＝０，１，２，…，６，７
このように、ある１つのポートに給電されている信号位相を、残りの２つのポートに給電されている信号位相の中間値よりも９０度遅れるように給電することで、３個という限られた数のポートでしか信号給電を行っていなくても、比較的高い指向性利得を得ることができる。
Incidentally, the eight beams are formed so as to satisfy the condition between the three phases that maximize the relative gain, and the phases for covering the entire circumference are, for example, as follows.
(Φ 1 , φ 2 , φ 3 ) = (90 ° −m × 45 °, 0 °, 90 ° + m × 45 °)
However, m = 0, 1, 2,..., 6, 7
Thus, by supplying power so that the signal phase fed to one port is delayed by 90 degrees from the intermediate value of the signal phase fed to the remaining two ports, a limited number of three A relatively high directivity gain can be obtained even if the signal is fed only at a few ports.
図９、図１０、図１１は本発明の一実施例による円形アレーアンテナを説明するものである。本実施例では、８ポートのマトリクス回路の５個のポートを用いて信号を給電する場合が説明され、各ポートに給電される信号位相はφ１、φ２、φ３、φ４、φ５で区別される。入力側の８ポートのうち３ポートは終端されている。図９では８ポートのＦＦＴ回路として動作することが可能なマトリクス回路としてバトラーマトリクスを用いた場合を示している。バトラーマトリクスはマイクロ波帯の信号においてＦＴＴを実現するマトリクス回路として広く知られているが、入力された信号出力の位相がポートの両端で約１８０度ずれて出力（位相が反転して出力）されるという性質がある。素子アンテナとバトラーマトリクスとの間の遅延線は、この位相のずれを補正して連続的な位相遅延を与え、バトラーマトリクスの両端に接続された素子アンテナ間で位相の不連続が生じないようする。ＦＦＴ回路として動作することが可能なマトリクス回路を用いた円形アレーアンテナでは、基準となる給電信号分布に直線的な位相傾きを各給電ポートに与えることでビーム走査が可能となるが、高い利得を有するビームを形成するためには、基準となる給電信号分布が重 要となる。特に重要となるのは各給電ポートに与える位相である。 9, 10 and 11 illustrate a circular array antenna according to an embodiment of the present invention. In this embodiment, a case where a signal is fed using five ports of an 8-port matrix circuit is described, and the signal phases fed to each port are φ 1 , φ 2 , φ 3 , φ 4 , φ 5. Distinguished by Of the 8 ports on the input side, 3 ports are terminated. FIG. 9 shows a case where a Butler matrix is used as a matrix circuit that can operate as an 8-port FFT circuit. The Butler matrix is widely known as a matrix circuit that realizes FTT in microwave band signals, but the phase of the input signal output is shifted by about 180 degrees at both ends of the port (the phase is inverted and output). There is a nature that. The delay line between the element antenna and the Butler matrix corrects this phase shift to give a continuous phase delay so that no phase discontinuity occurs between the element antennas connected to both ends of the Butler matrix. . In a circular array antenna using a matrix circuit capable of operating as an FFT circuit, beam scanning is possible by giving each feed port a linear phase gradient in the reference feed signal distribution. In order to form a beam having the same, the power supply signal distribution as a reference is important. Particularly important is the phase given to each power supply port.
図１０は、素子アンテナの間隔を０．３５波長とした場合において５個ある給電ポートのうち中央の給電ポートの給電位相φ３に対する、両端の給電ポートの給電位相φ１とφ５の中間値の値（相対位相）を横軸にとり、中央の給電ポートの給電位相φ３に対する、残りの給電ポートの給電位相φ２とφ４の中間値の値（相対位相）を縦軸にとって形成されるビームの指向性利得の値を等高線状にプロットしたものである。ここで中央の給電ポートは、ＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路において最も低い周波数成分のポートに対応しており、給電ポートが両端に近づくにつれてマトリクス回路において高い周波数成分のポートとなっている。なお、信号電力は同一とした。図示されるように、一方の相対位相（横軸）が−９０度から＋９０度まで変化する間に、相対利得は徐々に増加してピーク値に達した後徐々に減少している。また、他方の相対位相（縦軸）が０度から１８０度まで変化する間に、相対利得は徐々に増加してピーク値に達した後徐々に減少している。この結果から、中央の給電ポートの給電位相φ３が給電位相φ１とφ５の中間値と等しく尚且つ、給電位相φ３が給電位相φ２とφ４の中間値から９０°だけ位相が遅れた状態において、最も利得の高いビームが形成されることがわかる。 FIG. 10 shows an intermediate value between the feeding phases φ 1 and φ 5 of the feeding ports at both ends with respect to the feeding phase φ 3 of the central feeding port among the five feeding ports when the distance between the element antennas is 0.35 wavelength. The horizontal axis is the value (relative phase), and the vertical axis is the intermediate value (relative phase) between the feed phases φ 2 and φ 4 of the remaining feed ports with respect to the feed phase φ 3 of the central feed port. The beam directivity gain values are plotted in contour lines. Here, the central power supply port corresponds to the port of the lowest frequency component in the matrix circuit operating as an FFT circuit, and becomes a port of a high frequency component in the matrix circuit as the power supply port approaches both ends. The signal power was the same. As shown in the figure, while one relative phase (horizontal axis) changes from −90 degrees to +90 degrees, the relative gain gradually increases and reaches a peak value and then gradually decreases. Further, while the other relative phase (vertical axis) changes from 0 degrees to 180 degrees, the relative gain gradually increases and reaches a peak value and then gradually decreases. From this result, the center of the feeding phase phi 3 of the feeding port feeding phase phi 1 and equal besides the intermediate value of phi 5, feeding phase phi 3 of phase by 90 ° from an intermediate value of the feeding phase phi 2 and phi 4 is It can be seen that the beam with the highest gain is formed in the delayed state.
図１１は図１０と同様の計算を素子アンテナの間隔を変えて（０．４波長として）行ったものであるが、この場合においても同様の傾向が見られ、給電位相φ３が給電位相φ１とφ５の中間値と等しく尚且つ、給電位相φ３が給電位相φ２とφ４の中間値から９０°だけ位相が遅れた状態において、最も利得の高いビームが形成されることがわかる。 FIG. 11 shows a calculation similar to that of FIG. 10 performed by changing the distance between the element antennas (with 0.4 wavelength). In this case, the same tendency is observed, and the feed phase φ 3 is changed to the feed phase φ 3. 1 and phi 5 intermediate values equally besides of, in a state where feeding phase phi 3 has only the phase is delayed 90 ° from the intermediate value of the feeding phase phi 2 and phi 4, it can be seen that the most gain high beam is formed .
ちなみに、相対利得を最大にする５つの位相間の条件を満たすように８個のビームを形成し、全周をカバーするための位相は、例えば以下のようになる。
（φ１，φ２，φ３，φ４，φ５）＝
（０°−２ｍ×４５°，９０°−ｍ×４５°，０°，９０°＋ｍ×４５°，０°＋２ｍ×４５°）
但し、ｍ＝０，１，２，…，６，７
このように、特定の１個のポートに給電されている信号位相を、これを除く特定の２ポートに給電されている信号位相の中間値と等しく且つ残りの２個のポートに給電されている信号位相の中間値よりも９０度遅れているようにすることで、５個という限られたポートでしか信号給電を行っていなくても、比較的高い指向性利得を得ることができる。
Incidentally, the eight beams are formed so as to satisfy the condition between the five phases that maximize the relative gain, and the phases for covering the entire circumference are, for example, as follows.
(Φ 1 , φ 2 , φ 3 , φ 4 , φ 5 ) =
(0 ° -2m × 45 °, 90 ° -m × 45 °, 0 °, 90 ° + m × 45 °, 0 ° + 2m × 45 °)
However, m = 0, 1, 2,..., 6, 7
In this way, the signal phase supplied to one specific port is equal to the intermediate value of the signal phase supplied to two other specific ports, and the other two ports are supplied with power. By setting the signal phase to be delayed by 90 degrees from the intermediate value of the signal phase, a relatively high directivity gain can be obtained even if signal feeding is performed only at a limited number of five ports.
図１２は、本発明の一実施例による円形アレーアンテナを説明するものである。円形アレーアンテナは、８ポートのＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路を有する。マトリクス回路の入力側あるいは出力側の８個のポートが、円周上に概ね等間隔で配置されたアンテナと接続されている。反対側のポートのうち３個のポートが終端され、残りの５個のポートに所定の位相差を有する信号が給電される。５つの信号の位相は実施例２の場合と同様に設定されるが、本実施例では、位相の調整がディジタル信号処理回路で行われる。本実施例でも、増幅器、周波数変換器及びＤ／Ａ変換器等のようなデバイス数を５／８に削減できる。これにより、ディジタル信号処理回路の演算負担及び／又は回路規模を削減することができ、ひいては装置の低コスト化、小型軽量化、低消費電力化に寄与できる。 FIG. 12 illustrates a circular array antenna according to an embodiment of the present invention. The circular array antenna has a matrix circuit that operates as an 8-port FFT circuit. Eight ports on the input side or output side of the matrix circuit are connected to antennas that are arranged on the circumference at approximately equal intervals. Three of the ports on the opposite side are terminated, and a signal having a predetermined phase difference is supplied to the remaining five ports. The phases of the five signals are set in the same manner as in the second embodiment, but in this embodiment, the phase is adjusted by a digital signal processing circuit. Also in this embodiment, the number of devices such as amplifiers, frequency converters and D / A converters can be reduced to 5/8. As a result, the calculation load and / or circuit scale of the digital signal processing circuit can be reduced, and as a result, the cost, size and weight of the apparatus can be reduced, and power consumption can be reduced.
図１３、図１４は本発明の一実施例による円形アレーアンテナを説明するためのものであり、信号がそれぞれ等利得の増幅器を介してマトリクス回路のポートに給電される。こ利得が等しい増幅器を用いてアンテナを構成した場合は、予備の増幅器を１個だけ用意することで冗長回路を構築することが可能になるという利点がある。また、図１４に示すようにディジタル信号処理でパターン制御を行う場合においては、増幅器に加えて周波数変換器やＤ／Ａ変換器も基本的に同一なもので良いことからディジタル信号処理回路とＦＦＴ回路との間で何らかの障害（例えば、デバイス故障、デバイスの接続不良、接続ケーブルの損傷等）が生じた場合には、予備の系を１個用意して切り替えることで対処することが可能となる（速やかな復旧が可能となる）。また、冗長回路を構成しない場合においてもアンテナを構成するデバイスの種類（増幅器や増幅器まわりのバイアス回路等の種類）を減らすことが可能であるため低コスト化が可能となる。 FIGS. 13 and 14 are diagrams for explaining a circular array antenna according to an embodiment of the present invention. Signals are fed to the ports of the matrix circuit via equal gain amplifiers. When an antenna is configured using amplifiers having the same gain, there is an advantage that a redundant circuit can be constructed by preparing only one spare amplifier. Further, in the case of performing pattern control by digital signal processing as shown in FIG. 14, since the frequency converter and D / A converter may be basically the same in addition to the amplifier, the digital signal processing circuit and the FFT are used. If some kind of failure (for example, device failure, device connection failure, connection cable damage, etc.) occurs with the circuit, it can be dealt with by preparing one spare system and switching it. (Quick recovery is possible). In addition, even when a redundant circuit is not configured, it is possible to reduce the cost because it is possible to reduce the types of devices constituting the antenna (types of amplifiers, bias circuits around the amplifiers, etc.).
図１５、図１６、図１７は本発明の一実施例に関し、円形アレーアンテナの素子アンテナの間隔の最適化を図るためのものである。本実施例では、図１５に示されるような円形アレーアンテナが使用され、これは図６で説明済みのものと同様である。図１６は、この円形アレーアンテナの場合において、素子アンテナの間隔を横軸にとり、形成されるビームの指向性利得（ピーク利得）とカバレッジ（ＥＯＣ：Ｅｄｇｅ Ｏｆ Ｃｏｖｅｒａｇｅ）利得の相対利得を左側の縦軸にとり、第一サイドローブのサイドローブレベル（ＳＬＬ）を右側の縦軸にとってプロットしたものである。カバレッジ利得は、ビームピーク方向を含む例えば４５度（３６０度を８分割）の所定の角度範囲内における最低利得である。３個のポートを用いて信号給電した場合のサイドローブは、図１８（ａ）に示されるように、メインビームと反対側の方向に現われる。なお、３つの信号の給電方法は実施例１に示したものと同一である。図１６に示されるように、素子アンテナの間隔が０．３８波長程度の場合に高いピーク利得及びＥＯＣ利得が得られる一方、間隔が０．４１〜０．４２波長程度の場合にはサイドローブレベルを非常に低く抑制できることが分る。 FIGS. 15, 16, and 17 relate to an embodiment of the present invention for optimizing the spacing between the element antennas of the circular array antenna. In this embodiment, a circular array antenna as shown in FIG. 15 is used, which is the same as that already described in FIG. In the case of this circular array antenna, FIG. 16 shows the relative gains of the directivity gain (peak gain) and the coverage (EOC: Edge Of Coverage) gain of the formed beam, with the distance between the element antennas on the horizontal axis. Along the axis, the side lobe level (SLL) of the first side lobe is plotted against the right vertical axis. The coverage gain is the lowest gain within a predetermined angular range including, for example, 45 degrees (360 degrees divided into 8) including the beam peak direction. The side lobe when the signal is fed using the three ports appears in the direction opposite to the main beam as shown in FIG. Note that the feeding method of the three signals is the same as that shown in the first embodiment. As shown in FIG. 16, high peak gain and EOC gain can be obtained when the element antenna interval is about 0.38 wavelength, while the side lobe level is obtained when the interval is about 0.41 to 0.42 wavelength. It can be seen that can be suppressed very low.
図１８（ａ）、図１８（ｂ）は、３個のポートを用いて信号給電した本発明の円形アレーアンテナによるビームパターンをプロットしたものであり、（ａ），（ｂ）は素子アンテナの間隔をそれぞれ０．３８波長、０．４１波長とした場合におけるものである。なお、これらビームパターンはピーク利得で規格化を行っている。図示されているように、何れのアンテナ間隔の場合も、充分に高いピーク利得及びＥＯＣ利得が得られ、サイドローブレベルを低く抑制できていることが分かる。 FIGS. 18 (a) and 18 (b) are plots of the beam pattern of the circular array antenna of the present invention in which signals are fed using three ports. FIGS. 18 (a) and 18 (b) show the element antennas. The intervals are 0.38 wavelength and 0.41 wavelength, respectively. Note that these beam patterns are normalized by the peak gain. As shown in the figure, it can be seen that a sufficiently high peak gain and EOC gain can be obtained at any antenna interval, and the side lobe level can be suppressed low.
図１７は５個のポートを用いて信号給電する円形アレーアンテナの場合において、素子アンテナの間隔を横軸にとり、形成されるビームの指向性利得（ピーク利得）とカバレッジ利得（ＥＯＣ利得）の相対利得を左側の縦軸にとり、第一サイドローブのサイドローブレベル（ＳＬＬ）を右側の縦軸にとってプロットしたものである。図１６の場合と同様に、カバレッジ利得はビームピーク方向を含む所定の角度範囲内における最低利得である。なお、５つの信号に関する給電方法（位相の関係）は実施例２に示したものと同一である。図示されているように、５個のポートを用いて信号給電する場合には、素子アンテナの間隔が０．３６波長程度の場合に高い利得が得られ、間隔が０．３８波長程度の場合には相対的に低いサイドローブレベルが実現されることが分る。ちなみに、図１６，１７の相対利得は規格化されているが、絶対利得で評価した場合は、３個のポートを用いて信号給電した場合におけるピーク利得の最大値は、５個のポートを用いて信号給電した場合よりも約２ｄＢ程度低い値となっていた。しかし、ＥＯＣ利得で比較した場合において３個のポートを用いて信号給電した場合と５個のポートを用いて信号給電した場合との利得差は１ｄＢ以下にすぎなかった。従って、３個のポートしか用いない場合でも、利用可能な良好なセクタビームになることが期待できる。 FIG. 17 shows the relative relationship between the directivity gain (peak gain) and the coverage gain (EOC gain) of the formed beam in the case of a circular array antenna that feeds signals using five ports. The gain is plotted on the left vertical axis and the side lobe level (SLL) of the first side lobe is plotted on the right vertical axis. As in the case of FIG. 16, the coverage gain is the lowest gain within a predetermined angular range including the beam peak direction. The feeding method (phase relationship) for the five signals is the same as that shown in the second embodiment. As shown in the figure, when a signal is fed using five ports, a high gain is obtained when the distance between the element antennas is about 0.36 wavelengths, and when the distance is about 0.38 wavelengths. It can be seen that a relatively low sidelobe level is achieved. Incidentally, the relative gains of FIGS. 16 and 17 are standardized. However, when the absolute gain is evaluated, the maximum value of the peak gain when the signal is fed using three ports uses five ports. The value was about 2 dB lower than when the signal was fed. However, when compared by EOC gain, the gain difference between the case where the signal is fed using three ports and the case where the signal is fed using five ports is only 1 dB or less. Therefore, even when only three ports are used, it can be expected that a good sector beam can be used.
図１８（ｃ）、図１８（ｄ）は素子アンテナの間隔をそれぞれ０．３６波長、０．３８波長とした場合において５個のポートを用いて信号給電した本発明の円形アレーアンテナのビームパターンをプロットしたものである。なお、図１８（ｃ）において、破線および点線で示したビームパターンは給電信号に位相傾きを加えてビーム方向をそれぞれ４５度および９０度変化させた場合のパターンを表している。図１９は素子アンテナの間隔が０．３６波長の場合において、理想的な位相条件でアンテナ素子を励振したときの円形アレーアンテナのビームパターン（破線）と、５個のポートのみを用いて信号給電を行った本発明の円形アレーアンテナのビームパターン（実線）を比較したものである。なお、本図においては理想的な位相条件でアンテナ素子を励振した場合のピーク利得を０ｄＢとして規格化を行っている。本図より、５個のポートのみを用いて信号給電を行った場合にはビームパターンが多少広がりピーク利得が劣化しているが、カバレッジ利得（ＥＯＣ利得）で比較した場合においては概ね同等な利得が得られていることが分る。 18 (c) and 18 (d) show beam patterns of the circular array antenna of the present invention in which signals are fed using five ports when the distance between the element antennas is 0.36 wavelength and 0.38 wavelength, respectively. Are plotted. In FIG. 18C, beam patterns indicated by broken lines and dotted lines represent patterns when the beam direction is changed by 45 degrees and 90 degrees, respectively, by adding a phase gradient to the feed signal. FIG. 19 shows a case where a beam pattern (broken line) of a circular array antenna when the antenna elements are excited under an ideal phase condition and signal transmission using only five ports when the distance between the element antennas is 0.36 wavelengths. 2 is a comparison of beam patterns (solid lines) of the circular array antenna of the present invention that has been subjected to the above. In this figure, the peak gain when the antenna element is excited under ideal phase conditions is normalized to 0 dB. From this figure, when signal feeding is performed using only five ports, the beam pattern is somewhat widened and the peak gain is deteriorated. However, when compared with the coverage gain (EOC gain), the gain is almost equal. It can be seen that
このように、８ポートのＦＦＴ回路として動作するマトリクス回路用いた円形アレーアンテナにおいて、３個または５個のポートを用いて信号給電する場合には、素子アンテナの間隔を、信号波長の０．３６倍から０．４２倍程度に設定することで、非常に良好なアンテナ特性（高利得あるいは低サイドローブ特性）を得ることができる。逆に、そのようなアンテナ間隔で位相が適切に調整されていれば、８個総てのポートを使用しなくても、良好な利得を有するセクタビームを実現することができる。 Thus, in a circular array antenna using a matrix circuit operating as an 8-port FFT circuit, when signal feeding is performed using three or five ports, the interval between the element antennas is set to 0.36 of the signal wavelength. By setting the magnification to about 0.42 times, very good antenna characteristics (high gain or low sidelobe characteristics) can be obtained. Conversely, if the phase is appropriately adjusted at such an antenna interval, a sector beam having a good gain can be realized without using all eight ports.
図２０は、本発明の一実施例による円形アレーアンテナを示す。本実施例では、特定の２ポートに給電される信号振幅が調整可能である。２個のポートに給電される信号振幅を調整するだけでアンテナのビームパターンを容易に調整することが可能になることを以下に示す。 FIG. 20 shows a circular array antenna according to an embodiment of the present invention. In the present embodiment, the signal amplitude supplied to the specific two ports can be adjusted. It will be described below that the beam pattern of the antenna can be easily adjusted only by adjusting the amplitude of the signal fed to the two ports.
図２１は、５個ある給電ポートのうち内側３個の給電ポートを等電力で給電した場合において、両側の残り２個の給電ポートへ給電する電力を変化させてパターン特性を計算した結果を示す。なお、ここではアンテナ素子間隔は０．３８波長とした。図２１（ａ）は両側２個の給電ポートへの給電電力を０とした場合であり、これは３個のポートだけを用いて等電力で給電した場合と等しい。図２１（ｃ）は両側２個の給電ポートに他の給電ポートと同じ電力で給電した場合であり、これは５個のポートを用いて等電力で給電した場合と等しい。図２１（ｂ）は両側２個の給電ポートへの給電電力を他の給電ポートへの給電電力の２０％（振幅値に換算すると約４４．７％）とした場合であり、図２１（ａ）とも図２１（ｃ）とも異なったビームパターンが得られていることが分る。図２１の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）では、図中矢印で示されるビームヌル方向（利得の谷となっている方向）もそれぞれ異なった方向となっている。移動通信において良好な通信品質を確保するためには、干渉源からの電波（例えば通信対象で無いユーザーからの電波）をアンテナで受信しないようにすることが重要であり、干渉源のある方向にビームヌル方向を向けることでこれが実現可能となる。図２２は両側２個の給電ポートへの給電電力比を横軸にとり、０〜１まで変えた場合におけるビームヌル方向（実線で示される角度）および相対利得が−２０ｄＢ以下となる角度（斜線部内に含まれる角度）を示したものである。図２３はピーク利得、カバレッジ利得、サイドローブレベルをプロットしたものである。 FIG. 21 shows the result of calculating the pattern characteristics by changing the power supplied to the remaining two power supply ports on both sides when the three inner power supply ports are supplied with equal power among the five power supply ports. . Here, the antenna element interval is 0.38 wavelength. FIG. 21A shows a case where the power supplied to the two power supply ports on both sides is 0, which is equivalent to the case where power is supplied with equal power using only three ports. FIG. 21C shows a case where power is supplied to the two power supply ports on both sides with the same power as the other power supply ports, which is equivalent to the case where power is supplied with equal power using the five ports. FIG. 21B shows a case where the power supplied to the two power supply ports on both sides is 20% of the power supplied to the other power supply ports (approximately 44.7% in terms of amplitude value). ) And FIG. 21C, it can be seen that a different beam pattern is obtained. In (a), (b), and (c) of FIG. 21, the beam null directions (directions of gain valleys) indicated by arrows in the drawing are also different directions. In order to ensure good communication quality in mobile communications, it is important not to receive radio waves from interference sources (for example, radio waves from users who are not the target of communication) with antennas. This can be achieved by directing the beam null direction. In FIG. 22, the horizontal axis represents the ratio of the power supply to the two power supply ports on both sides, and the angle (indicated by the solid line) and the relative gain of −20 dB or less (within the shaded area) when changing from 0 to 1 Angle included). FIG. 23 is a plot of peak gain, coverage gain, and sidelobe level.
これらの結果から、２個のポートに給電される信号振幅を調整することでパターン特性を制御することが可能であることが分る。これにより、例えば強い電波を発している干渉源が在る場合において、ビームヌル方向または相対利得が小さな値となる方向を干渉源の方向に向けることで通信品質を大幅に改善することが可能となる。また、ビームヌル方向の制御を行わない場合においても２個のポートに給電される信号振幅を調整することで利得またはサイドローブ特性を改善することが可能となる。 From these results, it can be seen that the pattern characteristics can be controlled by adjusting the amplitude of the signal fed to the two ports. As a result, for example, when there is an interference source that emits strong radio waves, the communication quality can be greatly improved by directing the beam null direction or the direction in which the relative gain is a small value toward the direction of the interference source. . Even when the beam null direction control is not performed, it is possible to improve the gain or the sidelobe characteristics by adjusting the amplitude of the signal fed to the two ports.
φ１，φ２，φ３，φ４，φ５ ポートを通じて伝送される信号の位相
λ 信号波長
ＦＦＴ回路 高速フーリエ変換回路
Ｄ／Ａ ディジタルアナログ変換器
ＥＯＣ カバレッジ利得
ＳＬＬ サイドローブレベル
φ 1 , φ 2 , φ 3 , φ 4 , φ 5 Phase of signal transmitted through port λ Signal wavelength FFT circuit Fast Fourier transform circuit D / A Digital analog converter EOC Coverage gain SLL Sidelobe level
Claims (2)
入力及び出力にそれぞれ８つのポートを有し、前記素子アンテナに接続された高速フーリエ変換(FFT)回路と、
前記FFT回路の終端されていない複数のポートを通じて伝送される複数の信号の位相を調整する調整手段と、
前記終端されていない複数のポートのうち特定の２つのポートに給電される信号の振幅を調整する手段と
を備え、前記FFT回路の８つのポートのうち５個又は３個は終端される
ことを特徴とする円形アレーアンテナ。 A circular array antenna having eight element antennas,
A Fast Fourier Transform (FFT) circuit having 8 ports each for input and output and connected to the element antenna;
Adjusting means for adjusting the phase of a plurality of signals transmitted through a plurality of unterminated ports of the FFT circuit;
And means for adjusting the amplitude of the signals fed to the two specific ports of the plurality of ports that are not the termination, that five or three of the eight ports of the FFT circuit are terminated Characteristic circular array antenna.
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