JP4360714B2 - Receiver and communication device - Google Patents

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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To change an operating state so as to reduce the power consumption is response to, e.g. the presence/absence of a disturbing radio wave or the like. SOLUTION: In this receiver, an operating state of a low noise amplifier 21a, a mixer 23a, a receiver side variable amplifier circuit 26a, and a QPSK demodulation circuit 27a in a reception system circuit 2 is changed depending on communication factors including at least any of presence of a transmission operation, presence of a disturbing radio wave and a signal level of a received signal. In this case, the operating state of each section of the reception system circuit 2 is decided depending on contents of a circuit setting table 61 and a gain correction table 62. The contents of the circuit setting table 61 and the gain correction table 62 can be revised externally.

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ：符号分割多元接続）方式の携帯電話機等に適用される受信装置および通信機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、通信機器として、携帯電話機の需要が増加している。携帯電話機の方式は、当初、アナログ方式のものが開発されてきたが、最近では、デジタル方式の研究開発も行われている。なお、デジタル方式には、例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ：時間分割多元接続）方式やＣＤＭＡ方式等、種々のものがある。
【０００３】
図１４は、一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成例を示している。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１００Ｔと、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路１００Ｒと、送信系回路１００Ｔに対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路１００Ｒにおいて処理された受信信号が入力されるモデム１０１と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ１０７と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ１０８とを備えている。
【０００４】
送信系回路１００Ｔは、モデム１０１から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相シフト）変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１０２と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１０３と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１０４と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１０５と、バンドパスフィルタ１０５から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ１０７に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１０６とを備えている。
【０００５】
受信系回路１００Ｒは、デュプレクサ１０７を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０９と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１１０と、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ１１１と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ１１３と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１１４と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路１１５とを備えている。
【０００６】
モデム１０１は、入力された受信信号の強度（受信強度）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）１１６と、受信強度と強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を出力する比較回路１１７と、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御するための送信出力補正回路１１９とを備えている。
【０００７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【０００８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム１０１により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１００ＴのＱＰＳＫ変調回路１０２に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１０２は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１０３に出力する。次に、送信側可変増幅回路１０３は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１０４に出力する。ミキサ１０４は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１０５に出力する。バンドパスフィルタ１０５は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１０６に出力する。パワーアンプ１０６は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ１０７に出力する。デュプレクサ１０７に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ１０８から空間中に放射される。
【０００９】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ１０８によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ１０７を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路１００Ｒのローノイズアンプ１０９に出力される。ローノイズアンプ１０９は、入力されたＲＦ受信信号を固定利得で増幅し、バンドパスフィルタ１１０に出力する。バンドパスフィルタ１１０は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ１１１に出力する。ミキサ１１１は、ＲＦ受信信号を局部発振器１２１からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２とＦＭ用バンドパスフィルタ１１３とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１２およびＦＭ用バンドパスフィルタ１１３によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路１１４に選択的に出力される。受信側可変増幅回路１１４は、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路１１５に出力する。ＱＰＳＫ復調回路１１５は、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム１０１に出力する。
【００１０】
モデム１０１内に入力された受信信号は、受信信号強度検出回路１１６によってその受信強度が検出される。受信信号強度検出回路１１６によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路１１７に出力される。比較回路１１７は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１０１とを比較し、その差分を示す信号を図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路を介して受信側可変増幅回路１１４に出力する。また、比較回路１１７からの差分を示す信号は、送信出力補正回路１１９にも出力される。図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路は、比較回路１１７からの差分が「０」になるように、すなわち受信信号強度検出回路１１６の出力が強度基準データＤ１０１と一致するように受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを出力して受信側可変増幅回路１１４の利得を制御する。
【００１１】
また、送信出力補正回路１１９は、比較回路１１７から入力された差分を示す信号と送信出力補正データＤ１０２とに基づいて、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１０２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路１１９による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１０２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１０３に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【００１２】
このように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルに応じて、受信側可変増幅回路１１４の利得を制御すると共に、送信側可変増幅回路１０３の利得を制御する。これにより、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させ、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信の維持を行う。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述のように、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させて、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信を維持するため、受信系回路１００Ｒの高周波段には、他の方式、例えば、ＴＤＭＡ方式と比較して、線形性の良い回路（ひずみが発生し難い回路）を用いる必要がある。すなわち、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させるためには、送信側可変増幅回路１０３および受信側可変増幅回路１１４を連動して動作させる必要があるが、このためには、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、各増幅回路に入力されるＡＧＣ電圧ＶRX-AGC，ＶTX-AGCの値と、各増幅回路における利得との間に優れた直線性の関係があることが必要とされる。
【００１４】
しかしながら、従来の回路では、以下で説明するように、妨害電波等の通信環境の影響により、上述の各増幅回路等における直線性の関係が崩れてしまう問題がある。
【００１５】
図１５は、受信系回路１００Ｒにおける「相互変調スプリアス妨害」と呼ばれるものについて説明するための図である。一般に、高周波回路における不必要で有害な周波数成分は、スプリアス（spurious）と呼ばれている。例えば、高周波増幅器に周波数の異なる２つ以上の信号を入力した場合、入力した信号相互間で相互変調を起こし、増幅器の出力にスプリアス信号が発生する。
【００１６】
例えば、同図に示したように、受信系回路１００Ｒにおいて、受信信号ＳRXとして、信号帯域がそれぞれＷRX（例えば１．２３ＭＨｚ）の複数チャンネルの信号を受信している場合に、２つの妨害信号２０１，２０２が存在したとする。図の例では、２つの妨害信号２０１，２０２は、１つの受信信号ＳRXの中心周波数から、それぞれ９００ｋＨｚ，１７００ｋＨｚだけ周波数が離れている。このような２つの妨害信号２０１，２０２がある場合、２つの妨害信号２０１，２０２の相互変調により、各妨害信号の両側に２つのスプリアス信号２０３，２０４が発生する。この２つのスプリアス信号２０３，２０４は、それぞれ２つの妨害信号２０１，２０２に対して、２つの妨害信号２０１，２０２同士の周波数間隔（図の例では、８００ｋＨｚ）だけ離れた位置に発生する。例えば、このように発生したスプリアス信号２０３，２０４のうちの一つ（図の例では、スプリアス信号２０３）が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させる。このような現象が、相互変調スプリアス妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性（通常、「ＩＭ（Intermodulation ）３特性」という。）に起因して発生する。
【００１７】
図１６は、受信系回路１００Ｒにおける「シングルトーン感度抑圧」と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害の一例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、ミキサ１１１に入力される局部発振器１２１のフェーズノイズ成分２０５が、受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んで受信感度を低下させるというものがある。また、この妨害の他の例としては、同図に示したように、１つの妨害信号２０１によって、能動回路で受信信号ＳRXが飽和し、信号レベルおよび信号の位相に誤差を与えるというものがある。同図においては、信号ＳRX′が受信信号ＳRXの飽和した状態を示している。これらの現象が、シングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害であり、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の出力飽和特性（通常、出力コンプレッション・ポイントと呼ばれる。）と２次ひずみ特性とに起因して発生する。
【００１８】
図１７は、送信信号による受信系の感度抑圧と呼ばれる信号妨害について説明するための図である。この妨害は、同図に示したように、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって発生する信号２０６，２０７が、受信信号ＳRXの帯域内に落ち込んで、受信感度を低下させるというものである。同図においては、送信信号ＳTXと１つの妨害信号２０１とによって、妨害信号２０１の両側に２つの信号２０６，２０７が発生し、このうちの１つの信号２０６が受信信号ＳRXの信号帯域内に落ち込んでいる。この信号妨害は、例えば、図１４に示した回路におけるローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の３次ひずみ特性の中の１つであるクロスモジュレーション特性と呼ばれるものに起因して発生する。
【００１９】
以上説明したことから分かるように、例えば、受信系回路１００Ｒで受信信号が飽和すると、比較回路１１７の出力信号に誤差が生じ、送信電力に影響を与えるようになるため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、優れた出力飽和特性（出力コンプレッションポイント）が必要とされる。また、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５には、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、妨害信号によって受信感度が悪化しないような優れた３次ひずみ特性が必要とされる。
【００２０】
図１８は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の受信系回路における性能基準（具体的には、米国の「ＩＳ（Interim Standard）−９５」という規格。）を満足するために必要なローノイズアンプ１０９のひずみ特性の一例について示したものである。同図において、縦軸は、入力インタセプト・ポイント（ｄＢｍ）を示し、横軸は、受信信号の信号レベル（ｄＢｍ）を示している。ここで、入力インタセプト・ポイントは、上述の３次ひずみ特性を表現したものである。同図では、ローノイズアンプ１０９のひずみ特性を、妨害信号の有無および送信動作の有無に応じた４つの状態について示している。具体的には、特性曲線２１１は、妨害信号および送信動作が共に有る場合を示し、特性曲線２１２は、妨害信号は有るが送信動作は無い場合を示している。また、特性曲線２１３は、妨害信号は無く送信動作が有る場合を示し、特性曲線２１４は、妨害信号および送信動作が共に無い場合を示している。
【００２１】
なお、ＩＳ−９５によって規定されている、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機における妨害信号によって受信感度が低下するのを防ぐための性能基準は、例えば、以下のようなものである。すなわち、（１）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで１つの妨害信号−３０ｄＢｍ、（２）受信信号レベルが−１０１ｄＢｍで２つの妨害信号−４３ｄＢｍ、（３）受信信号レベルが−９０ｄＢｍで２つの妨害信号−３２ｄＢｍ、（４）受信信号レベルが−７９ｄＢｍで２つの妨害信号−２１ｄＢｍ、の各条件下で感度が通信に充分な値であること、という性能基準がある。
【００２２】
同図から分かるように、ＩＳ−９５の規格を満足するためにローノイズアンプ１０９に必要とされる入力インタセプト・ポイントの値は、受信信号の信号レベル、妨害信号の有無および送信動作の有無によって大きく異なっている。ここで、従来の受信系回路１００Ｒでは、回路を構成する抵抗、コンデンサおよびトランジスタ等の動作電流は、その受信状態に関わらず常に一定に設定されているため、ローノイズアンプ１０９、ミキサ１１１、受信側可変増幅回路１１４およびＱＰＳＫ復調回路１１５の入力インタセプト・ポイントの値は、受信状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。また、他の性能についても同様に動作状態の中で、最も厳しい条件に設定し、ＩＳ−９５の規格を満足するようにしている。例えば、図１８に示した例では、特性曲線２１１で示した入力インタセプト・ポイントを満足するように、ローノイズアンプ１０９内を流れる動作電流が設定される。
【００２３】
ところで、例えば、入力インタセプト・ポイントの値と受信系回路１００Ｒを構成するトランジスタの動作電流との関係について考察すると、一般に、３ｄＢ高い入力インタセプト・ポイントを実現するには、負荷抵抗などの回路条件が同じ場合、トランジスタには２倍の動作電流が必要である。従って、図１８の例では、特性曲線２１４で示した「送信：無、妨害信号：無」である場合に比べて、他の特性曲線で示した「送信：有、妨害信号：無」、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：有」である場合は、入力インタセプト・ポイントが高くなっているため、必要とされる動作電流は多くなる。
【００２４】
一方、一般に、携帯電話機は電池により駆動されるので、消費電流が大きいと電池の消耗が大きくなり、その結果、受信信号を待ち受けている間の時間（待ち受け時間）や通話時間が短くなったり、電池を頻繁に交換しなければならなくなる等の問題が発生する。従って、各部の回路の消費電流は、できるだけ小さいことが望まれる。
【００２５】
しかしながら、上述したように受信系回路１００Ｒにおいて、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジにわたって、直線性、３次ひずみ特性および出力コンプレッションポイント等がよくなるように回路性能を設定すると、回路内の消費電流が非常に大きくなるという問題があった。
【００２６】
特に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、送信を行わない場合でも、受信信号のレベルをチェックするために、常時、信号の受信状態（待ち受け状態）で動作しているので、ローノイズアンプ１０９やミキサ１１１内には、ＴＤＭＡ方式の携帯電話機で用いられている回路と比較して、約２倍以上の動作電流が必要になる。また、その他の回路部分も同様に電流が大きくなり、携帯電話機の使用状態でみると、待ち受け時間が非常に短くなるという問題があった。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードで動作する携帯電話機においては、各方式を共通に使用している回路があるが、この共通した回路をＣＤＭＡ方式に最適化して動作させると、ＦＭ方式の動作に対しては過剰な性能となり、必要以上に無駄な電流を消費させてしまうという問題があった。
【００２７】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる受信装置および通信機器を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の受信装置は、通信機器において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路を備えたものである。
また、受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、受信回路で受信された信号のうち、所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、通信要因に基づいて受信回路の動作状態を決定する決定手段とを備えたものである。
【００２９】
この受信装置では、受信回路内の動作電流の大きさが、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００３０】
請求項２記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、回路内の動作電流の大きさを複数の状態に切り換え可能なカレントミラー型の回路を有し、そのカレントミラー型の回路が、トランジスタとトランジスタのコレクタ端子に並列接続された複数の抵抗と前記の抵抗のそれぞれに接続された複数のスイッチとを含むものである。そして、決定手段が、受信回路の動作状態として複数のスイッチのオン／オフ状態を決定する機能を有し、受信回路が、決定手段によって決定された動作状態に基づいて、複数のスイッチのオン／オフ状態を変化させることで回路内の動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００３１】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因に基づいて、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。また、この決定手段によって決定されたスイッチのオン／オフ状態に基づいて、受信回路の動作電流を変化させる。
【００３２】
請求項３記載の受信装置は、請求項２記載の受信装置において、決定手段が、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定するようにしたものである。
【００３３】
この受信装置では、決定手段によって、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路が変化させるべきスイッチのオン／オフ状態が決定される。
【００３４】
請求項４記載の受信装置は、請求項３記載の受信装置において、関連テーブルを、そのテーブル内容を外部から変更可能に構成したものである。
【００３５】
この受信装置では、関連テーブルのテーブル内容が、例えば、受信回路の回路素子の特性に応じて変更することが可能とされる。
【００３６】
請求項５記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、高周波信号の処理を行う回路を含むようにしたものである。具体的には、受信信号を増幅するローノイズアンプ回路部と、ローノイズアンプ回路部で増幅された受信信号を局部発振信号と混合して中間周波の受信信号に変換するミキサ回路部と、ミキサ回路部から出力された後の受信信号を増幅する利得可変増幅回路部とを有するようにしたものである。そして、ローノイズアンプ回路部、ミキサ回路部および利得可変増幅回路部のそれぞれの回路内の動作電流の大きさを通信要因の変化に応じて変化させるようにしたものである。
【００３９】
請求項６記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路が、妨害電波の有無以外の通信要因が同一の状態であった場合、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように動作電流の大きさを変化させるようにしたものである。
【００４０】
この受信装置では、受信回路が、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように、動作電流の大きさを変化させる。
【００４１】
請求項７記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたものである。具体的には、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流を相対的に大きい状態から小さい状態に変化させる場合の方が、動作電流を相対的に小さい状態から大きい状態に変化させる場合よりも長くなるように変化させるようにしたものである。
【００４２】
この受信装置では、動作電流の変化の違いに応じて、受信回路の動作電流を変化させるのに要する時間が適宜変更される。
【００４３】
請求項８記載の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたものである。そして、周囲の温度変化に応じて利得可変増幅回路部の利得を補正するようにしたものである。
【００４４】
この受信装置では、受信回路の動作状態を、通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに加えて、周囲の温度変化に応じて変化させることが可能とされる。
【００４５】
請求項９記載の通信機器は、送信信号に対する信号処理を行う送信回路と、送信回路において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路とを備えたものである。
【００４６】
この通信機器では、送信回路において、送信信号に対する信号処理が行われると共に、受信回路内の動作電流の大きさが、送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させられる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４８】
図１は、本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１と、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路２と、送信系回路１に対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路２において処理された受信信号が入力されるモデム３と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ４と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ５と、受信系回路２の各部の動作状態を制御するための受信回路制御部６とを備えている。
【００４９】
ここで、送信系回路１および受信系回路２が、それぞれ本発明における「送信回路」および「受信回路」の一具体例に対応する。また、受信系回路２および受信回路制御部６が、本発明における「受信装置」の一具体例に対応する。
【００５０】
送信系回路１は、モデム３から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１１と、ＩＦ送信信号を増幅するための送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＧＣＡＭＰ）１２と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１３と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１４と、バンドパスフィルタ１４から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ４に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１５とを備えている。パワーアンプ１５には、送信コントロール信号ＤTXに応じてオン／オフする切換スイッチ１７が接続されている。
【００５１】
受信系回路２は、デュプレクサ４を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１ａを有したローノイズアンプ回路部２１と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ２２と、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ２３ａを有したミキサ回路部２３と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ２５と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を増幅するための受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）２６ａを有した受信側可変増幅回路部２６と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路２７ａを有したＱＰＳＫ復調回路部２７とを備えている。
【００５２】
ローノイズアンプ回路部２１、ミキサ回路部２３、受信側可変増幅回路部２６およびＱＰＳＫ復調回路部２７は、それぞれ、後述する回路設定データＤ１０をラッチするラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを有している。ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂによってラッチされた回路設定データＤ１０に基づいて、電気的な性能（動作状態）を変更可能に構成されている。
【００５３】
モデム３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａから入力された受信信号の所定周波数帯域の信号Ｄ２を通過させるローパスフィルタ３１と、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる広帯域ローパスフィルタ３２と、入力された受信信号の強度（信号レベル）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）３３と、受信強度と強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する比較回路３４と、送信側可変増幅回路１２の利得を制御するための送信出力補正回路３５と、送信コントロール信号ＤTXに応じてベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調回路１１に出力するか否かを切り換える切換スイッチ３６とを備えている。
【００５４】
ローパスフィルタ３１の信号通過帯域は、通信に必要とされる受信信号のみを選択するような帯域に設定されており、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式では、カットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されている。広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域は、ローパスフィルタ３１よりも広く設定されており、例えば、カットオフ周波数が２．５ＭＨｚに設定されている。ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２の信号通過帯域を上記のように設定することで、９００ｋＨｚオフセットおよび１．７ＭＨｚオフセットの妨害信号は広帯域ローパスフィルタ３２を通過するが、ローパスフィルタ３１を通過しない。従って、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルが、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルより大きく、そして、ある基準値以上の場合、妨害信号が受信系回路２に入力されたことを意味することになる。後述する回路設定テーブル６１からは、信号Ｄ２，Ｄ３によって示される妨害電波の有無に応じた回路設定データＤ１０が出力される。
【００５５】
送信コントロール信号ＤTXは、送信系回路１における送信動作の有無を決定している信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときに送信動作がオフであることを示し、信号値が「１」であるときに送信動作がオンであることを示している。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。この送信コントロール信号ＤTXは、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６に入力される。送信コントロール信号ＤTXは、モデム３内で生成され、例えば、パワーアンプ１５をオン／オフするのに用いられる。
【００５６】
モード切換信号ＤFMは、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかを制御するための信号であり、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、例えば、信号値が「０」であるときにＦＭ方式のモードであることを示し、信号値が「１」であるときにＣＤＭＡ方式のモードであることを示している。但し、「０」である場合をＣＤＭＡ方式のモードにし、「１」である場合をＦＭ方式のモードに設定するようにしてもよい。このモード切換信号ＤFMは、モデム３内で生成され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６とに入力されるようになっている。
【００５７】
なお、比較回路３４からの信号Ｄ１、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器によりＡ／Ｄ変換され、デジタル信号になっている。受信回路制御部６には、デジタル信号に変換された信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が入力される。
【００５８】
受信回路制御部６は、送信動作の有無等の「通信要因」に応じて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を個々に制御することが可能になっている。この受信回路制御部６は、回路設定テーブル６１と、利得補正テーブル６２と、加算回路６３とを備えている。受信回路制御部６は、例えば、ワンチップ化されたＩＣ（集積回路）によって構成される。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、受信系回路２の各部の変化させるべき動作状態を決定するためのものであり、そのテーブル内容は、外部から変更可能に構成されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、受信系回路２を構成する各デバイスの特性のばらつきに応じて変更することが可能である。但し、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を、一定の内容に固定するようにしてもよい。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２は、ＦＭ方式用およびＣＤＭＡ方式用で別々のテーブルで構成することが望ましい。
【００５９】
ここで、受信回路制御部６が、本発明における「決定手段」の一具体例に対応する。また、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２が、本発明における「関連テーブル」の一具体例に対応する。なお、本実施の形態において、「通信要因」とは、例えば、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベル等のことをいう。また、本実施の形態における「通信要因」には、周囲の温度等の要因も含まれる。
【００６０】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けるために設けられたものであり、通信要因を示す各種の信号が入力されるようになっている。通信要因を示す信号には、信号Ｄ１，Ｄ２、Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが含まれる。この回路設定テーブル６１においては、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルが選択されるようになっている。また、回路設定テーブル６１からは、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０が決定され、各回路に出力されるようになっている。
【００６１】
利得補正テーブル６２は、受信側可変増幅回路２６ａの利得補正をするためのものであり、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力されるようになっている。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力するようになっている。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力するようになっている。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力するようになっている。なお、利得補正テーブル６２の具体例については、後に図面を用いて説明する。
【００６２】
ここで、本実施の形態に係る携帯電話機は、実質的な通信の有無に関わらず、受信信号の信号レベルの検出を行うために常時動作状態にある。このとき、受信系回路２は、受信回路制御部６の制御に基づいて、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が消費電流が少なくなるように変化するようになっている。なお、ここでいう「実質的な通信」とは、通話を伴う通信のことをいう。また、本実施の形態において、「受信信号」には、着信を伴わない単なる信号レベルのチェック用の信号も含まれるものとする。
【００６３】
図２は、受信系回路２の各部に入力される回路設定データＤ１０のデータ構造の一例を示す図である。回路設定データＤ１０は、例えば、アドレスを有するシリアルデータであり、例えば、１ビットずつ送信される。この回路設定データＤ１０は、ローノイズアンプ２１ａ用のデータＤLNA と、ミキサ２３ａ用のデータＤMIX と、受信側可変増幅回路２６ａ用のデータＤAGC と、ＱＰＳＫ復調回路２７ａ用のデータＤQPSKとを有している。各データＤLNA ，ＤMIX ，ＤAGC ，ＤQPSKは、アドレス情報を示すアドレス部分Ｄａｄｄと、実質的なデータを示す設定データ部分Ｄｄａｔａとを含んでいる。同図に示した例では、「０００１」，「００１０」，「００１１」，「０１００」のアドレスが、それぞれ、ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａのアドレスに対応している。なお、設定データ部分Ｄｄａｔａの具体例は、後に詳述する。
【００６４】
ローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａは、それぞれ固有のアドレスを有しており、自身のアドレスと回路設定データＤ１０のアドレス部分Ｄａｄｄで示されたアドレスとが一致した場合に、ラッチ回路２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂを介して、自身の回路用の回路設定データＤ１０を取り込むようになっている。
【００６５】
図３は、ローノイズアンプ２１ａの構成例を示す回路図である。この図に示したローノイズアンプ２１ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ５と、スイッチ部ＳＷ１と、トランジスタＴ１，Ｔ２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、ＳＡＷ（Surface Acoustic Waves：表面弾性波）フィルタＦ１とを備えている。この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示したローノイズアンプ２１ａには、入力端子７１を介して入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３を介して出力信号ＬＮＡOUT が出力される。スイッチ部ＳＷ１は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を備えている。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、例えば、ＣＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor ）トランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。
【００６６】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ0 〜Ｓ3 に接続されている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３の他端は、トランジスタＴ２のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ２のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ２のベース端子は、抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ５の他端は、入力端子７１およびトランジスタＴ１のベース端子に接続されている。トランジスタＴ１のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ１のコレクタ端子は、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、入力端子７２に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、ＳＡＷフィルタＦ１の入力側に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１の出力側は、出力端子７３に接続されている。
【００６７】
インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は、トランジスタＴ１のバイアスおよびインピーダンス・マッチング用に設けられたものである。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、カレントミラータイプのバイアス回路を構成している。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃは、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した値となっている。
【００６８】
抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／２の値に設定されている。また、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／４の値に設定されている。更に、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ０に対して、例えば１／８の値に設定されている。なお、各抵抗の設定値は、ここで挙げたものに限定されるものではなく、他の値に設定してもよい。スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定データＤ１０により、オンまたはオフの状態にされる。この図に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れるようになっている。
【００６９】
図４は、図３に示したローノイズアンプ２１ａにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係例を示している。同図において、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定されている。例えば、回路設定データＤ１０のスイッチＳ0 〜Ｓ3 に相当する設定データ部分が「０」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。また、設定データ部分が「１」である場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 は、オフとなる。但し、「０」である場合をオンにし、「１」である場合をオフに設定するようにしてもよい。同図から、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、値Ｉ0 の電流が流れることが分かる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れることが分かる。なお、一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなる。
【００７０】
図５は、ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容の一例を示す図である。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、同図に示したように、それぞれ関連付けられて記憶されている。
【００７１】
ここで、同図のテーブルにおいて、「ＴＸ」は、送信コントロール信号ＤTXに相当し、送信動作の有無を示している。例えば、「ＴＸ」が「０」であるときに送信動作が無い状態であることを示し、「ＴＸ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。また、同図のテーブルにおいて、「ＵＤＳ」は、妨害信号（Undesired Signal）の有無を示している。例えば、「ＵＤＳ」が「０」であるときに妨害信号が無い状態を示し、「ＵＤＳ」が「１」であるときに送信動作が有る状態であることを示している。妨害信号の有無は、上述したように、広域帯ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３の信号レベルと、ローパスフィルタ３１を通過した信号Ｄ２の信号レベルとを比較することにより知ることができる。
【００７２】
また、同図のテーブルにおいて、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、ローノイズアンプ２１ａに送信される実質的な設定データＤｄａｔａとして、４つのビット（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ）によって表されている。同図のテーブルでは、「０」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オフ」状態を示し、「１」がスイッチＳ0 〜Ｓ3 の「オン」状態を示している。また、同図のテーブルでは、ローノイズアンプ２１ａ内の動作電流（トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃ）の増幅率（Ｉｃ／Ｉ0 ）を同時に示している。但し、図に示した増幅率は、説明を分かりやすくするために図示したものであり、実際に回路設定テーブル６１のテーブル内容に含める必要はない。
【００７３】
同図のテーブルでは、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流が大きくなるようにしている。これは、既に「発明が解決しようとする課題」の項において図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるためである。
【００７４】
また、同図のテーブルでは、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくなるようにしている。これは、既に図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないためである。携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、図５に示したようなテーブル設定にすると、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が低減でき、待ち受け時間を長くすることができる。
【００７５】
図６は、利得補正テーブル６２のテーブル内容の一例を示す図である。この図に示したテーブル内容は、ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けたものである。この図に示したテーブルでは、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定されている。また、この図に示したテーブルでは、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定されている。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力するようになっている。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御されるようになっている。
【００７６】
なお、以上で説明した図５および図６に示したテーブル内容は、ＣＤＭＡ方式で動作させる場合におけるテーブルであり、同様なテーブルは、ＦＭモード用としても記憶されている。回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２において、いずれのモードのテーブルを使用するかは、モード切換信号ＤFMによって選択される。例えば、ＦＭモードでは、信号がリミッタされても、通信品質を悪化させないので、ローノイズアンプ２１ａ等の電流はＣＤＭＡ方式に比べて小さくてもよい。ＦＭモードでは、例えば、このような条件を加味したテーブル内容が設定される。
【００７７】
図７および図８は、ローノイズアンプ２１ａにおける動作状態の切り換え時間について説明するための図である。受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行うと、一般に、回路が発振したような動作をするという問題がある。そこで、本実施の形態では、この問題を解決するために、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしている。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行うようになっている。
【００７８】
ここで、図７に示した例では、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」としている。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍に設定している。
【００７９】
また、図８に示した例では、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４において、妨害電波の有無等の通信要因の変化が生じ、その通信要因の変化時からどの程度の時間が経ったときに実際に動作状態を変化させるのかをタイムチャートで図示したものである。同図に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴUPで示し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間を期間ＴDOWNで示している。同図に示したように、期間ＴUP＜期間ＴDOWNに設定され、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるときの動作切換に要する時間の方がより時間を掛けて動作状態の変更を行っている。
【００８０】
図９は、ミキサ２３ａの構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１MIX と、トランジスタＴ２１〜Ｔ３１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５および抵抗Ｒ２７〜Ｒ３２とを備えている。なお、この図に示した構成のミキサ２３ａは、一般にギルバート・ミキサと呼ばれている（ギルバートはこのミキサ方式の開発者の名前）。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１MIX の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。
【００８１】
このミキサ２３ａには、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力されるようになっている。また、ミキサ２３ａには、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力されるようになっている。このミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力されるようになっている。
【００８２】
抵抗Ｒ２１は負帰還抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ２２〜Ｒ２５は、バイアス抵抗として設けられたものである。抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１は、バイアス電圧生成部を形成している。抵抗Ｒ２８，Ｒ２９は、負荷抵抗として設けられている。トランジスタＴ２９、Ｔ３０、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、定電流回路を形成している。抵抗Ｒ３０は、バイアス抵抗である。ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。
【００８３】
この図に示したミキサ２３ａは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向をもっている。なお、一般の通信機器では、ミキサ電流（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）は２〜５ｍＡ程度で充分であったが、ＣＤＭＡ方式では、高いひずみ特性が要求され、１０〜２０ｍＡを流す場合が多い。また、一般的に、３次ひずみを３ｄＢ高い値（優れた値）にするためには、ミキサ電流を２倍多く流す必要がある。
【００８４】
従来では、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 は、性能の最も厳しい条件を満足するような値に固定的に設定していたが、本実施の形態では、スイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定している。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフするようになっている。
【００８５】
抵抗Ｒ０〜Ｒ３は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 との組み合わせで、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を可変できるように構成されている。また、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールされるようにしている。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧が、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給される。このようなミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【００８６】
図１０は、ミキサ２３ａの他の構成例を示す回路図である。この図に示したミキサ２３ａは、図９に示した回路構成における抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する部分を、それぞれスイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３および抵抗Ｒ０〜Ｒ４に置き換えると共に、抵抗Ｒ２１に相当する部分をスイッチ部ＳＷ４および抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４で置き換えた構成となっている。他の構成要素については、図９に示した回路と同様である。スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３の構成は、抵抗Ｒ０およびスイッチＳ0 側に並列に抵抗Ｒ４が接続されている以外は、スイッチ部ＳＷ１MIX の構成と同様である。スイッチ部ＳＷ４は、スイッチＳ10〜Ｓ13を有している。スイッチ部ＳＷ４のスイッチＳ10〜Ｓ13は、それぞれ並列的に配置されている。抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ10〜Ｓ13に接続されている。スイッチＳ10〜Ｓ13は、例えば、ＣＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８７】
図１１は、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３と、電流Ｉ1 〜Ｉ4 と、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３に接続された抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗との関係を示している。なお、スイッチ部ＳＷ２、ＳＷ３に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。同図に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 が全てがオフの場合には、抵抗Ｒ０〜Ｒ４の合成抵抗は、抵抗Ｒ４のみとなる。なお、抵抗Ｒ４の抵抗値は、他の抵抗Ｒ１〜Ｒ３よりも比較的大きな値に設定されている。
【００８８】
図１２は、受信側可変増幅回路２６ａの構成例を示す回路図である。この図に示した受信側可変増幅回路２６ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１AGC と、トランジスタＴ４１〜Ｔ５９と、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４８，Ｒ４９ａ，Ｒ４９ｂ，Ｒ５０〜Ｒ５３，Ｒ５５〜Ｒ５７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１AGC の構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａにおける抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。トランジスタＴ５５〜Ｔ５８と、抵抗Ｒ４７，４８、４９ａ、４９ｂとは、ＤＣバイアス用の定電流源２６−１を構成している。また、トランジスタＴ４９、Ｔ５０と、抵抗Ｒ４５、Ｒ４６とは、定電流回路２６−２を形成している。更に、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６は、ＡＧＣ動作部分２６−３を形成している。なお、スイッチ部ＳＷ１AGC に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００８９】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａには、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。また、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力されるようになっている。更に、この図に示した受信側可変増幅回路２６ａにおいては、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT を出力するようになっている。
【００９０】
トランジスタＴ４１、Ｔ４２は増幅用に設けられたものである。トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をするようになっている。
【００９１】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８は、バッファアンプ用に設けられたものである。トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定されるようになっている。このトランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされている。
【００９２】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力されるようになっており、ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCに対して、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流が変化する。その電流の変化がトランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。抵抗Ｒ５２は、利得傾斜補正用に設けられたものである。抵抗Ｒ５０，Ｒ５１は、負荷抵抗として設けられたものである。トランジスタＴ５９と、抵抗Ｒ０〜Ｒ３とは、バイアス電圧を生成する回路である。
【００９３】
なお、ＣＤＭＡ方式で必要な８０ｄＢ以上のＡＧＣレンジを実現する場合、図１２に示した回路を３〜４段縦続接続する必要がある。
【００９４】
図１３は、ＱＰＳＫ復調回路２７ａの構成例を示す回路図である。この図に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａは、バッファアンプ２７−１と、ミキサ回路２７−２，２７−３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，Ｒ６６〜Ｒ６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。バッファアンプ２７−１は、トランジスタＴ８１〜Ｔ８８と、抵抗Ｒ８１〜Ｒ８４とを備えている。ミキサ回路２７−２は、トランジスタＴ６１〜Ｔ６６と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６５とを備えている。ミキサ回路２７−３は、トランジスタＴ７１〜Ｔ７６と、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７５とを備えている。また、ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３と、スイッチ部ＳＷ１QPSKと、抵抗Ｒ６６，６７，６８，６９と、トランジスタＴ６７とを備えている。抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６は、バイアス電圧発生部を形成している。抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１QPSKの構成は、基本的に図３に示したローノイズアンプ２１ａの抵抗Ｒ０〜Ｒ３およびスイッチ部ＳＷ１と同様である。スイッチ部ＳＷ１QPSKに関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【００９５】
ミキサ回路２７−２には、局部発振器７１からの局部発振信号が直接入力されるようになっている。一方、ミキサ回路２７−３には、局部発振器７１からの局部発振信号が９０度位相シフト回路７２を介して入力されるようになっている。ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６には、入力端子９１，９２を介してＩＦ信号ＩＦINが入力されるようになっている。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力するようになっている。
【００９６】
このＱＰＳＫ復調回路２７ａにおいて、３次ひずみ特性は、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流に依存している。本実施の形態では、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部のスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定するようになっている。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げるようにする。
【００９７】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【００９８】
まず、送信時の動作について説明する。モデム３により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１のＱＰＳＫ変調回路１１に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１１は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側可変増幅回路１２に出力する。次に、送信側可変増幅回路１２は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１３に出力する。ミキサ１３は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１４に出力する。バンドパスフィルタ１４は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ４に出力する。デュプレクサ４に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ５から空間中に放射される。
【００９９】
なお、送信動作を行うか否かの制御は、送信コントロール信号ＤTXによって行われる。送信コントロール信号ＤTXは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、モデム３内で生成されて、切換スイッチ１７，３６および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。切換スイッチ１７，３６は、送信コントロール信号ＤTXに基づいて、オン／オフ制御される。
【０１００】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ５によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ４を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路２のローノイズアンプ２１ａに出力される。ローノイズアンプ２１ａは、入力されたＲＦ受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ２２に出力する。バンドパスフィルタ２２は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ２３ａに出力する。ミキサ２３ａは、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４とＦＭ用バンドパスフィルタ２５とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側可変増幅回路２６ａに選択的に出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに出力する。ＱＰＳＫ復調回路２７ａは、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム３に出力する。
【０１０１】
なお、携帯電話機をＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のいずれのモードで動作させるのかの制御は、モード切換信号ＤFMによって行われる。モード切換信号ＤFMは、例えば、０，１のデジタルのオン／オフ信号によって表され、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５の次段に設置されたモード切換スイッチと、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１とに入力される。
【０１０２】
モデム３内に入力された受信信号は、ローパスフィルタ３１および広帯域ローパスフィルタ３２に入力される。ローパスフィルタ３１は、例えば、北米仕様のＣＤＭＡ方式に合わせてカットオフ周波数が６１５ｋＨｚに設定されており、入力された受信信号のうち、通信に必要とされる所定周波数帯域の信号Ｄ２のみを通過させる。広帯域ローパスフィルタ３２は、例えば、カットオフ周波数がローパスフィルタ３１よりも大きい値（例えば、２．５ＭＨｚ）に設定されており、ローパスフィルタ３１よりも広い帯域の信号Ｄ３を通過させる。ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２は、受信信号強度検出回路３３および受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。広帯域ローパスフィルタ３２を通過した受信信号Ｄ３は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１に入力される。なお、ローパスフィルタ３１を通過した受信信号Ｄ２および広帯域ローパスフィルタ３２を通過した信号Ｄ３は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１に入力される。
【０１０３】
受信信号強度検出回路３３に入力された受信信号Ｄ２は、その受信強度（信号レベル）が検出される。受信信号強度検出回路３３によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路３４に出力される。比較回路３４は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号Ｄ１を出力する。比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、受信回路制御部６の回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。なお、信号Ｄ１は、デジタル処理できるように、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されて回路設定テーブル６１および加算回路６３に入力される。また、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１は、送信出力補正回路３５にも出力される。
【０１０４】
送信出力補正回路３５は、比較回路３４から入力された差分を示す信号Ｄ１と、別途入力された送信出力補正データＤ１２とに基づいて、送信側可変増幅回路１２の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路３５による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１２に応じた制御がなされるように送信側可変増幅回路１２に送信側ＡＧＣ電圧ＶTX-AGCを出力することにより行われる。
【０１０５】
受信回路制御部６の回路設定テーブル６１には、比較回路３４からの差分を示す信号Ｄ１、受信信号のレベルを検出するための信号Ｄ２、妨害信号を検出するための信号Ｄ３、モード切換信号ＤFMおよび送信コントロール信号ＤTXが、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因を示す信号として入力される。
【０１０６】
回路設定テーブル６１は、送信動作の有無や妨害電波の有無等の通信要因と、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路部２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態とを関連付けて、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等の動作状態を決定するための回路設定データＤ１０をローノイズアンプ２１ａ等に出力する。なお、回路設定テーブル６１は、上述したように、例えば、図５に示したようなテーブル内容を記憶している。回路設定テーブル６１は、例えば、モード切換信号ＤFMが入力されると、記憶しているテーブルのうち、モード切換信号ＤFMで表されるモードに応じたテーブルを選択する。また、回路設定テーブル６１は、例えば、送信コントロール信号ＤTXによって表される送信動作の有無に応じて、ローノイズアンプ２１ａ等の回路に流れる電流が最適化されるような回路設定データＤ１０を出力する。受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ等は、入力された回路設定データＤ１０によって設定された動作状態に基づいて、動作状態を変化させる。この動作状態の変化は、受信信号の信号レベル等に応じて各部の動作状態が最適化され、消費電流が少なくなるように行われる。
【０１０７】
受信回路制御部６の利得補正テーブル６２には、温度センサ６４からの温度データおよび回路設定テーブル６１からの回路設定データＤ１０が入力される。利得補正テーブル６２は、回路設定テーブル６１から入力された回路設定データＤ１０と同期して、利得補正値を出力する。また、利得補正テーブル６２は、温度に対する利得補正を行うために、温度センサ６４から入力された回路周囲の温度を表す温度データに応じた利得補正値を出力する。なお、利得補正テーブル６２は、上述したように、例えば、図６に示したようなテーブル内容を記憶している。加算回路６３は、利得補正テーブル６２から出力された利得補正値と比較回路３４からの出力信号Ｄ１とを加算した受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCを、受信側可変増幅回路２６ａに出力する。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１０８】
次に、受信系の回路の各部の動作について説明する。
【０１０９】
まず、図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａの動作を説明する。図３に示した構成のローノイズアンプ２１ａにおいて、入力端子７２には、電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、入力端子７１には、入力信号ＬＮＡINが入力され、出力端子７３からは出力信号ＬＮＡOUT が出力される。抵抗Ｒ５、トランジスタＴ２および抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって構成されるカレントミラー回路の作用により、トランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃには、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流が流れる。
【０１１０】
スイッチ部ＳＷ１のスイッチＳ0 〜Ｓ3 は、回路設定テーブル６１から出力された回路設定データＤ１０により、受信信号の信号レベル等に応じてオンまたはオフの状態にされる。図３に示したローノイズアンプ２１ａにおいては、トランジスタＴ２に流れる電流は、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態に応じて変化し、更に、トランジスタＴ２に流れる電流に比例した電流がトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとして流れる。
【０１１１】
スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態は、図２に示した回路設定データＤ１０の設定データ部分Ｄｄａｔａによって決定される。また、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のオン／オフ状態とトランジスタＴ１のコレクタ電流Ｉｃとの関係は、例えば、図４に示したようになる。図４に示したように、例えば、スイッチＳ0 のみがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝０，０，０，１）には、コレクタ電流Ｉｃとして、値Ｉ0 の電流が流れる。また、この場合と比較して、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）には、値Ｉ0 の電流の１５倍の電流が流れる。一般に、高周波トランジスタの動作は、電流に比例して、ひずみの性能（ここでは３次ひずみのインタセプト・ポイント）がよくなるので、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのときには、ひずみの性能が一番良くなる。但し、このときの消費電流は一番大きくなる。
【０１１２】
ローノイズアンプ２１ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、例えば、図５のようになる。回路設定テーブル６１には、送信のオン／オフ（送信動作の有無）、妨害信号の有無および受信信号の信号レベルに応じたローノイズアンプ２１ａのスイッチＳ0 〜Ｓ3 の状態が、それぞれ関連付けられて記憶される。図１８を参照して説明したように、「送信：有、妨害信号：有」および「送信：有、妨害信号：無」の場合には、高い入力インタセプト・ポイントが必要とされるため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）および「送信：有、妨害信号：無」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のほぼ全てをオンに近い状態に設定し、トランジスタＴ１の動作電流を大きくさせる。
【０１１３】
また、図１８を参照して説明したように、「送信：無、妨害信号：有」および「送信：無、妨害信号：無」の場合には、それほど高い入力インタセプト・ポイントは必要とされないため、本実施の形態においては、図５のテーブルに示したように、「送信：無、妨害信号：有」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：１）および「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態となるように設定し、トランジスタＴ１の動作電流が小さくさせる。一般的な携帯電話機では、待ち受け時間の大半が送信オフの状態であるため、ローノイズアンプ２１ａにおいて、上述のような動作設定を行うと、ローノイズアンプ２１ａにおける待ち受け時間の動作電流が従来よりも低減でき、待ち受け時間を従来よりも長くすることができる。
【０１１４】
ローノイズアンプ２１ａでは、動作状態を変化させるのに要する時間は、動作状態の変化の違いに応じて変化させる。より具体的には、相対的に性能を向上させるとき（相対的に電流を多く流すような動作状態にするとき）には、短時間に回路状態を変更し、逆に、相対的に性能を低下させるとき（相対的に電流を少なく流すような動作状態にするとき）には、性能を向上させるときの時間より、例えば、１０〜１０００倍の時間で動作状態の変更を行う。更に具体的には、例えば、図７に示したように、相対的に電流を多く流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態から「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態に変化させるときにおける回路の動作切換時間を「１」にする。これに対し、相対的に電流を少なく流すような動作状態に変化させるとき、例えば、「送信：有、妨害信号：有」（ＴＸ：１、ＵＤＳ：１）の状態から「送信：無、妨害信号：無」（ＴＸ：０、ＵＤＳ：０）の状態に変化させるときには、動作の切換時間を１００倍にする。このように、動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させることにより、受信状態の変化に対して、単純に回路変更を行ったときのように、回路が発振するようなことを防止することができる。
【０１１５】
ローノイズアンプ２１ａに対する回路設定テーブル６１と温度センサ６４からの温度データとを関連付けた利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、図６に示したようになる。ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、図６に示したように、例えば、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の全てがオンのとき（Ｓ3 ，Ｓ2 ，Ｓ1 ，Ｓ0 ＝１，１，１，１）の方が、スイッチＳ0 〜Ｓ3 のうち低ビットで表されるスイッチＳ1 ，Ｓ0 のみがオン状態のときよりも利得補正値が低くなるように設定される。また、ローノイズアンプ２１ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容は、例えば、温度が高い場合の方が、温度が低い場合よりも、利得補正値が高くなるように設定される。利得補正テーブル６２は、このようなテーブル内容によって決定された利得補正値を加算回路６３に出力する。加算回路６３に出力された利得補正値は、比較回路３４からの出力信号Ｄ１に加算され、受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCとして受信側可変増幅回路２６ａに出力される。受信側可変増幅回路２６ａは、入力された受信側ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCによって利得が制御される。
【０１１６】
次に、図９に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１１７】
図９に示した構成のミキサ２３ａでは、入力端子７６，７７を介してＲＦ信号ＲＦINが入力され、入力端子７４，７５を介して局部発振器１６からの局部発振信号ＯＳＣINが入力される。ミキサ２３ａに入力されたＲＦ信号ＲＦINは、局部発振信号ＯＳＣINと混合され、その差の成分（周波数の差）が、バッファアンプ用トランジスタＴ２７，Ｔ２８を介して、ＩＦ出力信号ＩＦOUT として出力端子７９，８０から出力される。
【０１１８】
ミキサ２３ａでは、ミキサ電流Ｉ1 ，Ｉ2 およびバッファアンプ電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、抵抗Ｒ０〜Ｒ３，抵抗Ｒ２７およびトランジスタＴ３１からなるバイアス電圧生成部に依存している。このミキサ２３ａでは、動作電流を大きくすると、３次ひずみが優れるという傾向がある。本実施の形態では、スイッチ部ＳＷ１MIX のスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフすることにより、高いひずみ性能を必要とする場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を大きな値に設定し、高いひずみ性能を必要としない場合には、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を下げるように設定する。例えば、送信がオフで妨害信号が無しの場合には、ひずみ特性は低くても問題がないので、電流を下げるようスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。具体的には、ひずみ特性が３ｄＢ低い値でよい場合には、ミキサ電流が１／２に下がるようにスイッチＳ0 〜Ｓ3 を選択的にオン／オフする。
【０１１９】
ミキサ２３ａでは、電流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流値を下げたときには、優れたひずみ特性を必要としないので、電流Ｉ3 ，Ｉ4 の電流値についても下げることが可能である。そこで、ミキサ２３ａでは、電流Ｉ3 ，Ｉ4 を、電流Ｉ1 ，Ｉ2 に連動してコントロールする。この場合には、抵抗Ｒ３０の電圧は、トランジスタＴ２１、Ｔ２２のバイアスを決定している電圧から供給する。ミキサ２３ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなミキサ２３ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２０】
次に、図１０に示したミキサ２３ａの動作を説明する。
【０１２１】
上述した図９に示した構成のミキサ２３ａにおいて、動作電流Ｉ1 ，Ｉ2 の値に対して、ミキサ変換利得および次段との接続のためのＤＣ電圧の点から、負荷抵抗である抵抗Ｒ２８，Ｒ２９を通信要因に応じて可変設定することが望ましい。そこで、図１０に示したミキサ２３ａでは、スイッチ部ＳＷ１MIX で電流Ｉ1 ，Ｉ2 を変更したときに、図９に示した抵抗Ｒ２８，Ｒ２９に相当する負荷抵抗の部分の最適な値を、スイッチ部ＳＷ２およびスイッチ部ＳＷ３によって選択設定する。例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が大きいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が小さい値になるように各スイッチの選択・設定を行う。また、例えば、電流Ｉ1 ，Ｉ2 が小さいときは、抵抗Ｒ０〜Ｒ３の合成抵抗が大きな値になるように各スイッチの選択・設定を行う。
【０１２２】
図１０に示したミキサ２３ａにおいて、トランジスタＴ２１，Ｔ２２のエミッタ負帰還抵抗（図９に示した回路では、抵抗Ｒ２１に相当する。）は、ひずみ特性、雑音指数ＮＦ（Noise Figure）および利得に関係している。例えば、この負帰還抵抗の抵抗値を大きくすると、利得は低くなり、雑音指数ＮＦは悪くなるが、ひずみ特性が改善される。逆に、負帰還抵抗の抵抗値が小さいと、ひずみ特性は悪いが、利得が高く、雑音指数ＮＦがよくなる。従って、優れたひずみ特性が必要な場合には、利得と雑音指数ＮＦを犠牲にして（感度が悪くなる）、抵抗値が大きな値を選択する。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要とする場合には、負帰還抵抗を大きく、そして、高いひずみ特性を必要としない場合には、負帰還抵抗を下げるようにスイッチ部ＳＷ４を選択設定する。言いかえれば、スイッチ部ＳＷ４により、利得、雑音指数ＮＦおよびひずみの最適化を可能にしている。なお、スイッチ部ＳＷ４に関する設定条件は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。
【０１２３】
次に、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａの動作を説明する。
【０１２４】
この図に示した受信側可変増幅回路２６ａでは、入力端子８１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。また、受信側可変増幅回路２６ａでは、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に、入力信号ＡＧＣINが入力され、トランジスタＴ５１に、入力端子８２を介して受信回路制御部６からのＡＧＣ電圧ＶRX-AGCが入力される。更に、受信側可変増幅回路２６ａでは、出力端子８３を介して出力信号ＡＧＣOUT が出力される。
【０１２５】
トランジスタＴ４３〜Ｔ４６を備えたＡＧＣ動作部分２６−３において、トランジスタＴ４３とＴ４４に流れる電流比を変化させることにより、ＡＧＣ機能が実現される。トランジスタＴ４５とＴ４６に流れる電流比についても同様である。例えば、トランジスタＴ４１を流れている電流と同じ値がトランジスタＴ４４に流れている場合（トランジスタＴ４３の電流は０）、利得が最大である。また、トランジスタＴ４３に電流が流れると、トランジスタＴ４３，Ｔ４４に流れている電流比に応じて利得が下がるという動作をする。
【０１２６】
トランジスタＴ４７，Ｔ４８に流れる電流は、トランジスタＴ４９，Ｔ５０と抵抗Ｒ４５、４６とを備えた定電流回路２６−２で決定される。トランジスタＴ４３〜Ｔ４７の電流は、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２と、その出力バッファ用トランジスタＴ５３，Ｔ５４によりコントロールされる。
【０１２７】
ＡＧＣ電圧ＶRX-AGCは、差動増幅回路を形成するトランジスタＴ５１，Ｔ５２の一方のベースに入力され、トランジスタＴ５１，Ｔ５２の電流を変化させる。その電流の変化は、トランジスタＴ５３，Ｔ５４を介して、トランジスタＴ４３〜Ｔ４６に与えられる。
【０１２８】
トランジスタＴ４１〜Ｔ４６で構成されているＡＧＣ回路部分において、ひずみ特性は、トランジスタＴ４１，Ｔ４２、抵抗Ｒ４３，４４で決まる電流に依存している。例えば、トランジスタＴ４１，Ｔ４２に流れている電流が大きいとき、ＡＧＣ回路のひずみ特性が高い（良い）値を示す。本実施の形態では、高いひずみ特性を必要としない受信状態のとき、スイッチ部ＳＷ１AGC のスイッチＳ0 〜Ｓ3 、抵抗Ｒ０〜Ｒ３によって、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を下げるよう動作させる。なお、図１２に示した受信側可変増幅回路２６ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このような受信側可変増幅回路２６ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１２９】
受信側可変増幅回路２６ａにおいて、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を変更した場合、トランジスタＴ４３，Ｔ４４またはトランジスタＴ４５，Ｔ４６のベースに入力するＡＧＣコントロールに係る電圧も、トランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流の変更に応じて変化させる必要がある。これは、トランジスタＴ５５，Ｔ５６、抵抗Ｒ４７，Ｒ４８からなる定電流回路をトランジスタＴ４１，Ｔ４２の電流を決定しているものと同じ電圧（抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ５９、抵抗Ｒ５３の回路）で制御することにより行う。
【０１３０】
出力バッファアンプを形成するトランジスタＴ４７，Ｔ４８の電流は、その電流を決定しているトランジスタＴ４９，Ｔ５０のベースをトランジスタＴ４１，Ｔ４２のバイアス電圧に並列に接続して、無駄な電流を流さないようにしている。
【０１３１】
次に、図１３に示したＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作を説明する。
【０１３２】
局部発振器７１からの局部発振信号は、ミキサ回路２７−２に直接入力されると共に、９０度位相シフト回路７２を介してミキサ回路２７−３に入力される。また、ＩＦ信号ＩＦINは、ミキサ回路２７−２のトランジスタＴ６５，Ｔ６６およびミキサ回路２７−３のトランジスタＴ７５，Ｔ７６に入力端子９１，９２を介して入力される。バッファアンプ３は、出力端子９３，９４を介してＱＰＳＫのＩ信号ＩOUT を出力し、出力端子９５，９６を介してＱ信号ＱOUT を出力する。
【０１３３】
ミキサ回路２７−２，２７−３内の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流は、スイッチ部ＳＷ１QPSK、抵抗Ｒ０〜Ｒ３、トランジスタＴ６７および抵抗Ｒ６６からなるバイアス電圧発生部におけるスイッチ部ＳＷ１QPSKのスイッチＳ0 〜Ｓ3 により選択・設定する。例えば、信号受信状態において、高いひずみ特性を必要としない場合には、スイッチＳ0 〜Ｓ3 の設定により、ミキサ回路２７−２，２７−３の動作電流およびバッファアンプ２７−１の動作電流を下げる。
【０１３４】
なお、スイッチ部ＳＷ１QPSKにおけるスイッチＳ0 〜Ｓ3 に関する設定は、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２に、予め記憶されている。ここで、ＱＰＳＫ復調回路２７ａに適用される回路設定テーブル６１のテーブル内容は、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図５に示したローノイズアンプ２１ａに適用されるテーブル内容と、ほぼ同様である。また、このようなＱＰＳＫ復調回路２７ａに関する利得補正テーブル６２のテーブル内容についても、その細かい設定値は異なるものの、基本的には図６に示したローノイズアンプ２１ａに関するテーブル内容と、ほぼ同様である。
【０１３５】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を、送信動作の有無、妨害電波の有無または受信信号の信号レベルの少なくとも一つを含む通信要因に応じて変化させるようにしたので、例えば、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作状態を変化させることができる。これにより、従来の携帯電話機に比べて、電力供給源である電池の消耗を少なくすることができるので、いわゆる待ち受け時間や通話時間を従来よりも長くすることが可能になると共に、電池の交換頻度を少なくすることが可能となる。また、例えば、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のモードの違いに応じて動作状態を変化させることも可能であるから、特に、ＣＤＭＡ方式よりも性能が要求されないＦＭモード時の消費電力の低減を図ることができる。
【０１３６】
また、本実施の形態によれば、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容に従って、受信系回路２が変化させるべき動作状態を決定すると共に、そのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの各部の性能を、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更するだけで、容易に変更・設定できる。これにより、例えば、受信系回路２をＩＣで製造した場合に、回路内の素子に特性の違いが生じたとしても、素子の特性の違いに応じて、回路設定テーブル６１および利得補正テーブル６２のテーブル内容を変更することが可能であるから、ＩＣ製造時の歩留まりを向上させることができる。また、大規模に集積された高周波システムＩＣの製造にも対応することが可能となる。
【０１３７】
更に、本実施の形態によれば、受信系回路２におけるローノイズアンプ２１ａ、ミキサ２３ａ、受信側可変増幅回路２６ａおよびＱＰＳＫ復調回路２７ａの動作状態を変化させるのに要する時間を、動作状態の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作状態を変化させるのに伴って回路が発振動作をするような事態を防止することができる。
【０１３８】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず種々の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態では、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のデュアルモードで動作する場合について説明したが、本発明は、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のいずれか一方の方式のみで動作する場合にも適用することが可能である。また、ＣＤＭＡ方式やＦＭ方式に限らず、例えば、ＴＤＭＡ方式の受信回路および通信機器にも適用することが可能である。
【０１３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の受信装置または通信機器によれば、受信回路内の動作電流の大きさを、送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルに応じて変化させることを可能にしたので、妨害電波の有無等に応じて、消費電力が小さくなるように動作電流を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４０】
特に、請求項４記載の受信装置によれば、通信要因と受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、関連テーブルのテーブル内容に従って、受信回路における複数のスイッチのオン／オフ状態を決定すると共に、関連テーブルのテーブル内容を外部から変更可能にしたので、受信回路部分の性能を容易に変更することができ、例えば、受信回路を構成するデバイスの特性のばらつきに応じて動作を最適化することができるという効果を奏する。
【０１４１】
また特に、請求項７記載の受信装置によれば、通信要因の変化があってから実際に動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、動作電流の変化の違いに応じて変化させるようにしたので、例えば、動作電流を変化させるのに伴って受信回路が発振動作をするような事態を防止することができるという効果を奏する。
【０１４２】
また特に、請求項８記載の受信装置によれば、通信要因としてさらに、周囲の温度変化を含むようにしたので、例えば、受信回路を構成する各デバイスの温度変化に対するデバイス特性に応じた動作をさせることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の高周波段の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した携帯電話機における受信系回路に入力される回路設定データのデータ構造例を示す説明図である。
【図３】図１に示した携帯電話機におけるローノイズアンプの一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したローノイズアンプにおける動作切換スイッチ部とローノイズアンプの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図５】図３に示したローノイズアンプに適用される回路設定テーブルの一例を示す説明図である。
【図６】図３に示したローノイズアンプに適用される利得補正テーブルの一例を示す説明図である。
【図７】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す説明図である。
【図８】図３に示したローノイズアンプにおける動作状態の切り換え時間について示す他の説明図である。
【図９】図１に示した携帯電話機におけるミキサの一構成例を示す回路図である。
【図１０】図１に示した携帯電話機におけるミキサの他の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示したミキサにおける動作切換スイッチ部とミキサの回路内に流れる電流との関係例を示す説明図である。
【図１２】図１に示した携帯電話機における受信側可変増幅回路の一構成例を示す回路図である。
【図１３】図１に示した携帯電話機におけるＱＰＳＫ復調回路の一構成例を示す回路図である。
【図１４】従来の一般的な携帯電話機の高周波段の回路構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の携帯電話機の受信回路における相互変調スプリアス妨害と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１６】従来の携帯電話機の受信回路におけるシングルトーン感度抑圧と呼ばれる信号妨害について示す説明図である。
【図１７】従来の携帯電話機の受信回路において発生する、送信信号による感度抑圧について示す説明図である。
【図１８】従来の携帯電話機の受信回路に必要とされるひずみ特性について説明するための特性図である。
【符号の説明】
ＤFM モード切換信号
ＤTX 送信コントロール信号
Ｄ１０ 回路設定データ
ＳＷ１ スイッチ部
１ 送信系回路
２ 受信系回路
３ モデム
４ デュプレクサ
５ 共用アンテナ
６ 受信回路制御部
１６ 局部発振器
２１ ローノイズアンプ回路部
２１ａ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２１ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ ラッチ回路
２３ ミキサ回路部
２３ａ ミキサ
２４ ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ
２５ ＦＭ用バンドパスフィルタ
２６ 受信側可変増幅回路部
２６ａ 受信側可変増幅回路（ＲＸ−ＡＧＣＡＭＰ）
２７ ＱＰＳＫ復調回路部
２７ａ ＱＰＳＫ復調回路
３１ ローパスフィルタ
３２ 広帯域ローパスフィルタ
３３ 受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）
６１ 回路設定テーブル
６２ 利得補正テーブル
６３ 加算回路
６４ 温度センサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiving apparatus and a communication device applied to, for example, a CDMA (Code Division Multiple Access) type mobile phone.
[0002]
[Prior art]
In recent years, the demand for mobile phones as communication devices has increased. Initially, the cellular phone system has been developed as an analog system, but recently, a digital system has been researched and developed. There are various digital systems such as a TDMA (Time Division Multiple Access) system and a CDMA system.
[0003]
FIG. 14 shows a circuit configuration example of a high-frequency stage of a general mobile phone. Note that the figure shows a configuration example of a cellular phone having a dual mode of a CDMA system and an FM system. The cellular phone shown in this figure processes a transmission (TX) circuit 100T that performs signal processing on a transmission signal, a reception (RX) circuit 100R that performs signal processing on a reception signal, and a transmission system circuit 100T. The modem 101 to which the received signal processed by the receiving system circuit 100R is input, the duplexer 107 that separates the transmitted signal and the received signal, and the radiation of the signal radio wave to be transmitted are modulated. And a shared antenna 108 for receiving signal radio waves from a base station (not shown).
[0004]
The transmission circuit 100T modulates the baseband transmission signal output from the modem 101 by QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) and outputs an IF (intermediate frequency) transmission signal, and IF transmission. Transmission side variable amplification circuit (TX-AGCAMP) 103 for amplifying the signal and the amplified IF transmission signal are mixed with the local oscillation signal from the local oscillator 121, converted into an RF (high frequency) transmission signal, and output. Mixer 104, a bandpass filter 105 for removing unnecessary signal components included in the RF transmission signal, and a power amplifier (PA) that amplifies the RF transmission signal output from the bandpass filter 105 and outputs the amplified signal to the duplexer 107 106.
[0005]
The reception system circuit 100R includes a low noise amplifier (LNA) 109 for amplifying an RF reception signal input via the duplexer 107, a bandpass filter 110 for removing unnecessary signal components included in the RF reception signal, A mixer 111 for mixing an RF reception signal with a local oscillation signal from the local oscillator 121 to convert it into an IF reception signal, and a CDMA bandpass filter for converting the input IF reception signal into a signal component for CDMA 112, an FM band-pass filter 113 for converting the input IF reception signal into an FM signal component, and amplifying the selectively input CDMA reception signal and FM reception signal. Reception side variable amplifier circuit (RX-AGCAMP) 114 and QPSK for QPSK demodulation of the amplified received signal And a regulating circuit 115.
[0006]
The modem 101 compares the received signal strength detection circuit (RSSI) 116 for detecting the strength (received strength) of the input received signal with the received strength and the strength reference data D101, and outputs a signal indicating the difference. And a transmission output correction circuit 119 for controlling the gain of the transmission-side variable amplification circuit 103.
[0007]
Next, the operation of the mobile phone configured as described above will be described.
[0008]
First, the operation during transmission will be described. The baseband transmission signal modulated by the modem 101 is first input to the QPSK modulation circuit 102 of the transmission system circuit 100T. The QPSK modulation circuit 102 performs QPSK modulation on the baseband transmission signal, converts it to, for example, a 130 MHz IF transmission signal, and outputs the IF transmission signal to the transmission side variable amplification circuit 103. Next, the transmission-side variable amplification circuit 103 amplifies the IF transmission signal and outputs it to the mixer 104. The mixer 104 mixes the amplified IF transmission signal with the local oscillation signal from the local oscillator 121, converts it to, for example, an 800 MHz RF transmission signal, and outputs it to the bandpass filter 105. The band pass filter 105 removes unnecessary signal components included in the RF transmission signal, and then outputs the signal to the power amplifier 106. The power amplifier 106 amplifies the RF transmission signal from which unnecessary signal components are removed, and outputs the amplified signal to the duplexer 107. The RF transmission signal output to the duplexer 107 is radiated from the shared antenna 108 into the space.
[0009]
Next, the operation at the time of reception will be described. The signal radio wave captured by the shared antenna 108 is converted into an electrical RF reception signal via the duplexer 107 and output to the low noise amplifier 109 of the reception system circuit 100R. The low noise amplifier 109 amplifies the input RF reception signal with a fixed gain and outputs the amplified RF reception signal to the band pass filter 110. The band pass filter 110 removes unnecessary signal components included in the RF reception signal, and then outputs the signal to the mixer 111. The mixer 111 mixes the RF reception signal with the local oscillation signal from the local oscillator 121, converts the RF reception signal into, for example, an 85 MHz IF reception signal, and outputs the IF reception signal to the CDMA bandpass filter 112 and the FM bandpass filter 113. The CDMA band-pass filter 112 and the FM band-pass filter 113 convert the input IF reception signals into CDMA signal components and FM signal components, respectively. The CDMA reception signal and the FM reception signal converted by the CDMA bandpass filter 112 and the FM bandpass filter 113 have only one of the signal components depending on the setting mode. The signal is selectively output to the variable amplifier circuit 114. The reception-side variable amplification circuit 114 amplifies the selectively input CDMA reception signal or FM reception signal and outputs the amplified signal to the QPSK demodulation circuit 115. The QPSK demodulation circuit 115 performs QPSK demodulation on the amplified received signal and outputs the demodulated signal to the modem 101.
[0010]
The reception signal input into the modem 101 is detected by the reception signal strength detection circuit 116. A signal indicating the reception intensity detected by the reception signal intensity detection circuit 116 is output to the comparison circuit 117. The comparison circuit 117 compares the received intensity with the separately input intensity reference data D101, and outputs a signal indicating the difference to the reception-side variable amplification circuit 114 via a reception-side AGC voltage correction circuit (not shown). A signal indicating the difference from the comparison circuit 117 is also output to the transmission output correction circuit 119. A reception-side AGC voltage correction circuit (not shown) receives the reception-side AGC voltage V so that the difference from the comparison circuit 117 becomes “0”, that is, the output of the reception signal strength detection circuit 116 matches the strength reference data D101.RX-AGCIs output to control the gain of the receiving side variable amplifier circuit 114.
[0011]
The transmission output correction circuit 119 controls the gain of the transmission side variable amplification circuit 103 based on the signal indicating the difference input from the comparison circuit 117 and the transmission output correction data D102. The transmission output correction data D102 is data corresponding to the line status between the mobile phone and a base station (not shown). Further, the gain control by the transmission output correction circuit 119 is performed so that the modulated signal is inversely proportional to the level of the reception signal and is controlled according to the transmission output correction data D102. On the transmitting side AGC voltage VTX-AGCThis is done by outputting
[0012]
As described above, the CDMA mobile phone controls the gain of the reception-side variable amplification circuit 114 and the gain of the transmission-side variable amplification circuit 103 according to the signal level of the reception signal. Thereby, the signal level of the received signal is reflected in the transmission power, and the communication of 40 or more users assigned to one frequency band is maintained.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
Here, as described above, in the CDMA mobile phone, the signal level of the received signal is reflected in the transmission power to maintain communication of 40 or more users assigned to one frequency band. For the 100R high-frequency stage, it is necessary to use a circuit with better linearity (a circuit in which distortion is less likely to occur) as compared with other systems, for example, the TDMA system. That is, in order to reflect the signal level of the received signal in the transmission power, it is necessary to operate the transmission side variable amplification circuit 103 and the reception side variable amplification circuit 114 in conjunction with each other. AGC voltage V input to each amplifier circuit over the rangeRX-AGC, VTX-AGCAnd a gain in each amplifier circuit must have an excellent linearity relationship.
[0014]
However, in the conventional circuit, as described below, there is a problem that the linearity relationship in each of the above-described amplifier circuits or the like is broken due to the influence of the communication environment such as jamming radio waves.
[0015]
FIG. 15 is a diagram for explaining what is called “intermodulation spurious interference” in the reception system circuit 100R. In general, unnecessary and harmful frequency components in a high-frequency circuit are called spurious. For example, when two or more signals having different frequencies are input to the high frequency amplifier, intermodulation occurs between the input signals, and a spurious signal is generated at the output of the amplifier.
[0016]
For example, as shown in the figure, in the receiving system circuit 100R, the received signal SRXEach signal band is WRXIt is assumed that there are two interference signals 201 and 202 when a signal of a plurality of channels (for example, 1.23 MHz) is received. In the example shown in the figure, the two disturbing signals 201 and 202 are converted into one received signal S.RXAre separated from the center frequency by 900 kHz and 1700 kHz, respectively. When there are two such interference signals 201 and 202, two spurious signals 203 and 204 are generated on both sides of each interference signal due to the intermodulation of the two interference signals 201 and 202. The two spurious signals 203 and 204 are generated at positions separated from the two jamming signals 201 and 202 by a frequency interval between the two jamming signals 201 and 202 (800 kHz in the illustrated example). For example, one of the spurious signals 203 and 204 generated in this way (in the example of the figure, the spurious signal 203) is the received signal S.RXThe reception sensitivity is lowered by falling within the band. Such a phenomenon is intermodulation spurious interference. For example, the third-order distortion characteristics of the low-noise amplifier 109, the mixer 111, the reception-side variable amplification circuit 114, and the QPSK demodulation circuit 115 in the circuit shown in FIG. (Intermodulation) 3 characteristics ”).
[0017]
FIG. 16 is a diagram for explaining signal interference called “single tone sensitivity suppression” in the reception system circuit 100R. As an example of this interference, as shown in the figure, the phase noise component 205 of the local oscillator 121 input to the mixer 111 by the single interference signal 201 is converted into the received signal S.RXThere is a problem that the reception sensitivity is lowered by falling within the signal band. As another example of this interference, as shown in the figure, the received signal S is received by the active circuit by one interference signal 201.RXSaturates and gives an error in signal level and signal phase. In the figure, the signal SRX'Is the received signal SRXShows a saturated state. These phenomena are signal disturbances called single-tone sensitivity suppression. For example, the output saturation characteristics of the low noise amplifier 109, the mixer 111, the reception side variable amplification circuit 114, and the QPSK demodulation circuit 115 in the circuit shown in FIG. This is caused by an output compression point) and second-order distortion characteristics.
[0018]
FIG. 17 is a diagram for explaining signal interference called sensitivity suppression of a reception system due to a transmission signal. This interference is caused by the transmission signal S as shown in FIG.TXAnd one signal 206, 207 generated by one interference signal 201 are received signals SRXThe reception sensitivity is lowered. In the figure, the transmission signal STXAnd one disturbing signal 201 generate two signals 206 and 207 on both sides of the disturbing signal 201, and one of these signals 206 is the received signal S.RXIs falling within the signal band. This signal interference is, for example, a so-called cross modulation characteristic that is one of the third-order distortion characteristics of the low noise amplifier 109, the mixer 111, the reception side variable amplification circuit 114, and the QPSK demodulation circuit 115 in the circuit shown in FIG. Caused by
[0019]
As can be understood from the above description, for example, when the reception signal is saturated in the reception system circuit 100R, an error occurs in the output signal of the comparison circuit 117 and affects the transmission power. Therefore, the low noise amplifier 109 and the mixer 111 The reception side variable amplification circuit 114 and the QPSK demodulation circuit 115 are required to have excellent output saturation characteristics (output compression points). In addition, the low noise amplifier 109, the mixer 111, the reception-side variable amplification circuit 114, and the QPSK demodulation circuit 115 are required to have excellent third-order distortion characteristics that do not deteriorate the reception sensitivity due to an interference signal over a dynamic range of 80 dB or more. The
[0020]
FIG. 18 shows distortion characteristics of the low-noise amplifier 109 necessary for satisfying the performance standard (specifically, the standard “IS (Interim Standard) -95” in the United States) in the receiving system circuit of the CDMA mobile phone. It shows about an example. In the figure, the vertical axis represents the input intercept point (dBm), and the horizontal axis represents the signal level (dBm) of the received signal. Here, the input intercept point represents the above-described third-order distortion characteristic. In the figure, the distortion characteristics of the low noise amplifier 109 are shown in four states depending on the presence / absence of an interference signal and the presence / absence of a transmission operation. Specifically, the characteristic curve 211 shows a case where both the interference signal and the transmission operation are present, and the characteristic curve 212 shows a case where the interference signal is present but there is no transmission operation. A characteristic curve 213 indicates a case where there is no interference signal and there is a transmission operation, and a characteristic curve 214 indicates a case where both the interference signal and the transmission operation are absent.
[0021]
In addition, the performance standard for preventing the reception sensitivity from being lowered by the interference signal in the CDMA mobile phone defined by IS-95 is, for example, as follows. (1) One jamming signal −30 dBm when the received signal level is −101 dBm, (2) Two jamming signals −43 dBm when the received signal level is −101 dBm, and (3) Two jamming signals when the received signal level is −90 dBm. There is a performance criterion that the sensitivity is a value sufficient for communication under each condition of −32 dBm, (4) reception signal level of −79 dBm and two interference signals −21 dBm.
[0022]
As can be seen from the figure, the value of the input intercept point required for the low-noise amplifier 109 in order to satisfy the IS-95 standard greatly depends on the signal level of the received signal, the presence / absence of an interfering signal, and the presence / absence of a transmission operation. Is different. Here, in the conventional receiving system circuit 100R, the operating currents of the resistors, capacitors, transistors, and the like constituting the circuit are always set to be constant regardless of the receiving state, so the low noise amplifier 109, the mixer 111, the receiving side The values of the input intercept points of the variable amplifier circuit 114 and the QPSK demodulator circuit 115 are set to the strictest conditions in the reception state so as to satisfy the IS-95 standard. Similarly, other performances are set to the strictest conditions in the operating state so as to satisfy the IS-95 standard. For example, in the example shown in FIG. 18, the operating current flowing through the low noise amplifier 109 is set so as to satisfy the input intercept point indicated by the characteristic curve 211.
[0023]
By the way, for example, considering the relationship between the value of the input intercept point and the operating current of the transistors constituting the receiving system circuit 100R, in general, in order to realize an input intercept point that is 3 dB higher, circuit conditions such as load resistance are required. In the same case, the transistor requires twice the operating current. Therefore, in the example of FIG. 18, “transmission: yes, jamming signal: none”, “ In the case of “transmission: no, jamming signal: present” and “transmission: present, jamming signal: present”, the operating current required is higher because the input intercept point is higher.
[0024]
On the other hand, since mobile phones are generally driven by batteries, battery consumption increases when current consumption is large. As a result, the time spent waiting for a received signal (standby time) and call time are shortened, Problems such as having to change the battery frequently occur. Therefore, it is desirable that the current consumption of the circuits in each unit be as small as possible.
[0025]
However, if the circuit performance is set so that the linearity, the third-order distortion characteristic, the output compression point, and the like are improved over the dynamic range of 80 dB or more in the receiving system circuit 100R as described above, the current consumption in the circuit becomes very large. There was a problem of becoming.
[0026]
In particular, a CDMA mobile phone always operates in a signal reception state (standby state) in order to check the level of a received signal even when transmission is not performed. Requires about twice or more of the operating current as compared with a circuit used in a TDMA type mobile phone. In addition, the current also increases in other circuit portions, and there is a problem that the standby time becomes very short when the mobile phone is used. For example, in a cellular phone that operates in a dual mode of the CDMA system and the FM system, there is a circuit that uses each system in common. When this common circuit is optimized to the CDMA system and operated, There is a problem that the performance becomes excessive with respect to the operation of the system, and unnecessary current is consumed more than necessary.
[0027]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a receiving device and a communication device that can change an operation state so as to reduce power consumption in accordance with, for example, presence or absence of jamming radio waves. It is to provide.
[0028]
[Means for Solving the Problems]
  The receiving device according to claim 1 is:Operates in both cases with and without transmission in communication devices, andIt is equipped with a receiving circuit that can change the magnitude of the operating current in the circuit according to changes in the communication factor consisting of the presence / absence of transmission operation, presence / absence of jamming waves and signal level of received signal in communication equipment is there.
In addition, a first low-pass filter that passes a signal in a predetermined frequency band required for communication among signals received by the receiving circuit, and a predetermined frequency band among signals received by the receiving circuit. Interference that is one of the communication factors based on the second low-pass filter that passes the broadband signal, the signal level of the signal that passes through the first low-pass filter, and the signal level of the signal that passes through the second low-pass filter And determining means for determining the presence or absence of radio waves and determining the operating state of the receiving circuit based on communication factors.
[0029]
  In this receiver, the receiver circuitOperating current inIs there any transmission operation or interference in communication equipment?andSignal level of received signalLeIt can be changed accordingly.
[0030]
  The receiving device according to claim 2 is the receiving device according to claim 1., ReceivedThe communication circuit can switch the operating current in the circuit to multiple states.A current mirror type circuit, the current mirror type circuit including a transistor, a plurality of resistors connected in parallel to a collector terminal of the transistor, and a plurality of switches connected to each of the resistors;Is. The determining unit has a function of determining ON / OFF states of the plurality of switches as the operating state of the receiving circuit, and the receiving circuit determines whether the plurality of switches are ON / OFF based on the operating state determined by the determining unit. The magnitude of the operating current in the circuit is changed by changing the OFF state.
[0031]
  In this receiving apparatus, the receiving circuit should be changed by the determining means based on the communication factor.Switch on / off statusIs determined. Also determined by this determining meansSwitch on / off statusBased on the operation of the receiving circuitCurrentTo change.
[0032]
  The receiving device according to claim 3 is the receiving device according to claim 2, wherein the determining means includes a communication factor and a receiving circuit.ON / OFF status of multiple switches inAnd a receiving table according to the table contents of the related table.ON / OFF status of multiple switches inIs to be determined.
[0033]
  In this receiving apparatus, the communication means and the receiving circuit are determined by the determining means.ON / OFF status of multiple switches inThe receiving circuit should change according to the table contents of the related tableSwitch on / off statusIs determined.
[0034]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a receiving apparatus according to the third aspect, wherein the related table is configured such that the contents of the table can be changed from the outside.
[0035]
In this receiving apparatus, the table contents of the related table can be changed according to the characteristics of the circuit elements of the receiving circuit, for example.
[0036]
  A receiving device according to claim 5 is the receiving device according to claim 1, wherein the receiving circuit includes a circuit for processing a high-frequency signal.Specifically, a low-noise amplifier circuit unit that amplifies the received signal, a mixer circuit unit that mixes the received signal amplified by the low-noise amplifier circuit unit with a local oscillation signal and converts it to a received signal of an intermediate frequency, and a mixer circuit unit And a variable gain amplifying circuit unit for amplifying the received signal after being output from. The magnitude of the operating current in each of the low noise amplifier circuit unit, the mixer circuit unit, and the variable gain amplifier circuit unit is changed according to a change in communication factor.
[0039]
  Claim6The receiving apparatus according to claim 1, wherein the receiving circuit has the same communication factor other than the presence / absence of jamming radio waves, and when there is jamming radio waves when there are no jamming radio waves. In comparison, the magnitude of the operating current is changed so that the operating current becomes smaller.
[0040]
  In this receiving apparatus, the receiving circuit isThe operating current is less when there is no jamming than when there is jamming., OperationMagnitude of currentTo change.
[0041]
  Claim7The receiving apparatus described above is the receiving apparatus according to claim 1, wherein the time required for changing the operating current of the receiving circuit is changed according to the difference in change of the operating current. Specifically, when the operation current is changed from a relatively large state to a small state during the operation switching period from when the communication factor changes to when the operating current is actually changed, the operating current is relatively Therefore, it is changed so as to be longer than when changing from a small state to a large state.
[0042]
  In this receiver, the operationCurrentThe operation of the receiver circuit according to the difference inCurrentThe time required to change is appropriately changed.
[0043]
  Claim8The receiving apparatus described above is the receiving apparatus according to claim 1, further including a change in ambient temperature as a communication factor. Then, the gain of the variable gain amplifier circuit unit is corrected in accordance with the ambient temperature change.
[0044]
  In this receiving device, the operating state of the receiving circuit is determined based on whether or not there is a transmission operation in a communication device and whether or not there is a jamming waveandIn addition to the signal level of the received signal, it can be changed according to the ambient temperature change.
[0045]
  Claim9The communication device described includes a transmission circuit that performs signal processing on a transmission signal;The transmitter circuit operates both when there is a transmission operation and when it does not, andA receiver circuit capable of changing the magnitude of the operating current in the circuit according to changes in communication factors including the presence or absence of transmission operation, presence or absence of jamming waves, and the signal level of the received signal in the transmission circuit It is.
[0046]
  In this communication device, a signal processing for a transmission signal is performed in a transmission circuit, and a reception circuitOperating current inIs there any transmission operation in the transmission circuit, interferenceandSignal level of received signalLeIt can be changed accordingly.
[0047]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0048]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency stage of a mobile phone as a communication device according to an embodiment of the present invention. Note that the figure shows a configuration example of a cellular phone having a dual mode of a CDMA system and an FM system. The cellular phone shown in this figure processes a transmission (TX) circuit 1 that performs signal processing on a transmission signal, a reception (RX) circuit 2 that performs signal processing on a reception signal, and a transmission system circuit 1. The transmission signal to be modulated and output, the modem 3 to which the reception signal processed in the reception system circuit 2 is input, the duplexer 4 for separating the transmission signal and the reception signal, and the radiation of the signal radio wave to be transmitted And a common antenna 5 for receiving signal radio waves from a base station (not shown) and a receiving circuit control unit 6 for controlling the operating state of each part of the receiving system circuit 2.
[0049]
Here, the transmission system circuit 1 and the reception system circuit 2 respectively correspond to specific examples of “transmission circuit” and “reception circuit” in the present invention. The reception system circuit 2 and the reception circuit control unit 6 correspond to a specific example of “reception device” in the present invention.
[0050]
The transmission system circuit 1 includes a QPSK modulation circuit 11 that QPSK-modulates the baseband transmission signal output from the modem 3 and outputs an IF (intermediate frequency) transmission signal, and a transmission-side variable amplification circuit for amplifying the IF transmission signal. (TX-AGCAMP) 12, mixer 13 that mixes the amplified IF transmission signal with a local oscillation signal from local oscillator 16, converts it to an RF (high frequency) transmission signal, and is included in the RF transmission signal A band-pass filter 14 for removing unnecessary signal components and a power amplifier (PA) 15 for amplifying an RF transmission signal output from the band-pass filter 14 and outputting the amplified signal to the duplexer 4 are provided. The power amplifier 15 has a transmission control signal DTXA change-over switch 17 that is turned on / off in response to is connected.
[0051]
The reception system circuit 2 removes an unnecessary signal component included in the low noise amplifier circuit unit 21 having a low noise amplifier (LNA) 21a for amplifying the RF reception signal input via the duplexer 4 and the RF reception signal. A band-pass filter 22 for mixing, a mixer circuit unit 23 having a mixer 23a for mixing an RF reception signal with a local oscillation signal from the local oscillator 16 and converting it to an IF reception signal, and an input IF reception signal A CDMA band-pass filter 24 for converting to a CDMA signal component, an FM band-pass filter 25 for converting an input IF received signal into an FM signal component, and selectively input CDMA Receiving side having receiving side variable amplifier circuit (RX-AGCAMP) 26a for amplifying receiving signal for FM and receiving signal for FM It includes a variable amplifier circuit 26, and a QPSK demodulation circuit section 27 having a QPSK demodulator circuit 27a for QPSK demodulating the amplified received signal.
[0052]
The low-noise amplifier circuit unit 21, the mixer circuit unit 23, the reception-side variable amplification circuit unit 26, and the QPSK demodulation circuit unit 27 include latch circuits 21b, 23b, 26b, and 27b that latch circuit setting data D10 described later, respectively. Yes. The low-noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception-side variable amplification circuit unit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a are based on the circuit setting data D10 latched by the latch circuits 21b, 23b, 26b, and 27b, respectively. State) can be changed.
[0053]
The modem 3 receives a low-pass filter 31 that passes a signal D2 in a predetermined frequency band of the received signal input from the QPSK demodulation circuit 27a, and a wide-band low-pass filter 32 that passes a signal D3 in a wider band than the low-pass filter 31. A received signal strength detection circuit (RSSI) 33 for detecting the strength (signal level) of the received signal, and a comparison circuit 34 that compares the received strength with the strength reference data D11 and outputs a signal D1 indicating the difference between them A transmission output correction circuit 35 for controlling the gain of the transmission side variable amplifier circuit 12, and a transmission control signal DTXAnd a changeover switch 36 for switching whether or not to output a baseband transmission signal to the QPSK modulation circuit 11.
[0054]
The signal pass band of the low-pass filter 31 is set to a band that selects only a received signal required for communication. For example, in the North American specification CDMA system, the cut-off frequency is set to 615 kHz. The signal pass band of the broadband low-pass filter 32 is set wider than that of the low-pass filter 31. For example, the cutoff frequency is set to 2.5 MHz. By setting the signal pass bands of the low-pass filter 31 and the wide-band low-pass filter 32 as described above, the 900 kHz offset and 1.7 MHz offset interference signals pass through the wide-band low-pass filter 32 but do not pass through the low-pass filter 31. Therefore, when the signal level of the signal D3 that has passed through the wide band low-pass filter 32 is greater than the signal level of the signal D2 that has passed through the low-pass filter 31, and is greater than a certain reference value, an interference signal is input to the reception system circuit 2. It means that. Circuit setting data D10 corresponding to the presence / absence of jamming waves indicated by signals D2 and D3 is output from a circuit setting table 61 described later.
[0055]
Transmission control signal DTXIs a signal that determines the presence or absence of a transmission operation in the transmission system circuit 1 and is represented by, for example, a digital on / off signal of 0, 1, for example, a transmission operation when the signal value is “0” Indicates that the transmission operation is on when the signal value is “1”. However, the case of “0” may be turned on, and the case of “1” may be set off. This transmission control signal DTXIs input to the changeover switches 17 and 36 and the receiving circuit control unit 6. Transmission control signal DTXIs generated in the modem 3 and is used, for example, to turn on / off the power amplifier 15.
[0056]
Mode switching signal DFMIs a signal for controlling whether the cellular phone is operated in the CDMA system or the FM system. For example, the signal is represented by a digital on / off signal of 0, 1, and the signal value is “0”, for example. ”Indicates that the mode is the FM mode, and when the signal value is“ 1 ”, the mode is the CDMA mode. However, the case of “0” may be set to the CDMA mode, and the case of “1” may be set to the FM mode. This mode switching signal DFMAre generated in the modem 3 and input to the mode change-over switch installed in the next stage of the CDMA band-pass filter 24 and the FM band-pass filter 25 and the receiving circuit control unit 6.
[0057]
The signal D1 from the comparison circuit 34, the received signal D2 that has passed through the low-pass filter 31, and the signal D3 that has passed through the broadband low-pass filter 32 are processed by an analog / digital (A / D) converter (not shown) so that they can be digitally processed. A / D converted to a digital signal. The receiving circuit control unit 6 receives signals D1, D2, and D3 converted into digital signals.
[0058]
The reception circuit control unit 6 individually sets the operation states of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception side variable amplification circuit unit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2 in accordance with “communication factors” such as the presence / absence of transmission operation. It is possible to control it. The receiving circuit control unit 6 includes a circuit setting table 61, a gain correction table 62, and an adding circuit 63. The reception circuit control unit 6 is configured by, for example, a one-chip integrated circuit (IC). The circuit setting table 61 and the gain correction table 62 are for determining the operating state of each part of the reception system circuit 2 to be changed, and the contents of the table are configured to be changeable from the outside. The table contents of the circuit setting table 61 and the gain correction table 62 can be changed, for example, according to variations in the characteristics of the devices constituting the reception system circuit 2. However, the table contents of the circuit setting table 61 and the gain correction table 62 may be fixed to constant contents. The circuit setting table 61 and the gain correction table 62 are preferably configured as separate tables for the FM method and the CDMA method.
[0059]
Here, the receiving circuit control unit 6 corresponds to a specific example of “determining means” in the present invention. The circuit setting table 61 and the gain correction table 62 correspond to a specific example of “related table” in the present invention. In the present embodiment, “communication factor” means, for example, the presence / absence of a transmission operation, the presence / absence of an interfering radio wave, or the signal level of a received signal. The “communication factor” in the present embodiment includes factors such as ambient temperature.
[0060]
The circuit setting table 61 associates communication factors such as the presence / absence of a transmission operation and the presence / absence of interference radio waves with the operation states of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception-side variable amplification circuit unit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2. For this purpose, various signals indicating communication factors are input. Signals indicating communication factors include signals D1, D2, D3, mode switching signal DFMAnd transmission control signal DTXIs included. In this circuit setting table 61, for example, the mode switching signal DFMIs input, the mode switching signal DFMThe table corresponding to the mode represented by is selected. Further, from the circuit setting table 61, for example, the transmission control signal DTXThe circuit setting data D10 is determined so that the current flowing through each circuit of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the receiving side variable amplifier circuit 26a, and the QPSK demodulator circuit 27a is optimized. Are output to each circuit.
[0061]
The gain correction table 62 is used to correct the gain of the receiving side variable amplifier circuit 26a, and temperature data from the temperature sensor 64 and circuit setting data D10 from the circuit setting table 61 are input thereto. . The gain correction table 62 outputs a gain correction value in synchronization with the circuit setting data D10 input from the circuit setting table 61. In addition, the gain correction table 62 outputs a gain correction value corresponding to temperature data representing the temperature around the circuit input from the temperature sensor 64 in order to perform gain correction with respect to temperature. The adder circuit 63 adds the gain correction value output from the gain correction table 62 and the output signal D1 from the comparison circuit 34 to the receiving side AGC voltage V.RX-AGCIs output to the receiving side variable amplifying circuit 26a. A specific example of the gain correction table 62 will be described later with reference to the drawings.
[0062]
Here, the cellular phone according to the present embodiment is always in an operating state in order to detect the signal level of the received signal regardless of the presence or absence of substantial communication. At this time, the receiving system circuit 2 is configured so that the operating state of each unit changes so as to reduce current consumption in accordance with the signal level of the received signal and the like based on the control of the receiving circuit control unit 6. Here, “substantial communication” refers to communication involving a telephone call. Further, in the present embodiment, it is assumed that the “reception signal” includes a signal for simply checking the signal level that is not accompanied by an incoming call.
[0063]
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a data structure of the circuit setting data D10 input to each unit of the reception system circuit 2. The circuit setting data D10 is, for example, serial data having an address, and is transmitted bit by bit, for example. The circuit setting data D10 is data D for the low noise amplifier 21a.LNAAnd data D for the mixer 23aMIXAnd data D for the receiving side variable amplifier circuit 26aAGCAnd data D for the QPSK demodulation circuit 27aQPSKAnd have. Each data DLNA, DMIX, DAGC, DQPSKIncludes an address part Dadd indicating address information and a setting data part Ddata indicating substantial data. In the example shown in the figure, the addresses “0001”, “0010”, “0011”, and “0100” are the addresses of the low-noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception-side variable amplification circuit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a, respectively. It corresponds. A specific example of the setting data portion Ddata will be described later in detail.
[0064]
The low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the receiving side variable amplifier circuit 26a, and the QPSK demodulator circuit 27a each have a unique address, and their own address matches the address indicated by the address part Dadd of the circuit setting data D10. In this case, the circuit setting data D10 for its own circuit is taken in via the latch circuits 21b, 23b, 26b, and 27b.
[0065]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the low noise amplifier 21a. The low noise amplifier 21a shown in this figure includes resistors R0 to R3 and R5, a switch SW1, transistors T1 and T2, an inductor L1, a capacitor C1, and a SAW (Surface Acoustic Waves) filter F1. It has. A power supply voltage Vcc is applied to the low noise amplifier 21a shown in this figure via an input terminal 72. Further, the low noise amplifier 21a shown in this figure has an input signal LNA via an input terminal 71.INIs input and the output signal LNA is output via the output terminal 73.OUTIs output. The switch unit SW1 is a switch S0~ SThreeIt has. Switch S0~ SThreeIs configured by a switching element such as a CMOS (Metal-Oxide Semiconductor) transistor.
[0066]
Switch S of switch unit SW10~ SThreeAre arranged in parallel. The resistors R0 to R3 are arranged in parallel, and one end of the resistor R0 to R3 is a switch S.0~ SThreeIt is connected to the. The other ends of the resistors R0 to R3 are connected to the collector terminal of the transistor T2. The emitter terminal of the transistor T2 is grounded. The base terminal of the transistor T2 is connected to one end of the resistor R5. The other end of the resistor R5 is connected to the input terminal 71 and the base terminal of the transistor T1. The emitter terminal of the transistor T1 is grounded. The collector terminal of the transistor T1 is connected to one end of the inductor L1 and the capacitor C1. The other end of the inductor L1 is connected to the input terminal 72. The other end of the capacitor C1 is connected to the input side of the SAW filter F1. The output side of the SAW filter F1 is connected to the output terminal 73.
[0067]
The inductor L1 and the capacitor C1 are provided for bias and impedance matching of the transistor T1. The resistor R5, the transistor T2, and the resistors R0 to R3 constitute a current mirror type bias circuit. The collector current Ic of the transistor T1 has a value proportional to the current flowing through the transistor T2 due to the action of the current mirror circuit configured by the resistor R5, the transistor T2, and the resistors R0 to R3.
[0068]
The resistance value of the resistor R1 is set to, for example, a half value with respect to the resistor R0. Further, the resistance value of the resistor R2 is set to, for example, a value of 1/4 with respect to the resistor R0. Further, the resistance value of the resistor R3 is set to, for example, 1/8 of the value of the resistor R0. Note that the set values of the resistors are not limited to those listed here, but may be set to other values. Switch S0~ SThreeAre turned on or off by the circuit setting data D10. In the low noise amplifier 21a shown in this figure, the current flowing through the transistor T2 is the switch S2.0~ SThreeFurther, a current proportional to the current flowing through the transistor T2 flows as the collector current Ic of the transistor T1.
[0069]
4 shows the switch S in the low noise amplifier 21a shown in FIG.0~ SThree3 shows an example of the relationship between the ON / OFF state of the transistor and the collector current Ic of the transistor T1. In the figure, switch S0~ SThreeThe ON / OFF state is determined by the setting data portion Ddata of the circuit setting data D10 shown in FIG. For example, the switch S of the circuit setting data D100~ SThreeWhen the setting data portion corresponding to is “0”, the switch S0~ SThreeTurns off. When the setting data portion is “1”, the switch S0~ SThreeTurns off. However, the case of “0” may be turned on, and the case of “1” may be set off. From the figure, for example, switch S0When only is on (SThree, S2, S1, S0= 0, 0, 0, 1), the value I0It can be seen that current flows. Also, compared to this case, the switch S0~ SThreeIs all on (SThree, S2, S1, S0= 1, 1, 1, 1), the value I0It can be seen that 15 times the current flows. In general, the operation of the high-frequency transistor improves the distortion performance (here, the third-order distortion intercept point) in proportion to the current.
[0070]
FIG. 5 is a diagram showing an example of the table contents of the circuit setting table 61 applied to the low noise amplifier 21a. The circuit setting table 61 includes switches S corresponding to ON / OFF of transmission (presence / absence of transmission operation), presence / absence of interference signal, and signal level of reception signal.0~ SThreeAre stored in association with each other, as shown in FIG.
[0071]
Here, in the table of the figure, “TX” is the transmission control signal D.TXIt indicates whether or not there is a transmission operation. For example, when “TX” is “0”, it indicates that there is no transmission operation, and when “TX” is “1”, it indicates that there is a transmission operation. Further, in the table of the figure, “UDS” indicates the presence / absence of an interference signal (Undesired Signal). For example, when “UDS” is “0”, it indicates that there is no interference signal, and when “UDS” is “1”, it indicates that there is a transmission operation. As described above, the presence or absence of the interference signal can be known by comparing the signal level of the signal D3 that has passed through the wide band low-pass filter 32 with the signal level of the signal D2 that has passed through the low-pass filter 31.
[0072]
In the table of FIG.0~ SThreeOf the four bits (S) as the substantial setting data Ddata transmitted to the low noise amplifier 21a.Three, S2, S1, S0). In the table shown in FIG.0~ SThree"1" indicates the switch S0~ SThreeIndicates the “on” state. Further, in the table of the figure, the amplification factor (Ic / I) of the operating current (the collector current Ic of the transistor T1) in the low noise amplifier 21a.0) At the same time. However, the amplification factor shown in the figure is shown for ease of explanation, and it is not necessary to actually include it in the table contents of the circuit setting table 61.
[0073]
In the table of FIG. 8, in the case of “transmission: yes, jamming signal: yes” (TX: 1, UDS: 1) and “transmission: yes, jamming signal: no” (TX: 1, UDS: 0), Switch S0~ SThreeIs set to a state close to ON so that the operating current of the transistor T1 is increased. This is the case of “transmission: yes, jamming signal: yes” and “transmission: yes, jamming signal: no”, as already described with reference to FIG. This requires a high input intercept point.
[0074]
Further, in the table of the figure, in the case of “transmission: none, disturbing signal: present” (TX: 0, UDS: 1) and “transmission: none, disturbing signal: none” (TX: 0, UDS: 0). Switch S0~ SThreeSwitch S represented by a low bit1, S0Only the transistor T1 is turned on so that the operating current of the transistor T1 is reduced. As already described with reference to FIG. 18, in the case of “transmission: no, jamming signal: present” and “transmission: no, jamming signal: none”, a high input intercept point is required. Because it is not done. In the cellular phone, since most of the standby time is in a transmission-off state, the table current setting shown in FIG. 5 can reduce the operating current of the standby time in the low noise amplifier 21a, and can increase the standby time. .
[0075]
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of table contents of the gain correction table 62. The table contents shown in this figure relate the circuit setting table 61 for the low noise amplifier 21 a and the temperature data from the temperature sensor 64. In the table shown in this figure, for example, the switch S0~ SThreeIs all on (SThree, S2, S1, S0= 1, 1, 1, 1) is the switch S0~ SThreeSwitch S represented by a low bit1, S0Only the gain correction value is set to be lower than that in the ON state. In the table shown in this figure, for example, the gain correction value is set higher when the temperature is higher than when the temperature is lower. The gain correction table 62 is configured to output a gain correction value determined based on such table contents to the adding circuit 63. The gain correction value output to the adder circuit 63 is added to the output signal D1 from the comparison circuit 34, and the receiving side AGC voltage VRX-AGCIs output to the receiving side variable amplifier circuit 26a. The receiving side variable amplifier circuit 26a receives the receiving side AGC voltage VRX-AGCThe gain is controlled by.
[0076]
The table contents shown in FIGS. 5 and 6 described above are tables when operating in the CDMA system, and similar tables are also stored for the FM mode. Which mode table is used in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62 depends on the mode switching signal D.FMSelected by. For example, in the FM mode, even if the signal is limited, the communication quality is not deteriorated. Therefore, the current of the low noise amplifier 21a and the like may be smaller than that in the CDMA system. In the FM mode, for example, table contents taking such conditions into account are set.
[0077]
7 and 8 are diagrams for explaining the switching time of the operation state in the low noise amplifier 21a. If the circuit is simply changed in response to a change in the reception state, there is a problem that the circuit generally oscillates. Therefore, in this embodiment, in order to solve this problem, the time required to change the operation state is changed according to the difference in the change of the operation state. More specifically, when the performance is relatively improved (when the operation state is such that a relatively large current flows), the circuit state is changed in a short time, and conversely, the performance is relatively improved. When it is lowered (when it is in an operating state in which a relatively small amount of current flows), the operating state is changed in, for example, 10 to 1000 times longer than the time for improving the performance. Yes.
[0078]
Here, in the example shown in FIG. 7, when changing to an operation state in which a relatively large amount of current flows, for example, a state of “transmission: no, disturbing signal: no” (TX: 0, UDS: 0) To “Transmission: Yes, Interference Signal: Yes” (TX: 1, UDS: 1) is set to “1”. On the other hand, when changing to an operation state in which a relatively small amount of current flows, for example, from the state of “transmission: yes, jamming signal: yes” (TX: 1, UDS: 1), “transmission: no, jamming” When changing to the state of “signal: none” (TX: 0, UDS: 0), the operation switching time is set to 100 times.
[0079]
Further, in the example shown in FIG. 8, at time t1, t2, t3, t4, a change in communication factors such as presence / absence of jamming radio waves occurs, and when the time has elapsed since the change in the communication factors, FIG. 4 is a time chart illustrating whether the operating state is changed. As shown in the figure, the time required for operation switching when changing to an operation state in which a relatively large amount of current flows is a period TUPThe time required for operation switching when changing to an operation state in which a relatively small amount of current flows is indicated by a period TDOWNIs shown. As shown in FIG.UP<Period TDOWNThe time required for operation switching when changing to an operation state in which a relatively small amount of current flows is set to take a longer time to change the operation state.
[0080]
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of the mixer 23a. The mixer 23a shown in this figure includes resistors R0 to R3 and a switch unit SW1.MIXAnd transistors T21 to T31, resistors R21 to R25, and resistors R27 to R32. The mixer 23a having the configuration shown in this figure is generally called a Gilbert mixer (Gilbert is the name of the developer of this mixer system). Resistors R0 to R3 and switch part SW1MIXThe configuration is basically the same as the resistors R0 to R3 and the switch unit SW1 of the low noise amplifier 21a shown in FIG.
[0081]
The mixer 23a has an RF signal RF via input terminals 76 and 77.INIs entered. Further, the mixer 23a has a local oscillation signal OSC from the local oscillator 16 via input terminals 74 and 75.INIs entered. RF signal RF input to the mixer 23aINIs the local oscillation signal OSCINThe difference component (frequency difference) is mixed with the IF output signal IF via the buffer amplifier transistors T27 and T28.OUTAre output from the output terminals 79 and 80.
[0082]
The resistor R21 is provided as a negative feedback resistor. The resistors R22 to R25 are provided as bias resistors. The resistors R0 to R3, the resistor R27, and the transistor T31 form a bias voltage generation unit. The resistors R28 and R29 are provided as load resistors. Transistors T29 and T30 and resistors R31 and R32 form a constant current circuit. The resistor R30 is a bias resistor. Mixer current I1, I2And buffer amplifier current IThree, IFourDepends on a bias voltage generating unit including resistors R0 to R3, resistor R27, and transistor T31.
[0083]
The mixer 23a shown in this figure has a tendency that the third order distortion is excellent when the operating current is increased. In general communication equipment, the mixer current (I1+ I2However, in the CDMA system, high strain characteristics are required, and 10 to 20 mA is often applied. In general, in order to make the third order distortion higher by 3 dB (excellent value), it is necessary to flow the mixer current twice as much.
[0084]
Conventionally, the mixer current I1, I2Is fixedly set to a value that satisfies the most severe performance condition, but in this embodiment, the switch S0~ SThreeWhen high strain performance is required by selectively turning on / off the current I1, I2Is set to a large value and the current I1, I2Is set to lower. For example, when the transmission is off and there is no interfering signal, there is no problem even if the distortion characteristic is low.0~ SThreeIs selectively turned on / off. Specifically, when the distortion characteristic may be a value lower by 3 dB, the switch S is set so that the mixer current is reduced to 1/2.0~ SThreeIs selectively turned on / off.
[0085]
Resistors R0-R3 are connected to switch S0~ SThreeIn combination with the current I1, I2The current value can be varied. Also, the current I1, I2When the current value of the current I is decreased, an excellent distortion characteristic is not required.Three, IFourThe current value can also be lowered. Therefore, the current IThree, IFourIs the current I1, I2It is controlled in conjunction with. In this case, the voltage of the resistor R30 is supplied from the voltage that determines the bias of the transistors T21 and T22. The table contents of the circuit setting table 61 applied to such a mixer 23a are basically the same as the table contents applied to the low noise amplifier 21a shown in FIG. . The table contents of the gain correction table 62 related to the mixer 23a are basically the same as the table contents related to the low noise amplifier 21a shown in FIG.
[0086]
FIG. 10 is a circuit diagram showing another configuration example of the mixer 23a. The mixer 23a shown in this figure replaces the portions corresponding to the resistors R28 and R29 in the circuit configuration shown in FIG. 9 with the switch portions SW2 and SW3 and the resistors R0 to R4, respectively, and switches the portion corresponding to the resistor R21. The configuration is replaced with the part SW4 and the resistors R10 to R14. Other components are the same as those of the circuit shown in FIG. The switch units SW2 and SW3 are composed of a resistor R0 and a switch S.0Switch section SW1 except that a resistor R4 is connected in parallel on the sideMIXIt is the same as that of the structure. The switch unit SW4 is a switch STen~ S13have. Switch S of switch unit SW4Ten~ S13Are arranged in parallel. The resistors R10 to R13 are arranged in parallel, and one end of the resistor R10 to R13 is a switch S.Ten~ S13It is connected to the. Switch STen~ S13Is constituted by a switching element such as a CMOS transistor. Setting conditions regarding the switch unit SW4 are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62.
[0087]
FIG. 11 shows the switch part SW2 and the switch part SW3 and the current I1~ IFourAnd the combined resistance of the resistors R0 to R4 connected to the switch unit SW2 and the switch unit SW3. The setting conditions regarding the switch units SW2 and SW3 are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62. For example, as shown in FIG.0~ SThreeAre all off, the combined resistance of the resistors R0 to R4 is only the resistor R4. The resistance value of the resistor R4 is set to a relatively large value than the other resistors R1 to R3.
[0088]
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the reception-side variable amplification circuit 26a. The receiving side variable amplifier circuit 26a shown in this figure includes resistors R0 to R3 and a switch unit SW1.AGCTransistors T41 to T59, and resistors R41 to R48, R49a, R49b, R50 to R53, and R55 to R57. Resistors R0 to R3 and switch part SW1AGCThe configuration is basically the same as the resistors R0 to R3 and the switch unit SW1 in the low noise amplifier 21a shown in FIG. The transistors T55 to T58 and the resistors R47, 48, 49a, and 49b constitute a DC bias constant current source 26-1. The transistors T49 and T50 and the resistors R45 and R46 form a constant current circuit 26-2. Further, the transistors T43 to T46 form an AGC operation part 26-3. In addition, switch part SW1AGCThe setting conditions regarding are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62.
[0089]
The power supply voltage Vcc is applied to the receiving side variable amplifying circuit 26a shown in FIG. In the receiving side variable amplifier circuit 26a shown in this figure, the input signal AGC is applied to the transistors T41 and T42.INIs input to the transistor T51 via the input terminal 82 and the AGC voltage V from the receiving circuit control unit 6 is input.RX-AGCIs entered. Further, in the receiving side variable amplifying circuit 26a shown in this figure, the output signal AGC is connected via the output terminal 83.OUTIs output.
[0090]
Transistors T41 and T42 are provided for amplification. In the AGC operation part 26-3 including the transistors T43 to T46, the AGC function is realized by changing the ratio of the current flowing through the transistors T43 and T44. The same applies to the ratio of currents flowing through the transistors T45 and T46. For example, when the same value as the current flowing through the transistor T41 flows through the transistor T44 (the current of the transistor T43 is 0), the gain is maximum. Further, when a current flows through the transistor T43, an operation is performed in which the gain decreases according to a current ratio flowing through the transistors T43 and T44.
[0091]
Transistors T47 and T48 are provided for the buffer amplifier. The current flowing through the transistors T47 and T48 is determined by a constant current circuit 26-2 including transistors T49 and T50 and resistors R45 and 46. The currents of the transistors T43 to T47 are controlled by the transistors T51 and T52 forming the differential amplifier circuit and the output buffer transistors T53 and T54.
[0092]
AGC voltage VRX-AGCIs input to one base of transistors T51 and T52 forming a differential amplifier circuit, and the AGC voltage VRX-AGCOn the other hand, the currents of the transistors T51 and T52 change. The change in current is applied to transistors T43 to T46 via transistors T53 and T54. The resistor R52 is provided for gain tilt correction. The resistors R50 and R51 are provided as load resistors. The transistor T59 and the resistors R0 to R3 are circuits that generate a bias voltage.
[0093]
In order to realize an AGC range of 80 dB or more necessary for the CDMA system, it is necessary to cascade the circuits shown in FIG. 12 in three to four stages.
[0094]
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of the QPSK demodulation circuit 27a. The QPSK demodulator 27a shown in this figure includes a buffer amplifier 27-1, mixer circuits 27-2 and 27-3, and a switch unit SW1.QPSKAnd resistors R0 to R3, R66 to R69, and a transistor T67. The buffer amplifier 27-1 includes transistors T81 to T88 and resistors R81 to R84. The mixer circuit 27-2 includes transistors T61 to T66 and resistors R61 to R65. The mixer circuit 27-3 includes transistors T71 to T76 and resistors R71 to R75. The QPSK demodulator circuit 27a includes resistors R0 to R3 and a switch unit SW1.QPSKAnd resistors R66, 67, 68, and 69, and a transistor T67. The resistors R0 to R3, the transistor T67, and the resistor R66 form a bias voltage generating unit. Resistors R0 to R3 and switch part SW1QPSKThe configuration is basically the same as the resistors R0 to R3 and the switch unit SW1 of the low noise amplifier 21a shown in FIG. Switch part SW1QPSKThe setting conditions regarding are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62.
[0095]
The local oscillation signal from the local oscillator 71 is directly input to the mixer circuit 27-2. On the other hand, the local oscillation signal from the local oscillator 71 is input to the mixer circuit 27-3 via the 90-degree phase shift circuit 72. The IF signal IF is supplied to the transistors T65 and T66 of the mixer circuit 27-2 and the transistors T75 and T76 of the mixer circuit 27-3 via the input terminals 91 and 92.INIs entered. The buffer amplifier 3 receives the QPSK I signal I through the output terminals 93 and 94.OUTQ signal Q through output terminals 95 and 96OUTIs output.
[0096]
In the QPSK demodulating circuit 27a, the third-order distortion characteristic depends on the operating currents of the mixer circuits 27-2 and 27-3 and the operating current of the buffer amplifier 27-1. In the present embodiment, the operating currents of the mixer circuits 27-2 and 27-3 and the operating current of the buffer amplifier 27-1 are supplied to the switch S of the bias voltage generating unit including the resistors R0 to R3, the transistor T67, and the resistor R66.0~ SThreeIs selected and set by. For example, when high distortion characteristics are not required in the signal reception state, the switch S0~ SThreeWith this setting, the operating currents of the mixer circuits 27-2 and 27-3 and the operating current of the buffer amplifier 27-1 are lowered.
[0097]
Next, the operation of the mobile phone configured as described above will be described.
[0098]
First, the operation during transmission will be described. The baseband transmission signal modulated by the modem 3 is first input to the QPSK modulation circuit 11 of the transmission system circuit 1. The QPSK modulation circuit 11 performs QPSK modulation on the baseband transmission signal, converts it to, for example, a 130 MHz IF transmission signal, and outputs the IF transmission signal to the transmission side variable amplification circuit 12. Next, the transmission-side variable amplification circuit 12 amplifies the IF transmission signal and outputs it to the mixer 13. The mixer 13 mixes the amplified IF transmission signal with the local oscillation signal from the local oscillator 16, converts it to, for example, an 800 MHz RF transmission signal, and outputs the RF transmission signal to the bandpass filter 14. The bandpass filter 14 removes unnecessary signal components included in the RF transmission signal and then outputs the signal to the power amplifier 15. The power amplifier 15 amplifies the RF transmission signal from which unnecessary signal components are removed and outputs the amplified signal to the duplexer 4. The RF transmission signal output to the duplexer 4 is radiated from the shared antenna 5 into the space.
[0099]
Note that whether or not to perform the transmission operation is controlled by the transmission control signal D.TXIs done by. Transmission control signal DTXIs represented by a digital on / off signal of 0, 1, for example, is generated in the modem 3, and is input to the changeover switches 17, 36 and the circuit setting table 61 of the receiving circuit control unit 6. The change-over switches 17 and 36 have a transmission control signal DTXOn / off control is performed based on
[0100]
Next, the operation at the time of reception will be described. The signal radio wave captured by the shared antenna 5 is converted into an electrical RF reception signal via the duplexer 4 and output to the low noise amplifier 21 a of the reception system circuit 2. The low noise amplifier 21 a amplifies the input RF reception signal and outputs the amplified RF reception signal to the band pass filter 22. The bandpass filter 22 removes unnecessary signal components included in the RF reception signal and then outputs the signal to the mixer 23a. The mixer 23 a mixes the RF reception signal with the local oscillation signal from the local oscillator 16, converts it to, for example, an IF reception signal of 85 MHz, and outputs it to the CDMA bandpass filter 24 and the FM bandpass filter 25. The CDMA band-pass filter 24 and the FM band-pass filter 25 convert the input IF reception signals into CDMA signal components and FM signal components, respectively. The CDMA reception signal and the FM reception signal converted by the CDMA bandpass filter 24 and the FM bandpass filter 25 have only one signal component depending on the setting mode. The signal is selectively output to the variable amplifier circuit 26a. The reception-side variable amplification circuit 26a amplifies the selectively input CDMA reception signal or FM reception signal and outputs the amplified signal to the QPSK demodulation circuit 27a. The QPSK demodulation circuit 27a QPSK-demodulates the amplified received signal and outputs it to the modem 3.
[0101]
Note that the mode switching signal D is used to control whether the cellular phone is operated in the CDMA or FM mode.FMIs done by. Mode switching signal DFMIs represented by, for example, a digital on / off signal of 0, 1, and is provided with a mode change-over switch installed at the next stage of the CDMA band-pass filter 24 and the FM band-pass filter 25, and the circuit of the receiving circuit control unit 6 Input to the setting table 61.
[0102]
The received signal input into the modem 3 is input to the low pass filter 31 and the wide band low pass filter 32. For example, the low-pass filter 31 has a cut-off frequency set to 615 kHz in conformity with the North American specification CDMA system, and allows only a signal D2 of a predetermined frequency band required for communication to pass among the input reception signals. . The wideband low-pass filter 32 has a cutoff frequency set to a value larger than that of the low-pass filter 31 (for example, 2.5 MHz), for example, and allows the signal D3 having a wider band than the low-pass filter 31 to pass. The reception signal D2 that has passed through the low-pass filter 31 is input to the reception signal strength detection circuit 33 and the circuit setting table 61 of the reception circuit control unit 6. The reception signal D3 that has passed through the broadband low-pass filter 32 is input to the circuit setting table 61 of the reception circuit control unit 6. The received signal D2 that has passed through the low-pass filter 31 and the signal D3 that has passed through the broadband low-pass filter 32 are converted into digital signals by an A / D converter (not shown) and input to the circuit setting table 61 so that they can be digitally processed. The
[0103]
The reception strength (signal level) of the reception signal D2 input to the reception signal strength detection circuit 33 is detected. A signal indicating the reception intensity detected by the reception signal intensity detection circuit 33 is output to the comparison circuit 34. The comparison circuit 34 compares the received intensity with separately input intensity reference data D11, and outputs a signal D1 indicating the difference. A signal D1 indicating the difference from the comparison circuit 34 is input to the circuit setting table 61 and the addition circuit 63 of the reception circuit control unit 6. The signal D1 is converted into a digital signal by an A / D converter (not shown) so as to be digitally processed, and is input to the circuit setting table 61 and the adding circuit 63. Further, the signal D 1 indicating the difference from the comparison circuit 34 is also output to the transmission output correction circuit 35.
[0104]
The transmission output correction circuit 35 controls the gain of the transmission side variable amplification circuit 12 based on the signal D1 indicating the difference input from the comparison circuit 34 and the transmission output correction data D12 input separately. The transmission output correction data D12 is data corresponding to the line condition between the mobile phone and a base station (not shown). Further, the gain control by the transmission output correction circuit 35 is performed so that the modulated signal is inversely proportional to the level of the reception signal and is controlled according to the transmission output correction data D12. On the transmitting side AGC voltage VTX-AGCThis is done by outputting
[0105]
The circuit setting table 61 of the reception circuit control unit 6 includes a signal D1 indicating a difference from the comparison circuit 34, a signal D2 for detecting the level of the reception signal, a signal D3 for detecting an interference signal, and a mode switching signal D.FMAnd transmission control signal DTXAre input as signals indicating communication factors such as the presence or absence of transmission operation and the presence or absence of jamming radio waves.
[0106]
The circuit setting table 61 includes communication factors such as the presence / absence of a transmission operation and the presence / absence of interference radio waves, and the operation states of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception-side variable amplification circuit unit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2. In association therewith, circuit setting data D10 for determining the operating state of the low noise amplifier 21a and the like in the reception system circuit 2 is output to the low noise amplifier 21a and the like. As described above, the circuit setting table 61 stores, for example, table contents as shown in FIG. The circuit setting table 61 includes, for example, a mode switching signal DFMIs input, the mode switching signal D is stored in the stored table.FMSelect the table according to the mode represented by. The circuit setting table 61 is, for example, a transmission control signal DTXThe circuit setting data D10 is output so that the current flowing in the circuit such as the low noise amplifier 21a is optimized in accordance with the presence or absence of the transmission operation represented by. The low noise amplifier 21a and the like in the reception system circuit 2 change the operation state based on the operation state set by the input circuit setting data D10. The change of the operation state is performed so that the operation state of each unit is optimized according to the signal level of the received signal and the current consumption is reduced.
[0107]
Temperature data from the temperature sensor 64 and circuit setting data D10 from the circuit setting table 61 are input to the gain correction table 62 of the receiving circuit control unit 6. The gain correction table 62 outputs a gain correction value in synchronization with the circuit setting data D10 input from the circuit setting table 61. Further, the gain correction table 62 outputs a gain correction value corresponding to temperature data representing the temperature around the circuit input from the temperature sensor 64 in order to perform gain correction with respect to the temperature. Note that, as described above, the gain correction table 62 stores, for example, table contents as shown in FIG. The adder circuit 63 adds the gain correction value output from the gain correction table 62 and the output signal D1 from the comparison circuit 34 to the receiving side AGC voltage V.RX-AGCIs output to the receiving side variable amplifying circuit 26a. The receiving side variable amplifier circuit 26a receives the receiving side AGC voltage VRX-AGCThe gain is controlled by.
[0108]
Next, the operation of each part of the receiving circuit will be described.
[0109]
First, the operation of the low noise amplifier 21a configured as shown in FIG. 3 will be described. In the low noise amplifier 21 a configured as shown in FIG. 3, the power supply voltage Vcc is applied to the input terminal 72. Further, the input terminal 71 has an input signal LNA.INAnd an output signal LNA from the output terminal 73.OUTIs output. Due to the action of the current mirror circuit constituted by the resistor R5, the transistor T2, and the resistors R0 to R3, a current proportional to the current flowing through the transistor T2 flows through the collector current Ic of the transistor T1.
[0110]
Switch S of switch unit SW10~ SThreeIs turned on or off according to the signal level of the received signal or the like by the circuit setting data D10 output from the circuit setting table 61. In the low noise amplifier 21a shown in FIG. 3, the current flowing through the transistor T2 is the switch S2.0~ SThreeFurther, a current proportional to the current flowing through the transistor T2 flows as the collector current Ic of the transistor T1.
[0111]
Switch S0~ SThreeThe ON / OFF state is determined by the setting data portion Ddata of the circuit setting data D10 shown in FIG. Switch S0~ SThreeThe relationship between the on / off state of the transistor and the collector current Ic of the transistor T1 is, for example, as shown in FIG. As shown in FIG. 4, for example, the switch S0When only is on (SThree, S2, S1, S0= 0, 0, 0, 1), the collector current Ic is the value I0Current flows. Also, compared to this case, the switch S0~ SThreeIs all on (SThree, S2, S1, S0= 1, 1, 1, 1), the value I015 times the current flows. In general, the operation of a high-frequency transistor increases the distortion performance (here, the third-order distortion intercept point) in proportion to the current.0~ SThreeWhen all of are on, the strain performance is best. However, the current consumption at this time is the largest.
[0112]
The table contents of the circuit setting table 61 applied to the low noise amplifier 21a are, for example, as shown in FIG. The circuit setting table 61 includes a switch S of the low-noise amplifier 21a according to transmission ON / OFF (presence / absence of transmission operation), presence / absence of an interfering signal, and the signal level of the received signal.0~ SThreeAre stored in association with each other. As described with reference to FIG. 18, since “transmission: yes, jamming signal: yes” and “transmission: yes, jamming signal: no”, a high input intercept point is required. In the embodiment, as shown in the table of FIG. 5, “transmission: yes, jamming signal: yes” (TX: 1, UDS: 1) and “transmission: yes, jamming signal: no” (TX: 1 , UDS: 0), switch S0~ SThreeAre set to a state close to ON to increase the operating current of the transistor T1.
[0113]
Also, as described with reference to FIG. 18, in the case of “transmission: no, disturbing signal: present” and “transmission: none, disturbing signal: none”, a very high input intercept point is not required. In the present embodiment, as shown in the table of FIG. 5, “Transmission: None, Interference Signal: Existence” (TX: 0, UDS: 1) and “Transmission: None, Interference Signal: None” (TX : 0, UDS: 0), switch S0~ SThreeSwitch S represented by a low bit1, S0Only the transistor T1 is turned on, and the operating current of the transistor T1 is reduced. In a general mobile phone, since most of the standby time is in a transmission-off state, if the operation setting as described above is performed in the low noise amplifier 21a, the operating current of the standby time in the low noise amplifier 21a can be reduced as compared with the conventional mobile phone. The standby time can be made longer than before.
[0114]
In the low noise amplifier 21a, the time required to change the operation state is changed according to the difference in the change of the operation state. More specifically, when the performance is relatively improved (when the operation state is such that a relatively large current flows), the circuit state is changed in a short time, and conversely, the performance is relatively improved. When it is lowered (when it is in an operating state in which a relatively small amount of current is passed), the operating state is changed in, for example, 10 to 1000 times the time for improving the performance. More specifically, for example, as shown in FIG. 7, when changing to an operation state in which a relatively large amount of current flows, for example, “transmission: no, disturbing signal: no” (TX: 0, UDS : 0), the operation switching time of the circuit is changed to “1” when the state is changed from “Transmission: Yes, Interference Signal: Yes” (TX: 1, UDS: 1). On the other hand, when changing to an operation state in which a relatively small amount of current flows, for example, from the state of “transmission: yes, jamming signal: yes” (TX: 1, UDS: 1), “transmission: no, jamming” When changing to the state of “signal: none” (TX: 0, UDS: 0), the operation switching time is increased by 100 times. In this way, by changing the time required to change the operation state according to the difference in the change in the operation state, the circuit is simply changed in response to the change in the reception state. Can be prevented from oscillating.
[0115]
The table contents of the gain correction table 62 in which the circuit setting table 61 for the low noise amplifier 21a and the temperature data from the temperature sensor 64 are associated are as shown in FIG. 6, for example. The table content of the gain correction table 62 relating to the low noise amplifier 21a is, for example, as shown in FIG.0~ SThreeIs all on (SThree, S2, S1, S0= 1, 1, 1, 1) is the switch S0~ SThreeSwitch S represented by a low bit1, S0Only the gain correction value is set to be lower than that in the ON state. Further, the table contents of the gain correction table 62 related to the low noise amplifier 21a are set so that the gain correction value is higher when the temperature is higher than when the temperature is lower. The gain correction table 62 outputs the gain correction value determined based on such table contents to the adder circuit 63. The gain correction value output to the adder circuit 63 is added to the output signal D1 from the comparison circuit 34, and the receiving side AGC voltage VRX-AGCIs output to the receiving side variable amplifier circuit 26a. The receiving side variable amplifier circuit 26a receives the receiving side AGC voltage VRX-AGCThe gain is controlled by.
[0116]
Next, the operation of the mixer 23a shown in FIG. 9 will be described.
[0117]
In the mixer 23 a having the configuration shown in FIG. 9, the RF signal RF is input via the input terminals 76 and 77.INIs input, and the local oscillation signal OSC from the local oscillator 16 is input via the input terminals 74 and 75.INIs entered. RF signal RF input to the mixer 23aINIs the local oscillation signal OSCINThe difference component (frequency difference) is mixed with the IF output signal IF via the buffer amplifier transistors T27 and T28.OUTAs output from the output terminals 79 and 80.
[0118]
In the mixer 23a, the mixer current I1, I2And buffer amplifier current IThree, IFourDepends on a bias voltage generating unit including resistors R0 to R3, resistor R27, and transistor T31. In the mixer 23a, when the operating current is increased, the third-order distortion tends to be excellent. In the present embodiment, the switch unit SW1MIXSwitch S0~ SThreeWhen high strain performance is required by selectively turning on / off the current I1, I2Is set to a large value and the current I1, I2Set to lower. For example, when the transmission is off and there is no interfering signal, there is no problem even if the distortion characteristic is low.0~ SThreeIs selectively turned on / off. Specifically, when the distortion characteristic may be a value lower by 3 dB, the switch S is set so that the mixer current is reduced to 1/2.0~ SThreeIs selectively turned on / off.
[0119]
In the mixer 23a, the current I1, I2When the current value of the current I is decreased, an excellent distortion characteristic is not required.Three, IFourThe current value can also be lowered. Therefore, in the mixer 23a, the current IThree, IFourCurrent I1, I2Control in conjunction with. In this case, the voltage of the resistor R30 is supplied from the voltage that determines the bias of the transistors T21 and T22. The table contents of the circuit setting table 61 applied to the mixer 23a are basically the same as the table contents applied to the low noise amplifier 21a shown in FIG. The table contents of the gain correction table 62 related to the mixer 23a are basically the same as the table contents related to the low noise amplifier 21a shown in FIG.
[0120]
Next, the operation of the mixer 23a shown in FIG. 10 will be described.
[0121]
In the mixer 23a having the configuration shown in FIG.1, I2From the viewpoint of the mixer conversion gain and the DC voltage for connection to the next stage, it is desirable to variably set the resistors R28 and R29, which are load resistors, according to the communication factor. Therefore, in the mixer 23a shown in FIG.MIXCurrent I1, I2Is changed, the optimum value of the load resistance corresponding to the resistors R28 and R29 shown in FIG. 9 is selected and set by the switch unit SW2 and the switch unit SW3. For example, the current I1, I2Is large, each switch is selected and set so that the combined resistance of the resistors R0 to R3 becomes a small value. For example, the current I1, I2Is small, each switch is selected and set so that the combined resistance of the resistors R0 to R3 becomes a large value.
[0122]
In the mixer 23a shown in FIG. 10, the emitter negative feedback resistors of the transistors T21 and T22 (corresponding to the resistor R21 in the circuit shown in FIG. 9) are related to distortion characteristics, noise figure NF (Noise Figure) and gain. is doing. For example, when the resistance value of the negative feedback resistor is increased, the gain is decreased and the noise figure NF is deteriorated, but the distortion characteristic is improved. Conversely, when the resistance value of the negative feedback resistor is small, the distortion characteristic is poor, but the gain is high and the noise figure NF is improved. Accordingly, when excellent distortion characteristics are required, a value having a large resistance value is selected at the expense of gain and noise figure NF (sensitivity is deteriorated). In this embodiment, when high distortion characteristics are required, the negative feedback resistance is increased, and when high distortion characteristics are not required, the switch unit SW4 is selectively set so as to decrease the negative feedback resistance. . In other words, optimization of gain, noise figure NF, and distortion is enabled by the switch unit SW4. The setting conditions related to the switch unit SW4 are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62.
[0123]
Next, the operation of the reception side variable amplifier circuit 26a shown in FIG. 12 will be described.
[0124]
In the receiving side variable amplifying circuit 26 a shown in this figure, the power supply voltage Vcc is applied via the input terminal 81. In the receiving side variable amplifier circuit 26a, the input signal AGC is connected to the transistors T41 and T42.INIs input to the transistor T51 via the input terminal 82 and the AGC voltage V from the receiving circuit control unit 6 is input.RX-AGCIs entered. Further, in the receiving side variable amplifying circuit 26a, the output signal AGC is output via the output terminal 83.OUTIs output.
[0125]
In the AGC operation part 26-3 including the transistors T43 to T46, the AGC function is realized by changing the ratio of the current flowing through the transistors T43 and T44. The same applies to the ratio of currents flowing through the transistors T45 and T46. For example, when the same value as the current flowing through the transistor T41 flows through the transistor T44 (the current of the transistor T43 is 0), the gain is maximum. Further, when a current flows through the transistor T43, the gain is decreased according to a current ratio flowing through the transistors T43 and T44.
[0126]
The current flowing through the transistors T47 and T48 is determined by a constant current circuit 26-2 including transistors T49 and T50 and resistors R45 and 46. The currents of the transistors T43 to T47 are controlled by the transistors T51 and T52 forming the differential amplifier circuit and the output buffer transistors T53 and T54.
[0127]
AGC voltage VRX-AGCIs input to one base of the transistors T51 and T52 forming the differential amplifier circuit, and changes the current of the transistors T51 and T52. The change in the current is given to the transistors T43 to T46 via the transistors T53 and T54.
[0128]
In the AGC circuit portion composed of the transistors T41 to T46, the distortion characteristics depend on the current determined by the transistors T41 and T42 and the resistors R43 and 44. For example, when the current flowing through the transistors T41 and T42 is large, the distortion characteristic of the AGC circuit shows a high (good) value. In the present embodiment, the switch unit SW1 is in a receiving state that does not require high distortion characteristics.AGCSwitch S0~ SThreeThe resistors R0 to R3 are operated to reduce the currents of the transistors T41 and T42. The table contents of the circuit setting table 61 applied to the receiving side variable amplifier circuit 26a shown in FIG. 12 are basically applied to the low noise amplifier 21a shown in FIG. It is almost the same as the table contents. Further, the table contents of the gain correction table 62 related to the receiving side variable amplifier circuit 26a are basically the same as the table contents related to the low noise amplifier 21a shown in FIG. is there.
[0129]
In the receiving side variable amplifier circuit 26a, when the currents of the transistors T41 and T42 are changed, the voltage related to the AGC control input to the bases of the transistors T43 and T44 or the transistors T45 and T46 also corresponds to the change of the currents of the transistors T41 and T42. Need to be changed. This controls a constant current circuit composed of transistors T55 and T56 and resistors R47 and R48 with the same voltage (circuit of resistors R0 to R3, transistor T59 and resistor R53) as that for determining the currents of the transistors T41 and T42. By doing.
[0130]
The currents of the transistors T47 and T48 forming the output buffer amplifier are connected to the bases of the transistors T49 and T50, which determine the currents, in parallel with the bias voltages of the transistors T41 and T42 so that no unnecessary current flows. ing.
[0131]
Next, the operation of the QPSK demodulation circuit 27a shown in FIG. 13 will be described.
[0132]
The local oscillation signal from the local oscillator 71 is input directly to the mixer circuit 27-2 and also input to the mixer circuit 27-3 via the 90-degree phase shift circuit 72. IF signal IFINAre input to the transistors T65 and T66 of the mixer circuit 27-2 and the transistors T75 and T76 of the mixer circuit 27-3 via the input terminals 91 and 92, respectively. The buffer amplifier 3 receives the QPSK I signal I through the output terminals 93 and 94.OUTQ signal Q through output terminals 95 and 96OUTIs output.
[0133]
The operating currents in the mixer circuits 27-2 and 27-3 and the operating current of the buffer amplifier 27-1 are the switch unit SW1.QPSK, Switch unit SW1 in the bias voltage generating unit comprising resistors R0 to R3, transistor T67, and resistor R66QPSKSwitch S0~ SThreeSelect and set with. For example, when high distortion characteristics are not required in the signal reception state, the switch S0~ SThreeWith this setting, the operating currents of the mixer circuits 27-2 and 27-3 and the operating current of the buffer amplifier 27-1 are lowered.
[0134]
In addition, switch part SW1QPSKSwitch S in0~ SThreeSettings relating to the above are stored in advance in the circuit setting table 61 and the gain correction table 62. Here, the table contents of the circuit setting table 61 applied to the QPSK demodulator circuit 27a are basically the same as the table contents applied to the low noise amplifier 21a shown in FIG. It is. The table contents of the gain correction table 62 relating to such a QPSK demodulator circuit 27a are basically the same as the table contents relating to the low noise amplifier 21a shown in FIG.
[0135]
As described above, according to the present embodiment, the operation states of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception side variable amplification circuit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2 are determined based on the presence / absence of the transmission operation and the interference wave. Since it is changed according to the communication factor including at least one of the presence or absence or the signal level of the received signal, for example, the operation state can be changed so that the power consumption is reduced according to the presence or absence of jamming radio waves. it can. This makes it possible to reduce the consumption of the battery, which is a power supply source, as compared with a conventional mobile phone, so that the so-called standby time and call time can be made longer than before and the battery replacement frequency can be increased. Can be reduced. In addition, for example, since the operation state can be changed according to the difference between the CDMA and FM modes, it is possible to reduce power consumption particularly in the FM mode where performance is not required as compared with the CDMA mode. it can.
[0136]
Further, according to the present embodiment, the operating state to be changed by the receiving system circuit 2 is determined according to the table contents of the circuit setting table 61 and the gain correction table 62, and the table contents can be changed from the outside. The performance of each part of the low-noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception-side variable amplification circuit 26a, and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2 can be easily changed only by changing the table contents of the circuit setting table 61 and the gain correction table 62. Can be changed / set. Thereby, for example, when the reception system circuit 2 is manufactured by an IC, even if a difference in characteristics occurs in the elements in the circuit, the circuit setting table 61 and the gain correction table 62 are changed according to the difference in the characteristics of the elements. Since the table contents can be changed, the yield at the time of IC manufacturing can be improved. Further, it is possible to cope with the manufacture of a high-frequency system IC integrated on a large scale.
[0137]
Furthermore, according to the present embodiment, the time required to change the operation states of the low noise amplifier 21a, the mixer 23a, the reception side variable amplification circuit 26a and the QPSK demodulation circuit 27a in the reception system circuit 2 Since the change is made according to the difference, for example, it is possible to prevent a situation in which the circuit oscillates as the operation state is changed.
[0138]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible. For example, in the above embodiment, the case of operating in the dual mode of the CDMA system and the FM system has been described, but the present invention is also applicable to the case of operating in only one of the CDMA system and the FM system. Is possible. Further, the present invention is not limited to the CDMA method and the FM method, and can be applied to, for example, a TDMA receiving circuit and a communication device.
[0139]
【The invention's effect】
  As explained above,Of the present inventionReceiver orIsAccording to the communication equipment, the magnitude of the operating current in the receiving circuit can be changed according to the presence / absence of transmission operation, presence / absence of interfering radio waves, and the signal level of received signals. Accordingly, there is an effect that the operating current can be optimized so as to reduce the power consumption.
[0140]
  In particular, according to the receiving device of claim 4, the communication factor and the receiving circuitON / OFF status of multiple switches inAnd a receiving table according to the table contents of the related table.ON / OFF status of multiple switches inSince the table contents of the related table can be changed from the outside, the performance of the receiving circuit portion can be easily changed.For example, the operation can be performed according to the variation in the characteristics of the devices constituting the receiving circuit. There is an effect that it can be optimized.
[0141]
  In particular, the claims7According to the described receiving apparatus, the operation switching period from the change in the communication factor to the actual change in the operating current is changed according to the difference in the change in the operating current. As a result, it is possible to prevent a situation in which the receiving circuit oscillates as the signal is changed.
[0142]
  In particular, the claims8According to the described receiving apparatus, since the ambient temperature change is further included as a communication factor, for example, an effect according to the device characteristics with respect to the temperature change of each device constituting the receiving circuit can be performed. Play.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency stage of a mobile phone as a communication device according to an embodiment of the present invention.
2 is an explanatory diagram showing a data structure example of circuit setting data input to a reception system circuit in the mobile phone shown in FIG. 1;
3 is a circuit diagram showing a configuration example of a low noise amplifier in the mobile phone shown in FIG.
4 is an explanatory diagram illustrating an example of a relationship between an operation changeover switch unit in the low noise amplifier illustrated in FIG. 3 and a current flowing in a circuit of the low noise amplifier.
FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating an example of a circuit setting table applied to the low noise amplifier illustrated in FIG. 3;
6 is an explanatory diagram showing an example of a gain correction table applied to the low noise amplifier shown in FIG. 3;
7 is an explanatory diagram showing switching time of the operation state in the low noise amplifier shown in FIG. 3; FIG.
FIG. 8 is another explanatory diagram showing the switching time of the operation state in the low noise amplifier shown in FIG. 3;
9 is a circuit diagram showing a configuration example of a mixer in the mobile phone shown in FIG. 1. FIG.
10 is a circuit diagram showing another configuration example of the mixer in the mobile phone shown in FIG. 1;
11 is an explanatory diagram illustrating an example of a relationship between an operation changeover switch unit in the mixer illustrated in FIG. 10 and a current flowing in the circuit of the mixer.
12 is a circuit diagram showing a configuration example of a receiving-side variable amplifier circuit in the mobile phone shown in FIG. 1;
13 is a circuit diagram showing a configuration example of a QPSK demodulating circuit in the mobile phone shown in FIG.
FIG. 14 is a block diagram showing a circuit configuration of a high frequency stage of a conventional general mobile phone.
FIG. 15 is an explanatory diagram showing signal interference called intermodulation spurious interference in a receiving circuit of a conventional mobile phone.
FIG. 16 is an explanatory diagram showing signal interference called single-tone sensitivity suppression in a receiving circuit of a conventional mobile phone.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing sensitivity suppression caused by a transmission signal, which occurs in a receiving circuit of a conventional mobile phone.
FIG. 18 is a characteristic diagram for explaining a distortion characteristic required for a receiving circuit of a conventional mobile phone.
[Explanation of symbols]
DFM  Mode switching signal
DTX  Transmission control signal
D10 Circuit setting data
SW1 switch
1 Transmission circuit
2 Receiver circuit
3 Modem
4 Duplexers
5 Common antenna
6 Receiving circuit controller
16 Local oscillator
21 Low noise amplifier circuit
21a Low noise amplifier (LNA)
21b, 23b, 26b, 27b Latch circuit
23 Mixer circuit
23a mixer
24 Bandpass filter for CDMA
25 Bandpass filter for FM
26 Receiving side variable amplifier circuit
26a Reception side variable amplifier circuit (RX-AGCAMP)
27 QPSK demodulation circuit
27a QPSK demodulation circuit
31 Low-pass filter
32 Wideband low-pass filter
33 Received signal strength detection circuit (RSSI)
61 Circuit setting table
62 Gain correction table
63 Adder circuit
64 Temperature sensor

Claims (9)

信号の送受信を行う通信機器に適用される信号受信用の受信装置であって、
前記通信機器において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、前記通信機器における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路と、
前記受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、
前記受信回路で受信された信号のうち、前記所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと前記第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて前記通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、前記通信要因に基づいて前記受信回路の動作状態を決定する決定手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。A signal receiving device applied to a communication device that transmits and receives signals,
According to the change in communication factor consisting of the presence or absence of transmission operation in the communication device, the presence or absence of jamming waves, and the signal level of the received signal, both when the communication device has a transmission operation and when there is no transmission operation. A receiving circuit capable of changing the magnitude of the operating current in the circuit ;
A first low-pass filter that passes a signal in a predetermined frequency band required for communication among signals received by the receiving circuit;
A second low-pass filter that passes a signal of a wider band than the predetermined frequency band among the signals received by the receiving circuit;
Determining the presence or absence of jamming radio waves, which is one of the communication factors, based on the signal level of the signal passing through the first low-pass filter and the signal level of the signal passing through the second low-pass filter; And a deciding means for deciding an operating state of the receiving circuit based on the receiver. 前記受信回路は、回路内の動作電流の大きさを複数の状態に切り換え可能なカレントミラー型の回路を有し、前記カレントミラー型の回路は、トランジスタと前記トランジスタのコレクタ端子に並列接続された複数の抵抗と前記複数の抵抗のそれぞれに接続された複数のスイッチとを含み、
前記決定手段は、前記受信回路の動作状態として前記複数のスイッチのオン／オフ状態を決定する機能を有し、
前記受信回路は、前記決定手段によって決定された動作状態に基づいて、前記複数のスイッチのオン／オフ状態を変化させることで回路内の動作電流の大きさを変化させる
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。 Before Symbol receiver circuit includes a current mirror type circuit capable of switching the size of the multiple states of operation current in the circuit, the current mirror type circuit is connected in parallel to the collector terminal of the transistor and the transistor A plurality of resistors and a plurality of switches connected to each of the plurality of resistors,
The determining means has a function of determining ON / OFF states of the plurality of switches as an operating state of the receiving circuit,
The said receiving circuit changes the magnitude | size of the operating current in a circuit by changing the ON / OFF state of these switches based on the operating state determined by the said determination means. The receiving device according to 1. 前記決定手段は、前記通信要因と前記受信回路における前記複数のスイッチのオン／オフ状態とを関連付ける関連テーブルを有し、前記関連テーブルのテーブル内容に従って、前記受信回路における前記複数のスイッチのオン／オフ状態を決定することを特徴とする請求項２記載の受信装置。  The determining means has an association table associating the communication factor with the on / off states of the plurality of switches in the receiving circuit, and according to the table contents of the association table, the on / off states of the plurality of switches in the receiving circuit. The receiving apparatus according to claim 2, wherein an off state is determined. 前記関連テーブルは、そのテーブル内容を外部から変更可能に構成されていることを特徴とする請求項３記載の受信装置。  The receiving apparatus according to claim 3, wherein the relation table is configured so that the contents of the table can be changed from the outside. 前記受信回路は、
受信信号を増幅するローノイズアンプ回路部と、
前記ローノイズアンプ回路部で増幅された受信信号を局部発振信号と混合して中間周波の受信信号に変換するミキサ回路部と、
前記ミキサ回路部から出力された後の受信信号を増幅する利得可変増幅回路部と
を有し、
前記ローノイズアンプ回路部、前記ミキサ回路部および前記利得可変増幅回路部のそれぞれの回路内の動作電流の大きさを前記通信要因の変化に応じて変化させる
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。The receiving circuit is
A low noise amplifier circuit for amplifying the received signal;
A mixer circuit unit that mixes the reception signal amplified by the low noise amplifier circuit unit with a local oscillation signal and converts the mixed signal into an intermediate frequency reception signal;
A gain variable amplification circuit unit that amplifies the received signal output from the mixer circuit unit;
2. The reception according to claim 1, wherein a magnitude of an operating current in each of the low noise amplifier circuit unit, the mixer circuit unit, and the variable gain amplifier circuit unit is changed according to a change in the communication factor. apparatus. 前記受信回路は、妨害電波の有無以外の通信要因が同一の状態であった場合、妨害電波が無い場合の方が妨害電波が有る場合に比べて動作電流が小さくなるように動作電流の大きさを変化させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。  When the communication factors other than the presence / absence of jamming radio waves are the same, the receiving circuit has a magnitude of operating current so that the operating current is smaller in the absence of jamming radio waves than in the case of jamming radio waves. The receiving apparatus according to claim 1, wherein: 前記受信回路は、前記通信要因の変化があってから実際に前記動作電流を変化させるまでの動作切換期間を、前記動作電流を相対的に大きい状態から小さい状態に変化させる場合の方が、前記動作電流を相対的に小さい状態から大きい状態に変化させる場合よりも長くなるように変化させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。  In the receiving circuit, when the operation current is changed from a relatively large state to a small state, the operation switching period from when the communication factor is changed to when the operating current is actually changed is more The receiving apparatus according to claim 1, wherein the operating current is changed to be longer than when the operating current is changed from a relatively small state to a large state. 前記通信要因としてさらに周囲の温度変化を含み、
前記周囲の温度変化に応じて前記利得可変増幅回路部の利得を補正するようになされている
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。Further including ambient temperature change as the communication factor,
The receiving apparatus according to claim 5, wherein the gain of the variable gain amplifying circuit unit is corrected in accordance with the ambient temperature change. 送信信号に対する信号処理を行う送信回路と、
前記送信回路において送信動作が有る場合と無い場合との双方で動作し、かつ、前記送信回路における送信動作の有無、妨害電波の有無および受信信号の信号レベルからなる通信要因の変化に応じて、回路内の動作電流の大きさを変化させることが可能な受信回路と、
前記受信回路で受信された信号のうち、通信に必要とされる所定の周波数帯域の信号を通過させる第１のローパスフィルタと、
前記受信回路で受信された信号のうち、前記所定の周波数帯域よりも広帯域の信号を通過させる第２のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルと前記第２のローパスフィルタを通過した信号の信号レベルとに基づいて前記通信要因の１つである妨害電波の有無を判断し、前記通信要因に基づいて前記受信回路の動作状態を決定する決定手段と
を備えたことを特徴とする通信機器。A transmission circuit for performing signal processing on the transmission signal;
In accordance with the change in communication factors consisting of the presence or absence of transmission operation in the transmission circuit, the presence or absence of jamming radio waves, and the signal level of the received signal. A receiving circuit capable of changing the magnitude of the operating current in the circuit ;
A first low-pass filter that passes a signal in a predetermined frequency band required for communication among signals received by the receiving circuit;
A second low-pass filter that passes a signal of a wider band than the predetermined frequency band among the signals received by the receiving circuit;
Determining the presence or absence of jamming radio waves, which is one of the communication factors, based on the signal level of the signal passing through the first low-pass filter and the signal level of the signal passing through the second low-pass filter; Determining means for determining an operating state of the receiving circuit based on the communication device.
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