JP4358457B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents

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JP4358457B2 JP2001158005A JP2001158005A JP4358457B2 JP 4358457 B2 JP4358457 B2 JP 4358457B2 JP 2001158005 A JP2001158005 A JP 2001158005A JP 2001158005 A JP2001158005 A JP 2001158005A JP 4358457 B2 JP4358457 B2 JP 4358457B2
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寛明 原
克佳 中田
茂穂 池田
成乃亮 小原
祐詞 佐々木
仁太郎 長尾
敦士 小関
淳一 上仮屋
典明 西田
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力電圧が可変である降圧型のチョッパ回路を備え、高圧放電灯を含む負荷回路にチョッパ回路から電力を供給する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、プロジェクタや車両の前照灯などに用いる高輝度の点光源としてメタルハライドランプや超高圧水銀ランプのような高圧放電灯が普及してきている。この種の高圧放電灯を点灯させるための安定器としては、小型・軽量であることから電子回路式安定器を備えた放電灯点灯装置が広く用いられている。高圧放電灯を上述のような光源として用いる場合には光出力を一定に保つことが要求されるから、高圧放電灯に定電力を供給することが必要であって、多くの放電灯点灯装置においては降圧型のチョッパ回路を通して高圧放電灯に電力を供給し、チョッパ回路の出力電圧を調節することによって高圧放電灯に供給する電力を一定に維持する構成が採用されている。
【０００３】
ところで、降圧型のチョッパ回路１は、基本的には図２２に示す回路構成を有する。このチョッパ回路１は、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路を直流電源Ｅの両端間に接続し、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路にダイオードＤ１を並列接続した構成を有している。インダクタＬ１はスイッチング素子Ｑ１を介して直流電源Ｅに接続されており、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１と直列に接続される。ただし、直流電源Ｅの両端間においてスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１とは逆直列に接続されている。つまり、ダイオードＤ１の極性は、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流を阻止する極性になっている。このような構成により、スイッチング素子Ｑ１のオン時においてインダクタＬ１を通してコンデンサＣ１が充電され、この期間にインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にコンデンサＣ１およびダイオードＤ１を通る経路で回生される。コンデンサＣ１の両端電圧は、高圧放電灯を含む負荷回路ＬＤに供給される。
【０００４】
チョッパ回路１に設けたスイッチング素子Ｑ１のオンオフは、制御回路４により制御される。スイッチング素子Ｑ１の制御形態としては、以下の２種の方式が広く採用されている。
【０００５】
第１の方式は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に流れる回生電流が停止した時点でスイッチング素子Ｑ１をオンにする制御であって、臨界電流連続方式と呼ばれている。すなわち、臨界電流連続方式では、負荷回路ＬＤのインピーダンスが変化すれば回生電流の流れる時間が変化するから、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が変化することになる。
【０００６】
第２の方式は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に回生電流が流れると回生電流が停止する前にスイッチング素子Ｑ１を再びオンにする制御であって、電流連続方式と呼ばれている。電流連続方式では、チョッパ回路１から負荷回路ＬＤに比較的大きい電力を供給することが可能である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、最近のプロジェクタは、コンピュータ機器の画面を投影するプレゼンテーション用の機器としての需要が高まっており、可搬性が要求されることから、一層の小型化・軽量化が望まれている。このような小型の装置では放電灯点灯装置の発熱量を軽減することが大きな課題になる。
【０００８】
上述した臨界電流連続方式では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が停止した状態でスイッチング素子Ｑ１をオンにするから、いわゆる零電流スイッチングになってスイッチング損失による発熱量が軽減される。しかしながら、高圧放電灯では音響共鳴現象が知られており、臨界電流連続方式では、上述したように負荷回路ＬＤのインピーダンスが変化することによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が変化するから、音響共鳴現象の生じる周波数領域でスイッチング素子Ｑ１がオンオフされるおそれが生じる。音響共鳴現象が生じると、光出力が不安定になってちらつきを生じ、場合によっては高圧放電灯が破損することもある。
【０００９】
一方、上述した電流連続方式では、スイッチング素子Ｑ１がオンになった時点では、ダイオードＤ１がオフにはなっていないから、逆方向回復過渡現象によってダイオードＤ１に逆回復電流が流れる。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオンの直後にはダイオードＤ１にスイッチング素子Ｑ１と同じ向きの電流が流れ、いわゆる貫通電流がスイッチング素子Ｑ１に流れることになる。貫通電流は短時間ではあるが、直流電源Ｅの両端間を短絡する形で流れるから大きな電流であって、スイッチング素子Ｑ１のオンの瞬間にスイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１に大電流が流れることになり、結果的にスイッチング損失が大きく、発熱量が大きくなるという問題が生じる。
【００１０】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、チョッパ回路における発熱量を抑制しながらも音響共鳴現象を回避する設計が容易な放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、高圧放電灯を含む負荷回路と、直流電源と負荷回路との間に介在するスイッチング素子を備えスイッチング素子のオンオフの制御により負荷回路への出力電圧が可変であるチョッパ回路と、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、前記チョッパ回路が、前記スイッチング素子に加えて、直流電源に前記スイッチング素子を介して接続され直流電源と負荷回路との間に前記スイッチング素子との直列回路が挿入されたインダクタと、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタを通して前記直流電源から充電され両端電圧が前記負荷回路に印加されるコンデンサと、スイッチング素子との直列回路が直流電源の両端間に接続されスイッチング素子のオン時にインダクタに蓄積されたエネルギをスイッチング素子のオフ時に前記コンデンサを通る経路で回生させるダイオードとを備え、前記高圧放電灯の点灯後の期間において、前記制御回路では、前記高圧放電灯に定電力を供給する電圧範囲として設定した定電力制御範囲の下限電圧以上である期間には前記チョッパ回路から負荷回路に定電力を供給して前記高圧放電灯の安定点灯状態を維持するようにスイッチング素子のオンオフを制御し、下限電圧以下に設定されたモード切換電圧以下である期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じないようにスイッチング素子を制御する連続制御モードを選択するとともに、前記出力電圧が前記モード切換電圧を超える期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じるようにスイッチング素子を制御する不連続制御モードを選択し、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を前記不連続制御モードにおいて固定していることを特徴とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図１に示すように、図示しない直流電源から直流電圧が入力される降圧型のチョッパ回路１を備え、チョッパ回路１から出力される直流電圧を極性反転回路２により交番する矩形波電圧に変換して高圧放電灯（以下、単に「放電灯」という）ＤＬに印加する構成を有する。また、極性反転回路２と放電灯ＤＬとの間には、放電灯ＤＬの点灯のための高電圧を発生するイグナイタ３が挿入される。すなわち、チョッパ回路１は、極性反転回路２とイグナイタ３と放電灯ＤＬとからなる負荷回路に電力を供給する。
【００４７】
チョッパ回路１および極性反転回路２の動作は、制御回路４により制御される。制御回路４には、チョッパ回路１とは別に設けられチョッパ回路１と共通の直流電源から直流電圧が入力される制御電源回路５から給電される。制御電源回路５は後述するように降圧型のチョッパ回路からなる。チョッパ回路１と制御電源回路５との入力は共通であって、ローパスフィルタＬＦを介して図示しない直流電源に接続され、直流電源からたとえば３７０Ｖの直流電圧が入力される。ローパスフィルタＬＦはチョッパ回路１および制御電源回路５のスイッチング周波数以上の高周波を阻止する。
【００４８】
直流電源としては、たとえば商用電源をダイオードブリッジからなる整流回路により整流し、昇圧型のチョッパ回路により昇圧するものを用いる。昇圧型のチョッパ回路は、商用電源からの入力電流に休止期間を生じさせないように設計することが可能であるから、昇圧型のチョッパ回路におけるスイッチング素子のスイッチング周波数を比較的高く設定し、スイッチング周波数以上の高周波を阻止するローパスフィルタを商用電源との間に挿入することによって、商用電源からの入力電流波形をほぼ滑らかに連続させた歪の少ない波形とすることができる。しかも、昇圧チョッパ回路は、入力電流の包絡線の波形を整流回路の出力電圧波形にほぼ比例させることができるから、商用電源からの入力電流の位相を入力電圧の位相にほぼ一致させて高い入力力率を得ることができる。要するに、昇圧型のチョッパ回路は、外部へのノイズの発生を少なくし、かつ高力率を得るための力率改善回路として用いられる。なお、直流電源には電池電源のような他の構成のものを用いることも可能である。
【００４９】
チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴからなり、このスイッチング素子Ｑ１を介して直流電源に接続されたインダクタＬ１を備える。つまり、直流電源の正極と極性反転回路２との間にスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との直列回路が挿入される。スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点にはダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードは直流電源の負極に接続される。さらに、インダクタＬ１とダイオードＤ１との直列回路にはコンデンサＣ１と電流検出用の抵抗Ｒｓとの直列回路が並列に接続される。コンデンサＣ１の両端電圧は極性反転回路２に入力電圧として印加される。スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソースはパルストランスＰＴ１の２次巻線に接続され、スイッチング素子Ｑ１のオンオフはパルストランスＰＴ１を介して制御回路４から与えられる制御信号によって制御される。スイッチング素子Ｑ１のオンオフのスイッチング周波数は比較的高く設定される。
【００５０】
この構成により、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にスイッチング素子Ｑ１を通して直流電源からインダクタＬ１にエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にはインダクタＬ１のエネルギがコンデンサＣ１とダイオードＤ１とを通る経路で放出され、コンデンサＣ１に電荷が蓄積される。言い換えると、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に蓄積されたエネルギをコンデンサＣ１を通る経路で回生させるために設けられている。このような動作によって、コンデンサＣ１の両端電圧は入力された直流電圧に対して降圧される。入力電圧に対する出力電圧の比（降圧比＝出力電圧／入力電圧）はスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティ比により決まる。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティ比を制御回路４で変化させることによりチョッパ回路１の出力電圧が可変になる。
【００５１】
チョッパ回路１の出力電圧は、制御回路４に設けた判定部４１および電力監視部４２に入力され、チョッパ回路１の出力電流に相当する抵抗Ｒｓの両端電圧は制御回路４に設けた電流監視部４３に入力される。ここに、放電灯ＤＬの始動後には、チョッパ回路１の出力電圧は放電灯ＤＬのランプ電圧に代用され、チョッパ回路１の出力電流は放電灯ＤＬのランプ電流に代用される。後述するように、判定部４１はチョッパ回路１の出力電圧がランプ電圧について設定された定電力制御範囲である期間には電力監視部４２に出力電圧に比例する電圧を入力し、定電力制御範囲を逸脱する期間には電力監視部４２に定電圧を入力するように構成されている。定電力制御範囲は、放電灯ＤＬをほぼ定格で点灯させるように設定した電圧範囲である。上述のように、チョッパ回路１の出力電圧は放電灯ＤＬのランプ電圧を反映しているから、判定部４１に出力電圧を入力する経路とは別にチョッパ回路１の出力電圧を取り出して制御回路４の点灯判別部４４に入力し、点灯判別部４４において放電灯ＤＬの点灯状態を判別する。つまり、放電灯ＤＬが立ち消えしたときや放電灯ＤＬの電極が消耗したときにはチョッパ回路１の負荷が無負荷ないし軽負荷になることによってチョッパ回路１の出力電圧が上昇するから、点灯判別部４４ではチョッパ回路１の出力電圧を監視することによって、放電灯ＤＬの始動（電極間の絶縁破壊）、点灯（アーク放電への移行）、安定点灯状態への移行、立ち消え、寿命末期（電極の損耗）を検出することが可能になる。
【００５２】
チョッパ回路１の出力電流は上述のように電流監視部４３により監視され、電流監視部４３で検出された電流値も電力監視部４２に入力される。電力監視部４２では入力された電流値と電圧値とを乗算することによってチョッパ回路１の出力電力を求め、この出力電力が一定値に保たれるように制御信号生成部４６に指示を与えてスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティ比を制御する。つまり、チョッパ回路１から極性反転回路２に対して定電力を供給することになる。また、判定部４１から定電圧が出力されている間には電力と電圧とが一定であるから、チョッパ回路１からは定電流が出力されることになる。このように、判定部４１と電力監視部４２と電流監視部４３と制御信号生成部４６とにより出力制御部が構成される。
【００５３】
極性反転回路２は、４個のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６からなるブリッジ回路であって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてブリッジ回路の一方のアームを形成し、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が直列接続されてブリッジ回路の他方のアームを形成している。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６にはＭＯＳＦＥＴを用いている。ブリッジ回路の各アームはそれぞれコンデンサＣ１に並列接続されており、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６はそれぞれ駆動回路ＤＶ３〜ＤＶ６を介して制御回路４の駆動信号生成部４５に接続される。駆動信号生成部４５では２値の駆動信号を生成する。駆動信号はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の組とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の組とのオンオフを交互に反転させる。つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の組のオン期間にはスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の組はオフになり、逆にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の組のオン期間にはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の組はオフになるように駆動信号が生成される。
【００５４】
極性反転回路２の一方のアームを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点と、他方のアームを構成するスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点との間にはインダクタＬ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端間にはイグナイタ３に設けた出力トランスＴ１の２次巻線と放電灯ＤＬとの直列回路が並列に接続される。したがって、極性反転回路２の上述の動作によって、放電灯ＤＬの両端に印加される電圧の極性は交互に反転し、放電灯ＤＬに交番電圧が印加されることになる。ここに、放電灯ＤＬとして定格電圧の比較的低いものを用いることにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６には低容量の小型のものを用いることが可能であり、高容量のものを用いる場合に比較するとオン抵抗が小さくなるから、発熱量を抑制することができる。言い換えると、入力した電力エネルギのうち光出力に利用されずに熱損失として無駄に消費されるエネルギの低減につながり、エネルギ利用効率がよく発熱量の比較的少ない放電灯点灯装置を提供することが可能になる。
【００５５】
イグナイタ３は、チョッパ回路１の出力端間に接続したパルス発生回路６の出力を受けて動作し、パルス発生回路６から発生する複数個のパルスに相当するエネルギが蓄積されると適宜のタイミングで出力トランスＴ１の２次巻線に高圧パルスを発生させるように構成されている。パルス発生回路６は、たとえばチョッパ回路１の出力端間に接続された抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６との直列回路を有し、トリガ素子ＱＴとパルストランスＰＴ２の１次巻線との直列回路をコンデンサＣ６の両端間に接続した構成を有する。したがって、パルス発生回路６はチョッパ回路１から抵抗Ｒ６を介して充電されるコンデンサＣ６の両端電圧がトリガ素子ＱＴのブレークオーバ電圧に達することができる期間（つまり、チョッパ回路１の出力電圧が比較的高い期間、言い換えると極性反転回路２の入力インピーダンスが比較的高い期間）にパルスを発生する。
【００５６】
イグナイタ３としては、たとえば、パルス発生回路６のトリガ素子ＱＴに１次巻線を接続したパルストランスＰＴ２の２次側出力により充電されるコンデンサＣ３を設け、出力トランスＴ１の１次巻線と放電ギャップＳＧとの直列回路をコンデンサＣ３の両端間に接続した回路を採用することができる。この構成では、コンデンサＣ３の両端電圧が放電ギャップＳＧのブレークオーバ電圧に達したときに出力トランスＴ１の１次巻線を通してコンデンサＣ３の電荷が放出され、出力トランスＴ１の２次巻線に高圧パルスが発生する。
【００５７】
ところで、制御回路４に電源を供給する制御電源回路５は、チョッパ回路１と同様の構成を有した降圧型のチョッパ回路であり、スイッチング素子Ｑ２としてはコントローラ５１とともに集積回路ＩＣを構成するものを用いている。コントローラ５１は保護機能を備えており、スイッチング素子Ｑ２にオン時とは逆向きの電流が流れるとスイッチング素子Ｑ２を遮断し、コントローラ５１に電源が供給されている間には、スイッチング素子Ｑ２を遮断した状態をラッチするように構成されている。スイッチング素子Ｑ２の一端は直流電源の正極にローパスフィルタＬＦを介して接続され、スイッチング素子Ｑ２の他端にはインダクタＬ５が接続される。また、スイッチング素子Ｑ２とインダクタＬ５との接続点にはダイオードＤ５のカソードが接続され、ダイオードＤ５のアノードは直流電源の負極にローパスフィルタＬＦを介して接続される。ダイオードＤ５の両端間にはインダクタＬ５と平滑コンデンサＣ５との直列回路が並列に接続される。ここに、平滑コンデンサＣ５には容量の比較的大きいものが用いられる。平滑コンデンサＣ５の両端電圧は、制御回路４の電源に用いるだけではなく、電源投入直後の起動期間を除いてはコントローラ５１の電源にも用いる。
【００５８】
したがって、たとえばチョッパ回路１の負荷が大きくなって、制御電源回路５の入力電圧が急に低下したような場合には保護機能が作動してスイッチング素子Ｑ２の遮断状態がラッチされることになる。すなわち、制御電源回路５の出力側には容量の比較的大きい平滑コンデンサＣ５が設けられているから、入力電圧が低下しても出力電圧は維持されており、入力電圧よりも出力電圧のほうが高くなる状態が生じる。スイッチング素子Ｑ２の遮断状態を解除するにはコントローラ５１の動作が維持できない程度に平滑コンデンサＣ５の両端電圧が低下するのを待たなければならず、ラッチされた状態が継続している間には、入力電圧を回復させたとしても保護機能が作動した状態に保たれ、スイッチング素子Ｑ２のスイッチングを再開させることができない。
【００５９】
そこで、本実施形態では入力電圧が出力電圧よりも低下したときにコントローラ５１の保護機能が作動するのを回避するために、直流電源とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間に逆流阻止用の逆阻止ダイオードＤｃを挿入してある。この構成により、制御電源回路５の出力電圧よりも入力電圧が低下したとしても、スイッチング素子Ｑ２を逆流しようとする電流が逆阻止ダイオードＤｃにより阻止されるから、コントローラ５１の保護機能が作動することがなく、スイッチング素子Ｑ２が遮断状態でラッチされるのを防止することができる。
【００６０】
以下では制御回路４について詳述する。制御回路４はチョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる制御信号を生成する制御信号生成部４６を有し、制御信号生成部４６は、チョッパ回路１に直流電源が供給された（以下では、「電源投入」という）後に、電力監視部４２および電流監視部４３により監視されている状態に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチングにおけるデューティ比を変化させ、極性反転回路２に適正な電圧が印加されるように制御する。
【００６１】
電源投入直後には、制御電源回路５の出力電圧が上昇すると制御回路４が動作を開始し、制御回路４からチョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ１を制御する制御信号が出力されるとともに、極性反転回路２のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を制御する駆動信号が出力される。したがって、放電灯ＤＬには交番する矩形波電圧が印加されるとともに、イグナイタ３の動作により放電灯ＤＬに高圧パルスが印加される。高圧パルスが発生したときに正常であれば放電灯ＤＬは点灯する。
【００６２】
ところで、本実施形態において用いる放電灯ＤＬは、電極間の絶縁破壊によって始動した直後には電極間のインピーダンスが大きくランプ電圧が高いが、アーク放電に近付くとランプ電圧が低下し、点灯直後（アーク放電に移行した直後）には水銀の蒸気圧が低いからランプ電圧は低い値になり、水銀蒸気圧の上昇に伴ってランプ電圧が上昇する。したがって、安定点灯状態（定格点灯状態）に短時間で到達させるには、投入する電流を大きくすればよいが、実際には放電灯ＤＬの電極の損傷を抑制するには定格電流値に対してやや大きい程度（１．５倍程度）の電流値に制限する必要がある。そこで、安定点灯状態に移行するまでの間にはチョッパ回路１の出力電流を定電流とし、安定点灯状態に達した後には光出力を安定させるためにチョッパ回路１の出力電力を定電力とするように制御する。すなわち、チョッパ回路１の出力電力が定電力になるように制御する期間は、チョッパ回路１の出力電圧が放電灯ＤＬの定格電圧に基づいて設定されている定電力制御範囲内である期間であって、チョッパ回路１の出力電圧が定電力制御範囲内である間には放電灯ＤＬに定電力が供給されて放電灯ＤＬが安定点灯状態で点灯する。
【００６３】
具体的には、図２に示すように、チョッパ回路１の出力電流を定電流とする領域を設けてあり、放電灯ＤＬの始動直後などの期間には定電流が供給されるようにしてある。また、安定点灯状態に達した後には光出力を安定させるためにチョッパ回路１の出力電力を定電力とするように制御する。すなわち、チョッパ回路１の出力電力が定電力になるように制御する期間は、チョッパ回路１の出力電圧の範囲によって設定され、この範囲を定電力制御範囲Ｅｐとしてある。定電力制御範囲Ｅｐは放電灯ＤＬの定格電圧に基づいて設定され、少なくとも安定点灯状態を維持しようとする電圧範囲を含むように設定される。言い換えると、安定点灯状態におけるチョッパ回路１の出力電圧の範囲が定電力制御範囲Ｅｐに含まれるようにする。
【００６４】
以下では、定電力制御範囲Ｅｐにおける下限電圧をＶｍ、上限電圧をＶｐとし、チョッパ回路１の出力電圧が下限電圧Ｖｍ以下である範囲を第１領域Ｅ１、上限電圧Ｖｐ以上である範囲を第２領域Ｅ２とする。チョッパ回路１の出力電圧が上限電圧Ｖｐよりも高い期間は、放電灯ＤＬの立ち消え、あるいは放電灯ＤＬの電極の消耗による寿命末期が考えられるほか、放電灯ＤＬが始動した直後であって電極や発光管の温度が低い期間であることが考えられる。安定点灯状態において立ち消えしたり寿命末期であるときには、放電灯ＤＬへの電力供給を遮断することによってチョッパ回路１や直性反転回路２にストレスが生じるのを防止することが必要であるが、放電灯ＤＬの始動直後であって電極や発光管の温度上昇が不足しているときには、大きな電力を供給することにより始動の失敗を抑制することが望ましい。
【００６５】
そこで、放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行した後における立ち消えや寿命末期の際にチョッパ回路１の動作を停止させるために保護部４７を制御回路４に設けてある。保護部４７では、点灯判別部４４により安定点灯状態に移行したことが検出された後には、ランプ電圧が過剰に上昇したときにチョッパ回路１の動作を停止するように制御信号生成部４６に指示する。保護部４７ではチョッパ回路１を停止させる停止電圧Ｖｓを定電力制御範囲Ｅｐの上限電圧Ｖｐよりも低く設定してある。したがって、安定点灯状態に移行した後にはチョッパ回路１の出力電圧は上限電圧Ｖｐを超えることができなくなる。
【００６６】
一方、始動直後においては上述のようにランプ電圧が高く、したがってチョッパ回路１の出力電圧が高くなるから、この期間においてはチョッパ回路１の出力電圧が上限電圧Ｖｐ以上である第２領域Ｅ２においてチョッパ回路１の出力が定電流となるように制御する。また、アーク放電に移行した後にはランプ電圧が低下するからチョッパ回路１の出力電圧が下限電圧Ｖｍ以下になる第１領域Ｅ１においてチョッパ回路１の出力が定電流となるように制御する。ただし、第２領域Ｅ２の電流値は第１領域Ｅ１の電流値よりも小さくなるように設定し、かつ第２領域Ｅ２の電力が第１領域の電力よりも大きくなるように設定する。また、第１領域Ｅ１の電流値は定電力制御範囲Ｅｐの下限電圧Ｖｍに対応する電流値とし、第２領域Ｅ２の電流値は定電力制御範囲Ｅｐの上限電圧Ｖｐに対応する電流値とする。
【００６７】
上述のような制御によって、始動直後であって放電灯ＤＬのランプ電圧が比較的高い期間には、放電灯ＤＬの電極間には第２領域の電流が供給されて放電灯ＤＬの電極および発光管の温度の上昇速度を高めることができ、しかも定電流に制御しているから、放電灯ＤＬの電極間に過大な電流が流れることによる電極の損傷が抑制される。つまり、放電灯ＤＬに供給する電力を大きくする際に電極間に過剰に電流を流すと電極の損傷が大きくなるのに対して、第２領域Ｅ２において電流値が比較的小さくするように制限しているから、放電灯ＤＬに供給する電力を大きくしながらも電極の損傷を抑制することが可能になる。
【００６８】
ここで、正常な動作では始動直後において上限電圧Ｖｐを超える期間は比較的短いが、何らかの異常によって上限電圧Ｖｐを超える期間が長くなる可能性もある。このような場合に、比較的大きい電力を長期に亘って放電灯ＤＬに供給すると電極が損耗しやすくなる。そこで、放電灯ＤＬの始動直後の一定時間を時限するタイマ部４８を設け、タイマ部４８により制限された一定時間内においてチョッパ回路１の出力電圧が上限電圧Ｖｐを超えるときにのみ、電極や発光管の温度が低いことに起因しているとみなして放電灯ＤＬへの供給電力を大きくするようにしてある。この構成を採用することによって、比較的大きい電力を放電灯ＤＬに供給する時間を制限することができ、電極の損耗を抑制することができる。
【００６９】
本実施形態の動作例を図３に示す。図３（ａ）は放電灯ＤＬの始動直後であってチョッパ回路１の出力が安定点灯状態に達していない期間でのランプ電流を示し、図３（ｂ）は図３（ａ）に対応するランプ電圧（チョッパ回路１の出力電圧）を表している。ランプ電流は時刻ｔ４，ｔ７において極性が反転しているが、ランプ電圧はチョッパ回路１の出力電圧で表しているから極性は反転していない。図では時刻ｔ１において電源が投入されて放電灯ＤＬが始動しており、始動時には電極や発光管の温度が不足していて時刻ｔ２において立ち消えを生じそうになり、このときのチョッパ回路１の出力電圧の上昇によって、図３（ａ）のようにランプ電流を小さくして定電流を供給する。つまり、時刻ｔ２の後には時刻ｔ２の前よりも放電灯ＤＬに流れる電流は小さくなるが供給される電力は大きくなる。このようにして時刻ｔ２の後に放電灯ＤＬに投入する電力が大きくなると、放電灯ＤＬの立ち消えが防止されてランプ電圧は低下するから、時刻ｔ３においてランプ電圧（チョッパ回路１の出力電圧）が下限電圧Ｖｍ以下になれば、比較的大きい電流値の定電流を供給する状態に復帰する。図示例では時刻ｔ４でランプ電流の極性が反転しており、時刻ｔ５と時刻ｔ６との間の期間において立ち消えしそうになった状態を表している。このとき、ランプ電圧が上限電圧Ｖｐを超えて上昇することによりチョッパ回路１からは比較的小さい定電流が供給されることを示しており、この間にはチョッパ回路１の出力電力は比較的大きくなる。つまり、立ち消えしそうになると放電灯ＤＬへの供給電力が大きくなってアーク放電を維持しようとするのである。
【００７０】
第１領域Ｅ１は、主として放電灯ＤＬの点灯（アーク放電への移行）後に安定点灯状態に移行するまでの期間において用いられる。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティ比を調節することによって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に蓄積されたエネルギがスイッチング素子Ｑ１のオフ期間に完全に放出されてインダクタＬ１に流れる電流に休止期間が生じる不連続制御モードと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に蓄積されたエネルギがスイッチング素子Ｑ１のオフ期間においても残留してインダクタＬ１に流れる電流に休止期間が生じない連続制御モード（従来構成の電流連続方式に相当）とが選択可能になっている。
【００７１】
すなわち、図４（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオンオフを繰り返すと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に図４（ｂ）のようにスイッチング素子Ｑ１を通して電流が流れ、図４（ｃ）のようにインダクタＬ１にも電流が流れる。この期間にインダクタＬ１に電磁エネルギが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフになれば、図４（ｂ）のようにスイッチング素子Ｑ１に電流は流れなくなるが、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギがコンデンサＣ１およびダイオードＤ１を通る経路で放出されるから、図４（ｃ）のようにインダクタＬ１には電流が流れる。
【００７２】
ここで、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比を比較的小さく（オン期間を短く）設定すれば、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてインダクタＬ１に蓄積されるエネルギが小さいから、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、次にスイッチング素子Ｑ１がオンになる前にインダクタＬ１のエネルギを完全に放出させることが可能になる。この場合、インダクタＬ１に流れる電流には休止期間が生じる。また、デューティ比が変化しない場合でもチョッパ回路１の負荷が大きいほどコンデンサＣ１の放電量が多くなるからインダクタＬ１に流れる電流の休止期間が長くなる。
【００７３】
一方、図５（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティ比を大きくすると（オン期間を長くすると）、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてインダクタＬ１に蓄積される電磁エネルギが大きくなる。また、デューティ比が大きくなったことによって、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は相対的に短くなる。したがって、インダクタＬ１はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間に電磁エネルギを完全に放出することができなくなり、図５（ｃ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流には休止期間が生じなくなる。また、チョッパ回路１の負荷が軽いほどコンデンサＣ１の放電量が少なくなるからインダクタＬ１に流れる電流は連続しやすくなる。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオンオフにかかわらずインダクタＬ１には電流がつねに流れることになる。この動作状態は従来構成と同様の動作状態であって、図５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンになった瞬間に貫通電流が生じることになる。
【００７４】
しかして、本実施形態では、図６に示すように、チョッパ回路１の出力電圧が上述した定電力制御範囲の下限電圧Ｖｍ以下に設定されているモード切換電圧Ｖｃ以下である期間に、連続制御モードＭ１が選択され、出力電圧がモード切換電圧Ｖｃを超える期間には不連続制御モードＭ２が選択されるように制御回路４を構成してある。すなわち、下限電圧Ｖｍ以下ではチョッパ回路１は定電流を出力しており、かつチョッパ回路１の負荷は軽負荷であって出力電力は安定点灯状態に比較して小さいから、モード切換電圧Ｖｃ以下において、インダクタＬ１に流れる電流が休止期間を生じることなく連続して流れるように設定することが可能である。チョッパ回路１が定電流を出力する期間においては電流のピーク値が制限されることによりスイッチング素子Ｑ１の電流ストレスの増加を抑制することができる。
【００７５】
放電灯ＤＬを点灯から安定点灯状態に移行させるには、チョッパ回路１から定電流を出力する期間において出力電圧を上昇させるようにスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を大きくすることになる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてインダクタＬ１に蓄積されるエネルギはしだいに大きくなるが、その一方で、出力電圧がモード切換電圧Ｖｃに近付くに従ってチョッパ回路１の負荷も大きくなる。つまり、インダクタＬ１に流れる電流を連続させることと、チョッパ回路１の負荷の大きさとはトレードオフになる。そこで、出力電圧が規定電圧Ｖｃであるときに負荷に供給する電力（負荷で消費される電力）が、インダクタＬ１に流れる電流に休止期間が生じるか否かの境界点になるように設計することによって、チョッパ回路１の出力電圧がモード切換電圧Ｖｃを超えると不連続制御モードＭ２が選択されることになる。
【００７６】
ただし、不連続制御モードＭ２ではインダクタＬ１に流れる電流に休止期間が生じることによってチョッパ回路１の出力にリップルが生じ、リップル率が１０％を超えると放電灯ＤＬに音響共鳴現象が生じやすくなることが知られている。定電力制御を行っている期間（定常点灯状態の期間）においてはスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が音響共鳴現象を生じないように選択されているから、不連続制御モードＭ２で動作することに問題はないが、チョッパ回路１の出力電圧が下限電圧Ｖｍ以下であって定常点灯状態に近い期間では、チョッパ回路１の出力が定電力になっていないにもかかわらず不連続制御モードＭ２が選択されているとリップル率の増加によって音響共鳴現象が生じやすくなる。とくに、リップル率が１０％を超えると放電灯ＤＬに音響共鳴現象が生じやすくなることが実験的に確認されている。そこで、チョッパ回路１の出力が定電力ではなくかつ不連続制御モードＭ２になる期間を少なくするように、下限電圧Ｖｍとモード切換電圧Ｖｃとの差はリップル率が１０％以下になる程度の範囲で設定してある（たとえば、１０Ｖ）。
【００７７】
上述のように、放電灯ＤＬが点灯してから定常点灯状態に移行する過渡期間においてはチョッパ回路１から定電流を出力するようにして、出力電流を規制するから、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ１で生じるスイッチング損失を比較的小さくすることができる。つまり、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ１に比較的低容量で小型かつ軽量のものを用いることが可能になる。なお、連続制御モードＭ１が選択されていると貫通電流が生じるが、チョッパ回路１の出力電圧がモード切換電圧Ｖｃよりも小さい期間であるから、貫通電流も比較的小さく、しかも過渡期間はごく短いから問題は生じない。
【００７８】
チョッパ回路１の出力電圧がモード切換電圧Ｖｃを超えて不連続制御モードＭ２に移行すると、上述したように、チョッパ回路１のインダクタＬ１に流れる電流に休止期間が生じるから、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路に貫通電流が流れることがなく、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ１でのスイッチング損失が低減され、温度上昇が軽減される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ１に比較的低容量のものを用いることが可能になり、ひいてはスイッチング素子Ｑ１に付設する放熱板が小型になるとともに放熱設計が容易になり、全体として小型化・軽量化につながる。しかも、定常点灯状態で不連続制御モードＭ２が選択されていることによって、定常点灯状態での貫通電流によるノイズが軽減される。
【００７９】
ところで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、連続制御モードＭ１と不連続制御モードＭ２とにおいてそれぞれ固定してある。実際には安定点灯状態である不連続制御モードＭ２では放電灯ＤＬに音響共鳴現象が生じない周波数を選択し、電源投入から安定点灯状態の前の状態である連続制御モードＭ１では極性反転時の放電灯ＤＬの立ち消えを抑制するために、比較的低い周波数が選択される。なお、連続制御モードＭ１においては放電灯ＤＬの状態が短時間で変化するから、必ずしも周波数が固定されていなくてもよい。また、放電灯ＤＬへの供給電力が比較的小さい期間において連続制御モードＭ１としており、供給電力が比較的大きい期間では不連続制御モードＭ２としているから、インダクタＬ１には比較的小型のものを用いることが可能になり、このことによっても小型化・軽量化が可能になる。
【００８０】
電源投入から安定点灯状態に移行するまでの期間において、制御回路４は以下の動作も行う。すなわち、点灯判別部４４は、チョッパ回路１の出力電圧がイグナイタ３が動作する電圧に達してから放電灯ＤＬが点灯するまでの期間を放電開始期間とし、また放電灯ＤＬが点灯してから安定点灯状態に移行するまでの間にチョッパ回路１の出力電圧があらかじめ設定した無負荷判定電圧を超えるか否かを監視する機能を有する。点灯判別部４４では、チョッパ回路１の出力電圧が無負荷判定電圧を超えるときには、無負荷または軽負荷になっていると判定する。
【００８１】
ランプ電圧は、放電灯ＤＬの始動前、高圧パルスが放電灯ＤＬに印加された直後、放電灯ＤＬが立ち消えしたとき、放電灯ＤＬの電極が消耗したときには、他の状態に比較して高いから、チョッパ回路１の出力電圧を監視すれば、放電灯ＤＬが無負荷または軽負荷であることを検出することが可能になる。また、イグナイタ３から始動用の高圧パルスが発生する前から放電灯ＤＬが点灯（アーク放電に移行）するまでの間（すなわち、放電開始期間）には放電灯ＤＬは高インピーダンスであって、この期間も放電灯ＤＬは無負荷または軽負荷であると言える。そこで、上述のように点灯判別部４４においてチョッパ回路１の出力電圧を監視することによって、放電灯ＤＬが放電開始期間か、立ち消えしたか、立ち消えしそうであるか、つまり無負荷または軽負荷であることを判別するのである。
【００８２】
チョッパ回路１の無負荷出力電圧は、制御信号生成部４６において規制されているが、この無負荷出力電圧は、点灯判別部４４における上述の無負荷判定電圧に応じて２段階に切り換えられるようになっている。たとえば、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の最大定格電圧が３００Ｖであるとすれば、信頼性を確保するためにチョッパ回路１の無負荷出力電圧は２４０Ｖ（最大定格電圧の８０％）以下に制限されるのが一般的である。ただし、実際にはスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６に３００Ｖを印加することが許容されているから、放電灯ＤＬの無負荷または軽負荷である期間のような、比較的短い期間においてのみチョッパ回路１の無負荷出力電圧を３００Ｖにするのである。このように比較的短い期間であれば、信頼性を損なうことなく（つまり、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６に大きなストレスをかけることなく）動作させることが可能である。
【００８３】
上述した無負荷判定電圧は、極性反転回路２を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の最大定格電圧に基づいて設定される。たとえば、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の最大定格電圧が３００Ｖであるときには、無負荷判定電圧を、通常のチョッパ回路１の無負荷出力電圧である２４０Ｖよりもさらに５０Ｖ低い１９０Ｖなどに設定する。無負荷判定電圧を１９０Ｖに設定しているとすれば、回路動作が開始した当初はチョッパ回路１の無負荷出力電圧は２４０Ｖに設定されるが、その後に放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行してチョッパ回路１の出力電圧が定電力制御範囲内に達するまでの間において、チョッパ回路１の出力電圧が１９０Ｖを１回でも超えると、チョッパ回路１の無負荷出力電圧が３００Ｖに引き上げられる。この状態は、チョッパ回路１の出力電圧が定電力制御範囲になるまで継続する。ただし、無負荷出力電圧が３００Ｖである期間を短縮する場合には、定電力制御範囲よりも高い電圧（たとえば１９０Ｖ）以下になった時点でチョッパ回路１の出力電圧を２４０Ｖに戻すようにしてもよい。また、チョッパ回路１の出力電圧がイグナイタ３が動作する電圧に達してから放電灯ＤＬがアーク放電を開始するまでの放電開始期間においては、チョッパ回路１の出力電圧が１９０Ｖに達していなくともチョッパ回路１の無負荷出力電圧を３００Ｖに引き上げる。
【００８４】
上述した動作によって、図７に示すように、時刻ｔ１において電源が投入（回路動作が開始）された時点では、図７（ｂ）のようにチョッパ回路１の無負荷出力電圧は定常点灯状態の期間と同じ値Ｖｍ２になり、時刻ｔ２においてイグナイタ２から高圧パルス（図７（ｃ）参照）が発生可能な状態になると、放電開始期間Ｔ１において、チョッパ回路１の無負荷出力電圧が極性反転回路２を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の最大定格電圧に基づいて設定されたＶｍ１に引き上げられる。高圧パルスが発生しても放電灯ＤＬの電極や発光管の温度が低いときにはアークが立ち消えすることがあり、この場合はチョッパ回路１の出力電圧が急上昇するから、期間Ｔ２で表す立ち消え再始動の期間においてもチョッパ回路１の無負荷出力電圧がＶｍ１に引き上げられる。同様に、アークが立ち消えしないまでも立ち消えを生じそうになれば、放電灯ＤＬのインピーダンスの上昇によって、チョッパ回路１の出力電圧が上昇するから、このような場合もチョッパ回路１の出力電圧が無負荷判定電圧を超える期間Ｔ３には、チョッパ回路１の無負荷出力電圧をＶｍ１に引き上げる。
【００８５】
なお、図７においては、時刻ｔ２においてチョッパ回路１の無負荷出力電圧をＶｍ１に引き上げた後に時刻ｔ３において放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行するまでの間は、チョッパ回路１の無負荷出力電圧をＶｍ１に保っているが、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ごとにチョッパ回路の無負荷出力電圧をＶｍ１を引き上げるようにしてもよい。図７（ａ）は放電灯ＤＬのランプ電流を示している。また、図示例では放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行するまでは、極性反転回路２のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のスイッチング周波数を安定点灯状態よりも低く設定してあり、このことによって安定点灯状態に移行するまでの間においては、放電灯ＤＬに電流ができるだけ継続して流れるようにして電極や発光管の温度が短時間で上昇するようにしている。逆に言えば、放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行するまでの間には、電流極性の反転に伴う電流の休止期間を少なくし始動性を高めているのである。
【００８６】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態においては、制御電源回路５の逆阻止ダイオードＤｃを、スイッチング素子Ｑ２のドレインと直流電源の正極との間に挿入した構成を採用していたが、逆阻止ダイオードＤｃはスイッチング素子Ｑ２のオン時とは逆向きの電流がスイッチング素子Ｑ２に流れるのを阻止すればよいから、スイッチング素子Ｑ２のドレイン側ではなく、図８に示すように、スイッチング素子Ｑ２のソースからダイオードＤ５とインダクタＬ５との接続点に至る経路上に逆阻止ダイオードＤｃを挿入しても同様に動作する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００８７】
（第３の実施の形態）
上述した各実施形態では、パルス発生回路６によりイグナイタ３が起動される構成を例示したが、本実施形態では、図９に示すように、イグナイタ３が制御回路４に設けたタイミング制御部３１により設定された適宜のタイミングで出力トランスＴ１の２次巻線に高圧パルスを発生させるように構成されている例を示す。なお、以下の実施形態においては要旨ではない部分は省略してあるから、必要に応じて図１を参照することとする。タイミング制御部３１は点灯判別部４４により放電灯ＤＬの点灯が検出されるまでの期間において動作し、放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖｄを反転させるように駆動信号生成部４５から出力される駆動信号に同期して、図１０に示すタイミングで高圧パルスＰｈを発生する。図示例では電圧Ｖｄの極性が１回反転するたびに複数個（３個）の高圧パルスＰｈを発生させるように構成してあり、かつ３個目の高圧パルスＰｈが発生してから電圧Ｖｄの極性が次に反転するまでの間に、高圧パルスＰｈの発生しない禁止期間Ｔｉを設けてある。
【００８８】
ここに、禁止期間Ｔｉを設けていないとすれば、高圧パルスＰｈは高周波成分を多く含むから、インダクタＬ２およびイグナイタ３の出力トランスＴ１からなるインダクタンス要素による限流作用によって、放電灯ＤＬが放電した後に放電灯ＤＬに大きな電流を流すことができない。つまり、放電灯ＤＬの電極や発光管の温度上昇が促進されないから、放電灯ＤＬに印加する電圧の極性が反転したときに、放電状態を維持することができず立ち消えしやすくなる。これに対して、禁止期間Ｔｉを適宜に設定することによって、禁止期間Ｔｉにおいてはインダクタンス要素による限流作用が機能させないようにし、放電灯ＤＬに流す電流を比較的大きくとることが可能になる。つまり、放電灯ＤＬの電極や発光管の温度上昇が促進され、印加電圧の極性が反転するときに立ち消えが生じにくくなる。このように、放電灯ＤＬが始動しやすくなるから、高圧パルスＰｈの発生回数が少なくなり、放電灯ＤＬの電極の損耗が低減されて放電灯ＤＬの寿命が長くなるとともに、イグナイタ３の寿命も長くなる。なお、図示例では放電灯ＤＬに印加する電圧Ｖｄの極性が反転するたびに高圧パルスＰｈを３個発生させているが、高圧パルスＰｈの個数はとくに制限されない。
【００８９】
図１１に示すように、放電灯ＤＬに印加する電圧Ｖｄの極性が反転した直後の一定期間において集中的に高圧パルスＰｈを発生させるようにタイミング制御部３１を構成してもよい。この構成を採用すれば、高圧パルスＰｈを放電灯ＤＬに印加したときに放電灯ＤＬが点灯しなかったとしても、電極や発光管の温度が比較的高い期間に次の高圧パルスＰｈを印加することができるから、放電灯ＤＬを短期間で点灯させることが可能になる。また、放電灯ＤＬに印加する電圧Ｖｄの極性を反転させる周期が同じであるとすれば、図１０のように高圧パルスＰｈを発生させる場合に比較して図１１のような形で高圧パルスＰｈを発生させるほうが禁止期間Ｔｉを長くとることが可能になり、放電灯ＤＬに比較的大きい電流を供給している時間が長くなって電極および発光管の温度上昇をより促進することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００９０】
（第４の実施の形態）
第３の実施の形態では、極性反転回路２によって放電灯ＤＬに印加される電圧の極性にかかわらず、イグナイタ３から高圧パルスＰｈを印加する構成を採用していたが、イグナイタ３から発生する高圧パルスＰｈが放電灯ＤＬに印加される極性が極性反転回路２によって放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖｄの極性と逆極性である期間には、放電灯ＤＬの電極間には電圧Ｖｄと高圧パルスＰｈとの差の電圧が印加されることになり、同極性である期間のように電圧Ｖｄと高圧パルスＰｈとの加算電圧が印加される場合よりも始動しにくくなる（電極間の絶縁破壊が生じにくくなる）。つまり、電圧Ｖｄと高圧パルスＰｈとが逆極性である期間に高圧パルスＰｈを放電灯ＤＬに印加しても始動する確率が低いにもかかわらず、高圧パルスＰｈを発生し続けていると、イグナイタ３の寿命が短くなったり、放電灯ＤＬの電極が損耗したりしやすくなる。
【００９１】
そこで、本実施形態では、図１３に示すように、極性反転回路２により放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖｄの極性と高圧パルスＰｈの極性とが一致する期間においてのみ高圧パルスＰｈを発生させるようにしてある。この動作を実現するには、図１２に示すように、制御回路４にパルス制御部３２を設け、点灯判別部４４において放電灯ＤＬの点灯が確認されるまでの期間において、駆動信号生成部４５で生成される駆動信号に同期させて、電圧Ｖｄの一方の極性においてのみ高圧パルスＰｈを発生させるようにする。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【００９２】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図１４に示すように、第３の実施の形態と第４の実施の形態とを複合するとともに、制御回路４に極性制御部３３を付加し、始動期間では極性反転回路２が放電灯ＤＬに印加する電圧の一方の極性の期間Ｔｐを他方の極性の期間Ｔｍよりも長くしたものである。期間が長いほうの極性はイグナイタ３から発生する高圧パルスＰｈの極性と一致する極性であって、図１５に示すように、高圧パルスＰｈが発生されない期間を短くしてある。
【００９３】
この構成によって、単位時間当たりにおいて、極性反転回路２により放電灯ＤＬに印加する電圧の極性がイグナイタ３から発生する高圧パルスＰｈの極性に一致している期間を長くすることが可能なり、放電灯ＤＬの絶縁破壊が生じやすくなる。また、本実施形態では第３の実施の形態と同様に、高圧パルスＰｈを発生させた後に禁止期間Ｔｉを設定していることにより、インダクタＬ２と出力トランスＴ１とのインダクタンス要素による限流作用の影響を受けない期間を長くとることができ、放電灯ＤＬの放電が開始されてから放電灯ＤＬに供給する電流を比較的大きくとって始動性を高めることができる。また、第３の実施の形態と同様に、放電灯ＤＬに印加する電圧Ｖｄの極性が反転した直後の一定期間において集中的に高圧パルスＰｈを発生させるようにタイミング制御部３１を構成してあり、放電灯ＤＬを短期間で点灯させることが可能になっている。
【００９４】
なお、第３の実施の形態に用いたタイミング制御部３１、パルス制御部３２、極性制御部３３は適宜に組み合わせて用いることが可能である。
【００９５】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、電源投入から安定点灯状態に移行するまでの期間における電流の制御に関するものである。
【００９６】
本実施形態では、図１６に示すように、放電灯ＤＬの始動（アーク放電の開始）から安定点灯状態に移行するまでの始動期間Ｔｓにおいて、イグナイタ３から高圧パルスＰｈを発生した後に放電灯ＤＬの点灯状態を点灯判別部４４で判別し、放電灯ＤＬが点灯（アーク放電に移行）していればチョッパ回路１の出力電流を始動直後よりも小さい定電流に変更する。点灯判別部４４で放電灯ＤＬの点灯状態を判別するのは、放電灯ＤＬに高圧パルスＰｈを印加してから不感期間Ｔｘの経過以降であって、不感期間Ｔｘは極性反転回路２が放電灯ＤＬに印加する電圧を反転させる周期の１周期よりは長い時間（たとえば、０．６秒）に設定されている。この時間は放電灯ＤＬが始動してからアーク放電に移行するまでの時間程度に設定してある。図１６では時刻ｔ１以降において点灯判別部４４で放電灯ＤＬの点灯状態を判別しており、時刻ｔ１で放電灯ＤＬが点灯していると判断された状態を示している。点灯判別部４４における放電灯ＤＬの点灯状態の判別は、ランプ電圧（実施例では、チョッパ回路１の出力電圧）に基づいて行っており、図１７に示すように、適宜の点灯検知電圧Ｖｄ（たとえば、２２０Ｖ）を設定し、回路動作の開始から不感期間Ｔｘが経過した時刻ｔ１以降において、チョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下になると放電灯ＤＬの点灯開始として検出する。ここで、チョッパ回路１の出力電圧は放電灯ＤＬに印加する電圧の極性の反転時に検出する構成を採用している。なお、図１７においてＶｂは、放電灯ＤＬにおいて絶縁破壊が生じて放電が開始される電圧を示す。
【００９７】
しかして、図１６に示す例では、回路動作の開始から時刻ｔ１までが第１期間、時刻ｔ１以降で安定点灯状態が点灯判別部４４で検出されるまでの期間が第２期間になる。第１期間においてはチョッパ回路１から出力する電流を高圧放電灯ＤＬの放電維持に要求される維持電流Ｉａ（たとえば、３．８Ａ）に設定し、第２期間においてはチョッパ回路１から出力する電流を安定点灯状態への移行に要求される点灯電流Ｉｂ（たとえば、３．２Ａ）に設定する。
【００９８】
ここにおいて、点灯電流Ｉｂは、放電灯ＤＬの安定点灯状態（つまり、定電力に保っている期間）におけるチョッパ回路１の出力電圧の最小値に対応する電流値に設定すれば、定電流を供給している間においても電流値が安定点灯状態での最大電流値に制限されるから、放電灯ＤＬに供給される電流が安定点灯状態と同程度になり、放電灯ＤＬの電極の過熱を防止することができる。また、点灯電流Ｉｂを安定点灯状態におけるチョッパ回路１の出力電圧の最小値に対応する電流値よりも大きく設定すれば、放電灯ＤＬが点灯してから安定点灯状態に移行するまでの時間を比較的短くすることができる。
【００９９】
上述の構成によって、回路動作の開始直後にはチョッパ回路１の出力電流を比較的大きくすることによって放電灯ＤＬに大きな電力を供給することで始動性を確保し、しかも安定点灯状態に近付くとチョッパ回路１の出力電流を低減させることによって、放電灯ＤＬに過剰な電流が流れるのを防止することができる。その結果、放電灯ＤＬの電極の損耗を抑制することができる。しかも、チョッパ回路１から定電流を出力する期間（始動期間Ｔｓ）において、電流値を２段階に規定しているから制御が容易であり、さらに放電灯ＤＬの点灯を確認するまでの時間を極性反転の１周期よりも長く設定しているから、比較的長い期間にわたって大きな電流を放電灯ＤＬに供給することができ、放電灯ＤＬの電極や発光管の温度上昇不足による立ち消えが生じにくくなる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１００】
（第７の実施の形態）
第６の実施の形態では、点灯判別部４４において不感期間Ｔｘの経過後にチョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下であると放電灯ＤＬが点灯していると判断していたが、放電灯ＤＬが点灯したと判断した後に放電灯ＤＬが立ち消えする場合もある。そこで、本実施形態では、図１７のようにチョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下である状態が規定した検知期間継続すると放電灯ＤＬが点灯開始であると判定するようにしてある。この構成によって、放電灯ＤＬが立ち消えした場合には点灯と判定しないことになり、放電灯ＤＬが点灯していることを確実に検出することができ、放電灯ＤＬの電極の損耗を確実に抑制することができる。言い換えると、放電灯ＤＬが点灯を開始した後に電極や発光管の温度上昇不足によって立ち消えしたような場合に、放電灯ＤＬが点灯したと誤認することが防止される。
【０１０１】
ところで、第６の実施の形態のように、チョッパ回路１の出力電圧を検出するタイミングを放電灯ＤＬに印加する電圧の極性が反転したときに設定すれば、チョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄになる状態が極性反転毎に連続して所定の判定回数生じたときに、チョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下である状態が検知期間継続したとみなすことができる。つまり、放電灯ＤＬに印加する電圧の極性を反転させる構成を採用しながらも、放電灯ＤＬの点灯判別を確実に行うことができる。また、この構成では判定回数を適宜に設定することによって、不感期間Ｔｘに相当する期間の後に放電灯ＤＬの点灯と判別することになるから、不感期間Ｔｘを設定しなくてもよい。
【０１０２】
また、図１８に示すように、点灯判別部４４においてチョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下である状態が連続して判定回数に達する前に点灯検知電圧Ｖｄを超えたときには、計数値を破棄（つまり、リセット）し、あらためて判定回数に達するまで計数する。図では判定回数に達するまでの時間をＴｙで表してある。
【０１０３】
ところで、放電灯ＤＬへの印加電圧の極性反転毎にチョッパ回路１の出力電圧を監視しているときに、図１９に示すように、チョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄを超える状態が比較的長時間に亘って継続することがある。このような状態は、放電灯ＤＬの立ち消えにより生じると考えられるから、チョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄを超える状態が規定した判定時間Ｔｚ（たとえば、２０ｍ秒）に達すると、出力制御部（判定部４４と電力監視部４２と電流監視部４３と制御信号生成部４６とからなる）に指示を与えて放電灯ＤＬを再始動させる。この構成によって、放電灯ＤＬが点灯を開始した後に立ち消えしたような場合に再始動のための動作が行われることになり、放電灯ＤＬを確実に始動させることができる。
【０１０４】
ここで、再始動の際には、放電灯ＤＬの電極や発光管の温度がある程度上昇していると考えられるから、上述した判定回数よりも少ない再始動判定回数を設定しておき、再始動の指示後にはチョッパ回路１の出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄ以下になる状態が再始動判定回数に達したときに放電灯ＤＬが点灯したと判断する。このような構成を採用すれば、再始動した場合でも比較的短い時間で放電灯ＤＬの点灯を確認することができる。つまり、再始動判定回数を設定しない場合に比較して、短い時間で電流値を低減させた状態に以降することになるから、放電灯ＤＬの電極の損耗を抑制することが可能になる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１０５】
（第８の実施の形態）
上述した各実施形態では、チョッパ回路１の出力電圧をランプ電圧に代用し、この出力電圧が点灯検知電圧Ｖｄか否かを判定することによって、放電灯ＤＬの点灯を検出する構成を採用していた。これに対して本実施形態では、制御回路４に設けたタイマ部４８によって、回路動作の開始から放電灯ＤＬが点灯すると予測される一定時間を時限するとともに、タイマ部４８での時限期間とタイマ部４８での時限終了後から放電灯ＤＬが安定点灯状態に移行するまでの間との２段階で、チョッパ回路１の出力電流を変化させる構成を採用している。つまり、チョッパ回路１の出力電流を定電流とする期間（始動期間）において、チョッパ回路１の出力電圧とは無関係にタイマ部４８により時限した時間によって第１期間と第２期間との２段階に分けて電流値を設定しているのである。第１期間では高圧放電灯ＤＬを温めるように電流値が設定される。なお、図示例では回路動作の開始が外部から指示される構成としているが、通常は電源投入時を回路動作の開始とすればよい。各段階の電流値は第６の実施の形態と同様に設定する。
【０１０６】
本実施形態の構成によれば、図２０に示すように、回路動作の開始から一定時間Ｔｕが経過するまでの間に、チョッパ回路１の出力電圧が点灯判定電圧Ｖｄを超えたとしても、タイマ部４８の時限動作がリセットされることはなく、一定時間Ｔｕの経過後に電流値を切り換える。したがって、第６の実施の形態と同様に、始動性を確保しながらも高圧放電灯の電極の損耗を抑制することができる。しかも、放電灯ＤＬの点灯を確認するための構成が不要であってオープン制御になるから構成が簡単である。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１０７】
なお、上述した各実施形態では、始動期間におけるチョッパ回路１の出力電流の電流値を２段階に設定したが多段階に設定することも可能である。
【０１０８】
（第９の実施の形態）
本実施形態は、第８の実施の形態と同様に回路動作の開始からタイマ部４８によって一定時間Ｔｖ（図２１参照）を時限するものであるが、チョッパ回路１の出力電流を定電流とするのではなく、一定時間Ｔｖの間に電流値を徐々に低減させるようにしたものである。一定時間Ｔｖは放電灯ＤＬが安定点灯状態に達すると予測される時間よりやや短い程度に設定される。図２１において電流値Ｉｃは安定点灯状態における電流値を示している。
【０１０９】
本実施形態の構成によれば、放電灯ＤＬが点灯するまでは比較的大きい電流を与えて始動性を高めることができ、点灯後には安定点灯状態に近付くにつれて電流値を徐々に低減させることによって、放電灯ＤＬの電極および発光管の温度が低い期間には比較的大きい電流を流して温度の上昇速度を高め、電極および発光管の温度が上昇すれば電流を低減させて電極の損耗を抑制することができる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１１０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、高圧放電灯を含む負荷回路と、直流電源と負荷回路との間に介在するスイッチング素子を備えスイッチング素子のオンオフの制御により負荷回路への出力電圧が可変であるチョッパ回路と、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、前記チョッパ回路が、前記スイッチング素子に加えて、直流電源に前記スイッチング素子を介して接続され直流電源と負荷回路との間に前記スイッチング素子との直列回路が挿入されたインダクタと、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタを通して前記直流電源から充電され両端電圧が前記負荷回路に印加されるコンデンサと、スイッチング素子との直列回路が直流電源の両端間に接続されスイッチング素子のオン時にインダクタに蓄積されたエネルギをスイッチング素子のオフ時に前記コンデンサを通る経路で回生させるダイオードとを備え、前記高圧放電灯の点灯後の期間において、前記制御回路では、前記高圧放電灯に定電力を供給する電圧範囲として設定した定電力制御範囲の下限電圧以上である期間には前記チョッパ回路から負荷回路に定電力を供給して前記高圧放電灯の安定点灯状態を維持するようにスイッチング素子のオンオフを制御し、下限電圧以下に設定されたモード切換電圧以下である期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じないようにスイッチング素子を制御する連続制御モードを選択するとともに、前記出力電圧が前記モード切換電圧を超える期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じるようにスイッチング素子を制御する不連続制御モードを選択するものであり、負荷回路に定電力を供給して高圧放電灯の安定点灯状態を維持している期間においては不連続制御モードが選択されるから、スイッチング素子のオン時にスイッチング素子とダイオードとを通る経路で貫通電流が流れることがなく、スイッチング損失が軽減されて発熱量を抑制することができる。その結果、スイッチング素子やダイオードに従来構成よりも小容量のものを用いることが可能になって放熱用の部材の小型化にもつながり、小型化・軽量化が容易になる。また、負荷回路に比較的大きな電力を供給する期間において不連続制御モードが選択されているから、インダクタには大きなエネルギを蓄積する必要がなく、小型のインダクタを用いることができ、このことも小型化・軽量化につながる。一方、高圧放電灯の点灯後であって安定点灯状態に達していない期間には連続制御モードが選択されるから、安定点灯状態に達するまでの期間に比較的大きい電力を供給することが可能であり、点灯により形成された放電経路の電流を比較的大きくとって点灯から安定点灯状態への移行を短時間で行うことが可能になる。しかも、ダイオードに貫通電流が流れないことによって、雑音の発生量も低減されることになる。加えて、臨界電流連続方式のように負荷回路のインピーダンスの変動によってスイッチング素子のスイッチング周波数が変化することがなく、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることなく負荷回路のインピーダンスの変化に対応することができるから、音響共鳴現象を回避する設計が容易である。
【０１４３】
加えて、スイッチング素子のスイッチング周波数を不連続制御モードにおいて固定しているので、高圧放電灯の安定点灯状態を維持している期間にはスイッチング素子のスイッチング周波数が固定され、あらかじめ音響共鳴現象が生じないように周波数を選定することによって、音響共鳴現象を回避しやすくなる。しかも、スイッチング周波数が固定されているから、可変である場合よりも制御回路の構成が簡単である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上における不連続制御モードの動作説明図である。
【図５】同上における連続制御モードの動作説明図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態の動作説明図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】本発明の第７の実施の形態の動作説明図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】本発明の第８の実施の形態の動作説明図である。
【図２１】本発明の第９の実施の形態の動作説明図である。
【図２２】従来例を示す要部回路図である。
【符号の説明】
１ チョッパ回路
２ 極性反転回路
３ イグナイタ
４ 制御回路
３１ タイミング制御部
３２ パルス制御部
３３ 極性制御部
４１ 判定部
４２ 電力監視部
４３ 電流監視部
４４ 点灯判別部
４６ 制御信号生成部
４７ 保護部
４８ タイマ部
５１ コントローラ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ５ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ５ （第２の）ダイオード
Ｄｃ 逆阻止ダイオード
ＤＬ （高圧）放電灯
Ｌ１ インダクタ
Ｌ５ （第２の）インダクタ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ （第２の）スイッチング素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device that includes a step-down chopper circuit having a variable output voltage and supplies power from a chopper circuit to a load circuit including a high-pressure discharge lamp.
[0002]
[Prior art]
In recent years, high-pressure discharge lamps such as metal halide lamps and ultrahigh-pressure mercury lamps have become widespread as high-intensity point light sources used for projectors and vehicle headlamps. As a ballast for lighting this type of high pressure discharge lamp, a discharge lamp lighting device equipped with an electronic circuit type ballast is widely used because of its small size and light weight. When a high-pressure discharge lamp is used as a light source as described above, it is required to keep the light output constant. Therefore, it is necessary to supply constant power to the high-pressure discharge lamp, and in many discharge lamp lighting devices. Employs a configuration in which power is supplied to the high-pressure discharge lamp through a step-down chopper circuit and the power supplied to the high-pressure discharge lamp is maintained constant by adjusting the output voltage of the chopper circuit.
[0003]
Incidentally, the step-down chopper circuit 1 basically has a circuit configuration shown in FIG. The chopper circuit 1 has a configuration in which a series circuit of a switching element Q1, such as a MOSFET, an inductor L1, and a capacitor C1 is connected between both ends of a DC power supply E, and a diode D1 is connected in parallel to the series circuit of the inductor L1 and the capacitor C1. have. The inductor L1 is connected to the DC power source E via the switching element Q1, and the diode D1 is connected in series with the switching element Q1. However, between both ends of the DC power supply E, the switching element Q1 and the diode D1 are connected in anti-series. That is, the polarity of the diode D1 is a polarity that blocks the current flowing through the switching element Q1 when the switching element Q1 is turned on. With such a configuration, the capacitor C1 is charged through the inductor L1 when the switching element Q1 is turned on, and the energy accumulated in the inductor L1 during this period is regenerated through a path passing through the capacitor C1 and the diode D1 when the switching element Q1 is turned off. Is done. The voltage across the capacitor C1 is supplied to a load circuit LD including a high pressure discharge lamp.
[0004]
On / off of the switching element Q1 provided in the chopper circuit 1 is controlled by the control circuit 4. As the control form of the switching element Q1, the following two methods are widely adopted.
[0005]
The first method is a control for turning on the switching element Q1 when the regenerative current flowing when the switching element Q1 is turned off, and is called a critical current continuous method. That is, in the critical current continuous method, if the impedance of the load circuit LD changes, the time during which the regenerative current flows changes, so the switching frequency of the switching element Q1 changes.
[0006]
The second method is a control in which the switching element Q1 is turned on again before the regenerative current stops when the regenerative current flows when the switching element Q1 is turned off. In the continuous current method, it is possible to supply relatively large power from the chopper circuit 1 to the load circuit LD.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, recent projectors are increasing in demand as presentation devices for projecting screens of computer devices, and are required to be portable. Therefore, further miniaturization and weight reduction are desired. In such a small device, reducing the amount of heat generated by the discharge lamp lighting device is a big problem.
[0008]
In the above-described critical current continuous method, since the switching element Q1 is turned on in a state where the current flowing through the switching element Q1 is stopped, so-called zero current switching is performed, and the amount of heat generated by switching loss is reduced. However, the acoustic resonance phenomenon is known in the high-pressure discharge lamp, and in the critical current continuous system, the switching frequency of the switching element Q1 changes as the impedance of the load circuit LD changes as described above. There is a possibility that the switching element Q1 is turned on and off in the generated frequency region. When the acoustic resonance phenomenon occurs, the light output becomes unstable and flickers. In some cases, the high-pressure discharge lamp may be damaged.
[0009]
On the other hand, in the current continuity method described above, when the switching element Q1 is turned on, the diode D1 is not turned off. Therefore, a reverse recovery current flows through the diode D1 due to the reverse recovery transient phenomenon. That is, immediately after the switching element Q1 is turned on, a current in the same direction as the switching element Q1 flows in the diode D1, and a so-called through current flows in the switching element Q1. Although the through current flows for a short time, it flows in a form in which both ends of the DC power supply E are short-circuited, so that a large current flows through the switching element Q1 and the diode D1 at the moment when the switching element Q1 is turned on. As a result, there arise problems that the switching loss is large and the heat generation amount is large.
[0010]
The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that can be easily designed to avoid an acoustic resonance phenomenon while suppressing the amount of heat generated in a chopper circuit.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
  The invention according to claim 1 includes a load circuit including a high pressure discharge lamp, a switching element interposed between the DC power supply and the load circuit, and a chopper circuit in which an output voltage to the load circuit is variable by controlling on / off of the switching element. And a control circuit for controlling on / off of the switching element, wherein the chopper circuit is connected to a DC power source via the switching element in addition to the switching element, and the switching element is connected between the DC power source and the load circuit. An inductor in which a series circuit is inserted, a capacitor that is charged from the DC power source through the inductor when the switching element is turned on and a voltage across the load circuit is applied to the load circuit, and a series circuit of the switching element is connected to both ends of the DC power source The energy stored in the inductor when the switching element is turned on A diode that regenerates along a path that passes through the capacitor when the turning element is turned off, and in the period after the high-pressure discharge lamp is turned on, the control circuit sets a voltage range that is set as a voltage range for supplying constant power to the high-pressure discharge lamp. During a period that is equal to or higher than the lower limit voltage of the power control range, constant power is supplied from the chopper circuit to the load circuit to control the on / off of the switching element so as to maintain the stable lighting state of the high pressure discharge lamp, and lower than the lower limit voltage. A continuous control mode for controlling the switching element is selected so that a pause period does not occur in the current flowing through the inductor during a period that is less than or equal to the set mode switching voltage, and during a period when the output voltage exceeds the mode switching voltage. Select the discontinuous control mode that controls the switching element so that a pause occurs in the current flowing through the inductor.And the switching frequency of the switching element is fixed in the discontinuous control mode.It is characterized by that.
[0046]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
As shown in FIG. 1, the present embodiment includes a step-down chopper circuit 1 to which a DC voltage is input from a DC power source (not shown), and a rectangular shape in which a DC voltage output from the chopper circuit 1 is alternated by a polarity inversion circuit 2. It has a configuration in which it is converted into a wave voltage and applied to a high-pressure discharge lamp (hereinafter simply referred to as “discharge lamp”) DL. An igniter 3 for generating a high voltage for lighting the discharge lamp DL is inserted between the polarity inversion circuit 2 and the discharge lamp DL. That is, the chopper circuit 1 supplies power to a load circuit including the polarity inversion circuit 2, the igniter 3, and the discharge lamp DL.
[0047]
The operations of the chopper circuit 1 and the polarity inversion circuit 2 are controlled by the control circuit 4. The control circuit 4 is supplied with power from a control power supply circuit 5 that is provided separately from the chopper circuit 1 and receives a DC voltage from a DC power supply common to the chopper circuit 1. The control power supply circuit 5 is composed of a step-down chopper circuit as will be described later. The inputs of the chopper circuit 1 and the control power supply circuit 5 are common, and are connected to a DC power supply (not shown) via a low-pass filter LF, and a DC voltage of 370 V, for example, is input from the DC power supply. The low-pass filter LF blocks high frequencies above the switching frequency of the chopper circuit 1 and the control power supply circuit 5.
[0048]
As the DC power source, for example, a commercial power source that is rectified by a rectifier circuit composed of a diode bridge and boosted by a boost type chopper circuit is used. The step-up chopper circuit can be designed so as not to cause a pause in the input current from the commercial power supply. Therefore, the switching frequency of the switching element in the step-up chopper circuit is set to be relatively high. By inserting a low-pass filter for blocking the above-described high frequency between the commercial power supply, it is possible to obtain a waveform with less distortion in which the input current waveform from the commercial power supply is made almost smoothly continuous. In addition, the boost chopper circuit can make the waveform of the envelope of the input current almost proportional to the output voltage waveform of the rectifier circuit, so that the phase of the input current from the commercial power supply is almost the same as the phase of the input voltage. You can get power factor. In short, the step-up chopper circuit is used as a power factor correction circuit for reducing the generation of noise to the outside and obtaining a high power factor. Note that a DC power supply having another configuration such as a battery power supply can be used.
[0049]
The switching element Q1 of the chopper circuit 1 is formed of a MOSFET, and includes an inductor L1 connected to a DC power source via the switching element Q1. That is, a series circuit of the switching element Q1 and the inductor L1 is inserted between the positive electrode of the DC power supply and the polarity inversion circuit 2. The connection point between the switching element Q1 and the inductor L1 is connected to the cathode of the diode D1, and the anode of the diode D1 is connected to the negative electrode of the DC power supply. Further, a series circuit of a capacitor C1 and a current detection resistor Rs is connected in parallel to the series circuit of the inductor L1 and the diode D1. The voltage across the capacitor C1 is applied to the polarity inversion circuit 2 as an input voltage. The gate and source of the switching element Q1 are connected to the secondary winding of the pulse transformer PT1, and on / off of the switching element Q1 is controlled by a control signal supplied from the control circuit 4 through the pulse transformer PT1. The on / off switching frequency of the switching element Q1 is set to be relatively high.
[0050]
With this configuration, energy is stored in the inductor L1 from the DC power source through the switching element Q1 during the ON period of the switching element Q1, and the energy of the inductor L1 is discharged through the capacitor C1 and the diode D1 during the OFF period of the switching element Q1. Then, electric charge is accumulated in the capacitor C1. In other words, the diode D1 is provided to regenerate energy stored in the inductor L1 when the switching element Q1 is turned on along a path passing through the capacitor C1. By such an operation, the voltage across the capacitor C1 is stepped down with respect to the input DC voltage. The ratio of the output voltage to the input voltage (step-down ratio = output voltage / input voltage) is determined by the ON / OFF duty ratio of the switching element Q1. That is, the output voltage of the chopper circuit 1 becomes variable by changing the ON / OFF duty ratio of the switching element Q1 by the control circuit 4.
[0051]
The output voltage of the chopper circuit 1 is input to the determination unit 41 and the power monitoring unit 42 provided in the control circuit 4, and the voltage across the resistor Rs corresponding to the output current of the chopper circuit 1 is the current monitoring unit provided in the control circuit 4. 43 is input. Here, after the discharge lamp DL is started, the output voltage of the chopper circuit 1 is substituted for the lamp voltage of the discharge lamp DL, and the output current of the chopper circuit 1 is substituted for the lamp current of the discharge lamp DL. As will be described later, the determination unit 41 inputs a voltage proportional to the output voltage to the power monitoring unit 42 during a period in which the output voltage of the chopper circuit 1 is in the constant power control range set for the lamp voltage, and the constant power control range. The constant voltage is input to the power monitoring unit 42 during a period that deviates from. The constant power control range is a voltage range that is set so that the discharge lamp DL is lighted at a substantially rated value. As described above, since the output voltage of the chopper circuit 1 reflects the lamp voltage of the discharge lamp DL, the control circuit 4 extracts the output voltage of the chopper circuit 1 separately from the path for inputting the output voltage to the determination unit 41. The lighting determination unit 44 determines the lighting state of the discharge lamp DL. That is, when the discharge lamp DL is extinguished or when the electrode of the discharge lamp DL is consumed, the load of the chopper circuit 1 becomes no load or light load, so that the output voltage of the chopper circuit 1 rises. By monitoring the output voltage of the chopper circuit 1, starting the discharge lamp DL (dielectric breakdown between electrodes), lighting (shifting to arc discharge), shifting to a stable lighting state, extinguishing, end of life (electrode wear) Can be detected.
[0052]
The output current of the chopper circuit 1 is monitored by the current monitoring unit 43 as described above, and the current value detected by the current monitoring unit 43 is also input to the power monitoring unit 42. The power monitoring unit 42 calculates the output power of the chopper circuit 1 by multiplying the input current value and voltage value, and gives an instruction to the control signal generation unit 46 so that the output power is maintained at a constant value. The duty ratio of on / off of the switching element Q1 is controlled. That is, constant power is supplied from the chopper circuit 1 to the polarity inversion circuit 2. In addition, since the power and voltage are constant while the constant voltage is output from the determination unit 41, the constant current is output from the chopper circuit 1. As described above, the determination unit 41, the power monitoring unit 42, the current monitoring unit 43, and the control signal generation unit 46 constitute an output control unit.
[0053]
The polarity inversion circuit 2 is a bridge circuit composed of four switching elements Q3 to Q6. The switching elements Q3 and Q4 are connected in series to form one arm of the bridge circuit, and the switching elements Q5 and Q6 are connected in series. Thus, the other arm of the bridge circuit is formed. MOSFETs are used for the switching elements Q3 to Q6. Each arm of the bridge circuit is connected in parallel to the capacitor C1, and each of the switching elements Q3 to Q6 is connected to the drive signal generating unit 45 of the control circuit 4 via the drive circuits DV3 to DV6, respectively. The drive signal generator 45 generates a binary drive signal. The drive signal alternately inverts on / off of the set of switching elements Q3 and Q6 and the set of switching elements Q4 and Q5. That is, the switching elements Q4 and Q5 are turned off during the on period of the switching elements Q3 and Q6, and the switching elements Q3 and Q6 are turned off during the on period of the switching elements Q4 and Q5. A drive signal is generated as follows.
[0054]
Between the connection point of the switching elements Q3 and Q4 constituting one arm of the polarity inverting circuit 2 and the connection point of the switching elements Q5 and Q6 constituting the other arm, a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2 is provided. A series circuit of the secondary winding of the output transformer T1 provided in the igniter 3 and the discharge lamp DL is connected in parallel between both ends of the capacitor C2. Therefore, the polarity of the voltage applied to both ends of the discharge lamp DL is alternately inverted by the above-described operation of the polarity inverting circuit 2, and an alternating voltage is applied to the discharge lamp DL. Here, by using a discharge lamp DL having a relatively low rated voltage, it is possible to use switching elements Q3 to Q6 having a low capacity and a small size, as compared with the case of using a high capacity. Since the on-resistance is reduced, the amount of generated heat can be suppressed. In other words, it is possible to provide a discharge lamp lighting device that leads to a reduction in energy that is not used as light output but is wasted as heat loss in the input power energy, has high energy utilization efficiency, and has a relatively small calorific value. It becomes possible.
[0055]
The igniter 3 operates in response to the output of the pulse generation circuit 6 connected between the output terminals of the chopper circuit 1 and accumulates energy corresponding to a plurality of pulses generated from the pulse generation circuit 6 at an appropriate timing. A high voltage pulse is generated in the secondary winding of the output transformer T1. The pulse generation circuit 6 has, for example, a series circuit of a resistor R6 and a capacitor C6 connected between the output terminals of the chopper circuit 1, and a series circuit of the trigger element QT and the primary winding of the pulse transformer PT2 is connected to the capacitor C6. It has the structure connected between both ends. Therefore, the pulse generation circuit 6 has a period during which the voltage across the capacitor C6 charged from the chopper circuit 1 through the resistor R6 can reach the breakover voltage of the trigger element QT (that is, the output voltage of the chopper circuit 1 is relatively low). A pulse is generated in a high period (in other words, a period in which the input impedance of the polarity inverting circuit 2 is relatively high).
[0056]
As the igniter 3, for example, a capacitor C3 charged by a secondary output of a pulse transformer PT2 having a primary winding connected to the trigger element QT of the pulse generation circuit 6 is provided, and the primary winding and discharge of the output transformer T1 are provided. A circuit in which a series circuit with the gap SG is connected between both ends of the capacitor C3 can be employed. In this configuration, when the voltage across the capacitor C3 reaches the breakover voltage of the discharge gap SG, the charge of the capacitor C3 is discharged through the primary winding of the output transformer T1, and a high voltage pulse is applied to the secondary winding of the output transformer T1. Will occur.
[0057]
By the way, the control power supply circuit 5 for supplying power to the control circuit 4 is a step-down chopper circuit having the same configuration as the chopper circuit 1, and the switching element Q2 constitutes an integrated circuit IC together with the controller 51. Used. The controller 51 has a protection function. When a current in the direction opposite to that when the switching element Q2 is turned on flows, the switching element Q2 is cut off. While the power is supplied to the controller 51, the switching element Q2 is cut off. It is configured to latch the state. One end of the switching element Q2 is connected to the positive electrode of the DC power supply via a low-pass filter LF, and the inductor L5 is connected to the other end of the switching element Q2. Further, the cathode of the diode D5 is connected to the connection point between the switching element Q2 and the inductor L5, and the anode of the diode D5 is connected to the negative electrode of the DC power supply via the low-pass filter LF. A series circuit of an inductor L5 and a smoothing capacitor C5 is connected in parallel between both ends of the diode D5. Here, a smoothing capacitor C5 having a relatively large capacity is used. The voltage across the smoothing capacitor C5 is used not only for the power source of the control circuit 4, but also for the power source of the controller 51 except for the start-up period immediately after the power is turned on.
[0058]
Therefore, for example, when the load of the chopper circuit 1 becomes large and the input voltage of the control power supply circuit 5 suddenly drops, the protection function is activated and the cutoff state of the switching element Q2 is latched. That is, since the smoothing capacitor C5 having a relatively large capacity is provided on the output side of the control power supply circuit 5, the output voltage is maintained even when the input voltage is lowered, and the output voltage is higher than the input voltage. A state occurs. In order to release the shut-off state of the switching element Q2, it is necessary to wait for the voltage across the smoothing capacitor C5 to fall to such an extent that the operation of the controller 51 cannot be maintained, and while the latched state continues, Even if the input voltage is recovered, the protection function is maintained and switching of the switching element Q2 cannot be resumed.
[0059]
Therefore, in this embodiment, in order to avoid that the protection function of the controller 51 is activated when the input voltage is lower than the output voltage, reverse blocking for backflow prevention is performed between the DC power supply and the drain of the switching element Q2. A diode Dc is inserted. With this configuration, even if the input voltage is lower than the output voltage of the control power supply circuit 5, the protection function of the controller 51 is activated because the reverse blocking diode Dc prevents the current from flowing backward through the switching element Q2. Therefore, the switching element Q2 can be prevented from being latched in the cut-off state.
[0060]
Hereinafter, the control circuit 4 will be described in detail. The control circuit 4 includes a control signal generation unit 46 that generates a control signal for turning on and off the switching element Q1 of the chopper circuit 1, and the control signal generation unit 46 is supplied with DC power (hereinafter, “ After that, the duty ratio in switching of the switching element Q1 is changed according to the state monitored by the power monitoring unit 42 and the current monitoring unit 43 so that an appropriate voltage is applied to the polarity inverting circuit 2. To control.
[0061]
Immediately after the power is turned on, when the output voltage of the control power supply circuit 5 rises, the control circuit 4 starts operating, and a control signal for controlling the switching element Q1 of the chopper circuit 1 is output from the control circuit 4 and a polarity inversion circuit. A drive signal for controlling the two switching elements Q3 to Q6 is output. Therefore, an alternating rectangular wave voltage is applied to the discharge lamp DL, and a high-pressure pulse is applied to the discharge lamp DL by the operation of the igniter 3. If it is normal when a high-pressure pulse is generated, the discharge lamp DL is lit.
[0062]
By the way, the discharge lamp DL used in the present embodiment has a large impedance between the electrodes and a high lamp voltage immediately after starting by dielectric breakdown between the electrodes, but the lamp voltage decreases when approaching the arc discharge, and immediately after lighting (arc Immediately after the transition to discharge, the vapor voltage of mercury is low, so the lamp voltage becomes low, and the lamp voltage increases as the mercury vapor pressure increases. Therefore, in order to reach the stable lighting state (rated lighting state) in a short time, it is sufficient to increase the current to be applied. However, actually, in order to suppress damage to the electrode of the discharge lamp DL, the rated current value is reduced. It is necessary to limit the current value to a slightly large value (about 1.5 times). Therefore, the output current of the chopper circuit 1 is a constant current until the stable lighting state is reached, and the output power of the chopper circuit 1 is constant power to stabilize the light output after reaching the stable lighting state. To control. That is, the period for controlling the output power of the chopper circuit 1 to be constant power is a period in which the output voltage of the chopper circuit 1 is within the constant power control range set based on the rated voltage of the discharge lamp DL. Thus, while the output voltage of the chopper circuit 1 is within the constant power control range, constant power is supplied to the discharge lamp DL and the discharge lamp DL is lit in a stable lighting state.
[0063]
Specifically, as shown in FIG. 2, a region where the output current of the chopper circuit 1 is a constant current is provided, and a constant current is supplied during a period such as immediately after the start of the discharge lamp DL. . Further, after reaching the stable lighting state, the output power of the chopper circuit 1 is controlled to be constant power in order to stabilize the light output. That is, the period for controlling the output power of the chopper circuit 1 to be constant power is set according to the range of the output voltage of the chopper circuit 1, and this range is set as the constant power control range Ep. The constant power control range Ep is set based on the rated voltage of the discharge lamp DL, and is set to include at least a voltage range in which a stable lighting state is to be maintained. In other words, the range of the output voltage of the chopper circuit 1 in the stable lighting state is included in the constant power control range Ep.
[0064]
Hereinafter, the lower limit voltage in the constant power control range Ep is Vm, the upper limit voltage is Vp, the range where the output voltage of the chopper circuit 1 is lower than the lower limit voltage Vm is the first region E1, and the range where the output voltage is higher than the upper limit voltage Vp is the second. Region E2. In the period when the output voltage of the chopper circuit 1 is higher than the upper limit voltage Vp, the end of the life due to the extinction of the discharge lamp DL or the consumption of the electrode of the discharge lamp DL can be considered. It can be considered that the temperature of the arc tube is low. When it is extinguished in the stable lighting state or at the end of its life, it is necessary to prevent the chopper circuit 1 and the straight inverting circuit 2 from being stressed by cutting off the power supply to the discharge lamp DL. When the temperature of the electrode and arc tube is insufficient immediately after the start of the electric lamp DL, it is desirable to suppress the start failure by supplying large electric power.
[0065]
Therefore, a protection unit 47 is provided in the control circuit 4 in order to stop the operation of the chopper circuit 1 when the discharge lamp DL goes out after being shifted to the stable lighting state or at the end of its life. The protection unit 47 instructs the control signal generation unit 46 to stop the operation of the chopper circuit 1 when the lighting voltage is excessively increased after the lighting determination unit 44 detects that the lighting state has shifted to the stable lighting state. To do. In the protection unit 47, the stop voltage Vs for stopping the chopper circuit 1 is set lower than the upper limit voltage Vp of the constant power control range Ep. Accordingly, after the transition to the stable lighting state, the output voltage of the chopper circuit 1 cannot exceed the upper limit voltage Vp.
[0066]
On the other hand, the lamp voltage is high as described above immediately after start-up, and therefore the output voltage of the chopper circuit 1 is high. Therefore, in this period, the chopper circuit 1 has an output voltage equal to or higher than the upper limit voltage Vp in the second region E2. Control is performed so that the output of the circuit 1 becomes a constant current. In addition, since the lamp voltage decreases after the transition to arc discharge, the output of the chopper circuit 1 is controlled to be a constant current in the first region E1 where the output voltage of the chopper circuit 1 is lower than the lower limit voltage Vm. However, the current value of the second region E2 is set to be smaller than the current value of the first region E1, and the power of the second region E2 is set to be larger than the power of the first region. The current value in the first region E1 is a current value corresponding to the lower limit voltage Vm of the constant power control range Ep, and the current value in the second region E2 is a current value corresponding to the upper limit voltage Vp of the constant power control range Ep. .
[0067]
By the control as described above, during the period immediately after start-up and the lamp voltage of the discharge lamp DL is relatively high, the current in the second region is supplied between the electrodes of the discharge lamp DL, and the electrodes of the discharge lamp DL and the light emission. Since the rate of temperature rise of the tube can be increased and the current is controlled to a constant current, electrode damage due to excessive current flowing between the electrodes of the discharge lamp DL is suppressed. That is, when the electric power supplied to the discharge lamp DL is increased, if an excessive current is passed between the electrodes, the damage to the electrodes is increased, but the current value is limited to be relatively small in the second region E2. Therefore, it is possible to suppress the electrode damage while increasing the power supplied to the discharge lamp DL.
[0068]
Here, in a normal operation, the period exceeding the upper limit voltage Vp is relatively short immediately after start-up, but the period exceeding the upper limit voltage Vp may become longer due to some abnormality. In such a case, when relatively large electric power is supplied to the discharge lamp DL over a long period of time, the electrodes are easily worn out. Therefore, a timer unit 48 is provided for timing a certain time immediately after the start of the discharge lamp DL. Only when the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the upper limit voltage Vp within the certain time limited by the timer unit 48, the electrodes and light emission. Considering that the temperature of the tube is low, the power supplied to the discharge lamp DL is increased. By adopting this configuration, it is possible to limit the time for supplying relatively large power to the discharge lamp DL, and it is possible to suppress electrode wear.
[0069]
An example of the operation of this embodiment is shown in FIG. FIG. 3 (a) shows the lamp current in the period immediately after the start of the discharge lamp DL and the output of the chopper circuit 1 does not reach the stable lighting state, and FIG. 3 (b) corresponds to FIG. 3 (a). The lamp voltage (the output voltage of the chopper circuit 1) is shown. The polarity of the lamp current is inverted at times t4 and t7, but the polarity is not inverted because the lamp voltage is represented by the output voltage of the chopper circuit 1. In the figure, the power supply is turned on at time t1 and the discharge lamp DL is started. At the time of startup, the temperature of the electrodes and arc tube is insufficient, and it is likely to disappear at time t2. The output of the chopper circuit 1 at this time As the voltage rises, the constant current is supplied by reducing the lamp current as shown in FIG. That is, the current flowing through the discharge lamp DL becomes smaller after time t2 than before time t2, but the supplied power becomes larger. In this way, if the power supplied to the discharge lamp DL increases after time t2, the discharge lamp DL is prevented from extinguishing and the lamp voltage decreases. Therefore, at time t3, the lamp voltage (the output voltage of the chopper circuit 1) is the lower limit. When the voltage is equal to or lower than the voltage Vm, the state returns to a state where a constant current having a relatively large current value is supplied. In the example shown in the figure, the polarity of the lamp current is inverted at time t4, and the state is about to disappear during the period between time t5 and time t6. At this time, it is shown that a relatively small constant current is supplied from the chopper circuit 1 when the lamp voltage rises above the upper limit voltage Vp, and the output power of the chopper circuit 1 becomes relatively large during this period. . In other words, when the lamp is about to disappear, the power supplied to the discharge lamp DL is increased to maintain the arc discharge.
[0070]
The first region E1 is mainly used in a period from when the discharge lamp DL is turned on (shift to arc discharge) to when the discharge lamp DL shifts to a stable lighting state. In the present embodiment, by adjusting the ON / OFF duty ratio of the switching element Q1, the energy accumulated in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q1 is completely discharged during the OFF period of the switching element Q1 and flows through the inductor L1. A discontinuous control mode in which a pause period occurs, and continuous control in which energy accumulated in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q1 remains even in the OFF period of the switching element Q1 and no pause period occurs in the current flowing through the inductor L1. The mode (equivalent to the current continuous method of the conventional configuration) can be selected.
[0071]
That is, when the switching element Q1 is repeatedly turned on and off as shown in FIG. 4A, a current flows through the switching element Q1 as shown in FIG. 4B during the ON period of the switching element Q1, and as shown in FIG. In addition, a current also flows through the inductor L1. During this period, electromagnetic energy is accumulated in the inductor L1. If the switching element Q1 is turned off, no current flows through the switching element Q1 as shown in FIG. 4B, but electromagnetic energy stored in the inductor L1 is released through a path passing through the capacitor C1 and the diode D1. As shown in FIG. 4C, a current flows through the inductor L1.
[0072]
Here, if the duty ratio of the switching element Q1 is set to be relatively small (the ON period is shortened), energy stored in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q1 is small. Before the switching element Q1 is turned on, the energy of the inductor L1 can be completely discharged. In this case, a pause period occurs in the current flowing through the inductor L1. Even when the duty ratio does not change, the amount of discharge of the capacitor C1 increases as the load of the chopper circuit 1 increases, and the rest period of the current flowing through the inductor L1 becomes longer.
[0073]
On the other hand, as shown in FIG. 5A, when the ON / OFF duty ratio of the switching element Q1 is increased (the ON period is increased), the electromagnetic energy accumulated in the inductor L1 during the ON period of the switching element Q1 increases. Further, since the duty ratio is increased, the OFF period of the switching element Q1 is relatively shortened. Therefore, the inductor L1 cannot completely release electromagnetic energy during the OFF period of the switching element Q1, and no rest period occurs in the current flowing through the inductor L1, as shown in FIG. 5C. Further, the lighter the load on the chopper circuit 1, the smaller the discharge amount of the capacitor C1, so that the current flowing through the inductor L1 tends to continue. That is, current always flows through the inductor L1 regardless of whether the switching element Q1 is turned on or off. This operating state is the same as the conventional configuration, and as shown in FIG. 5B, a through current is generated at the moment when the switching element Q1 is turned on.
[0074]
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 6, the continuous control is performed during a period in which the output voltage of the chopper circuit 1 is not more than the mode switching voltage Vc set to be not more than the lower limit voltage Vm of the constant power control range described above. The control circuit 4 is configured such that the discontinuous control mode M2 is selected during a period in which the mode M1 is selected and the output voltage exceeds the mode switching voltage Vc. That is, at the lower limit voltage Vm or less, the chopper circuit 1 outputs a constant current, and the load of the chopper circuit 1 is light and the output power is small compared to the stable lighting state. It is possible to set so that the current flowing through the inductor L1 flows continuously without causing a pause period. In the period in which the chopper circuit 1 outputs a constant current, an increase in current stress of the switching element Q1 can be suppressed by limiting the peak value of the current.
[0075]
In order to shift the discharge lamp DL from the lighting state to the stable lighting state, the duty ratio of the switching element Q1 is increased so as to increase the output voltage during the period in which the constant current is output from the chopper circuit 1. Therefore, the energy stored in the inductor L1 gradually increases during the ON period of the switching element Q1, but the load on the chopper circuit 1 also increases as the output voltage approaches the mode switching voltage Vc. That is, there is a trade-off between the continuous current flowing through the inductor L1 and the load size of the chopper circuit 1. Therefore, the power supplied to the load when the output voltage is the specified voltage Vc (power consumed by the load) is designed to be a boundary point for whether or not a pause period occurs in the current flowing through the inductor L1. Thus, when the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the mode switching voltage Vc, the discontinuous control mode M2 is selected.
[0076]
However, in the discontinuous control mode M2, a ripple occurs in the output of the chopper circuit 1 due to a pause period in the current flowing through the inductor L1, and if the ripple rate exceeds 10%, an acoustic resonance phenomenon is likely to occur in the discharge lamp DL. It has been known. During the constant power control period (period of steady lighting), the switching frequency of the switching element Q1 is selected so as not to cause an acoustic resonance phenomenon, so there is a problem in operating in the discontinuous control mode M2. Although the output voltage of the chopper circuit 1 is lower than the lower limit voltage Vm and close to the steady lighting state, the discontinuous control mode M2 is selected even though the output of the chopper circuit 1 is not constant power. If so, an acoustic resonance phenomenon is likely to occur due to an increase in the ripple rate. In particular, it has been experimentally confirmed that an acoustic resonance phenomenon tends to occur in the discharge lamp DL when the ripple rate exceeds 10%. Therefore, the difference between the lower limit voltage Vm and the mode switching voltage Vc is such that the ripple rate is 10% or less so as to reduce the period in which the output of the chopper circuit 1 is not constant power and is in the discontinuous control mode M2. (For example, 10V).
[0077]
As described above, since the constant current is output from the chopper circuit 1 and the output current is regulated in the transition period in which the discharge lamp DL is turned on and then the steady lighting state is shifted, the switching element Q1 and the diode D1 are used. The resulting switching loss can be made relatively small. That is, it is possible to use a switching element Q1 or a diode D1 having a relatively low capacity, a small size and a light weight. A through current is generated when the continuous control mode M1 is selected. However, since the output voltage of the chopper circuit 1 is smaller than the mode switching voltage Vc, the through current is relatively small and the transient period is very short. No problem.
[0078]
When the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the mode switching voltage Vc and shifts to the discontinuous control mode M2, as described above, a pause period occurs in the current flowing through the inductor L1 of the chopper circuit 1, so that the switching element Q1 is turned on. No through current flows through the series circuit of the diode D1 and the switching element Q1, switching loss in the switching element Q1 and the diode D1 is reduced, and temperature rise is reduced. That is, the switching element Q1 and the diode D1 having a relatively low capacity can be used. As a result, the heat radiating plate attached to the switching element Q1 becomes smaller and the heat radiation design becomes easier. Leading to In addition, since the discontinuous control mode M2 is selected in the steady lighting state, noise due to the through current in the steady lighting state is reduced.
[0079]
Incidentally, the switching frequency of the switching element Q1 is fixed in each of the continuous control mode M1 and the discontinuous control mode M2. In the discontinuous control mode M2 which is actually in a stable lighting state, a frequency at which no acoustic resonance phenomenon occurs in the discharge lamp DL is selected, and in the continuous control mode M1 which is a state before the stable lighting state after power on, the polarity is reversed. In order to suppress the extinction of the discharge lamp DL, a relatively low frequency is selected. In the continuous control mode M1, the state of the discharge lamp DL changes in a short time, so the frequency does not necessarily have to be fixed. Further, since the continuous control mode M1 is set in a period when the power supplied to the discharge lamp DL is relatively small and the discontinuous control mode M2 is set in a period where the supply power is relatively large, a relatively small inductor L1 is used. This also makes it possible to reduce the size and weight.
[0080]
In the period from when the power is turned on to when the stable lighting state is entered, the control circuit 4 also performs the following operation. In other words, the lighting determination unit 44 sets the period from when the output voltage of the chopper circuit 1 reaches the voltage at which the igniter 3 operates until the discharge lamp DL is lit to the discharge start period, and is stable after the discharge lamp DL is lit. It has a function of monitoring whether or not the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds a preset no-load determination voltage before shifting to the lighting state. When the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the no-load determination voltage, the lighting determination unit 44 determines that there is no load or a light load.
[0081]
The lamp voltage is higher than the other states when the discharge lamp DL is extinguished or the electrode of the discharge lamp DL is consumed immediately after the high-pressure pulse is applied to the discharge lamp DL before the discharge lamp DL is started. If the output voltage of the chopper circuit 1 is monitored, it can be detected that the discharge lamp DL is unloaded or lightly loaded. In addition, the discharge lamp DL has a high impedance until the discharge lamp DL is turned on (shifted to arc discharge) before the high pressure pulse for starting is generated from the igniter 3 (that is, during the discharge start period). It can be said that the discharge lamp DL is unloaded or lightly loaded during the period. Therefore, by monitoring the output voltage of the chopper circuit 1 in the lighting determination unit 44 as described above, whether the discharge lamp DL is in the discharge start period, is extinguished, or is likely to disappear, that is, no load or light load. It is determined.
[0082]
The no-load output voltage of the chopper circuit 1 is regulated by the control signal generation unit 46, but this no-load output voltage is switched in two steps according to the above-described no-load determination voltage in the lighting determination unit 44. It has become. For example, if the maximum rated voltage of switching elements Q3 to Q6 is 300V, the no-load output voltage of chopper circuit 1 is limited to 240V (80% of the maximum rated voltage) or less in order to ensure reliability. Is common. However, since 300 V is actually allowed to be applied to the switching elements Q3 to Q6, the chopper circuit 1 is not used only in a relatively short period such as a period when the discharge lamp DL is not loaded or lightly loaded. The load output voltage is set to 300V. In such a relatively short period, the operation can be performed without impairing the reliability (that is, without applying a large stress to the switching elements Q3 to Q6).
[0083]
The no-load determination voltage described above is set based on the maximum rated voltage of the switching elements Q3 to Q6 constituting the polarity inverting circuit 2. For example, when the maximum rated voltage of switching elements Q3 to Q6 is 300V, the no-load determination voltage is set to 190V, which is 50V lower than 240V which is the no-load output voltage of normal chopper circuit 1. Assuming that the no-load determination voltage is set to 190V, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is set to 240V at the beginning of the circuit operation, but then the discharge lamp DL shifts to a stable lighting state. If the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds 190V even once until the output voltage of the chopper circuit 1 reaches the constant power control range, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is raised to 300V. This state continues until the output voltage of the chopper circuit 1 falls within the constant power control range. However, when the period during which the no-load output voltage is 300 V is shortened, the output voltage of the chopper circuit 1 may be returned to 240 V when the voltage becomes lower than the constant power control range (for example, 190 V) or less. Good. In the discharge start period from when the output voltage of the chopper circuit 1 reaches the voltage at which the igniter 3 operates until the discharge lamp DL starts arc discharge, the chopper circuit 1 does not reach 190V even if the output voltage has not reached 190V. The no-load output voltage of circuit 1 is raised to 300V.
[0084]
With the above-described operation, as shown in FIG. 7, when the power is turned on at time t1 (circuit operation starts), the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is in a steady lighting state as shown in FIG. 7B. When the voltage becomes the same value Vm2 as the period and a high voltage pulse (see FIG. 7C) can be generated from the igniter 2 at time t2, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is inverted in polarity inversion circuit in the discharge start period T1. 2 is raised to Vm1 set on the basis of the maximum rated voltage of switching elements Q3 to Q6 constituting 2. Even when a high-pressure pulse occurs, the arc may disappear when the temperature of the electrode or arc tube of the discharge lamp DL is low. In this case, the output voltage of the chopper circuit 1 rises rapidly. Even during the period, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is raised to Vm1. Similarly, if the arc does not go out even if it is likely to go out, the output voltage of the chopper circuit 1 rises due to the rise in the impedance of the discharge lamp DL. In a period T3 exceeding the load determination voltage, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is raised to Vm1.
[0085]
In FIG. 7, after the no-load output voltage of the chopper circuit 1 is raised to Vm1 at time t2, until the discharge lamp DL shifts to a stable lighting state at time t3, the no-load output voltage of the chopper circuit 1 Is maintained at Vm1, but the no-load output voltage of the chopper circuit may be raised to Vm1 every period T1, T2, T3. FIG. 7A shows the lamp current of the discharge lamp DL. In the illustrated example, the switching frequency of the switching elements Q3 to Q6 of the polarity inverting circuit 2 is set lower than the stable lighting state until the discharge lamp DL shifts to the stable lighting state. In the period up to the transition, the current of the discharge lamp DL continues to flow as much as possible so that the temperature of the electrodes and the arc tube rises in a short time. In other words, until the discharge lamp DL shifts to the stable lighting state, the current rest period accompanying the reversal of the current polarity is reduced to improve the startability.
[0086]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the reverse blocking diode Dc of the control power supply circuit 5 is inserted between the drain of the switching element Q2 and the positive electrode of the DC power supply. However, the reverse blocking diode Dc is switched. Since it suffices to prevent the current flowing in the direction opposite to that when the element Q2 is turned on from flowing to the switching element Q2, the diode D5 is not connected from the source of the switching element Q2 as shown in FIG. Even if the reverse blocking diode Dc is inserted on the path to the connection point with the inductor L5, the same operation is performed. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0087]
(Third embodiment)
In each of the above-described embodiments, the configuration in which the igniter 3 is activated by the pulse generation circuit 6 is exemplified. However, in the present embodiment, the igniter 3 is provided by the timing control unit 31 provided in the control circuit 4 as shown in FIG. An example is shown in which a high voltage pulse is generated in the secondary winding of the output transformer T1 at a set appropriate timing. In the following embodiments, parts that are not the gist are omitted, and FIG. 1 will be referred to as necessary. The timing control unit 31 operates during a period until the lighting determination unit 44 detects the lighting of the discharge lamp DL, and the drive output from the drive signal generation unit 45 so as to invert the voltage Vd applied to the discharge lamp DL. In synchronization with the signal, the high voltage pulse Ph is generated at the timing shown in FIG. In the illustrated example, a plurality (three) of high voltage pulses Ph are generated each time the polarity of the voltage Vd is reversed once, and the voltage Vd is generated after the third high voltage pulse Ph is generated. A prohibition period Ti in which the high-voltage pulse Ph is not generated is provided until the polarity is reversed next time.
[0088]
Here, if the prohibition period Ti is not provided, the high-pressure pulse Ph includes a lot of high-frequency components, so that the discharge lamp DL is discharged by the current-limiting action by the inductance element composed of the inductor L2 and the output transformer T1 of the igniter 3. Later, a large current cannot flow through the discharge lamp DL. That is, since the temperature rise of the electrode of the discharge lamp DL and the arc tube is not promoted, when the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL is reversed, the discharge state cannot be maintained and it tends to disappear. On the other hand, by appropriately setting the prohibition period Ti, the current limiting action by the inductance element is prevented from functioning during the prohibition period Ti, and the current flowing through the discharge lamp DL can be made relatively large. That is, the temperature rise of the electrode of the discharge lamp DL and the arc tube is promoted, and the disappearance hardly occurs when the polarity of the applied voltage is reversed. As described above, since the discharge lamp DL is easily started, the number of occurrences of the high-pressure pulse Ph is reduced, the wear of the electrode of the discharge lamp DL is reduced, the life of the discharge lamp DL is increased, and the life of the igniter 3 is also increased. become longer. In the illustrated example, every time the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL is reversed, three high-pressure pulses Ph are generated, but the number of high-pressure pulses Ph is not particularly limited.
[0089]
As shown in FIG. 11, the timing control unit 31 may be configured to intensively generate the high-pressure pulse Ph in a certain period immediately after the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL is reversed. If this configuration is adopted, even if the discharge lamp DL is not turned on when the high-pressure pulse Ph is applied to the discharge lamp DL, the next high-pressure pulse Ph is applied during a period in which the temperature of the electrodes and the arc tube is relatively high. Therefore, the discharge lamp DL can be turned on in a short period. Further, if the period of reversing the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL is the same, the high-pressure pulse Ph in the form shown in FIG. 11 is compared with the case where the high-pressure pulse Ph is generated as shown in FIG. It is possible to increase the prohibition period Ti and to increase the temperature of the electrodes and the arc tube because the time during which a relatively large current is supplied to the discharge lamp DL becomes longer. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0090]
(Fourth embodiment)
In the third embodiment, the configuration in which the high voltage pulse Ph is applied from the igniter 3 regardless of the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL by the polarity inversion circuit 2 is adopted. However, the high voltage generated from the igniter 3 is used. During a period in which the polarity of the pulse Ph applied to the discharge lamp DL is opposite to the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL by the polarity inversion circuit 2, the voltage Vd and the high voltage pulse are applied between the electrodes of the discharge lamp DL. The voltage of the difference from Ph is applied, and it becomes difficult to start compared to the case where the addition voltage of the voltage Vd and the high voltage pulse Ph is applied during a period of the same polarity (dielectric breakdown between the electrodes is reduced). Less likely to occur). That is, if the high-voltage pulse Ph continues to be generated even when the high-voltage pulse Ph is applied to the discharge lamp DL during a period in which the voltage Vd and the high-voltage pulse Ph are opposite in polarity, the igniter is continuously generated. 3 is likely to be shortened and the electrodes of the discharge lamp DL are likely to be worn out.
[0091]
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 13, the high voltage pulse Ph is generated only in a period in which the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL by the polarity inverting circuit 2 matches the polarity of the high voltage pulse Ph. It is. In order to realize this operation, as shown in FIG. 12, a pulse control unit 32 is provided in the control circuit 4, and the drive signal generation unit 45 is used until the lighting determination unit 44 confirms that the discharge lamp DL is turned on. The high voltage pulse Ph is generated only in one polarity of the voltage Vd in synchronism with the drive signal generated in step (b). Other configurations and operations are the same as those of the third embodiment.
[0092]
(Fifth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 14, the third embodiment and the fourth embodiment are combined, and a polarity control unit 33 is added to the control circuit 4 so that the polarity inversion circuit 2 is used in the starting period. Is a period Tp of one polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL longer than the period Tm of the other polarity. The polarity with the longer period is the same as the polarity of the high voltage pulse Ph generated from the igniter 3, and the period during which the high voltage pulse Ph is not generated is shortened as shown in FIG.
[0093]
With this configuration, the period during which the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL by the polarity inverting circuit 2 matches the polarity of the high-pressure pulse Ph generated from the igniter 3 can be extended per unit time. DL breakdown is likely to occur. In the present embodiment, similarly to the third embodiment, the prohibition period Ti is set after the high voltage pulse Ph is generated, so that the current limiting action by the inductance element of the inductor L2 and the output transformer T1 is reduced. The period that is not affected can be increased, and the current supplied to the discharge lamp DL after the discharge of the discharge lamp DL is started can be relatively increased to improve the startability. Similarly to the third embodiment, the timing control unit 31 is configured to intensively generate the high-voltage pulse Ph in a certain period immediately after the polarity of the voltage Vd applied to the discharge lamp DL is reversed. The discharge lamp DL can be turned on in a short period of time.
[0094]
The timing control unit 31, the pulse control unit 32, and the polarity control unit 33 used in the third embodiment can be used in appropriate combination.
[0095]
(Sixth embodiment)
The present embodiment relates to current control during a period from when the power is turned on to when a stable lighting state is entered.
[0096]
  In the present embodiment, as shown in FIG. 16, the discharge lamp DL is generated after the high pressure pulse Ph is generated from the igniter 3 in the starting period Ts from the start of the discharge lamp DL (start of arc discharge) to the transition to the stable lighting state. Is determined by the lighting determination unit 44, and the discharge lamp DL is turned on (Arc dischargeThe output current of the chopper circuit 1 is changed to a constant current smaller than that immediately after starting. The lighting determination unit 44 determines the lighting state of the discharge lamp DL after the insensitive period Tx has elapsed since the high-pressure pulse Ph was applied to the discharge lamp DL. It is set to a time (for example, 0.6 seconds) longer than one cycle of inverting the voltage applied to DL. This time is set to about the time from when the discharge lamp DL is started to when the discharge lamp DL starts. FIG. 16 shows a state in which the lighting determination unit 44 determines the lighting state of the discharge lamp DL after time t1 and it is determined that the discharge lamp DL is lighting at time t1. The lighting determination unit 44 determines the lighting state of the discharge lamp DL based on the lamp voltage (in the embodiment, the output voltage of the chopper circuit 1). As shown in FIG. 17, an appropriate lighting detection voltage Vd ( For example, when the output voltage of the chopper circuit 1 becomes equal to or lower than the lighting detection voltage Vd after the time t1 when the dead time period Tx has elapsed from the start of the circuit operation, it is detected as the lighting start of the discharge lamp DL. Here, a configuration is adopted in which the output voltage of the chopper circuit 1 is detected when the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL is reversed. In FIG. 17, Vb indicates a voltage at which dielectric breakdown occurs in the discharge lamp DL and discharge is started.
[0097]
Accordingly, in the example shown in FIG. 16, the first period is from the start of the circuit operation to time t1, and the period from the time t1 until the stable lighting state is detected by the lighting determination unit 44 is the second period. In the first period, the current output from the chopper circuit 1 is set to the sustain current Ia (for example, 3.8 A) required for maintaining the discharge of the high-pressure discharge lamp DL, and in the second period, the current output from the chopper circuit 1 Is set to the lighting current Ib (for example, 3.2 A) required for the transition to the stable lighting state.
[0098]
Here, if the lighting current Ib is set to a current value corresponding to the minimum value of the output voltage of the chopper circuit 1 in the stable lighting state of the discharge lamp DL (that is, the period in which the discharge lamp DL is kept at a constant power), a constant current is supplied. During this period, the current value is limited to the maximum current value in the stable lighting state, so that the current supplied to the discharge lamp DL is almost the same as that in the stable lighting state, preventing overheating of the electrodes of the discharge lamp DL. can do. Further, if the lighting current Ib is set to be larger than the current value corresponding to the minimum value of the output voltage of the chopper circuit 1 in the stable lighting state, the time from when the discharge lamp DL is turned on to the transition to the stable lighting state is compared. Can be shortened.
[0099]
With the above configuration, immediately after the start of the circuit operation, the starting current is ensured by supplying a large amount of electric power to the discharge lamp DL by relatively increasing the output current of the chopper circuit 1, and when the stable lighting state is approached, the chopper By reducing the output current of the circuit 1, it is possible to prevent an excessive current from flowing through the discharge lamp DL. As a result, wear of the electrodes of the discharge lamp DL can be suppressed. In addition, in the period (starting period Ts) in which the constant current is output from the chopper circuit 1, the current value is defined in two stages, so that the control is easy, and the time until the lighting of the discharge lamp DL is confirmed is polar. Since it is set longer than one cycle of inversion, a large current can be supplied to the discharge lamp DL over a relatively long period of time, and the extinction due to insufficient temperature rise of the electrodes of the discharge lamp DL and the arc tube is less likely to occur. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0100]
  (Seventh embodiment)
  In the sixth embodiment, the lighting determination unit 44 determines that the discharge lamp DL is lit if the output voltage of the chopper circuit 1 is equal to or lower than the lighting detection voltage Vd after the dead period Tx has elapsed. There is a case where the discharge lamp DL goes off after it is determined that the electric lamp DL is turned on. Therefore, in this embodiment,As shown in FIG.If the state where the output voltage of the chopper circuit 1 is equal to or lower than the lighting detection voltage Vd continues for a specified detection period, it is determined that the discharge lamp DL has started lighting. With this configuration, when the discharge lamp DL is extinguished, it is not determined that the lamp is lit. Therefore, it is possible to reliably detect that the discharge lamp DL is lit, and to reliably suppress wear on the electrodes of the discharge lamp DL. can do. In other words, it is possible to prevent the discharge lamp DL from being mistakenly lit when the discharge lamp DL starts to turn on and then disappears due to insufficient temperature rise of the electrodes and the arc tube.
[0101]
By the way, if the timing for detecting the output voltage of the chopper circuit 1 is set when the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL is reversed as in the sixth embodiment, the output voltage of the chopper circuit 1 is detected as lighting. When the state where the voltage Vd is continuously generated for a predetermined number of times for each polarity inversion, the state where the output voltage of the chopper circuit 1 is equal to or lower than the lighting detection voltage Vd can be regarded as continuing for the detection period. That is, it is possible to reliably determine whether or not the discharge lamp DL is lit while adopting a configuration in which the polarity of the voltage applied to the discharge lamp DL is reversed. Further, in this configuration, by appropriately setting the number of determinations, it is determined that the discharge lamp DL is turned on after a period corresponding to the insensitive period Tx. Therefore, it is not necessary to set the insensitive period Tx.
[0102]
As shown in FIG. 18, when the lighting determination unit 44 exceeds the lighting detection voltage Vd before the state where the output voltage of the chopper circuit 1 is equal to or lower than the lighting detection voltage Vd reaches the number of determinations continuously, the count value is reached. Is discarded (that is, reset) and counted until the number of determinations is reached again. In the figure, the time until the number of determinations is reached is represented by Ty.
[0103]
By the way, when the output voltage of the chopper circuit 1 is monitored every time the polarity of the applied voltage to the discharge lamp DL is reversed, the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the lighting detection voltage Vd as shown in FIG. It may continue for a relatively long time. Since such a state is considered to be caused by the extinction of the discharge lamp DL, when the state in which the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the lighting detection voltage Vd reaches a predetermined determination time Tz (for example, 20 milliseconds), output control is performed. An instruction is given to the unit (consisting of the determination unit 44, the power monitoring unit 42, the current monitoring unit 43, and the control signal generation unit 46) to restart the discharge lamp DL. With this configuration, when the discharge lamp DL is turned off after starting lighting, an operation for restarting is performed, and the discharge lamp DL can be reliably started.
[0104]
Here, at the time of restart, it is considered that the temperature of the electrode of the discharge lamp DL and the arc tube has risen to some extent. Therefore, a restart determination number smaller than the determination number described above is set and restarted. After the instruction, the discharge lamp DL is determined to be lit when the state in which the output voltage of the chopper circuit 1 is equal to or lower than the lighting detection voltage Vd has reached the number of times of restart determination. By adopting such a configuration, it is possible to confirm the lighting of the discharge lamp DL in a relatively short time even when restarting. That is, since the current value is reduced in a shorter time than when the number of restart determinations is not set, it is possible to suppress wear of the electrodes of the discharge lamp DL. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment.
[0105]
(Eighth embodiment)
In each of the embodiments described above, a configuration is adopted in which lighting of the discharge lamp DL is detected by substituting the output voltage of the chopper circuit 1 for the lamp voltage and determining whether or not the output voltage is the lighting detection voltage Vd. It was. On the other hand, in the present embodiment, the timer unit 48 provided in the control circuit 4 limits the fixed time in which the discharge lamp DL is predicted to be lit from the start of the circuit operation, and the time period and the timer in the timer unit 48. A configuration is adopted in which the output current of the chopper circuit 1 is changed in two stages from the end of the time limit in the section 48 until the discharge lamp DL shifts to a stable lighting state. In other words, in the period (starting period) in which the output current of the chopper circuit 1 is a constant current (starting period), the time is limited by the timer unit 48 regardless of the output voltage of the chopper circuit 1 and is divided into two stages of the first period and the second period The current value is set separately. In the first period, the current value is set so as to warm the high-pressure discharge lamp DL. In the illustrated example, the start of the circuit operation is instructed from the outside. Normally, the circuit operation may be started when the power is turned on. The current value at each stage is set in the same manner as in the sixth embodiment.
[0106]
According to the configuration of the present embodiment, as shown in FIG. 20, even if the output voltage of the chopper circuit 1 exceeds the lighting determination voltage Vd between the start of the circuit operation and the elapse of a certain time Tu, the timer The timed operation of the unit 48 is not reset, and the current value is switched after a predetermined time Tu has elapsed. Therefore, as in the sixth embodiment, it is possible to suppress wear of the electrodes of the high-pressure discharge lamp while ensuring startability. In addition, since the configuration for confirming the lighting of the discharge lamp DL is not required and the open control is performed, the configuration is simple. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment.
[0107]
In each of the above-described embodiments, the current value of the output current of the chopper circuit 1 during the starting period is set in two stages, but can be set in multiple stages.
[0108]
(Ninth embodiment)
In the present embodiment, the fixed time Tv (see FIG. 21) is timed by the timer unit 48 from the start of the circuit operation as in the eighth embodiment, but the output current of the chopper circuit 1 is set as a constant current. Instead, the current value is gradually reduced during a certain time Tv. The predetermined time Tv is set to be slightly shorter than the time when the discharge lamp DL is predicted to reach a stable lighting state. In FIG. 21, a current value Ic indicates a current value in a stable lighting state.
[0109]
According to the configuration of the present embodiment, a relatively large current can be applied until the discharge lamp DL is turned on to improve the startability, and after the lighting, the current value is gradually reduced as the stable lighting state is approached. When the temperature of the electrode and arc tube of the discharge lamp DL is low, a relatively large current is passed to increase the rate of temperature rise, and if the temperature of the electrode and arc tube rises, the current is reduced to suppress electrode wear. can do. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment.
[0110]
【The invention's effect】
The invention according to claim 1 includes a load circuit including a high pressure discharge lamp, a switching element interposed between the DC power supply and the load circuit, and a chopper circuit in which an output voltage to the load circuit is variable by controlling on / off of the switching element. And a control circuit for controlling on / off of the switching element, wherein the chopper circuit is connected to a DC power source via the switching element in addition to the switching element, and the switching element is connected between the DC power source and the load circuit. An inductor in which a series circuit is inserted, a capacitor that is charged from the DC power source through the inductor when the switching element is turned on and a voltage across the load circuit is applied to the load circuit, and a series circuit of the switching element is connected to both ends of the DC power source The energy stored in the inductor when the switching element is turned on A diode that regenerates along a path that passes through the capacitor when the turning element is turned off, and in the period after the high-pressure discharge lamp is turned on, the control circuit sets a voltage range that is set as a voltage range for supplying constant power to the high-pressure discharge lamp. During a period that is equal to or higher than the lower limit voltage of the power control range, constant power is supplied from the chopper circuit to the load circuit to control the on / off of the switching element so as to maintain the stable lighting state of the high pressure discharge lamp, and lower than the lower limit voltage. A continuous control mode for controlling the switching element is selected so that a pause period does not occur in the current flowing through the inductor during a period that is less than or equal to the set mode switching voltage, and during a period when the output voltage exceeds the mode switching voltage. Select a discontinuous control mode that controls the switching element so that a pause occurs in the current flowing through the inductor. Since the discontinuous control mode is selected during a period in which constant power is supplied to the load circuit and the stable lighting state of the high pressure discharge lamp is maintained, the path passing through the switching element and the diode when the switching element is on Thus, no through current flows, switching loss is reduced, and heat generation can be suppressed. As a result, a switching element or a diode having a smaller capacity than that of the conventional configuration can be used, leading to a reduction in the size of the heat radiating member, thereby facilitating the reduction in size and weight. In addition, since the discontinuous control mode is selected during the period when relatively large power is supplied to the load circuit, it is not necessary to store large energy in the inductor, and a small inductor can be used. Lead to weight reduction. On the other hand, since the continuous control mode is selected during the period after the high pressure discharge lamp is lit and has not reached the stable lighting state, it is possible to supply relatively large power during the period until the stable lighting state is reached. There is a relatively large current in the discharge path formed by lighting, and the transition from lighting to stable lighting can be performed in a short time. In addition, since no through current flows through the diode, the amount of noise generated is also reduced. In addition, the switching frequency of the switching element does not change due to the fluctuation of the impedance of the load circuit as in the case of the critical current continuous method, and it can cope with the change of the impedance of the load circuit without changing the switching frequency of the switching element. Therefore, it is easy to design to avoid the acoustic resonance phenomenon.
[0143]
In addition, since the switching frequency of the switching element is fixed in the discontinuous control mode, the switching frequency of the switching element is fixed during the period in which the high pressure discharge lamp is stably lit, and an acoustic resonance phenomenon occurs in advance. By selecting the frequency so as not to occur, the acoustic resonance phenomenon can be easily avoided. In addition, since the switching frequency is fixed, the configuration of the control circuit is simpler than when it is variable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 4 is an operation explanatory diagram of the discontinuous control mode in the above.
FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the continuous control mode in the same as above.
FIG. 6 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 8 is a main part circuit diagram showing a second embodiment of the present invention;
FIG. 9 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 16 is an operation explanatory diagram of the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 18 is an explanatory diagram of operations according to the seventh embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 20 is an operation explanatory diagram of the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is an operation explanatory diagram of the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a main part circuit diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Chopper circuit
2 Polarity inversion circuit
3 Igniters
4 Control circuit
31 Timing controller
32 Pulse controller
33 Polarity controller
41 judgment part
42 Power monitoring unit
43 Current monitor
44 Lighting discrimination part
46 Control signal generator
47 Protection part
48 Timer part
51 controller
C1 capacitor
C5 smoothing capacitor
D1 diode
D5 (second) diode
Dc reverse blocking diode
DL (high pressure) discharge lamp
L1 inductor
L5 (second) inductor
Q1 switching element
Q2 (second) switching element

Claims (1)

高圧放電灯を含む負荷回路と、直流電源と負荷回路との間に介在するスイッチング素子を備えスイッチング素子のオンオフの制御により負荷回路への出力電圧が可変であるチョッパ回路と、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、前記チョッパ回路が、前記スイッチング素子に加えて、直流電源に前記スイッチング素子を介して接続され直流電源と負荷回路との間に前記スイッチング素子との直列回路が挿入されたインダクタと、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタを通して前記直流電源から充電され両端電圧が前記負荷回路に印加されるコンデンサと、スイッチング素子との直列回路が直流電源の両端間に接続されスイッチング素子のオン時にインダクタに蓄積されたエネルギをスイッチング素子のオフ時に前記コンデンサを通る経路で回生させるダイオードとを備え、前記高圧放電灯の点灯後の期間において、前記制御回路では、前記高圧放電灯に定電力を供給する電圧範囲として設定した定電力制御範囲の下限電圧以上である期間には前記チョッパ回路から負荷回路に定電力を供給して前記高圧放電灯の安定点灯状態を維持するようにスイッチング素子のオンオフを制御し、下限電圧以下に設定されたモード切換電圧以下である期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じないようにスイッチング素子を制御する連続制御モードを選択するとともに、前記出力電圧が前記モード切換電圧を超える期間にはインダクタを流れる電流に休止期間が生じるようにスイッチング素子を制御する不連続制御モードを選択し、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を前記不連続制御モードにおいて固定していることを特徴とする放電灯点灯装置。 A load circuit including a high-pressure discharge lamp, a switching element interposed between the DC power supply and the load circuit, a chopper circuit whose output voltage to the load circuit is variable by controlling on / off of the switching element, and on / off of the switching element A control circuit for controlling, in addition to the switching element, the chopper circuit is connected to a DC power supply via the switching element, and a series circuit of the switching element is inserted between the DC power supply and a load circuit. A series circuit of a switching element connected between both ends of the DC power source, and a capacitor that is charged from the DC power supply through the inductor when the switching element is turned on and a voltage across the load circuit is applied to the load circuit. When the switching element is off, the energy stored in the inductor when it is on A diode that regenerates along a path that passes through the capacitor, and in a period after the high-pressure discharge lamp is turned on, the control circuit sets a lower limit of a constant power control range that is set as a voltage range for supplying constant power to the high-pressure discharge lamp. During a period higher than the voltage, a constant power is supplied from the chopper circuit to the load circuit to control the on / off of the switching element so as to maintain the stable lighting state of the high pressure discharge lamp, and the mode switching set to the lower limit voltage or less. The continuous control mode for controlling the switching element is selected so that a pause period does not occur in the current flowing through the inductor during a period that is lower than the voltage, and the current flowing through the inductor is changed during the period when the output voltage exceeds the mode switching voltage. select discontinuous control mode rest period to control the switching element so as to produce, the switching element The discharge lamp lighting equipment, characterized by securing the switching frequency in the discontinuous control mode.
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