JP4355683B2 - Pseudo capacitance circuit - Google Patents

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Description

本発明は、擬似キャパシタンス回路に関するものである。   The present invention relates to a pseudo capacitance circuit.

商用電源網の力率改善などに使用されるキャパシタンス素子は、高電圧大電流に適用可能にすべく、極板の材質、絶縁破壊防止のための誘電体基材で隔離される電極間の距離、静電容量確保のための極板面積が考慮されている関係から、その質量および容積が大きい。   Capacitance elements used for improving the power factor of commercial power grids are electrode plate materials and the distance between electrodes separated by a dielectric substrate to prevent dielectric breakdown so that they can be applied to high voltage and large currents. The mass and volume are large because the electrode plate area for securing the capacitance is taken into consideration.

さらに、商用電源網などの環境で高周波ノイズが発生した場合でも力率改善などが行え、しかも質量および容積の低減を図れるようにすべく、半導体素子を用いた擬似キャパシタンス回路の大電力回路への適用が期待されている。しかし、擬似キャパシタンス回路としては、通信信号などを扱う弱電分野では、ミラー効果を用いたものが知られているが、そのための電源が必要であり、大電力回路には不向きである。   Furthermore, even if high-frequency noise occurs in an environment such as a commercial power supply network, the power factor can be improved, and the mass and volume can be reduced. Application is expected. However, as a pseudo capacitance circuit, a circuit using a mirror effect is known in the field of weak electricity handling communication signals and the like, but a power source for that purpose is necessary, and it is not suitable for a high power circuit.

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、質量および容積の低減が図れかつ電源が不要な擬似キャパシタンス回路を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a pseudocapacitance circuit that can reduce the mass and volume and does not require a power source.

上記の課題を解決するために、請求項1の本発明は、半導体素子、該半導体素子の固定バイアス条件を決定するために当該半導体素子に接続された2つの抵抗性素子、ならびに該抵抗性素子の一方に並列接続された容量性素子を備える回路と、前記半導体素子への逆電流の防止のために当該回路に直列接続された逆電流防止半導体素子とを備える回路を2回路備え、該2回路を並列にかつ一方の当該回路の逆電流の向きと他方の当該回路の逆電流の向きとが互いに逆向きになるように接続したことを特徴とする擬似キャパシタンス回路をもって解決手段とする。 In order to solve the above problems, the present invention of claim 1 is directed to a semiconductor element, two resistive elements connected to the semiconductor element to determine a fixed bias condition of the semiconductor element, and the resistive element Two circuits each including a circuit including a capacitive element connected in parallel to one of the semiconductor elements and a reverse current preventing semiconductor element connected in series to the circuit for preventing a reverse current to the semiconductor element, with a pseudo capacitance circuit, characterized in that the direction of reverse current direction and the other of the circuit of reverse current one of the circuit and the circuit in parallel is connected to have opposite directions to each other and solutions.

請求項2の本発明は、前記半導体素子が、NチャネルMOSFETであり、一方の抵抗性素子と容量性素子とが、NチャネルMOSFETのドレイン−ゲート間に並列接続され、他方の抵抗性素子が、NチャネルMOSFETのゲート−ソース間に並列接続されたことを特徴とする請求項1記載の擬似キャパシタンス回路をもって解決手段とする。
請求項3の本発明は、前記半導体素子であるMOSFETのドレイン−ゲート間に対し、ホトカプラの出力側ホトトランジスタのコレクタおよびエミッタを接続し、当該ホトカプラへ与えるパルス信号の振幅、周波数、デューティ比の中の少なくとも1つの要素を制御することで当該出力側ホトトランジスタの抵抗値を変化させるように構成したことを特徴とする請求項1または2記載の擬似キャパシタンス回路をもって解決手段とする。
請求項4の本発明は、前記半導体素子であるMOSFETのドレイン−ゲート間に対し、ホトカプラの出力側ホトトランジスタのコレクタおよびエミッタを接続し、当該ホトカプラへ与える正弦波信号の振幅、周波数、直流成分の中の少なくとも1つの要素を制御することで当該出力側ホトトランジスタの抵抗値を変化させるように構成したことを特徴とする請求項1または2記載の擬似キャパシタンス回路をもって解決手段とする。
According to a second aspect of the present invention, the semiconductor element is an N-channel MOSFET, and one resistive element and a capacitive element are connected in parallel between the drain and gate of the N-channel MOSFET, and the other resistive element is The pseudo-capacitance circuit according to claim 1, which is connected in parallel between the gate and source of an N-channel MOSFET.
According to the third aspect of the present invention, the collector and emitter of the output side phototransistor of the photocoupler are connected between the drain and gate of the MOSFET which is the semiconductor element, and the amplitude, frequency, and duty ratio of the pulse signal applied to the photocoupler are reduced. 3. The pseudo-capacitance circuit according to claim 1, wherein the resistance value of the output side phototransistor is changed by controlling at least one of the elements.
According to a fourth aspect of the present invention, the collector and emitter of the output side phototransistor of the photocoupler are connected between the drain and gate of the MOSFET which is the semiconductor element, and the amplitude, frequency and DC component of the sine wave signal applied to the photocoupler. 3. The pseudo-capacitance circuit according to claim 1, wherein the resistance value of the output side phototransistor is changed by controlling at least one of the elements.

本発明によれば、質量および容積の低減が図れかつ電源が不要な擬似キャパシタンス回路を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a pseudo capacitance circuit that can reduce the mass and volume and does not require a power source.

以下、本発明に係る擬似キャパシタンス回路の実施の形態を図面を参照して説明する。   Embodiments of a pseudo capacitance circuit according to the present invention will be described below with reference to the drawings.

[第1の実施の形態]
図1は、第1の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路1の回路図である。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram of a pseudo capacitance circuit 1 according to the first embodiment.

端子AとダイオードD1のアノードとが接続され、ダイオードD1のカソードとパワー型のNチャネルMOSFETであるトランジスタQ1のドレインとが接続されている。トランジスタQ1のソースと端子Bとが接続されている。トランジスタQ1のドレイン−ゲート間に抵抗R1とコンデンサC1が並列接続され、トランジスタQ1のゲート−ソース間に抵抗R2が並列接続されている。   The terminal A and the anode of the diode D1 are connected, and the cathode of the diode D1 and the drain of the transistor Q1, which is a power type N-channel MOSFET, are connected. The source of the transistor Q1 and the terminal B are connected. A resistor R1 and a capacitor C1 are connected in parallel between the drain and gate of the transistor Q1, and a resistor R2 is connected in parallel between the gate and source of the transistor Q1.

端子BとダイオードD2のアノードとが接続され、ダイオードD2のカソードとパワー型のNチャネルMOSFETであるトランジスタQ2のドレインとが接続されている。トランジスタQ2のソースと端子Aとが接続されている。トランジスタQ2のドレイン−ゲート間に抵抗R11とコンデンサC2が並列接続され、トランジスタQ2のゲート−ソース間に抵抗R12が並列接続されている。   The terminal B and the anode of the diode D2 are connected, and the cathode of the diode D2 and the drain of the transistor Q2 which is a power type N-channel MOSFET are connected. The source of the transistor Q2 and the terminal A are connected. A resistor R11 and a capacitor C2 are connected in parallel between the drain and gate of the transistor Q2, and a resistor R12 is connected in parallel between the gate and source of the transistor Q2.

次に、擬似キャパシタンス回路1の動作を説明する。   Next, the operation of the pseudo capacitance circuit 1 will be described.

端子Aの電位が端子Bの電位より高い場合、ダイオードD2がトランジスタQ2へ流れようとする電流を阻止する一方、ダイオードD1と抵抗R2を介してコンデンサC1の充電が始まる。充電開始当初は、コンデンサC1の両端の電位差が小さく、トランジスタQ1のゲート−ソース間電圧が大きいので、トランジスタQ1のバイアスは深く、トランジスタQ1は導通し、その電流値は、抵抗R1と抵抗R2の比(固定バイアス条件)に応じたものとなる。そして、充電継続により、コンデンサC1の両端の電位差が大きくなり、トランジスタQ1のゲート−ソース間電圧が小さくつまりトランジスタQ1のバイアスは浅くなり、トランジスタQ1の電流が減少し、やがてはカットオフする。   When the potential at the terminal A is higher than the potential at the terminal B, the diode D2 blocks the current that is about to flow to the transistor Q2, while the capacitor C1 starts to be charged via the diode D1 and the resistor R2. At the beginning of charging, since the potential difference between both ends of the capacitor C1 is small and the voltage between the gate and the source of the transistor Q1 is large, the bias of the transistor Q1 is deep, the transistor Q1 becomes conductive, and the current value thereof is between the resistors R1 and R2. It depends on the ratio (fixed bias condition). As the charging continues, the potential difference between both ends of the capacitor C1 increases, the voltage between the gate and source of the transistor Q1 decreases, that is, the bias of the transistor Q1 becomes shallow, the current of the transistor Q1 decreases, and eventually cuts off.

このように、過渡的には端子Aから端子Bの方向の電流が流れ、やがてはカットオフする。   In this manner, a current in the direction from the terminal A to the terminal B flows transiently, and eventually cuts off.

逆に、端子Bの電位の方が高い場合、ダイオードD1がトランジスタQ1へ流れようとする電流を阻止する一方、ダイオードD2と抵抗R12を介してコンデンサC2の充電が始まる。充電開始当初は、コンデンサC2の両端の電位差が小さく、トランジスタQ2のゲート−ソース間電圧が大きいので、トランジスタQ2のバイアスは深く、トランジスタQ2は導通し、その電流値は、抵抗R1と抵抗R2の比(固定バイアス条件)に応じたものとなる。そして、充電継続により、コンデンサC2の両端の電位差が大きくなり、トランジスタQ2のゲート−ソース間電圧が小さくつまりトランジスタQ2のバイアスは浅くなり、トランジスタQ2の電流が減少し、やがてはカットオフする。   On the contrary, when the potential at the terminal B is higher, the diode D1 blocks the current that is about to flow to the transistor Q1, while the capacitor C2 starts to be charged via the diode D2 and the resistor R12. At the beginning of charging, since the potential difference between both ends of the capacitor C2 is small and the voltage between the gate and the source of the transistor Q2 is large, the bias of the transistor Q2 is deep, the transistor Q2 becomes conductive, and the current value thereof is between the resistors R1 and R2. It depends on the ratio (fixed bias condition). As the charge continues, the potential difference between both ends of the capacitor C2 increases, the gate-source voltage of the transistor Q2 decreases, that is, the bias of the transistor Q2 becomes shallow, the current of the transistor Q2 decreases, and eventually cuts off.

このように、過渡的には端子Bから端子Aの方向の電流が流れ、やがてはカットオフする。   In this manner, a current in the direction from the terminal B to the terminal A flows transiently and eventually cuts off.

すなわち、擬似キャパシタンス回路1は、直流回路と交流回路に使用でき、いずれにおいても、過渡的には電流を流し定常的にはカットオフさせるという動作がなされる。   That is, the pseudo capacitance circuit 1 can be used for a DC circuit and an AC circuit, and in either case, an operation is performed in which a current is passed transiently and cut off steadily.

[第2の実施の形態]
図2は、第2の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路1Aの回路図である。
[Second Embodiment]
FIG. 2 is a circuit diagram of a pseudo capacitance circuit 1A according to the second embodiment.

擬似キャパシタンス回路1Aは、擬似キャパシタンス回路1の一部を変更したものである。擬似キャパシタンス回路1Aでは、ホトカプラPC1の出力側ホトランジスタのコレクタがトランジスタQ1のドレインに接続され、当該出力側ホトトランジスタのエミッタがトランジスタQ1のゲートに接続され、ホトカプラPC1の各入力端子間にパルス電源11が接続されている。また、擬似キャパシタンス回路1Aでは、ホトカプラPC2の出力側ホトトランジスタのコレクタがトランジスタQ2のドレインに接続され、当該出力側ホトトランジスタのエミッタがトランジスタQ2のゲートに接続され、ホトカプラPC2の各入力端子間にパルス電源21が接続されている。かかる構成を設けたことで、擬似キャパシタンス回路1Aは、抵抗R1および抵抗R11を備えていない。その他の部分は、擬似キャパシタンス回路1と同じである。   The pseudo capacitance circuit 1 </ b> A is obtained by changing a part of the pseudo capacitance circuit 1. In the pseudo capacitance circuit 1A, the collector of the output side phototransistor of the photocoupler PC1 is connected to the drain of the transistor Q1, the emitter of the output side phototransistor is connected to the gate of the transistor Q1, and a pulse power source is connected between each input terminal of the photocoupler PC1. 11 is connected. In the pseudo capacitance circuit 1A, the collector of the output side phototransistor of the photocoupler PC2 is connected to the drain of the transistor Q2, the emitter of the output side phototransistor is connected to the gate of the transistor Q2, and between the input terminals of the photocoupler PC2. A pulse power supply 21 is connected. By providing such a configuration, the pseudo capacitance circuit 1A does not include the resistor R1 and the resistor R11. Other portions are the same as those of the pseudo capacitance circuit 1.

擬似キャパシタンス回路1Aでは、パルス電源11やパルス電源21から、ホトカプラPC1やホトカプラPC2へ与えるパルス信号の振幅、周波数、デューティ比の中の少なくとも1つの要素を制御することで、ホトカプラPC1やホトカプラPC2の出力側ホトトランジスタが有する抵抗値(出力抵抗)を変化させることができるので、トランジスタQ1やトランジスタQ2の固定バイアス条件を変化させることができる。よって、擬似キャパシタンス回路1Aの特性を変化させることができる。なお、第2の実施の形態では、第1の実施の形態で用いた抵抗R1と抵抗R11の内の一方を残し、その一方に代わるホトカプラとパルス電源を設けない回路としても同様の作用効果が得られる。また、抵抗R2と抵抗R12の内の少なくとも一方に代わるホトカプラとパルス電源を設け、抵抗R1と抵抗R11をホトカプラとパルス電源に代えるか否かは任意としても同様の作用効果が得られる。またホトカプラに与えるパルス信号の波形は、矩形波、三角波、台形波、のこぎり波など、任意形状の波形でよい。また、これら波形を組み合わせて得られる波形でもよい。   The pseudo capacitance circuit 1A controls at least one of the amplitude, frequency, and duty ratio of the pulse signal supplied from the pulse power supply 11 or the pulse power supply 21 to the photocoupler PC1 or the photocoupler PC2, thereby enabling the photocoupler PC1 or the photocoupler PC2. Since the resistance value (output resistance) of the output side phototransistor can be changed, the fixed bias conditions of the transistor Q1 and the transistor Q2 can be changed. Therefore, the characteristics of the pseudo capacitance circuit 1A can be changed. In the second embodiment, the same effect can be obtained even in a circuit in which one of the resistor R1 and the resistor R11 used in the first embodiment is left and a photocoupler and a pulse power supply are not provided in place of the resistor R1. can get. Further, a similar effect can be obtained whether or not the photocoupler and the pulse power source are provided in place of at least one of the resistor R2 and the resistor R12, and the resistor R1 and the resistor R11 are replaced with the photocoupler and the pulse power source. The waveform of the pulse signal applied to the photocoupler may be a waveform having an arbitrary shape such as a rectangular wave, a triangular wave, a trapezoidal wave, or a sawtooth wave. Further, a waveform obtained by combining these waveforms may be used.

[第3の実施の形態]
図3は、第3の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路1Bの回路図である。
[Third Embodiment]
FIG. 3 is a circuit diagram of a pseudo capacitance circuit 1B according to the third embodiment.

擬似キャパシタンス回路1Bは、擬似キャパシタンス回路1Aのパルス電源11およびパルス電源21のそれぞれを正弦波信号をそれぞれ発生する正弦波信号電源11aおよび正弦波信号電源21aに代えたものである。   The pseudo capacitance circuit 1B is obtained by replacing the pulse power source 11 and the pulse power source 21 of the pseudo capacitance circuit 1A with a sine wave signal power source 11a and a sine wave signal power source 21a that respectively generate a sine wave signal.

擬似キャパシタンス回路1Bでは、正弦波信号電源11aや正弦波信号電源21aから、ホトカプラPC1やホトカプラPC2へ与える正弦波信号の振幅、周波数および直流成分の少なくとも1つの要素を制御することで、ホトカプラPC1やホトカプラPC2の出力回路が有する抵抗値(出力抵抗)を変化させることができるので、トランジスタQ1やトランジスタQ2の固定バイアス条件を変化させることができる。よって、擬似キャパシタンス回路1Aの特性を変化させることができる。なお、第3の実施の形態では、第1の実施の形態で用いた抵抗R1と抵抗R11の内の一方を残し、その一方に代わるホトカプラと正弦波信号電源を設けない回路としても同様の作用効果が得られる。また、抵抗R2と抵抗R12の内の少なくとも一方に代わるホトカプラと正弦波信号電源を設け、抵抗R1と抵抗R11をホトカプラと正弦波信号電源に代えるか否かは任意としても同様の作用効果が得られる。   In the pseudo capacitance circuit 1B, the photocoupler PC1 or the sine wave signal power source 11a or the sine wave signal power source 21a is controlled by controlling at least one of the amplitude, frequency, and DC component of the sine wave signal applied to the photocoupler PC1 and the photocoupler PC2. Since the resistance value (output resistance) of the output circuit of the photocoupler PC2 can be changed, the fixed bias conditions of the transistor Q1 and the transistor Q2 can be changed. Therefore, the characteristics of the pseudo capacitance circuit 1A can be changed. In the third embodiment, the same operation can be achieved as a circuit in which one of the resistor R1 and the resistor R11 used in the first embodiment is left and a photocoupler and a sine wave signal power source are not provided instead. An effect is obtained. In addition, a photocoupler and a sine wave signal power supply that replace at least one of the resistor R2 and the resistor R12 are provided, and whether or not the resistor R1 and the resistor R11 are replaced with the photocoupler and the sine wave signal power supply can have the same effect. It is done.

図4は、上記のように、ソース−ドレイン間電圧を分圧したゲート−ソース間電圧でドレイン電流制御が可能なことを示すために用意したNチャネルMOSFETの特性図であり、ゲート−ソース間電圧VGSに対するドレイン−ソース間電圧VDSの特性を示すものである。   FIG. 4 is a characteristic diagram of the N-channel MOSFET prepared to show that the drain current can be controlled by the gate-source voltage obtained by dividing the source-drain voltage as described above. The characteristics of the drain-source voltage VDS with respect to the voltage VGS are shown.

図4によれば、電圧VGSを0Vから高くしていくと、あるところでドレイン電流IDが流れ始める。このときの電圧VDSを電圧VGSより高くすれば、つまり、図2の斜線領域を利用すれば、それ以降、高い伝達アドミタンス(ドレイン電流IDの変化率を電圧VGSの変化率で除した値)が得られる。また、電圧VGSを低くしていくと、あるところでドレイン電流IDが流れなくなる。よって、電圧VDSを分圧した電圧VGSを変化させることで、導通/非導通および電流IDの大きさを制御することができる。   According to FIG. 4, when the voltage VGS is increased from 0V, the drain current ID starts flowing at a certain point. If the voltage VDS at this time is made higher than the voltage VGS, that is, if the hatched area in FIG. 2 is used, then a high transfer admittance (a value obtained by dividing the rate of change of the drain current ID by the rate of change of the voltage VGS). can get. Further, when the voltage VGS is lowered, the drain current ID does not flow at a certain point. Therefore, by changing the voltage VGS obtained by dividing the voltage VDS, the conduction / non-conduction and the magnitude of the current ID can be controlled.

図5は、各実施の形態の擬似キャパシタンス回路についての実施態様の一例を示す図である。   FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an implementation of the pseudo capacitance circuit of each embodiment.

変電所2内の変圧器3の出力側が、送電線や屋内配線を介して、負荷4(インバータ機器、家庭用電気製品、工業用機械など)に接続されている。この変電所2内において、擬似キャパシタンス回路1などの端子Aが変圧器3の出力側に接続されるとともに、擬似キャパシタンス回路1の端子Bが接地されている。   The output side of the transformer 3 in the substation 2 is connected to a load 4 (inverter device, household electrical appliance, industrial machine, etc.) via a power transmission line or indoor wiring. In this substation 2, a terminal A such as a pseudo capacitance circuit 1 is connected to the output side of the transformer 3, and a terminal B of the pseudo capacitance circuit 1 is grounded.

擬似キャパシタンス回路1などは、変圧器3の出力側に発生する過渡的な高周波ノイズ電流を大地に流すことで、この電流による負荷4の誤動作等を防止する一方、定常的な商用周波数の電流に対してはカットオフすることで、この電流を負荷4に供給させる。   The pseudo-capacitance circuit 1 or the like prevents a malfunction of the load 4 due to this current by flowing a transient high-frequency noise current generated on the output side of the transformer 3 to the ground, while at the same time preventing a current at a constant commercial frequency. On the other hand, this current is supplied to the load 4 by cutting off.

さらに、擬似キャパシタンス回路1などは、インダクタンスを用いていないため、その蓄えられた磁気エネルギーの放出や共振などが発生しないという効果をもたらす。   Furthermore, since the pseudo capacitance circuit 1 or the like does not use an inductance, the stored magnetic energy is not released or resonated.

以上、擬似キャパシタンス回路について説明したが、NチャネルMOSFETに代えてNPNバイポーラトランジスタ、PチャネルMOSFETやPNPバイポーラトランジスタ、IGBT(Insurated Gate Bipolar Transistor)、GTBT(Grounded trench mos structure assisted bipolar mode JFET.)などを用いてもよい。   Although the pseudo capacitance circuit has been described above, an NPN bipolar transistor, a P channel MOSFET, a PNP bipolar transistor, an IGBT (Insurated Gate Bipolar Transistor), a GTBT (Grounded trench mos structure assisted bipolar mode JFET.), Etc. are used instead of the N channel MOSFET. It may be used.

第1の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路の回路図である。1 is a circuit diagram of a pseudo capacitance circuit according to a first embodiment. FIG. 第2の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路の回路図である。It is a circuit diagram of the pseudo capacitance circuit which concerns on 2nd Embodiment. 第3の実施の形態に係る擬似キャパシタンス回路の回路図である。It is a circuit diagram of the pseudo capacitance circuit which concerns on 3rd Embodiment. ソース−ドレイン間電圧を分圧したゲート−ソース間電圧でドレイン電流制御が可能なことを示すために用いたNチャネルMOSFETの特性図である。It is a characteristic view of N channel MOSFET used in order to show that drain current control is possible with the gate-source voltage which divided the source-drain voltage. 擬似キャパシタンス回路についての実施態様の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the embodiment about a pseudo capacitance circuit.

符号の説明Explanation of symbols

1、1A、1B 擬似キャパシタンス回路
11、21 パルス電源
11a、21a 正弦波電源
Q1、Q2 トランジスタ
R1、R2、R11、R12 抵抗
C1、C2 コンデンサ
D1、D2 ダイオード(逆電流防止半導体素子)
PC1、PC2 ホトカプラ
1, 1A, 1B Pseudocapacitance circuit 11, 21 Pulse power supply 11a, 21a Sine wave power supply Q1, Q2 Transistors R1, R2, R11, R12 Resistor C1, C2 Capacitor D1, D2 Diode (reverse current prevention semiconductor element)
PC1, PC2 Photocoupler

Claims (4)

半導体素子、
該半導体素子の固定バイアス条件を決定するために当該半導体素子に接続された2つの抵抗性素子、
ならびに該抵抗性素子の一方に並列接続された容量性素子を備える回路と、
前記半導体素子への逆電流の防止のために当該回路に直列接続された逆電流防止半導体素子と
を備える回路を2回路備え、
該2回路を並列にかつ一方の当該回路の逆電流の向きと他方の当該回路の逆電流の向きとが互いに逆向きになるように接続したことを特徴とする擬似キャパシタンス回路。
Semiconductor elements,
Two resistive elements connected to the semiconductor element to determine a fixed bias condition of the semiconductor element;
And a circuit comprising a capacitive element connected in parallel to one of the resistive elements;
2 circuits comprising a reverse current prevention semiconductor element connected in series to the circuit for preventing reverse current to the semiconductor element,
Pseudo capacitance circuit, characterized in that the reverse current of Orientation and other of the circuit of reverse current one of the circuit and the second circuit in parallel is connected to have opposite directions to each other.
前記半導体素子が、NチャネルMOSFETであり、一方の抵抗性素子が、NチャネルMOSFETのドレイン−ゲート間に並列接続され、他方の抵抗性素子と容量性素子とが、NチャネルMOSFETのゲート−ソース間に並列接続されたことを特徴とする請求項1記載の擬似キャパシタンス回路。   The semiconductor element is an N-channel MOSFET, one resistive element is connected in parallel between the drain and gate of the N-channel MOSFET, and the other resistive element and capacitive element are the gate-source of the N-channel MOSFET. The pseudo capacitance circuit according to claim 1, wherein the pseudo capacitance circuit is connected in parallel. 前記半導体素子であるMOSFETのドレイン−ゲート間に対し、ホトカプラの出力側ホトトランジスタのコレクタおよびエミッタを接続し、当該ホトカプラへ与えるパルス信号の振幅、周波数、デューティ比の中の少なくとも1つの要素を制御することで当該出力側ホトトランジスタの抵抗値を変化させるように構成したことを特徴とする請求項1または2記載の擬似キャパシタンス回路。The collector and emitter of the output side phototransistor of the photocoupler are connected between the drain and gate of the MOSFET which is the semiconductor element, and at least one of the amplitude, frequency and duty ratio of the pulse signal applied to the photocoupler is controlled. 3. The pseudo capacitance circuit according to claim 1, wherein the resistance value of the output side phototransistor is changed. 前記半導体素子であるMOSFETのドレイン−ゲート間に対し、ホトカプラの出力側ホトトランジスタのコレクタおよびエミッタを接続し、当該ホトカプラへ与える正弦波信号の振幅、周波数、直流成分の中の少なくとも1つの要素を制御することで当該出力側ホトトランジスタの抵抗値を変化させるように構成したことを特徴とする請求項1または2記載の擬似キャパシタンス回路。The collector and emitter of the output side phototransistor of the photocoupler are connected between the drain and gate of the MOSFET which is the semiconductor element, and at least one element among the amplitude, frequency, and DC component of the sine wave signal to be given to the photocoupler. 3. The pseudo capacitance circuit according to claim 1, wherein the resistance value of the output side phototransistor is changed by control.
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